JP2712923B2 - SAT phase shift circuit - Google Patents
SAT phase shift circuitInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はＳＡＴ移相回路に関し、
更に詳しくは移動通信端末において使用されるＳＡＴ
（Supervisory Audio Tone) 移相回路に関する。今日、
移動通信システムの普及に伴い、移動通信端末には一層
の小型化、低コスト化が要求されている。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a SAT phase shift circuit.
More specifically, SAT used in mobile communication terminals
(Supervisory Audio Tone) It relates to a phase shift circuit. today,
With the spread of mobile communication systems, mobile communication terminals are required to be further reduced in size and cost.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図４は従来のＳＡＴ移相回路の回路図
で、図において１は０〜１８０度の進み移相回路、３は
０〜−１８０度の遅れ移相回路、４はサミングアンプ、
１１，３１は夫々差動増幅回路（オペアンプ）である。
移動通信端末では、自分の位置を基地局に知らせるため
に、ゾーン毎に基地局から送られる５．９７ＫＨZ ，
６．００ＫＨZ 又は６．０３ＫＨZ のＳＡＴ信号を受信
してこれを同位相で基地局に送信する必要があり、この
ために従来は図４に示すようなＳＡＴ移相回路が設けら
れている。2. Description of the Related Art FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional SAT phase shift circuit. In FIG. 4, 1 is a phase shift circuit of 0 to 180 degrees, 3 is a delay phase shift circuit of 0 to -180 degrees, and 4 is a summing amplifier. ,
Reference numerals 11 and 31 denote differential amplifier circuits (operational amplifiers).
In the mobile communication terminal, 5.97KH Z sent to inform their position in the base station, the base station for each zone,
Must send it receives the SAT signal 6.00KH Z or 6.03KH Z to the base station in phase, prior to this has SAT phase shift circuit is provided as shown in FIG. 4 .
【０００３】進み移相回路１において、ＶP のゲインＧ
及び位相φは抵抗Ｒ1 の値によって変化する。即ち、抵
抗Ｒ1 を０に近づけると、ＶP のゲインＧは０、かつ位
相φはπ／２に近づき、また抵抗Ｒ1 を∞に近づける
と、ＶP のゲインＧは１、かつ位相φは０に近づく。一
方、ＶN のゲインＧ及び位相φは抵抗Ｒ1の値によって
は変化しない。そこで、これらの差分（ＶP −ＶN ）を
オペアンプ１１で差動増幅すると、その出力には抵抗Ｒ
1 の値に応じて０〜１８０度の範囲内で位相が進んだ信
号が得られる。[0003] In the process advances the phase shift circuit 1, the V P gain G
And the phase φ varies by the value of resistor R 1. That is, when the resistance R 1 closer to 0, the gain of V P G is 0, and the phase φ approaches [pi / 2, also brought close to resistor R 1 to ∞, the gain G of V P 1, and the phase φ Approaches zero. On the other hand, the gain G and phase φ of V N do not change depending on the value of the resistor R 1 . Therefore, when these differences to (V P -V N) is differentially amplified by the operational amplifier 11, the output resistor R
A signal whose phase is advanced within the range of 0 to 180 degrees according to the value of 1 is obtained.
【０００４】同様にして、遅れ移相回路３では抵抗Ｒ2
の値に応じて０〜−１８０度の範囲で位相が遅れた信号
が得られ、こうして従来のＳＡＴ移相回路は、トータル
では−１８０〜１８０度の広い移相範囲をカバーできる
構成となっていた。ところで、実際にはこれほどの広い
可変範囲は必要なく、そこで、従来は抵抗Ｒ2 を適当な
値に固定し、抵抗Ｒ1 を調節することで必要な可変範囲
を実現していた。Similarly, in the delay phase shift circuit 3, the resistance R 2
, A signal whose phase is delayed in the range of 0 to -180 degrees is obtained according to the value of the conventional SAT phase shift circuit. Thus, the conventional SAT phase shift circuit is configured to cover a wide phase shift range of -180 to 180 degrees in total. Was. However, in practice, this much wider variable range is not required, where conventionally a resistor R 2 and fixed to a suitable value, and the resistor R 1 has realized a variable range required by regulation.
