JP2723521B2 - Latch circuit - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はラッチ回路に関するものであり、特にリセッ
ト状態における低電圧動作を要求されるラッチ回路に関
するものである。
〔従来の技術〕
第2図に、従来のラッチ回路の一例を示す。従来のラ
ッチ回路は、入力端子1をセット端子,入力端子2をリ
セット端子,トランジスタQ100のコレクタを出力端子3
で構成されている。
回路の動作は、トランジスタQ2,Q3で構成されるサイ
リスタ(以下サイリスタと称する)の動作時にトランジ
スタQ100は遮断で、サイリスタの遮断時にはトランジス
タQ100は飽和状態で動作する。従って、第3図に示す様
にt1において、セット端子ハイレベルかつ、リセット端
子ロウレベル入力により、サイリスタは動作するためト
ランジスタQ100は遮断し、出力端子はハイレベルとな
る。以降リセット端子ハイレベル入力となるまでは、、
サイリスタは動作しつづけ出力端子はハイレベルを維持
しつづける。リセット端子ハイレベル入力では、サイリ
スタは遮断するため、トランジスタQ100は動作し出力端
子はロウレベルとなる。以降、セット端子ハイレベルか
つリセット端子ロウレベル入力となるまではサイリスタ
は遮断しつづけ、出力端子はロウレベルを維持しつづけ
る。
〔発明が解決しようとする問題点〕
前述したラッチ回路において、セット状態すなわちサ
イリスタ動作状態におけるトランジスタQ100のベース電
位VBQ100(以下VB100とする)は、(1)式の様にな
る。
但し、VBEQ2 :NPNトランジスタQ2ベースエミッタ
間電圧
VCESatQ3 :PNPトランジスタQ3コレクタエミッ
タ間電圧
サイリスタ動作状態において、Q100を遮断させるため
には、VB100はVB100<VBEQ100(但しVBEQ100は、NPNト
ランジスタQ100のベースエミッタ間電圧)
従って、VBEQ2+VCESatQ3=1V 一定とすると、次
(2)式成立の必要がある。
それに対し、サイリスタ遮断状態において、Q100を飽
和状態で動作させるためには抵抗R2,R100,R101は次
(3)式成立の必要がある。
VCC=VBEQ100+IR100×(R2+R100)
IR100=IBQ100+VBEQ100/R101
ICQ100=(VCC−VCESat100)/R102
IBQ100=ICQ100/D
但し h:ボルツマン定数,q:電子素量,T:絶対温度,I
BQ100:NPNトランジスタQ100ベース電流,ICQ100:Q100コ
レクタ電流、VBEQ100:Q100ベースエミッタ間電圧,V
CESatQ100:Q100コレクタエミッタ間飽和電圧,D:Q100ド
ライブ比,IS:ベースエミッタ間逆方向飽和電流
更に、ラッチ回路を集積回路で使用する場合には、PN
PトランジスタQ3の電流能力には限界があるため、抵抗R
2は次(4)式を満足する様決定する必要がある。
R2≧VCC/ICMAX ……(4)
但し、VCC:電源電圧最大値、ICMAX:PNPトランジスタQ
3最大コレクタ電流
以上の様に従来のラッチ回路においては、(2),
(3),(4)式が成立する様抵抗R2,R100,R1001の比
を設定しなければならない。従って、リセット状態すな
わちサイリスタ遮断状態における動作限界電源電圧V
CCMINは次(5)式で表わされる。 従って、仮にICMAX=1mA,R2=5KΩ、R100=30KΩ、R1
001=15KΩ,VBEQ100=0.5V,VCESatQ100=0.1V,ISQ100=
2.6×10-16Aとした場合のリセット状態における動作限
界電源電圧VCCMINは、(5)式よりVCCMIN=1.93Vとな
り従来回路の場合VCC<1.93Vにおいては、第4図に示す
様にt2において、リセット端子がハイレベルとなり、リ
セット状態となっても、出力トランジスタQ100は動作で
きず、出力端子はハイレベルのままであり、セット状態
を維持してしまい、減電圧特性が悪いという欠点があっ
た。
〔実施例〕
以下、本発明について、図面を参照して説明する。
第1図は本発明の実施例であり、第1図において、入
力端子1(以下セット端子と称する)にハイレベル電圧
が印加されると、NPNトランジスタQ2が動作し、PNPトラ
ンジスタQ3,Q4を駆動する。ここで、Q2,Q3,R2,R3,R4で
構成される回路はラッチ回路であり、Q2,Q3,Q4動作後セ
ット端子がロウレベルとなってもQ2はQ3により駆動され
るため、Q4も動作を維持し、Q5も動作を維持するためQ6
は遮断し出力端子3はハイレベルとなる(図3t1)。次
に前述の状態で入力端子2(以下リセット端子と称す
る)にハイレベル電圧が印加され、Q1が導通しQ2を遮断
させると、Q3,Q4,Q5が遮断するため、Q6が導通し、出力
端子はロウレベルとなる(図3t2)。ここでリセット端
子にハイレベル電圧が印加された状態すなわちリセット
状態における動作限界電源電圧(以下VCCMINとする)は
次(6)で表わされる。
但し k:ボルツマン定数,q:電子素量,T:絶対温度、V
BEQ6:NPNトランジスタQ6ベースエミッタ間電圧、IBQ6:Q
6ベース電流、VCESatQ6:Q6コレクタエミッタ間電圧、I
SQ6:Q6ベースエミッタ間逆方向飽和電流
従って、仮にR6=35KΩ,R7=10KΩ,VCESatQ5=0.1V,I
SQ5=2.6×10-16Aとした場合の動作限界電源電圧VCCMIN
は、(6)式よりVCCMIN=0.745Vとなる。
〔発明の効果〕
以上説明した様に、本発明においては、リセット状
態、すなわち、サイリスタ動作状態において、出力トラ
ンジスタQ6をベース電位自己バイアスにより、動作させ
る様することにより、動作限界電源電圧は、従来のラッ
チ回路の39%(前述の例の場合)の低い電位迄動作す
る。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a latch circuit, and more particularly to a latch circuit that requires low-voltage operation in a reset state. [Prior Art] FIG. 2 shows an example of a conventional latch circuit. In the conventional latch circuit, the input terminal 1 is a set terminal, the input terminal 2 is a reset terminal, and the collector of the transistor Q100 is an output terminal 3.
