JP2704427B2 - 直流ブラシレスモータの速度制御装置 - Google Patents
直流ブラシレスモータの速度制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は回転多面鏡等の駆動に用いられる直流ブラシ
レスモータの速度制御装置に関し、特に電源電圧の変動
に対する速度変動を抑制した直流ブラシレスモータの速
度制御装置に関する。
レスモータの速度制御装置に関し、特に電源電圧の変動
に対する速度変動を抑制した直流ブラシレスモータの速
度制御装置に関する。
（従来技術） 従来のこの種直流ブラシレスモータの速度制御は第８
図に示す如く、３相４極の直流ブラシレスモータの場
合、ロータ軸の回転位置検出器HV、HUおよびHWの検出出
力をコイル通電論理回路１に入力する。コイル通電論理
回路１は公知のモータコントロール用集積回路（たとえ
ば東芝製TA7712P）であって、回転位置検出器HU、HV、H
Wの出力が120度の位相差をもって出力される場合、120
度幅のパルスが位置検出器HU、HV、HWの出力のそれぞれ
の立上りに同期して出力され、120度幅のパルスが位置
検出器HU、HV、HWの出力のそれぞれの立下りに同期して
出力される。この状態は第10図に示す如くである。第10
図においてHU、HV、HWの出力をHU、HV、HWで示し、120
度幅のパルスの前者をUL、VL、WLで示し、120度幅のパ
ルスの後者をUU、VU、WUで示してある。
図に示す如く、３相４極の直流ブラシレスモータの場
合、ロータ軸の回転位置検出器HV、HUおよびHWの検出出
力をコイル通電論理回路１に入力する。コイル通電論理
回路１は公知のモータコントロール用集積回路（たとえ
ば東芝製TA7712P）であって、回転位置検出器HU、HV、H
Wの出力が120度の位相差をもって出力される場合、120
度幅のパルスが位置検出器HU、HV、HWの出力のそれぞれ
の立上りに同期して出力され、120度幅のパルスが位置
検出器HU、HV、HWの出力のそれぞれの立下りに同期して
出力される。この状態は第10図に示す如くである。第10
図においてHU、HV、HWの出力をHU、HV、HWで示し、120
度幅のパルスの前者をUL、VL、WLで示し、120度幅のパ
ルスの後者をUU、VU、WUで示してある。
コイル通電論理回路１からの出力UU、VUおよびWUは、
速度判別器２からの出力でゲートの開閉が制御されるア
ンドゲート3,4および５に各別に入力し、アンドゲート
3,4および５を介したコイル通電論理回路１からの出力U
U,VUおよびWUでそれぞれ入力を反転するためのトランジ
スタQ10、Q20、Q30を駆動し、トランジスタQ10、Q20、Q
30によりトランジスタQ1、Q2、Q3をそれぞれ駆動するよ
うに構成し、トランジスタQ1、Q2、Q3にそれぞれトラン
ジスタQ11、Q21、Q31がコンプリメンタリ接続してあ
り、コイル通電論理回路１がこの出力UL、VL、WLでそれ
ぞれトランジスタQ11、Q21、Q31を駆動する。
速度判別器２からの出力でゲートの開閉が制御されるア
ンドゲート3,4および５に各別に入力し、アンドゲート
3,4および５を介したコイル通電論理回路１からの出力U
U,VUおよびWUでそれぞれ入力を反転するためのトランジ
スタQ10、Q20、Q30を駆動し、トランジスタQ10、Q20、Q
30によりトランジスタQ1、Q2、Q3をそれぞれ駆動するよ
うに構成し、トランジスタQ1、Q2、Q3にそれぞれトラン
ジスタQ11、Q21、Q31がコンプリメンタリ接続してあ
り、コイル通電論理回路１がこの出力UL、VL、WLでそれ
ぞれトランジスタQ11、Q21、Q31を駆動する。
トランジスタQ11、Q21およびQ31のエミッタはアース
してあり、トランジスタQ1とQ2の共通接続コレクタ間に
直流ブラシレスモータのスター結線したステータ巻線
LU、LV、LWの一端が接続してある。トランジスタQ1、
Q2、Q3のエミッタは共通接続し、共通接続したエミッタ
は電源＋VSに接続する。
してあり、トランジスタQ1とQ2の共通接続コレクタ間に
直流ブラシレスモータのスター結線したステータ巻線