【０００５】しかし、このようにオペアンプを複数個使
用する回路では、回路が複雑化する上に、スペースファ
クタが悪化し、電力の消費も増大する。また、上記従来
のＳＡＴ移相回路では、オペアンプ自体の帯域特性以外
には通過帯域を制限するものがない。即ち、例えば、遅
れ移相回路３のＶP については高域がカットされている
が、ＶN については高域がカットされないので、これら
の差分（ＶP −ＶN ）を増幅するオペアンプ３１の出力
には高周波成分が出力されてしまう。このために、従来
のＳＡＴ移相回路では、入力のＳＡＴ信号に高周波雑音
がのっていた場合にはこれがカットオフされずに出力さ
れてしまうという欠点があった。However, in such a circuit using a plurality of operational amplifiers, the circuit becomes complicated, the space factor is deteriorated, and the power consumption is increased. Further, in the above-mentioned conventional SAT phase shift circuit, there is nothing that limits the pass band other than the band characteristics of the operational amplifier itself. That is, for example, for V P of the delayed phase shift circuit 3 is the high band is cut, the high-frequency is not cut for V N, the operational amplifier 31 for amplifying these differences (V P -V N) High-frequency components are output. For this reason, the conventional SAT phase shift circuit has a disadvantage that when high frequency noise is present in the input SAT signal, this is output without being cut off.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】上記のように従来のＳ
ＡＴ移相回路では、オペアンプを複数個使用する構成で
あるために回路が複雑化し、移動通信端末の小型化、低
コスト化の障害になっていた。また従来のＳＡＴ移相回
路では、オペアンプ自体の帯域特性以外には通過帯域を
制限するものがないので、入力のＳＡＴ信号に高周波雑
音がのっていた場合にはこれがカットオフされずに出力
されてしまうという欠点があった。As described above, the conventional S
Since the AT phase shift circuit uses a plurality of operational amplifiers, the circuit becomes complicated, which has been an obstacle to miniaturization and cost reduction of the mobile communication terminal. Further, in the conventional SAT phase shift circuit, there is nothing that restricts the pass band other than the band characteristics of the operational amplifier itself. Therefore, when the input SAT signal contains high-frequency noise, it is output without being cut off. There was a disadvantage that it would.
【０００７】本発明の目的は、実用上十分な移相範囲を
有すると共に、部品点数が少なく、ローコストで高周波
ノイズに強いＳＡＴ移相回路を提供することにある。An object of the present invention is to provide a SAT phase shift circuit which has a practically sufficient phase shift range, has a small number of components, is low-cost, and is resistant to high-frequency noise.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】上記の課題は図１の構成
により解決される。即ち、本発明のＳＡＴ移相回路は、
入力信号を略０〜１８０度の範囲内で位相を変えて出力
可能な進み移相回路１と、ＳＡＴ信号の周波数付近にカ
ットオフ周波数を設定したパッシブのローパスフィルタ
回路２とを直列に接続したものである。The above-mentioned problem is solved by the structure shown in FIG. That is, the SAT phase shift circuit of the present invention
An advanced phase shift circuit 1 capable of changing the phase of an input signal within a range of approximately 0 to 180 degrees and an passive low-pass filter circuit 2 having a cutoff frequency set near the frequency of the SAT signal are connected in series. Things.
【０００９】[0009]
【作用】本発明のＳＡＴ移相回路においては、パッシブ
のローパスフィルタ回路２を備えるので、従来のものに
比べてオペアンプやその周辺回路の部品点数を大幅に削
減し、かつ電力消費を低くできる。また、ローパスフィ
ルタ回路２はＳＡＴ信号の周波数（例えば、６ＫＨZ ）
付近にカットオフ周波数が設定されているので、例えば
１次のローパスフィルタ回路を使用した場合は、入力の
６ＫＨZ のＳＡＴ信号に対しては略−４５度の遅れ移相
を施すことになる。一方、進み移相回路１は入力信号を
略０〜１８０度の範囲内で位相を変えて出力可能である
ので、トータルの位相可変範囲は略−４５〜１３５度と
なり、これは実用上十分な可変範囲である。In the SAT phase shift circuit of the present invention, since the passive low-pass filter circuit 2 is provided, the number of components of the operational amplifier and its peripheral circuits can be significantly reduced and the power consumption can be reduced as compared with the conventional one. Further, the low-pass filter circuit 2 of the SAT signal frequency (e.g., 6KH Z)
Since the cut-off frequency around is set, when using a low-pass filter circuit of the primary example, will be subjected to delay phase shift of approximately -45 degrees with respect to SAT signal 6KH Z input. On the other hand, since the advanced phase shift circuit 1 can change the phase of the input signal within the range of approximately 0 to 180 degrees and output it, the total phase variable range is approximately -45 to 135 degrees, which is sufficient for practical use. Variable range.