It is composed of The operation of the circuit is such that the transistor Q100 is turned off when a thyristor (hereinafter, referred to as a thyristor) including the transistors Q2 and Q3 is operated, and the transistor Q100 is operated in a saturated state when the thyristor is turned off. Thus, the t 1 as shown in FIG. 3, and the set terminal high level, the reset terminal the low level input, the thyristor transistor Q100 is cut off to work, the output terminal becomes a high level. After that, until the reset terminal becomes high level input,
The thyristor keeps operating and the output terminal keeps high level. With the reset terminal high level input, the thyristor is cut off, so that the transistor Q100 operates and the output terminal goes low. Thereafter, the thyristor keeps shutting down and the output terminal keeps keeping the low level until the set terminal goes high and the reset terminal goes low. [Problems to be Solved by the Invention] In the above-described latch circuit, the base potential VBQ100 (hereinafter referred to as VB100) of the transistor Q100 in the set state, that is, the thyristor operating state, is as shown in the following equation (1). However, V BEQ2: NPN transistor Q2 base-emitter voltage V CESatQ3: in the voltage thyristor operation state between the PNP transistor Q3 collector emitter, in order to shut off the Q 100, the V B100 is V B100 <V BEQ100 (where V BEQ100 is Therefore, assuming that V BEQ2 + V CESatQ3 = 1V, the following equation (2) must be satisfied. On the other hand, in the thyristor cut-off state, the resistors R2, R100, and R101 need to satisfy the following equation (3) in order to operate the Q100 in the saturated state. V CC = V BEQ100 + I R100 × (R2 + R100) I R100 = I BQ100 + V BEQ100 / R101 I CQ100 = (V CC −V CESat100 ) / R102 I BQ100 = I CQ100 / D Where h: Boltzmann's constant, q: elementary electron quantity, T: absolute temperature, I
BQ100 : NPN transistor Q100 base current, I CQ100 : Q100 collector current, V BEQ100 : Q100 base-emitter voltage, V
CESat Q100: Q100 collector-emitter saturation voltage, D: Q100 drive ratio, I S : base-emitter reverse saturation current Furthermore, when using a latch circuit in an integrated circuit, PN
Since the current capability of the P transistor Q3 is limited, the resistance R
2 needs to be determined so as to satisfy the following equation (4). R2 ≧ V CC / I CMAX …… (4) where V CC : power supply voltage maximum value, I CMAX : PNP transistor Q
3Maximum collector current As described above, in the conventional latch circuit, (2),
The ratio of the resistors R2, R100, and R1001 must be set so that the expressions (3) and (4) hold. Therefore, the operation limit power supply voltage V in the reset state, that is, the thyristor cutoff state,
CCMIN is expressed by the following equation (5). Therefore, if I CMAX = 1mA, R2 = 5KΩ, R100 = 30KΩ, R1
001 = 15KΩ, V BEQ100 = 0.5V, V CESatQ100 = 0.1V, I SQ100 =
