JP2709383B2 - 円偏波マイクロストリツプ型アンテナ装置 - Google Patents
円偏波マイクロストリツプ型アンテナ装置Info
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- JP2709383B2 JP2709383B2 JP61313187A JP31318786A JP2709383B2 JP 2709383 B2 JP2709383 B2 JP 2709383B2 JP 61313187 A JP61313187 A JP 61313187A JP 31318786 A JP31318786 A JP 31318786A JP 2709383 B2 JP2709383 B2 JP 2709383B2
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は円偏波マイクロストリップ型アンテナ装
置、例えば人工衛星を介して航空機等の移動局と地上局
との通信の際に、移動局側に設置される円偏波マイクロ
ストリップ型アンテナ装置に関する。 〔従来技術〕 電磁波（以下、電波と記す）の偏波方式は大きく分け
て直線偏波と円偏波の各方式があるが、人工衛星を介し
た各種通信に於ては雨滴等障害物中の低減衰性及び偏波
追尾不要等のメリットから円偏波方式が採用され、近年
この人工衛星を介して航空機と地上局の間で公衆通信を
行うことが試みられるようになった。この場合使用する
電波は同時送受信方式である電話回線との接続の必要か
ら送信及び受信のために二つの周波数が必要であり、か
つ送受信間の相互干渉を避けるために両者の周波数は所
要間隔離さなければならない。従ってこれに使用するア
ンテナとしては送信用と受信用の両周波数に適応可能な
アンテナを必要とする。 一方、航空機用アンテナとしては小型軽量、更にでき
る限り薄型であることが望ましく、この要請からこれに
使用するアンテナとしては円偏波マイクロストリップ型
アンテナ装置（以下、MSAと記す）が有望視されてい
る。MSAには第９図に示すような円盤状の放射器１の円
周の一部に切欠２を設けたような放射パタンをもったマ
イクロストリップアンテナMSA1がある。このMSA1は円偏
波特性でありながら１点給電であり、給電回路としてハ
イブリッド回路が不要であるという優れた長所を有する
が、余りに狭帯域であるため送信及び受信を兼用させる
アンテナとして用いることはできない。 第10図及び第11図に２点給電方式のMSA2の一例の斜視
図及び断面図を示す。これはアース板７を間にはさんだ
誘電体基板６及び８の夫々の表面に放射器パタン５とブ
ランチライン型のハイブリッド回路９を対峙一体化する
と共に前記放射器パタン５の給電点3,4とハイブリッド
回路９の出力端とを同一位置に一致させて誘電体基板6,
8とアース板７とを貫通するピンによって両者を接続す
る如く構成したものである。このとき放射器パタン５の
各給電点3,4に供給する高周波電流が互いに90゜の位相
差を持ち、かつ図示せぬ信号源と前記給電点インピーダ
ンスを整合するようにハイブリッド回路９の線路インピ
ーダンスの値及び各区間の線路の長さを定めれば、この
MSA2は円偏波された電波を放射し、又受信することがで
きる。このとき使用するブランチライン型のハイブリッ
ド回路９は、一般に第12図に示す形状のマイクロストリ
ップラインである。このような２点給電方式MSA2は前記
１点給電MSA1に比べれば周波数特性は広帯域特性は有す
るものの未だ実用上充分ではなく、これをそのまま前記
航空機等の公衆通信に信用するアンテナとして用いるこ
とはできない。そこで、従来このアンテナを広帯域特性
とするための手段として例えば特開昭59−178002号公報
に提案されている如く２点給電方式MSA2を所定の条件下
で同一平面に配列し、シーケンシャルアレーとすること
が考えられる。しかしながらこの場合以下に詳述する如
く配列した放射器パタン夫々に上述したブランチライン
型ハイブリッド回路が必要であり、多数のアンテナをア
レー化する場合アンテナ全体の面積が広くなり航空機搭
載に不向きとなる欠点がある。 本発明の理解を容易ならしめるために、以下に前記特
開昭59−178002号公報に提案されたシーケンシャルアレ
ーSAの原理とブランチライン型ハイブリッド回路を用い
た場合の欠点とを図面を用いて説明する。なお、この場
合の特性は、単独のアンテナよりもこれをアレー化した
場合の方が広帯域となることは言うまでもない。 第13図は４つのマイクロストリップアンテナMSA3〜MS
A6を１列に並べた場合のMSAアレーアンテナを給電回路
側からみた構成図である。同図において10いは送信機で