LU、LV、LWの一端が接続してある。トランジスタQ1、
Q2、Q3のエミッタは共通接続し、共通接続したエミッタ
は電源＋VSに接続する。
ロータ軸の速度が設定速度以上か未満かを判別する速
度判別器２からの出力でアンドゲート3,4および５のゲ
ートを制御する。ロータ軸の速度が設定速度以上のとき
はアンドゲート3,4および５は出力UU,VU,WUを遮断し、
設定速度未満のときは出力UU,VU,WUが通過する。したが
ってロータ軸の速度が設定速度未満のときは第10図から
も明らかな如く、コイル通電論理回路１の出力VUが論理
“1"の出力期間中トランジスタQ20およびトランジスタQ
2はオン状態に、コイル通電論理回路１の出力ULが論理
“1"の出力期間中トランジスタQ11はオン状態に制御さ
れ、出力VUと出力ULが共に論理“1"の期間中ステータ巻
線LVおよびLUの直列回路に通電される。他の場合も同様
であって、次にステータ巻線LWおよびLUの直列回路に通
電され、次にステータ巻線LWおよびLVの直列回路に通電
される。以下同様で、この通電期間はそれぞれ電気角で
60度である。上記した如く電気角60度毎に２相のステー
タ巻線が励磁されてブラシレスモータが駆動される。
度判別器２からの出力でアンドゲート3,4および５のゲ
ートを制御する。ロータ軸の速度が設定速度以上のとき
はアンドゲート3,4および５は出力UU,VU,WUを遮断し、
設定速度未満のときは出力UU,VU,WUが通過する。したが
ってロータ軸の速度が設定速度未満のときは第10図から
も明らかな如く、コイル通電論理回路１の出力VUが論理
“1"の出力期間中トランジスタQ20およびトランジスタQ
2はオン状態に、コイル通電論理回路１の出力ULが論理
“1"の出力期間中トランジスタQ11はオン状態に制御さ
れ、出力VUと出力ULが共に論理“1"の期間中ステータ巻
線LVおよびLUの直列回路に通電される。他の場合も同様
であって、次にステータ巻線LWおよびLUの直列回路に通
電され、次にステータ巻線LWおよびLVの直列回路に通電
される。以下同様で、この通電期間はそれぞれ電気角で
60度である。上記した如く電気角60度毎に２相のステー
タ巻線が励磁されてブラシレスモータが駆動される。
またロータ軸の速度が設定速度以上と判別したとき
は、速度判別器２からは論理“0"の出力が発せられて、
アンドゲート3,4および５のゲートが閉じられることに
より、トランジスタQ10,Q20,Q30はオフ状態に制御さ
れ、この結果トランジスタQ1,Q2,Q3もオフ状態に制御さ
れる。この結果ブラシレスモータの駆動は停止される。
は、速度判別器２からは論理“0"の出力が発せられて、
アンドゲート3,4および５のゲートが閉じられることに
より、トランジスタQ10,Q20,Q30はオフ状態に制御さ
れ、この結果トランジスタQ1,Q2,Q3もオフ状態に制御さ
れる。この結果ブラシレスモータの駆動は停止される。
（発明が解決しようとする課題） しかし、直流ブラシレスモータの上記した如きオン・
オフ制御による速度制御において、定速時のトルクを発
生させるための電流値は、電源電圧からモータの逆起電
圧とトランジスタQ1とQ11、Q2とQ21、Q3とQ31のオン時
のVCEとを減算した電圧を、モータの直列抵抗で除算し
たものであって、モータの逆起電圧と前記したオン時の
VCEとの和の電圧は電源電圧の70〜80％に設定されるの
が普通である。
オフ制御による速度制御において、定速時のトルクを発
生させるための電流値は、電源電圧からモータの逆起電
圧とトランジスタQ1とQ11、Q2とQ21、Q3とQ31のオン時
のVCEとを減算した電圧を、モータの直列抵抗で除算し
たものであって、モータの逆起電圧と前記したオン時の
VCEとの和の電圧は電源電圧の70〜80％に設定されるの
が普通である。
したがって電源電圧が変動した場合、モータのステー
タ巻線に印加される電圧の変動割合は電源電圧の変動割
合より大きくなる。たとえば24V電源電圧において、前
記逆起電圧と前記VCEをたとえば16Vに設定されていると
すれば、電源電圧が±10％変動しても、ステータ巻線に
印加される電圧は±30％変動し、加速トルクの大きさで
