JP2702660B2

JP2702660B2 - 回復時間を改善した高周波リミッタ・スイッチリミッタ回路

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Publication number: JP2702660B2
Application number: JP21594793A
Authority: JP
Inventors: ヴィンセントベラントーニジョン
Original assignee: ワトキンズ − ジョンソンカンパニー
Priority date: 1992-09-03
Filing date: 1993-08-31
Publication date: 1998-01-21
Anticipated expiration: 2013-01-21
Also published as: US5300900A; JPH0774567A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は一般にマイクロ波及び他
の高周波通信ネットワークに係り、より詳細には、この
ようなネットワークに使用される信号切り換え及び電力
制限回路に係る。

【０００２】

【従来の技術】マイクロ波及びミリメータ波回路は、例
えば、高周波サテライト通信及びレーダシステムに広く
使用されている。これら及び他の高周波システムの受信
ネットワークは、一般に、送信されたマイクロ波又はミ
リメータ波信号を検出するためにミクサや低ノイズ増幅
器のような高感度のマイクロ波部品を備えている。受信
アンテナに入射する高電力信号（例えば、レーダジャミ
ング信号）からこれらの部品を保護するために、アンテ
ナと受信器との間に電力制限回路がしばしば直列に挿入
される。マイクロ波及びミリメータ波のリミッタは、通
常の大きさの信号がアンテナによって受信されたときに
最小の挿入ロスで特性伝送線インピーダンスを与えるよ
うに設計されている。これに対して、高電力信号がアン
テナに当たると、リミッタはほぼ短絡状態となり、受信
器内の高感度部品にダメージが及ぶのを防止する。

【０００３】アンテナ入力ポートのアレイを有する高周
波システムにおいては、マイクロ波信号を選択又は分配
するためにスイッチが使用される。これらのマイクロ波
スイッチは、例えば、メイン信号路即ち「共通アーム」
を、特定のアンテナに関連したリミッタ回路に結合する
のに使用される。典型的に、各アンテナ入力ポートの後
には、リミッタ回路とスイッチング素子とのカスケード
接続が続く。「スイッチ−リミッタ」という語は、この
ようなカスケード接続を説明するためにしばしば使用さ
れる。

【０００４】図１は、高電力入力ポートの付近に配置さ
れたショットキーダイオードＤ１によって駆動される従
来のリミッタ回路を示す回路図である。入力ポートは一
般にアンテナと連通しており、高周波信号路Ｐの原点と
して働く。信号路Ｐは、典型的にマイクロストリップ又
はストリップラインとして実施され、ダイオードＤ１及
びバイパスキャパシタＣ２は、１／４波長カプラーＱに
よって信号路Ｐに結合されている。信号路Ｐに対する１
／４波長カプラーＱの位置は、ダイオードＤ１と信号路
Ｐとの間の結合を調整するように変えることができる。
ダイオードＤ１は、既知の電力の高周波信号エネルギー
に応答してオンにされるので、カプラーＱは、所定電力
以上の信号エネルギーが入力ポートに当たるときにダイ
オードＤ１が動作されるように配置される。このよう
に、このリミッタは、入力ポートによって受信された所
定の大きさの信号エネルギーを短絡するように校正する
ことができる。

【０００５】より詳細には、所要の大きさを越える高電
力パルスが入力ポートに現れると、ダイオードＤ１は、
カプラーＱによって高周波信号エネルギーがこれに送ら
れることによりオンになる。ダイオードＤ１は、これが
オンになると、ＤＣバイアス電流を発生し、これはバイ
アス構造体を介してＰＩＮダイオードＤ３、Ｄ４及びＤ
５に送られる。このバイアス構造体は、抵抗Ｒ１、ＲＦ
チョークインダクタＬ１及びキャパシタＣ３を含む。こ
のバイアス電流はダイオードＤ３、Ｄ４及びＤ５をオン
にするので、信号路Ｐとグランドとの間には多数の高周
波短絡路が形成される。このように、高電力パルスは、
並列接続されたＰＩＮダイオードＤ３及びＤ４における
短絡路によって反射され、一方、ダイオードＤ５は、信
号路Ｐに沿ってダイオードＤ３及びＤ４をバイパスする
ことのできるパルスエネルギーを反射する。入力ポート
と保護された出力ポートとの間の高電力信号の減衰は、
経路Ｐによって送信される中心周波数の１／４波長だけ
ダイオードＤ５をダイオードＤ３及びＤ４から離間する
ことにより一般に最大にされる。