あって、これから出力する高周波電流はパワーデバイダ
ーPDによって４等分に分割された後夫々の出力は各放射
器パタンに付属したブランチ型ハイブリッド回路11乃至
14の一入力端に接続される。このときハイブリッド回路
の他方の入力端は線路インピーダンス値にて絡端してお
く。ハイブリッド回路11乃至14は供給された高周波電流
を最終的には２等分すると共に位相が90゜ずらせてその
２対の出力端に出力するもので、これがMSAの給電点3,4
に供給される。この場合第13図にも示したようにアレー
化の１つの条件として４つのMSAへの給電位置は順次45
゜ずつ円の中心を軸として回転した点に設定する。 以上のように構成されたシーケンシャルアレーSAのMS
A3からMSA6の順にπ/4〔rad〕ずつ移相せしめた高周波
電流を供給すれば軸比の良好なアンテナが提供できる。
電圧定在波比（VSWR）についてもパワーデバイダーPDの
入力端からみて各MSAからの反射波の位相は各供給線路
の２倍（往復の分）だけずれるので、各MSAの反射係数
がすべて等しければMSA3を基準とすると、 となり反射波の総和は零となる。即ち、パワーデバイダ
ーPD内部で各MSAからの反射エネルギは互いに打ち消さ
れて送信機には現われない。従って送信機からみたVSWR
は１となって理想的な特性が得られる。 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかし、上記高性能なシーケンシャルアレーSAを構成
するには、各MSAの２つの給電点3,4に供給する高周波電
流が90゜の位相差を保ち、MSA3からMSA6の順に互いにπ
/4ずつ高周波電流の位置をずらせ、かつ各MSAの反射波
の総合計がパワーデバイダーPDの入力端からみて零とな
るようにして初めて可能となる。 この条件を満たすためにはパワーデバイダーPDから各
MSAの給電点までの伝送路の長さを厳密に設定する必要
がある。即ち、第13図に示すハイブリッド回路11の出力
端で90゜の位相差が保持されていても、そこからMSA3の
給電点3,4に至る各線路l5及びl6の長さが等しくなけれ
ば給電点3,4において90゜の位相差を保つことはできな
い。また各MSA3等に供給する高周波電流は、MSA3からMS
A6の順にπ/4〔rad〕位相をずらせる必要があることは
上述した通りであるが、これはパワーデバイダーPDから
各ハイブリッド回路までの線路L1〜L4及び各ハイブリッ
ド回路から各MSAまでの線路l5〜l12の長さを調整するこ
とにより行うが、そのためにもこの間の各線路長を厳密
に設定しなければならない。このようにすることによっ
て上述した如くパワーデバイダーPDの入力端に於ける反
射波の総合計を零にする効果が得られる。第13図に示す
ハイブリッド回路11等の出力端と給電点3,4を結合して
いる線路l5〜l12は随所直角に折曲げての配線がみられ
るが、これはL1〜L4を同一線路長とした場合、限られた
スペースでシーケンシャルアレーSAを構成するための処
置であり各ハイブリッド回路の伝送特性上望ましいこと
ではなく、これによるアンテナの特性劣化のおそれが少
なからず懸念される。即ち、特性劣化を防ぐには各ブラ
ンチライン型ハイブリッド回路の入出力線路の形状が前
記第12図に示した如く直線であることが望ましいが、そ
のためには各MSAの給電点3,4の位置回転に合せて各ブラ
ンチライン型ハイブリッド回路自身も順次回転した配置
を必要とし、このようにすれば給電回路の所要面積が著
しく広くなってしまうことが容易に理解できよう。通常
MSAの間隔はMSA間の相互結合の観点から決定され任意に
選ぶことはできない。故に現実にMSA間を広く取ること
は難かしい。 〔発明の目的〕 本発明は以上説明したような従来のシーケンシャルア
レーSAの問題点を解決するためになされたものであっ
て、パワーデバイダーから各放射器パタンの給電点まで
の線路決定が容易であり、かつ極めて効率よく給電回路
パタンを配置することによって所要面積を小さくし得る
円偏波マイクロストリップ型アンテナ装置を提供するこ
とを目的とする。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的を達成するためにこの発明は、MSAに高周波
電流を供給するハイブリッド回路として、該ハイブリッ
ド回路のインピーダンス終端する線路を除く入力線路あ
るいは出力線路もしくは入出線路をリング状パターンの
内側に配線したことを特徴とするリング型ハイブリッド
回路を用いた構成をとる。 〔作用〕 この発明は前記手段を採用したことにより設計をする
際の自由度が広がり、容易に高性能、広帯域かつ極めて