比較すると４〜５倍の変動になって、第９図に示す如く
電源電圧の変動により速度変動が大きくなる。
タ巻線に印加される電圧の変動割合は電源電圧の変動割
合より大きくなる。たとえば24V電源電圧において、前
記逆起電圧と前記VCEをたとえば16Vに設定されていると
すれば、電源電圧が±10％変動しても、ステータ巻線に
印加される電圧は±30％変動し、加速トルクの大きさで
比較すると４〜５倍の変動になって、第９図に示す如く
電源電圧の変動により速度変動が大きくなる。
本発明は、電源電圧の変動に対して、速度変動を抑制
することができる速度制御装置を提供することを目的と
する。
することができる速度制御装置を提供することを目的と
する。
（課題を達成するための手段） 本発明の直流ブラシレスモータの速度制御装置は、目
標角速度とロータ軸回転角速度との遅速を判別する速度
判別器と、ロータ軸の回転位置検出信号にともなって固
定子巻線の駆動信号を出力するコイル通電論理回路と、
速度判別器からの出力にともなってコイル通電論理回路
からの一部の出力をオン・オフする第１制御手段とを備
えた直流ブラシレスモータの速度制御方法において、電
源電圧レベルを検出する電圧検出手段と、電圧検出手段
による検出電源電圧レベルにともなってコイル通電論理
回路からの残部の出力の通電、遮断を制御する通電比率
制御手段とを備え、上記通電、遮断により速度制御を行
うことを特徴とするものである。
標角速度とロータ軸回転角速度との遅速を判別する速度
判別器と、ロータ軸の回転位置検出信号にともなって固
定子巻線の駆動信号を出力するコイル通電論理回路と、
速度判別器からの出力にともなってコイル通電論理回路
からの一部の出力をオン・オフする第１制御手段とを備
えた直流ブラシレスモータの速度制御方法において、電
源電圧レベルを検出する電圧検出手段と、電圧検出手段
による検出電源電圧レベルにともなってコイル通電論理
回路からの残部の出力の通電、遮断を制御する通電比率
制御手段とを備え、上記通電、遮断により速度制御を行
うことを特徴とするものである。
（作 用） 上記の如く構成した本発明によれば、電源電圧レベル
が電圧検出手段によって検出され、検出電圧レベルにと
もなってコイル通電論理回路からの残部の出力が、通電
・遮断されるため、通電比率制御手段による通電・遮断
比率の設定により直流ブラシレスモータの速度変動は制
御されることになる。
が電圧検出手段によって検出され、検出電圧レベルにと
もなってコイル通電論理回路からの残部の出力が、通電
・遮断されるため、通電比率制御手段による通電・遮断
比率の設定により直流ブラシレスモータの速度変動は制
御されることになる。
（実施例） 以下、本発明を実施例により説明する。
第１図は本発明の第１実施例の構成を示すブロック図
である。
である。
第１図において、第８図に示した従来例の構成要素と
同一の構成要素には同一符号を付し、その説明は省略す
る。
同一の構成要素には同一符号を付し、その説明は省略す
る。
本発明の一実施例においては、コイル通電論理回路１
からの出力UL、VLおよびWLは通電比率制御回路10を介し
て、それぞれトランジスタQ11,Q21およびQ31を駆動す
る。
からの出力UL、VLおよびWLは通電比率制御回路10を介し
て、それぞれトランジスタQ11,Q21およびQ31を駆動す
る。
通電比率制御回路10は第２図に示す如く、安定化電源
電圧を抵抗R3,R4およびR5で分圧した電圧V1,V2（V1＞
V2）が基準電圧として印加され、かつ電源電圧V2を抵抗
R1とR2とで分圧した電圧が比較電圧として印加されるレ
ベル比較器11および12と、レベル比較器11および12の出
力を各別に反転するインバータ13および14と、インバー
タ13の出力とコイル通電論理回路１の出力ULとが入力さ
れるアンドゲート15と、インバータ14の出力とコイル通
電論理回路１の出力VLとが入力されるアンドゲート16と
からなり、アンドゲート15の出力でトランジスタQ
11を、アンドゲート16の出力でトランジスタQ21を、コ
イル通電論理回路１の出力WLでトランジスタQ31を駆動
する。