The operating limit power supply voltage V CCMIN in the reset state at 2.6 × 10 -16 A is V CCMIN = 1.93V according to equation (5). In the case of the conventional circuit, when V CC < 1.93V , as shown in FIG. in t 2, the reset terminal becomes high level, even if a reset state, the output transistor Q100 can not operate, the output terminal remains at a high level, will maintain the set state, poor voltage reduction characteristics There was a disadvantage. EXAMPLES Hereinafter, the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of the present invention. In FIG. 1, when a high-level voltage is applied to an input terminal 1 (hereinafter referred to as a set terminal), an NPN transistor Q2 operates, and PNP transistors Q3 and Q4 are connected. Drive. Here, the circuit composed of Q2, Q3, R2, R3, R4 is a latch circuit, and even if the set terminal goes low after Q2, Q3, Q4 operates, Q2 is driven by Q3, so Q4 also operates. To maintain Q5 and Q6 to maintain operation
Is shut off, and the output terminal 3 becomes high level (t 1 in FIG. 3). Next, in the above-mentioned state, when a high-level voltage is applied to the input terminal 2 (hereinafter referred to as a reset terminal) and Q1 conducts and Q2 is cut off, Q3, Q4 and Q5 are cut off, so that Q6 conducts and the output becomes high. terminal becomes low level (Fig. 3t 2). Here, an operation limit power supply voltage (hereinafter, referred to as V CC MIN) in a state where a high level voltage is applied to the reset terminal, that is, in a reset state, is represented by the following (6). Where k: Boltzmann's constant, q: electron quantity, T: absolute temperature, V
BEQ6 : NPN transistor Q6 base-emitter voltage, I BQ6 : Q
6 Base current, V CESatQ6 : Q6 Collector-emitter voltage, I
SQ6 : Reverse saturation current between Q6 base and emitter Therefore, if R6 = 35KΩ, R7 = 10KΩ , V CESatQ5 = 0.1V, I
SQ5 = 2.6 × 10 -16 operating limit supply voltage V CCMIN the case of the A
Is V CCMIN = 0.745V from the equation (6). [Effects of the Invention] As described above, in the present invention, in the reset state, that is, in the thyristor operating state, the output transistor Q6 is operated by the base potential self-bias, so that the operation limit power supply voltage is reduced. Operate to a low potential of 39% (in the case of the above example) of the latch circuit of FIG.
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の一実施例を示す回路図、第2図は従来
例を示す回路図、第3図は正常動作時タイミングチャー
ト、第4図は低電圧による異常動作時タイミングチャー
トである。
1……入力端子1(セット端子)、2……入力端子2
(リセット端子)、3……出力端子、4……安定化電圧
源、5……接地端子、R0〜R7……抵抗、Q0,Q2,Q3,Q4,Q5
……NPNトランジスタ、Q1,Q3……PNPトランジスタ、S
……セット端子入力電圧レベル、R……リセット端子入
力電圧レベル、Q……出力端子電圧レベル。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing a conventional example, FIG. 3 is a timing chart at the time of normal operation, and FIG. It is a timing chart at the time of abnormal operation. 1 ... input terminal 1 (set terminal) 2 ... input terminal 2
(Reset terminal), 3 ... Output terminal, 4 ... Stabilized voltage source, 5 ... Ground terminal, R0-R7 ... Resistance, Q0, Q2, Q3, Q4, Q5
…… NPN transistor, Q1, Q3 …… PNP transistor, S
... Set terminal input voltage level, R ... Reset terminal input voltage level, Q ... Output terminal voltage level.