各給電回路の配置効率がよく全体の所要面積が小さい円
偏波マイクロストリップ型アンテナ装置の製作が可能と
なる。 〔実施例〕 以下、この発明を図示した実施例に基づいて詳細に説
明する。 第１図は本発明に基づいて４つのマイクロストリップ
アンテナMSA7〜MSA10を一列に配列して構成したシーケ
ンシャルアレーSA1を給電回路側からみた構成図であ
る。同図に於て10は送信機であって、これから出力した
高周波信号はパワーデバイダーPDによって４等分に分割
され、各MSAの給電回路であるハイブリッド回路20〜23
に送られることは従来のものと同様である。このシーケ
ンシャルアレーSA1に用いているハイブリッド回路は、
第２図に示すようなリング型の形状をもち、この出力線
路をリング状パターンの内側に配線することにより以下
詳細に説明する如く極めて効果的な給電回路パタン配置
が可能となる。 各MSAの入力インピーダンスは周波数０において100
Ωとなるように設定し、各ハイブリッド回路の入・出力
線路の特性インピーダンスは100Ωとする。前記特性を
有するブランチライン型ハイブリッド回路９及びリング
型ハイブリッド回路19の構成は、R1〜R6の特性インピー
ダンスは100Ω,R7,R8の特性インピーダンスは70.7Ωと
し、l1の長さは としている。ここでλｇ・（70.7）は70.7Ωラインの基
板波長、λｇ・（100）は100Ωラインの基板波長を夫々
示すものとする。従ってリング型ハイブリッド回路19の
円周Ｌは、 Ｌ＝（λｇ・（70.7）/4＋λｇ・（100）/4）×２ で表わされ、半径ａはL/2πとなる。 従来のブランチライン型のハイブリッド回路９は第12
図で示すような状態で使用するのが一般的で、R1,R2,R
4,R5を折曲げてハイブリッド回路９の枠内に入れるよう
な使用は一般的でないが不可能ではなく、本発明の範疇
に含めて考えられる。 しかし、第２図に示すリング型のハイブリッド回路19
は第３図（ａ）〜（ｏ）に示す状態で使用しても、伝送
特性、位相差特性等の緒特性の劣化がないからこの方が
有利であろう。第２図に示すリング型のハイブリッド回
路19をマイクロストリップラインによって製作し実測し
た特性を第４図から第７図に示す。このときの基板の厚
みは0.7mm、比誘電率Er＝2.5、誘電体損tanσ＝1.8×10
-3のテフロン材を使用し、銅薄の厚みは0.035mmであ
る。第４図は反射特性、第５図は出力端子間の位相差特
性、第６図は電力の分配特性、第７図はアイソレーショ
ン特性を示している。これら諸特性から第２図に示すリ
ング型のハイブリッド回路19を第３図（ａ）〜（ｏ）に
示すように使用しても特性が劣化しないことが明らかで
ある。 以上の特性を有するリング型のハイブリッド回路19を
使用し、シーケンシャルアーレーを構成した場合を第１
図に示す。第１図は４つのMSAを一列に配列したシーケ
ンシャルアレーSA1を給電回路側からみた構成図であ
り、リング型のハイブリッド回路20〜23が基板18の背面
に各MSAのほぼ中心軸に配置している。ハイブリッド回
路を前記した位置に配置できるのは、これをリング型に
し、かつ出力線路R4、R5をリング状パターンの内側に配
線することで初めて行えることであり、従来のブランチ
ライン型のハイブリッド回路９では不可能であることは
第13図を見れば明らかである。このことでハイブリッド
回路を含めた個々のMSAの占有面積を小さくすることが
でき、複数のMSAによって構成するシーケンシャルアレ
ーSA1を小型にすることが可能となる。 更に重要な事はハイブリッド回路は、形状をリング型
にしたことでMSA7からMSA10の順に45゜回転させる形で
配置することができ、ハイブリッド回路20等の出力端と
各MSAの給電点3,4との距離を全部等しく、かつ直線で結
線することが可能となる。ハイブリッド回路の出力端と
各MSAの給電点3,4との距離が全部等しくできれば各MSA
の反射波の絶対値はみな同じで位相のみが異なるだけで
あるから、パワーデバイダーPDの入力側からみて反射波
の総和は零となり、電圧定在波が１の理想的な特性が得
られる。そして、ハイブリッド回路20等の出力端と各MS
Aの給電点3,4とが直線で結線できることにより、伝送特
性の劣化がなく、従って高性能なアンテナを構成でき
る。 第１図で示す４つのMSAでシーケンシャルアレーを構
成するには、MSA7からMSA10の順にπ/4〔rad〕位相をず
らせた高周波電流を供給することは前記したが、この位
相をずらせる手段としてパワーデバイダーPDから各ハイ
ブリッド回路までの線路L5〜L8又はR1の長さのいずれか