電圧を抵抗R3,R4およびR5で分圧した電圧V1,V2（V1＞
V2）が基準電圧として印加され、かつ電源電圧V2を抵抗
R1とR2とで分圧した電圧が比較電圧として印加されるレ
ベル比較器11および12と、レベル比較器11および12の出
力を各別に反転するインバータ13および14と、インバー
タ13の出力とコイル通電論理回路１の出力ULとが入力さ
れるアンドゲート15と、インバータ14の出力とコイル通
電論理回路１の出力VLとが入力されるアンドゲート16と
からなり、アンドゲート15の出力でトランジスタQ
11を、アンドゲート16の出力でトランジスタQ21を、コ
イル通電論理回路１の出力WLでトランジスタQ31を駆動
する。
いまレベル比較器11は電源電圧が24V以上の場合に出
力を発生し、レベル比較器12は電源電圧が22V以上の場
合に出力を発生するように、抵抗R1〜R5が設定してあ
る。
力を発生し、レベル比較器12は電源電圧が22V以上の場
合に出力を発生するように、抵抗R1〜R5が設定してあ
る。
上記の如く構成した本実施例において、電源電圧が22
V未満のときはインバータ13および14の出力は論理“1"
であり、アンドゲート15および16はそのゲートが開状態
に制御されて、コイル通電論理回路１の出力UL,VL,WLは
そのまま、トランジスタQ11,Q21,Q31のベースに印加さ
れて、直流ブラシレスモータは通常の駆動がなされる。
V未満のときはインバータ13および14の出力は論理“1"
であり、アンドゲート15および16はそのゲートが開状態
に制御されて、コイル通電論理回路１の出力UL,VL,WLは
そのまま、トランジスタQ11,Q21,Q31のベースに印加さ
れて、直流ブラシレスモータは通常の駆動がなされる。
電源電圧が22V以上でかつ24V未満の場合は、インバー
タ14の出力は論理“0"となって、コイル通電論理回路１
の出力VLは遮断され、トランジスタQ11およびQ31がコイ
ル通電論理回路１の出力ULおよびWLで駆動され、トラン
ジスタQ21は常にオフ状態に制御される。したがって、
この場合の平均発生トルクは2/3となる。
タ14の出力は論理“0"となって、コイル通電論理回路１
の出力VLは遮断され、トランジスタQ11およびQ31がコイ
ル通電論理回路１の出力ULおよびWLで駆動され、トラン
ジスタQ21は常にオフ状態に制御される。したがって、
この場合の平均発生トルクは2/3となる。
電源電圧が24V以上となると、インバータ13および14
の出力は論理“0"となって、コイル通電論理回路１の出
力ULおよびVLは遮断され、トランジスタQ11およびQ21は
常にオフ状態に制御され、トランジスタQ31がコイル通
電論理回路１の出力WLで駆動されることになる。したが
ってこの場合の平均発生トルクは1/3となる。
の出力は論理“0"となって、コイル通電論理回路１の出
力ULおよびVLは遮断され、トランジスタQ11およびQ21は
常にオフ状態に制御され、トランジスタQ31がコイル通
電論理回路１の出力WLで駆動されることになる。したが
ってこの場合の平均発生トルクは1/3となる。
上記の場合におけるコイル通電論理回路１からの出力
UL,VL,WLおよび通電比率制御回路10からの出力UL′,
VL′,WL′を電源電圧および平均発生トルクのデェーテ
ィ比とを示せば第４図に示す如くになる。ここでデュー
ティ比は通電比率制御回路10がない場合の平均発生トル
クを100％＝3/3としている。
UL,VL,WLおよび通電比率制御回路10からの出力UL′,
VL′,WL′を電源電圧および平均発生トルクのデェーテ
ィ比とを示せば第４図に示す如くになる。ここでデュー
ティ比は通電比率制御回路10がない場合の平均発生トル
クを100％＝3/3としている。
通電比率制御回路10により、電源電圧によるデューデ
ィ比は第４図に示す如くになる。すなわち、電源電圧が
［24V＋2.6V］，［24V−4V］の範囲で変化するものと
し、この範囲でモータは正常に動作するものとする。こ
れからも明らかな如く、［ステータ巻線の逆起電圧＋前
記VCE］＝18Vとしている。
ィ比は第４図に示す如くになる。すなわち、電源電圧が
［24V＋2.6V］，［24V−4V］の範囲で変化するものと