【０００６】図１から明らかなように、高電力パルスが
入力ポートに入射したときにダイオードＤ１によってダ
イオードＤ３、Ｄ４及びＤ５に送られるバイアス電流は
Ｒ１の大きさによって左右される。Ｒ１の値が大きい
と、ショットキーダイオードＤ１からのバイアス電流を
比較的大きな割合でダイオードＤ３、Ｄ４及びＤ５に供
給することができ、一方、Ｒ１の値が小さいと、バイア
ス電流の消費が大きくなる。従って、ダイオードＤ１に
よって発生されたバイアス電流を主としてダイオードＤ
３、Ｄ４及びＤ５の付勢に使用するように抵抗Ｒ１を増
大することによって電力取扱容量が改善される。

【０００７】図１に示すようなショットキー駆動リミッ
タの利点は、電力取扱容量が高いこと（例えば、１μｓ
パルスに対して２ｋＷ又は連続波で５０Ｗ）、カプラー
Ｑによって調整可能な制限スレッシュホールドが与えら
れること、及びＰＩＮダイオードＤ３、Ｄ４及びＤ５の
パラメータを整合させる必要がないことを含む。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】不都合なことに、ショ
ットキーリミッタは回復時間が比較的長いことが知られ
ている。ここで、回復時間とは、リミッタが高電力パル
スの終了に続いて低ロス状態に復帰するのに要する時間
として定義される。高電力パルスが終わると、ダイオー
ドＤ１はオフになり、ダイオードＤ３、Ｄ４及びＤ５へ
のバイアス電流の供給を終わらせる。これは、ＰＩＮダ
イオードＤ３、Ｄ４及びＤ５が、その真性領域に蓄積さ
れた残留電荷が除去された後に、非導通（即ち「挿入ロ
ス」）状態に復帰できるようにする。挿入ロス状態にあ
る間は、ダイオードＤ３、Ｄ４及びＤ５は、経路Ｐに沿
って伝播する信号エネルギーに対して本質的に見掛け上
開路となり、従って、入力ポートと保護ポートとの間に
低電力信号を通せるようになる。しかしながら、ダイオ
ードＤ３、Ｄ４及びＤ５は、高電力パルスの減少又は
「制限」に続いてその各々に蓄積された残留電荷が完全
に除去された後でなければ開路としてふるまわない。従
って、ダイオードＤ３、Ｄ４及びＤ５は、高電力パルス
の入射に続くその特性「回復」時間中に低電力信号エネ
ルギーの一部分を不所望に反射し、全体的な挿入ロス
（即ち信号減衰）を不所望に増大する。

【０００９】図１から明らかなように、ダイオードＤ
３、Ｄ４及びＤ５が高電力パルス入射後に挿入ロス状態
に復帰するに要する回復時間は、Ｒ１の大きさに逆比例
する。従って、Ｒ１の値が小さいと、回復時間は短くな
るが、Ｒ１の値が大きいと、回復時間は長くなる。しか
しながら、Ｒ１の値が小さいと、ダイオードＤ１からグ
ランドへ転向されるバイアス電流の部分が大きくなり、
これにより、ＰＩＮダイオードＤ３、Ｄ４及びＤ５の電
力取扱容量が低下する。その結果、従来のリミッタの設
計者は、通常、Ｒ１の抵抗値を選択するときに電力取扱
と回復時間との間で妥協することが余儀なくされる。

【００１０】上記したように、図１の従来型リミッタ
は、典型的にスイッチ−リミッタ回路を形成するように
高周波スイッチング回路と直列にカスケード接続され
る。このスイッチング回路は一般に１／４波長離間され
た一対のダイオードも備えているので、このような複合
スイッチ−リミッタ回路は、高周波信号路と分路接続さ
れた少なくとも４つのＰＩＮダイオードをしばしば組み
込むことになる。不都合なことに、この冗長性は従来型
スイッチ−リミッタ回路の挿入ロスを不所望に増大し、
これは次いでスイッチ−リミッタが配置されるアンテナ
システムのレンジを制限する傾向となる。