一方を変えることにより行うことができる。 第１図に示すシーケンシャルアレーSA1のパワーデバ
イダーPDは基板18に乗せ一体化、あるいは別にしてもよ
い。そしてパワーデバイダーPDとハイブリッド回路20等
を結ぶ線路L5〜L8はすべてマイクロストリップラインで
構成しても、途中までは同軸ケーブルで接続してもよ
い。 第１図のシーケンシャルアレーSA1は説明を容易にす
るため４つのMSAで構成した例を挙げているが、この数
に限定するものではない。MSAを２行８列の16個でシー
ケンシャルアレーを構成した場合のパワーデバイダーPD
の入力側からみた反射特性の実測値を第８図に示す。こ
れを見れば全帯域にわたり、MSA単体の特性を改善して
いることがわかる。 なお、この発明は以上記載したMSAのみでなく通常の
アレーアンテナの給電回路にも使用することができる。 〔発明の効果〕 この発明は以上記載した構成をとることにより、小型
で給電回路の伝送損失が少なく、かつ電圧定在波比が理
想値に近い円偏波マイクロストリップ型アンテナ装置を
提供できる。
置、例えば人工衛星を介して航空機等の移動局と地上局
との通信の際に、移動局側に設置される円偏波マイクロ
ストリップ型アンテナ装置に関する。 〔従来技術〕 電磁波（以下、電波と記す）の偏波方式は大きく分け
て直線偏波と円偏波の各方式があるが、人工衛星を介し
た各種通信に於ては雨滴等障害物中の低減衰性及び偏波
追尾不要等のメリットから円偏波方式が採用され、近年
この人工衛星を介して航空機と地上局の間で公衆通信を
行うことが試みられるようになった。この場合使用する
電波は同時送受信方式である電話回線との接続の必要か
ら送信及び受信のために二つの周波数が必要であり、か
つ送受信間の相互干渉を避けるために両者の周波数は所
要間隔離さなければならない。従ってこれに使用するア
ンテナとしては送信用と受信用の両周波数に適応可能な
アンテナを必要とする。 一方、航空機用アンテナとしては小型軽量、更にでき
る限り薄型であることが望ましく、この要請からこれに
使用するアンテナとしては円偏波マイクロストリップ型
アンテナ装置（以下、MSAと記す）が有望視されてい
る。MSAには第９図に示すような円盤状の放射器１の円
周の一部に切欠２を設けたような放射パタンをもったマ
イクロストリップアンテナMSA1がある。このMSA1は円偏
波特性でありながら１点給電であり、給電回路としてハ
イブリッド回路が不要であるという優れた長所を有する
が、余りに狭帯域であるため送信及び受信を兼用させる
アンテナとして用いることはできない。 第10図及び第11図に２点給電方式のMSA2の一例の斜視
図及び断面図を示す。これはアース板７を間にはさんだ
誘電体基板６及び８の夫々の表面に放射器パタン５とブ
ランチライン型のハイブリッド回路９を対峙一体化する
と共に前記放射器パタン５の給電点3,4とハイブリッド
回路９の出力端とを同一位置に一致させて誘電体基板6,
8とアース板７とを貫通するピンによって両者を接続す
る如く構成したものである。このとき放射器パタン５の
各給電点3,4に供給する高周波電流が互いに90゜の位相
差を持ち、かつ図示せぬ信号源と前記給電点インピーダ
ンスを整合するようにハイブリッド回路９の線路インピ
ーダンスの値及び各区間の線路の長さを定めれば、この
MSA2は円偏波された電波を放射し、又受信することがで
きる。このとき使用するブランチライン型のハイブリッ
ド回路９は、一般に第12図に示す形状のマイクロストリ
ップラインである。このような２点給電方式MSA2は前記
１点給電MSA1に比べれば周波数特性は広帯域特性は有す
るものの未だ実用上充分ではなく、これをそのまま前記
航空機等の公衆通信に信用するアンテナとして用いるこ
とはできない。そこで、従来このアンテナを広帯域特性
とするための手段として例えば特開昭59−178002号公報
に提案されている如く２点給電方式MSA2を所定の条件下
で同一平面に配列し、シーケンシャルアレーとすること
が考えられる。しかしながらこの場合以下に詳述する如
く配列した放射器パタン夫々に上述したブランチライン
型ハイブリッド回路が必要であり、多数のアンテナをア
レー化する場合アンテナ全体の面積が広くなり航空機搭
載に不向きとなる欠点がある。 本発明の理解を容易ならしめるために、以下に前記特
開昭59−178002号公報に提案されたシーケンシャルアレ
ーSAの原理とブランチライン型ハイブリッド回路を用い
た場合の欠点とを図面を用いて説明する。なお、この場
合の特性は、単独のアンテナよりもこれをアレー化した
場合の方が広帯域となることは言うまでもない。 第13図は４つのマイクロストリップアンテナMSA3〜MS