し、この範囲でモータは正常に動作するものとする。こ
れからも明らかな如く、［ステータ巻線の逆起電圧＋前
記VCE］＝18Vとしている。
18V〜22Vまでの電源電圧においては平均発生トルクは
第４図の3/3の直線上にのり、22V以上〜24Vまでの電源
電圧においては2/3の直線上にのり、24V以上の電源電圧
においては1/3の直線上にのる。したがって電源電圧が2
0V〜26.4Vまで変化する間に平均発生トルクはABCDEFの
線上を移動することになる。負荷トルクを第４図におけ
る破線位置とすれば、加速トルクの最大値はＤ点であ
り、このときの加速トルクは負荷トルクの1.8倍である
のに対し、通電比率制御回路10を設けない場合における
最大加速トルクは電源電圧26.4VのＰ点であり、負荷ト
ルクの５倍に達する。
第４図の3/3の直線上にのり、22V以上〜24Vまでの電源
電圧においては2/3の直線上にのり、24V以上の電源電圧
においては1/3の直線上にのる。したがって電源電圧が2
0V〜26.4Vまで変化する間に平均発生トルクはABCDEFの
線上を移動することになる。負荷トルクを第４図におけ
る破線位置とすれば、加速トルクの最大値はＤ点であ
り、このときの加速トルクは負荷トルクの1.8倍である
のに対し、通電比率制御回路10を設けない場合における
最大加速トルクは電源電圧26.4VのＰ点であり、負荷ト
ルクの５倍に達する。
本実施例におけるデューティ比と平均発生トルクとの
関係を示せば第５図に示す如くになる。
関係を示せば第５図に示す如くになる。
つぎに本発明の他の実施例について説明する。
第６図は本発明の他の実施例の構成を示すブロック図
である。
である。
第６図において、第８図に示した従来例の構成要素と
同一の構成要素には同一符号を付し、その説明は省略す
る。
同一の構成要素には同一符号を付し、その説明は省略す
る。
本発明の他の実施例においては、コイル通電論理回路
１からの出力UL,VL,WLはアンドゲート23,24,25をそれぞ
れ介してトランジスタQ11,Q21,Q31を駆動するように構
成してある。
１からの出力UL,VL,WLはアンドゲート23,24,25をそれぞ
れ介してトランジスタQ11,Q21,Q31を駆動するように構
成してある。
一方、コイル通電論理回路１から出力UU,VU,WU,UL,
VL,WLは立上りタイミング検出器20に供給してコイル通
電論理回路１からの各出力の立上りを微分、波形成形お
よび合成して、立上りタイミングに同期した出力を発生
させる。
VL,WLは立上りタイミング検出器20に供給してコイル通
電論理回路１からの各出力の立上りを微分、波形成形お
よび合成して、立上りタイミングに同期した出力を発生
させる。
一方、電源電圧VSはツエナーダイオード21に供給し、
ツエナーダイオード21のツエナー電圧をレベル比較器22
に基準電圧として供給する。さらに電源電圧VSは抵抗R0
とコンデンサC1との直列回路に供給し、コンデンサC1を
充電し、コンデンサC1に印加される電圧をレベル比較器
22に比較電圧として供給する。コンデンサC1には並列に
放電用のトランジスタQ0が接続してあり、トランジスタ
Q0を立上りタイミング検出器20の出力で駆動し、コイル
通電論理回路１の各出力の立上り時にコンデンサC1の電
荷を放電させる。
ツエナーダイオード21のツエナー電圧をレベル比較器22
に基準電圧として供給する。さらに電源電圧VSは抵抗R0
とコンデンサC1との直列回路に供給し、コンデンサC1を
充電し、コンデンサC1に印加される電圧をレベル比較器
22に比較電圧として供給する。コンデンサC1には並列に
放電用のトランジスタQ0が接続してあり、トランジスタ
Q0を立上りタイミング検出器20の出力で駆動し、コイル
通電論理回路１の各出力の立上り時にコンデンサC1の電
荷を放電させる。
レベル比較器22の出力ｄはアンドゲート23〜25に供給
し、アンドゲート23〜25をレベル比較器22の出力ｄでそ
のゲートの開閉を制御する。
し、アンドゲート23〜25をレベル比較器22の出力ｄでそ
のゲートの開閉を制御する。
上記の如く構成した本発明の他の実施例において、コ