【００１０】また、ローパスフィルタ回路２はＳＡＴ信
号の周波数（例えば、６ＫＨZ ）付近にカットオフ周波
数が設定されているので、入力のＳＡＴ信号にのった高
周波雑音成分は効果的にカットされる。Further, the low-pass filter circuit 2 is frequency of the SAT signal (e.g., 6KH Z) Since the cut-off frequency around is set, the high-frequency noise component riding on the input of the SAT signal is effectively cut .
【００１１】[0011]
【実施例】以下、添付図面に従って本発明による実施例
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は実施例のＳＡＴ
移相回路の回路図で、図において１は０〜１８０度の進
み移相回路、２はパッシブの１次ローパスフィルタ回
路、４はサミングアンプ、１１は差動増幅回路（オペア
ンプ）である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiments according to the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings. Note that the same reference numerals indicate the same or corresponding parts throughout the drawings. FIG. 2 shows the SAT of the embodiment.
FIG. 1 is a circuit diagram of a phase shift circuit. In the figure, reference numeral 1 denotes an advanced phase shift circuit of 0 to 180 degrees, 2 denotes a passive primary low-pass filter circuit, 4 denotes a summing amplifier, and 11 denotes a differential amplifier circuit (op-amp).
【００１２】進み移相回路１の動作については図４のも
のと同様である。１次ローパスフィルタ回路２のＣ3 ，
Ｒ3 の各値は、例えば６ＫＨZ ＝１／２πＣ3 ，Ｒ3 の
条件で設定されている。この場合に、ＳＡＴ信号のゲイ
ンは６ＫＨZ において３ｄＢのロスになるが、この分は
例えばサミングアンプ４でカバーすることが可能であ
る。こうして、１次ローパスフィルタ回路２は入力の６
ＫＨZ のＳＡＴ信号に対しては略−４５度の遅れ移相を
施すことになる。一方、進み移相回路１は入力信号を略
０〜１８０度の範囲内で位相を変えて出力可能であるの
で、トータルの位相可変範囲は略−４５〜１３５度とな
り、これは実用上十分な可変範囲である。しかも、この
状態で入力のＳＡＴ信号にのった高周波の雑音成分は効
果的にカットオフされる。The operation of the advance phase shift circuit 1 is the same as that of FIG. C 3 of the primary low-pass filter circuit 2,
Each value of R 3 is set, for example, under the condition of 6 KH Z = １ ／ πC 3 , R 3 . In this case, the gain of the SAT signal increases 3dB loss in 6KH Z, this amount is capable of covering at summing amplifier 4, for example. Thus, the primary low-pass filter circuit 2 receives the input 6
It will be subjected to delay phase shift of approximately -45 degrees with respect to SAT signal KH Z. On the other hand, since the advanced phase shift circuit 1 can change the phase of the input signal within the range of approximately 0 to 180 degrees and output it, the total phase variable range is approximately -45 to 135 degrees, which is sufficient for practical use. Variable range. Moreover, in this state, high-frequency noise components on the input SAT signal are effectively cut off.
【００１３】図３は他の実施例のローパスフィルタ回路
の回路図で、図３の（Ａ）はインダクタンス素子Ｌを含
む２次ローパスフィルタ回路、図３の（Ｂ）は１次ロー
パスフィルタ回路を２段に接続した２次ローパスフィル
タ回路を夫々示している。これらの２次ローパスフィル
タ回路２はＳＡＴ信号の周波数（例えば、６ＫＨ Z ）付
近にカットオフ周波数が設定されているので、入力の６
ＫＨZ のＳＡＴ信号に対しては略−９０度の遅れ移相を
施すことも可能である。従って、トータルの位相可変範
囲は略−９０〜９０度となる。FIG. 3 shows a low-pass filter circuit according to another embodiment.
FIG. 3A includes an inductance element L.
(B) of FIG. 3 shows a primary low-pass filter circuit.
Second-order low-pass filter with two stages of pass filter circuits connected
Each of these data circuits is shown. These secondary low-pass fills
The circuit 2 has a frequency of the SAT signal (for example, 6KH Z) Attached
Since the cutoff frequency is set nearby, the input 6
KHZFor the SAT signal of about -90 degrees delayed phase shift
It is also possible to apply. Therefore, the total phase variable range
The circumference is approximately -90 to 90 degrees.
【００１４】また、図３の（Ａ）の２次ローパスフィル
タ回路２を使用した場合は、遮断周波数付近でゲインに
ピーク特性を持たせることもでき、サミングアンプ４で
ゲインをカバーする必要がない。なお、上記実施例では
パッシブの１次、２次のローパスフィルタ回路を使用す
る場合を示したが、部品点数が増さない範囲で他のパッ
シブのローパスフィルタ回路を使用しても良い。When the secondary low-pass filter circuit 2 shown in FIG. 3A is used, the gain can have a peak characteristic near the cutoff frequency, and it is not necessary for the summing amplifier 4 to cover the gain. . In the above embodiment, a case where a passive primary or secondary low-pass filter circuit is used has been described. However, another passive low-pass filter circuit may be used as long as the number of components is not increased.