A6を１列に並べた場合のMSAアレーアンテナを給電回路
側からみた構成図である。同図において10いは送信機で
あって、これから出力する高周波電流はパワーデバイダ
ーPDによって４等分に分割された後夫々の出力は各放射
器パタンに付属したブランチ型ハイブリッド回路11乃至
14の一入力端に接続される。このときハイブリッド回路
の他方の入力端は線路インピーダンス値にて絡端してお
く。ハイブリッド回路11乃至14は供給された高周波電流
を最終的には２等分すると共に位相が90゜ずらせてその
２対の出力端に出力するもので、これがMSAの給電点3,4
に供給される。この場合第13図にも示したようにアレー
化の１つの条件として４つのMSAへの給電位置は順次45
゜ずつ円の中心を軸として回転した点に設定する。 以上のように構成されたシーケンシャルアレーSAのMS
A3からMSA6の順にπ/4〔rad〕ずつ移相せしめた高周波
電流を供給すれば軸比の良好なアンテナが提供できる。
電圧定在波比（VSWR）についてもパワーデバイダーPDの
入力端からみて各MSAからの反射波の位相は各供給線路
の２倍（往復の分）だけずれるので、各MSAの反射係数
がすべて等しければMSA3を基準とすると、 となり反射波の総和は零となる。即ち、パワーデバイダ
ーPD内部で各MSAからの反射エネルギは互いに打ち消さ
れて送信機には現われない。従って送信機からみたVSWR
は１となって理想的な特性が得られる。 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかし、上記高性能なシーケンシャルアレーSAを構成
するには、各MSAの２つの給電点3,4に供給する高周波電
流が90゜の位相差を保ち、MSA3からMSA6の順に互いにπ
/4ずつ高周波電流の位置をずらせ、かつ各MSAの反射波
の総合計がパワーデバイダーPDの入力端からみて零とな
るようにして初めて可能となる。 この条件を満たすためにはパワーデバイダーPDから各
MSAの給電点までの伝送路の長さを厳密に設定する必要
がある。即ち、第13図に示すハイブリッド回路11の出力
端で90゜の位相差が保持されていても、そこからMSA3の
給電点3,4に至る各線路l5及びl6の長さが等しくなけれ
ば給電点3,4において90゜の位相差を保つことはできな
い。また各MSA3等に供給する高周波電流は、MSA3からMS
A6の順にπ/4〔rad〕位相をずらせる必要があることは
上述した通りであるが、これはパワーデバイダーPDから
各ハイブリッド回路までの線路L1〜L4及び各ハイブリッ
ド回路から各MSAまでの線路l5〜l12の長さを調整するこ
とにより行うが、そのためにもこの間の各線路長を厳密
に設定しなければならない。このようにすることによっ
て上述した如くパワーデバイダーPDの入力端に於ける反
射波の総合計を零にする効果が得られる。第13図に示す
ハイブリッド回路11等の出力端と給電点3,4を結合して
いる線路l5〜l12は随所直角に折曲げての配線がみられ
るが、これはL1〜L4を同一線路長とした場合、限られた
スペースでシーケンシャルアレーSAを構成するための処
置であり各ハイブリッド回路の伝送特性上望ましいこと
ではなく、これによるアンテナの特性劣化のおそれが少
なからず懸念される。即ち、特性劣化を防ぐには各ブラ
ンチライン型ハイブリッド回路の入出力線路の形状が前
記第12図に示した如く直線であることが望ましいが、そ
のためには各MSAの給電点3,4の位置回転に合せて各ブラ
ンチライン型ハイブリッド回路自身も順次回転した配置
を必要とし、このようにすれば給電回路の所要面積が著
しく広くなってしまうことが容易に理解できよう。通常
MSAの間隔はMSA間の相互結合の観点から決定され任意に
選ぶことはできない。故に現実にMSA間を広く取ること
は難かしい。 〔発明の目的〕 本発明は以上説明したような従来のシーケンシャルア
レーSAの問題点を解決するためになされたものであっ
て、パワーデバイダーから各放射器パタンの給電点まで
の線路決定が容易であり、かつ極めて効率よく給電回路
パタンを配置することによって所要面積を小さくし得る
円偏波マイクロストリップ型アンテナ装置を提供するこ
とを目的とする。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的を達成するためにこの発明は、MSAに高周波
電流を供給するハイブリッド回路として、該ハイブリッ
ド回路のインピーダンス終端する線路を除く入力線路あ
るいは出力線路もしくは入出線路をリング状パターンの
内側に配線したことを特徴とするリング型ハイブリッド
回路を用いた構成をとる。 〔作用〕 この発明は前記手段を採用したことにより設計をする