Claims (1)
端子に第1の抵抗を介してコレクタを、第2の入力端子
にベースを、電源の低電位側にエミッタを接続された第
1のNPNトランジスタと、該第1のNPNトランジスタのコ
レクタにベースを、電源の低電位側にエミッタを接続さ
れた第2のNPNトランジスタと、該第2のNPNトランジス
タのコレクタと、電源の高電位側との間に直列接続され
た第2、第3の抵抗と、該第2、第3の抵抗の交点にエ
ミッタを、前記第2のNPNトランジスタのベースにコレ
クタを接続された第1のPNPトランジスタと、該第1のP
NPトランジスタのベースと、前記第2のNPNトランジス
タのコレクタ間に接続された第4の抵抗と、前記第2、
第3の抵抗の交点にエミッタを接続された第2のPNPト
ランジスタと該第2のPNPトランジスタのベースと、前
記第2のNPNトランジスタのコレクタ間に接続された第
5の抵抗と、前記第2のPNPトランジスタのコレクタ
と、電源の低電位側との間に接続された第6の抵抗と、
前記第2のPNPトランジスタのコレクタにベースを、電
源の低電位側にエミッタを接続された第3のNPNトラン
ジスタと、該第3のNPNトランジスタのコレクタと、電
源の高電位側との間に接続された第7の抵抗と、前記第
3のNPNトランジスタのコレクタにベースを、電源の低
電位側にエミッタを接続された第4のNPNトランジスタ
と、該第4のNPNトランジスタのコレクタと電源の高電
位側との間に接続された第8の抵抗と、前記第4のNPN
トランジスタのコレクタからの出力端子を備えることを
特徴とするラッチ回路。(57) [Claims] A first input terminal, a second input terminal, a collector connected to the first input terminal via a first resistor, a base connected to the second input terminal, and an emitter connected to the low potential side of the power supply. A first NPN transistor, a second NPN transistor having a base connected to the collector of the first NPN transistor, and an emitter connected to the low potential side of the power supply; a collector of the second NPN transistor; A second resistor connected in series with the potential side; a first resistor having an emitter connected to the intersection of the second and third resistors; and a collector connected to the base of the second NPN transistor. A PNP transistor and the first P
A fourth resistor connected between a base of the NP transistor and a collector of the second NPN transistor;
A second PNP transistor having an emitter connected to the intersection of the third resistor, a base of the second PNP transistor, a fifth resistor connected between the collector of the second NPN transistor, and the second PNP transistor; A sixth resistor connected between the collector of the PNP transistor and the low potential side of the power supply;
A third NPN transistor having a base connected to the collector of the second PNP transistor and an emitter connected to the low potential side of the power supply, and connected between the collector of the third NPN transistor and the high potential side of the power supply A seventh resistor, a base connected to the collector of the third NPN transistor, and a fourth NPN transistor connected to the emitter on the low potential side of the power supply; and a collector connected to the collector of the fourth NPN transistor and connected to the high power supply. An eighth resistor connected between the fourth NPN and the fourth NPN;
A latch circuit comprising an output terminal from a collector of a transistor.
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP62225879A JP2723521B2 (en) | 1987-09-08 | 1987-09-08 | Latch circuit |
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JP62225879A JP2723521B2 (en) | 1987-09-08 | 1987-09-08 | Latch circuit |
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JPS6468012A JPS6468012A (en) | 1989-03-14 |
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---|---|
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Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101599711B (en) * | 2008-06-04 | 2012-03-21 | 国琏电子(上海)有限公司 | Current converter circuit |
-
1987
- 1987-09-08 JP JP62225879A patent/JP2723521B2/en not_active Expired - Fee Related
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JPS6468012A (en) | 1989-03-14 |
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