【００１５】また、上記実施例では１次ローパスフィル
タ回路２を抵抗Ｒ3とコンデンサＣ 3 とにより構成した
が、インダクタンスＬと抵抗Ｒとで構成してもよい。ま
た、上記実施例では進み移相回路１にローパスフィルタ
回路２を接続する構成としたが、ローパスフィルタ回路
２に進み移相回路１を接続する構成としても良い。In the above embodiment, the first-order low-pass filter is used.
Circuit 2 with a resistor RThreeAnd capacitor C ThreeComposed by
May be composed of an inductance L and a resistance R. Ma
In the above embodiment, a low-pass filter is added to the advanced phase shift circuit 1.
Circuit 2 is connected, but a low-pass filter circuit
2, the phase shift circuit 1 may be connected.
【００１６】[0016]
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、入力信
号を略０〜１８０度の範囲内で位相を変えて出力可能な
進み移相回路１と、ＳＡＴ信号の周波数付近にカットオ
フ周波数を設定したパッシブのローパスフィルタ回路２
とを直列に接続したことにより、従来のものに比べてオ
ペアンプやその周辺回路の部品点数を大幅に削減し、か
つ電力消費を低くできると共に、ＳＡＴ信号にのった高
周波の雑音成分を有効に除去できる。As described above, according to the present invention, an advanced phase shift circuit 1 capable of changing the phase of an input signal within a range of approximately 0 to 180 degrees and outputting a cutoff frequency near the frequency of the SAT signal. Low-pass filter circuit 2 that sets
Are connected in series to greatly reduce the number of components of the operational amplifier and its peripheral circuits, reduce power consumption, and effectively reduce high-frequency noise components on the SAT signal. Can be removed.
【図１】図１は本発明の原理的構成図である。FIG. 1 is a diagram showing the basic configuration of the present invention.
【図２】図２は実施例のＳＡＴ移相回路の回路図であ
る。FIG. 2 is a circuit diagram of a SAT phase shift circuit according to the embodiment.
【図３】図３は他の実施例のローパスフィルタ回路の回
路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a low-pass filter circuit according to another embodiment.
【図４】図４は従来のＳＡＴ移相回路の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional SAT phase shift circuit.
１ 進み移相回路 ２ ローパスフィルタ回路 1 Lead phase shift circuit 2 Low pass filter circuit
Claims (1)
相を変えて出力可能な進み移相回路（１）と、ＳＡＴ信
号の周波数付近にカットオフ周波数を設定したパッシブ
のローパスフィルタ回路（２）とを直列に接続したこと
を特徴とするＳＡＴ移相回路。An advanced phase shift circuit (1) capable of changing an output phase of an input signal within a range of approximately 0 to 180 degrees, and a passive low-pass filter circuit having a cutoff frequency set near the frequency of an SAT signal. (2) a SAT phase shift circuit, wherein
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP23055391A JP2712923B2 (en) | 1991-09-10 | 1991-09-10 | SAT phase shift circuit |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP23055391A JP2712923B2 (en) | 1991-09-10 | 1991-09-10 | SAT phase shift circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0575384A JPH0575384A (en) | 1993-03-26 |
| JP2712923B2 true JP2712923B2 (en) | 1998-02-16 |
Family
ID=16909567
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP23055391A Expired - Lifetime JP2712923B2 (en) | 1991-09-10 | 1991-09-10 | SAT phase shift circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP2712923B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ303147B6 (en) * | 2010-10-04 | 2012-05-02 | Ceské vysoké ucení technické v Praze Fakulta elektrotechnická | Phase shifting device |
Families Citing this family (4)
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| WO1996004712A1 (en) * | 1994-08-05 | 1996-02-15 | Takeshi Ikeda | Tuning amplifier |
| WO1996021970A1 (en) * | 1995-01-12 | 1996-07-18 | Takeshi Ikeda | Tuning circuit |
| AU4889196A (en) * | 1995-11-07 | 1997-05-29 | Ikeda, Takeshi | Tuning amplifier |
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1991
- 1991-09-10 JP JP23055391A patent/JP2712923B2/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ303147B6 (en) * | 2010-10-04 | 2012-05-02 | Ceské vysoké ucení technické v Praze Fakulta elektrotechnická | Phase shifting device |
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| JPH0575384A (en) | 1993-03-26 |
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