際の自由度が広がり、容易に高性能、広帯域かつ極めて
各給電回路の配置効率がよく全体の所要面積が小さい円
偏波マイクロストリップ型アンテナ装置の製作が可能と
なる。 〔実施例〕 以下、この発明を図示した実施例に基づいて詳細に説
明する。 第１図は本発明に基づいて４つのマイクロストリップ
アンテナMSA7〜MSA10を一列に配列して構成したシーケ
ンシャルアレーSA1を給電回路側からみた構成図であ
る。同図に於て10は送信機であって、これから出力した
高周波信号はパワーデバイダーPDによって４等分に分割
され、各MSAの給電回路であるハイブリッド回路20〜23
に送られることは従来のものと同様である。このシーケ
ンシャルアレーSA1に用いているハイブリッド回路は、
第２図に示すようなリング型の形状をもち、この出力線
路をリング状パターンの内側に配線することにより以下
詳細に説明する如く極めて効果的な給電回路パタン配置
が可能となる。 各MSAの入力インピーダンスは周波数０において100
Ωとなるように設定し、各ハイブリッド回路の入・出力
線路の特性インピーダンスは100Ωとする。前記特性を
有するブランチライン型ハイブリッド回路９及びリング
型ハイブリッド回路19の構成は、R1〜R6の特性インピー
ダンスは100Ω,R7,R8の特性インピーダンスは70.7Ωと
し、l1の長さは としている。ここでλｇ・（70.7）は70.7Ωラインの基
板波長、λｇ・（100）は100Ωラインの基板波長を夫々
示すものとする。従ってリング型ハイブリッド回路19の
円周Ｌは、 Ｌ＝（λｇ・（70.7）/4＋λｇ・（100）/4）×２ で表わされ、半径ａはL/2πとなる。 従来のブランチライン型のハイブリッド回路９は第12
図で示すような状態で使用するのが一般的で、R1,R2,R
4,R5を折曲げてハイブリッド回路９の枠内に入れるよう
な使用は一般的でないが不可能ではなく、本発明の範疇
に含めて考えられる。 しかし、第２図に示すリング型のハイブリッド回路19
は第３図（ａ）〜（ｏ）に示す状態で使用しても、伝送
特性、位相差特性等の緒特性の劣化がないからこの方が
有利であろう。第２図に示すリング型のハイブリッド回
路19をマイクロストリップラインによって製作し実測し
た特性を第４図から第７図に示す。このときの基板の厚
みは0.7mm、比誘電率Er＝2.5、誘電体損tanσ＝1.8×10
-3のテフロン材を使用し、銅薄の厚みは0.035mmであ
る。第４図は反射特性、第５図は出力端子間の位相差特
性、第６図は電力の分配特性、第７図はアイソレーショ
ン特性を示している。これら諸特性から第２図に示すリ
ング型のハイブリッド回路19を第３図（ａ）〜（ｏ）に
示すように使用しても特性が劣化しないことが明らかで
ある。 以上の特性を有するリング型のハイブリッド回路19を
使用し、シーケンシャルアーレーを構成した場合を第１
図に示す。第１図は４つのMSAを一列に配列したシーケ
ンシャルアレーSA1を給電回路側からみた構成図であ
り、リング型のハイブリッド回路20〜23が基板18の背面
に各MSAのほぼ中心軸に配置している。ハイブリッド回
路を前記した位置に配置できるのは、これをリング型に
し、かつ出力線路R4、R5をリング状パターンの内側に配
線することで初めて行えることであり、従来のブランチ
ライン型のハイブリッド回路９では不可能であることは
第13図を見れば明らかである。このことでハイブリッド
回路を含めた個々のMSAの占有面積を小さくすることが
でき、複数のMSAによって構成するシーケンシャルアレ
ーSA1を小型にすることが可能となる。 更に重要な事はハイブリッド回路は、形状をリング型
にしたことでMSA7からMSA10の順に45゜回転させる形で
配置することができ、ハイブリッド回路20等の出力端と
各MSAの給電点3,4との距離を全部等しく、かつ直線で結
線することが可能となる。ハイブリッド回路の出力端と
各MSAの給電点3,4との距離が全部等しくできれば各MSA
の反射波の絶対値はみな同じで位相のみが異なるだけで
あるから、パワーデバイダーPDの入力側からみて反射波
の総和は零となり、電圧定在波が１の理想的な特性が得
られる。そして、ハイブリッド回路20等の出力端と各MS
Aの給電点3,4とが直線で結線できることにより、伝送特
性の劣化がなく、従って高性能なアンテナを構成でき
る。 第１図で示す４つのMSAでシーケンシャルアレーを構
成するには、MSA7からMSA10の順にπ/4〔rad〕位相をず
らせた高周波電流を供給することは前記したが、この位
相をずらせる手段としてパワーデバイダーPDから各ハイ