イル通電論理回路１の各出力は第７図（ａ）〜（ｆ）に
示す如くであり、立上りタイミング検出器20の出力は第
７図（ｇ）に示す如きタイミングで出力される。
イル通電論理回路１の各出力は第７図（ａ）〜（ｆ）に
示す如くであり、立上りタイミング検出器20の出力は第
７図（ｇ）に示す如きタイミングで出力される。
したがって、コンデンサC1の端子電圧は第７図（ｈ）
において実線で示す如くである。第７図（ｈ）において
破線はツエナーダイオード21のツエナー電圧を示してい
る。第７図（ｈ）における実線は電源電圧が21Vの場
合、23Vの場合、25Vの場合を示しており、電源電圧が23
V以上の場合、コンデンサC1の端子電圧の一部はツエナ
ーダイオード21のツエナー電圧を超える。コンデンサC1
の端子電圧がツエナー電圧を超えている期間レベル比較
器22の出力ｄは低電位となり、レベル比較器22の出力ｄ
は第７図（ｉ）に示す如くになる。
において実線で示す如くである。第７図（ｈ）において
破線はツエナーダイオード21のツエナー電圧を示してい
る。第７図（ｈ）における実線は電源電圧が21Vの場
合、23Vの場合、25Vの場合を示しており、電源電圧が23
V以上の場合、コンデンサC1の端子電圧の一部はツエナ
ーダイオード21のツエナー電圧を超える。コンデンサC1
の端子電圧がツエナー電圧を超えている期間レベル比較
器22の出力ｄは低電位となり、レベル比較器22の出力ｄ
は第７図（ｉ）に示す如くになる。
この結果、アンドゲート23〜25を介して出力されるコ
イル通電論理回路１の出力は第７図（ｊ）〜（ｌ）に示
す如くになる。ここで出力ULに対してUL′、VLに対して
VL′、WLに対してWL′と示してあり、コンデンサC1の端
子電圧がツエナー電圧より低い期間のみモータのステー
タ巻線に通電され得るようになる。
イル通電論理回路１の出力は第７図（ｊ）〜（ｌ）に示
す如くになる。ここで出力ULに対してUL′、VLに対して
VL′、WLに対してWL′と示してあり、コンデンサC1の端
子電圧がツエナー電圧より低い期間のみモータのステー
タ巻線に通電され得るようになる。
一方、速度判別器２からの出力は第７図（ｍ）に示す
如くであり、ステータ巻線に流れる電流のタイミングお
よびレベルは第７図（ｍ）に示す如くである。
如くであり、ステータ巻線に流れる電流のタイミングお
よびレベルは第７図（ｍ）に示す如くである。
そこで第７図からも明らかな如く、電源電圧が低いと
きには通電のデューティ比が大きく、電源電圧が高いと
きには通電のデューティ比が小さく制御され、平均発生
トルクを電源電圧の変化にかかわらずほぼ一定にするこ
とができる。
きには通電のデューティ比が大きく、電源電圧が高いと
きには通電のデューティ比が小さく制御され、平均発生
トルクを電源電圧の変化にかかわらずほぼ一定にするこ
とができる。
（発明の効果） 以上説明した如く本発明によれば、電源電圧を検出し
て、電源電圧にともなってコイル通電論理回路の出力の
一部を遮断するようにしたため、オン・オフ制御の場合
に速度変動の最大要因である電源電圧の変動にかかわら
ず、加速トルクをほぼ一定とすることができ、直流ブラ
シレスモータの速度変動を小さく抑えることができる。
て、電源電圧にともなってコイル通電論理回路の出力の
一部を遮断するようにしたため、オン・オフ制御の場合
に速度変動の最大要因である電源電圧の変動にかかわら
ず、加速トルクをほぼ一定とすることができ、直流ブラ
シレスモータの速度変動を小さく抑えることができる。
第１図は、本発明の一実施例の構成を示すブロック図。 第２図は本発明の一実施例における通電比率制御回路の
回路図。 第３図は本発明の一実施例の作用の説明に供する電源電
圧と平均発生トルクの特性図。 第４図は本発明の一実施例の作用の説明に供するコイル
通電理論回路の出力タイミング図。 第５図は本発明の一実施例の作用の説明に供する平均ト
ルクとデューティ比を示す特性図。 第６図は本発明の他の実施例の構成を示すブロック図。 第７図は本発明の他の実施例の作用の説明に供するタイ
ミング図。 第８図は従来例の構成を示すブロック図。 第９図は従来例の速度変動を示す特性図。 第10図はコイル通電論理回路の出力信号のタイミング