ブリッド回路までの線路L5〜L8又はR1の長さのいずれか
一方を変えることにより行うことができる。 第１図に示すシーケンシャルアレーSA1のパワーデバ
イダーPDは基板18に乗せ一体化、あるいは別にしてもよ
い。そしてパワーデバイダーPDとハイブリッド回路20等
を結ぶ線路L5〜L8はすべてマイクロストリップラインで
構成しても、途中までは同軸ケーブルで接続してもよ
い。 第１図のシーケンシャルアレーSA1は説明を容易にす
るため４つのMSAで構成した例を挙げているが、この数
に限定するものではない。MSAを２行８列の16個でシー
ケンシャルアレーを構成した場合のパワーデバイダーPD
の入力側からみた反射特性の実測値を第８図に示す。こ
れを見れば全帯域にわたり、MSA単体の特性を改善して
いることがわかる。 なお、この発明は以上記載したMSAのみでなく通常の
アレーアンテナの給電回路にも使用することができる。 〔発明の効果〕 この発明は以上記載した構成をとることにより、小型
で給電回路の伝送損失が少なく、かつ電圧定在波比が理
想値に近い円偏波マイクロストリップ型アンテナ装置を
提供できる。
【図面の簡単な説明】
第１図から第８図までは本発明の実施例を示したもので
あって、 第１図はシーケンシャルアレーの給電回路側からみた構
成図、 第２図はリング型ハイブリッド回路の基本型をしめした
図、 第３図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ），
（ｆ），（ｇ），（ｈ），（ｉ），（ｊ），（ｋ），
（ｌ），（ｍ），（ｎ），（ｏ）は第２図の応用例を示
した図、 第４図は第２図のハイブリッド回路の反射特性を示した
図、 第５図は第２図のハイブリッド回路の出力端子間の位相
差特性を示した図、 第６図は第２図のハイブリッド回路の電力分配特性を示
した図、 第７図は第２図のハイブリッド回路のアイソレーション
特性を示した図、 第８図はマイクロストリップアンテナを２行８列のシー
ケンシャルアレーに構成したときの反射特性を示した
図、 である。 第９図から第13図までは従来例を示したものであって、 第９図は円周に切欠が設けられているマイクロストリッ
プアンテナの上面図、 第10図はマイクロストリップアンテナの斜視図、 第11図は第10図の断面図、 第12図はブランチライン型のハイブリッド回路の構成
図、 第13図はブランチライン型のハイブリッド回路を使用し
たシーケンシャルアレーの概略図、 である。 3,4……給電点 ５……放射器パタン 6,8……誘電体基板 ７……アース板 9,11,12,13,14……ブランチライン型ハイブリッド回路 19,20,21,22,23……リング型ハイブリッド回路 MSA……マイクロストリップアンテナ
あって、 第１図はシーケンシャルアレーの給電回路側からみた構
成図、 第２図はリング型ハイブリッド回路の基本型をしめした
図、 第３図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ），
（ｆ），（ｇ），（ｈ），（ｉ），（ｊ），（ｋ），
（ｌ），（ｍ），（ｎ），（ｏ）は第２図の応用例を示
した図、 第４図は第２図のハイブリッド回路の反射特性を示した
図、 第５図は第２図のハイブリッド回路の出力端子間の位相
差特性を示した図、 第６図は第２図のハイブリッド回路の電力分配特性を示
した図、 第７図は第２図のハイブリッド回路のアイソレーション
特性を示した図、 第８図はマイクロストリップアンテナを２行８列のシー
ケンシャルアレーに構成したときの反射特性を示した
図、 である。 第９図から第13図までは従来例を示したものであって、 第９図は円周に切欠が設けられているマイクロストリッ
プアンテナの上面図、 第10図はマイクロストリップアンテナの斜視図、 第11図は第10図の断面図、 第12図はブランチライン型のハイブリッド回路の構成
図、 第13図はブランチライン型のハイブリッド回路を使用し
たシーケンシャルアレーの概略図、 である。 3,4……給電点 ５……放射器パタン 6,8……誘電体基板 ７……アース板 9,11,12,13,14……ブランチライン型ハイブリッド回路 19,20,21,22,23……リング型ハイブリッド回路 MSA……マイクロストリップアンテナ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 田口 裕二朗
神奈川県高座郡寒川町小谷753番地 東
洋通信機株式会社内
(56)参考文献 特開 昭62−285502（ＪＰ，Ａ)
昭和59年度電子通信学会総合全国大会
講演論文集〔分冊３〕昭和59年３月ｐ.
３−48
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．給電回路としてリング型ハイブリッド回路を用いた
マイクロストリップ型アンテナ装置において、前記リン
グ型ハイブリッド回路の入力線路と出力線路との少なく
とも一方をリング型ハイブリッド回路のリング状パター
ンの内側に配線したことを特徴とする円偏波マイクロス
トリップ型アンテナ装置。 ２．電磁波の放射器パターンが形成されている基板の裏
面であって、前記放射器パターンのほぼ中心軸に前記リ
ング型ハイブリッド回路パターンの中心が一致して給電
回路として取り付けられている特許請求の範囲第１項に
記載した円偏波マイクロストリップ型アンテナ装置。 ３．前記放射器パターンの給電点と前記リング型ハイブ
リッド回路パターンの出力端とが表裏面にて位置を同じ
くして前記基板を表裏貫通する電路によって結合されて
いる特許請求の範囲第１項または第２項に記載した円偏
波マイクロストリップ型アンテナ装置。 ４．前記円偏波マイクロストリップ型アンテナ装置を同
一基板に複数並べると共に各アンテナの給電点位置を順
次所定角度回転せしめ、それぞれの入出力信号位相を移
相してシーケンシャルアレーアンテナを構成した特許請
求の範囲第１項、第２項または第３項に記載した円偏波
マイクロストリップ型アンテナ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61313187A JP2709383B2 (ja) | 1986-12-29 | 1986-12-29 | 円偏波マイクロストリツプ型アンテナ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61313187A JP2709383B2 (ja) | 1986-12-29 | 1986-12-29 | 円偏波マイクロストリツプ型アンテナ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63167502A JPS63167502A (ja) | 1988-07-11 |
| JP2709383B2 true JP2709383B2 (ja) | 1998-02-04 |
Family
ID=18038147
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61313187A Expired - Fee Related JP2709383B2 (ja) | 1986-12-29 | 1986-12-29 | 円偏波マイクロストリツプ型アンテナ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2709383B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07112131B2 (ja) * | 1989-06-02 | 1995-11-29 | 山武ハネウエル株式会社 | アンテナ装置 |
| WO2021079603A1 (ja) * | 2019-10-21 | 2021-04-29 | 株式会社村田製作所 | 円偏波アレーアンテナ装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4835539A (en) * | 1986-05-20 | 1989-05-30 | Ball Corporation | Broadbanded microstrip antenna having series-broadbanding capacitance integral with feedline connection |
| JPS61281605A (ja) * | 1986-06-20 | 1986-12-12 | Hitachi Ltd | フエーズドアレーアンテナ |
-
1986
- 1986-12-29 JP JP61313187A patent/JP2709383B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 昭和５９年度電子通信学会総合全国大会講演論文集〔分冊３〕昭和５９年３月ｐ．３−４８ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63167502A (ja) | 1988-07-11 |
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Legal Events
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