図。 １……コイル通電論理回路、２……速度判別器、３〜5,
15,16,23〜25……アンドゲート、10……通電比率制御回
路、13および14……インバータ、11,12および22……レ
ベル比較器、20……立上りタイミング検出器、21……ツ
エナーダイオード、Q0,Q1,Q2Q3,Q10,Q20,Q30,Q11,Q21お
よびQ31……トランジスタ、LU,LVおよびLW……ステータ
巻線。
回路図。 第３図は本発明の一実施例の作用の説明に供する電源電
圧と平均発生トルクの特性図。 第４図は本発明の一実施例の作用の説明に供するコイル
通電理論回路の出力タイミング図。 第５図は本発明の一実施例の作用の説明に供する平均ト
ルクとデューティ比を示す特性図。 第６図は本発明の他の実施例の構成を示すブロック図。 第７図は本発明の他の実施例の作用の説明に供するタイ
ミング図。 第８図は従来例の構成を示すブロック図。 第９図は従来例の速度変動を示す特性図。 第10図はコイル通電論理回路の出力信号のタイミング
図。 １……コイル通電論理回路、２……速度判別器、３〜5,
15,16,23〜25……アンドゲート、10……通電比率制御回
路、13および14……インバータ、11,12および22……レ
ベル比較器、20……立上りタイミング検出器、21……ツ
エナーダイオード、Q0,Q1,Q2Q3,Q10,Q20,Q30,Q11,Q21お
よびQ31……トランジスタ、LU,LVおよびLW……ステータ
巻線。
Claims (1)
- 【請求項１】目標角速度とロータ軸回転角速度との遅速
を判別する速度判別器と、ロータ軸の回転位置検出信号
にともなって固定子巻線の駆動信号を出力するコイル通
電論理回路と、速度判別器からの出力にともなってコイ
ル通電論理回路からの一部の出力をオン、オフする第１
制御手段とを備えた直流ブラシレスモータの速度制御方
法において、電源電圧レベルを検出する電圧検出手段
と、電圧検出手段による検出電源電圧レベルにともなっ
てコイル通電論理回路からの出力の残部の通電・遮断を
制御する通電比率制御手段とを備え、上記通電・遮断に
より速度制御を行うことと特徴とする直流ブラシレスモ
ータの速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1080952A JP2704427B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | 直流ブラシレスモータの速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1080952A JP2704427B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | 直流ブラシレスモータの速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02262896A JPH02262896A (ja) | 1990-10-25 |
| JP2704427B2 true JP2704427B2 (ja) | 1998-01-26 |
Family
ID=13732840
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1080952A Expired - Lifetime JP2704427B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | 直流ブラシレスモータの速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2704427B2 (ja) |
-
1989
- 1989-03-31 JP JP1080952A patent/JP2704427B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02262896A (ja) | 1990-10-25 |
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