【００１１】本発明の目的は、電力取扱容量を付随的に
減少させることなく、高電力パルス入射後の回復時間を
減少できるようなリミッタ回路を提供することである。

【００１２】本発明の別の目的は、低電力ＲＦ信号を案
内するときの挿入ロスを低減したリミッタ回路を提供す
ることである。

【００１３】本発明の更に別の目的は、挿入ロスを低減
し且つ回復時間を短くしたスイッチ−リミッタ回路を提
供することである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】要約すれば、本発明は、
挿入ロスを低減し且つ回復時間を改善した高周波リミッ
タ及びスイッチリミッタ回路を提供する。高周波スイッ
チ−リミッタは、少なくとも１つの入力ポートと、該入
力ポートと共通アームとの間の高周波信号路とを備えて
いる。入力ダイオードは、所定電力レベルを越える高エ
ネルギー信号が入力ポートに入射するのに応答して第１
バイアス電流を発生する。１組の保護ダイオードは、上
記第１バイアス電流の一部分又は第２バイアス電流によ
ってオン状態に切り換えられたときに高エネルギー信号
を反射し、これらの保護ダイオードは、オン状態にある
ときは高周波信号路によって伝播される信号エネルギー
を反射し、オフ状態にあるときは高周波信号路によって
伝播される信号エネルギーを通過するように配置され
る。オン状態とオフ状態の間の保護ダイオードの切り換
えは、ドライバネットワーク内に含まれたバイアスネッ
トワークのインピーダンスを変更することにより促進さ
れ、このドライバネットワークは、スイッチ制御信号に
応答して上記第２バイアス電流を発生するように配置さ
れる。

【００１５】本発明の更に別の目的及び特徴は、添付図
面を参照した以下の詳細な説明及び特許請求の範囲から
容易に明らかとなろう。

【００１６】

【実施例】リミッタ回路図２は、挿入ロス及び回復時間が改善された本発明の高
周波リミッタ１００の好ましい実施例を示す回路図であ
る。このリミッタ１００は、高電力入力ポート１２０と
保護ポート１３０との間にマイクロ波或いはミリメータ
波信号のようなＲＦ信号エネルギーＳの両方向伝播を維
持することのできる高周波即ちＲＦ回路１１０を備えて
いる。このＲＦ回路１１０の入力ポート１２０及び保護
ポート１３０は、典型的にマイクロストリップ又はスト
リップラインで実施される高周波伝送線１４０によって
リンクされる。入力ポート１２０はアンテナＡにしばし
ば作動的に結合され、一方、保護ポート１３０は一般的
に高周波スイッチ（図示せず）に接続される。

【００１７】本発明のリミッタ１００は、更に、第１及
び第２のＤＣバイアスライン１６０及び１７０によって
ＲＦ回路１１０に接続されたＤＣドライバ回路１５０を
備えている。以下で詳細に述べるように、リミッタ１０
０は、高電力パルスが入力ポート１２０に入射したとき
に入力ポート１２０を保護ポート１３０から分離するよ
うに設計されている。高電力パルスが存在しない場合に
は、ＲＦ回路１１０はＤＣドライバ回路１５０によりＤ
Ｃバイアスライン１７０を経てバイアスされ、低電力Ｒ
Ｆ信号を入力ポート１２０と保護ポート１３０との間に
実質的に妨げなく通せるようにする。

【００１８】充分な大きさの高電力パルスが入力ポート
１２０に入射すると、ショットキーダイオード１８０
は、ＤＣバイアス電流を第１ＤＣバイアスライン１６０
を経てＤＣドライバ回路１５０へ供給する。ライン１６
０のこのＤＣバイアス電流は、ＰＮＰ分離トランジスタ
１９０をオンにし、これは、ＤＣバイアス電流で、第１
及び第２の並列接続されたＰＩＮダイオード２００及び
２０５と二次ＰＩＮダイオード２１０とを充電させる。
このような高電力パルスが入射する間には、ＤＣドライ
バネットワーク１５０に含まれたバイアスネットワーク
２２０のインピーダンスが、ＲＦ回路１１０内のＰＩＮ
ダイオード２００、２０５及び２１０の低周波インピー
ダンスに対して大きくなるようにされる。その結果、シ
ョットキーダイオード１８０によって発生されたＤＣバ
イアス電流の比較的大きな割合が、バイアスネットワー
ク２２０内で消費されるのではなくてＰＩＮダイオード
２００、２０５及び２１０へ送られることになる。高電
力信号は、電源ノード２３０に電圧−Ｖが存在しなくて
も減衰されることが観察される。というのは、ショット
キーダイオード１８０からの電流でＰＩＮダイオード２
００、２０５及び２１０が付勢されるからである。この
ようにして、例えば停電によってバイアス電圧−Ｖが失
われたとしても、ＰＩＮダイオード２００、２０５及び
２１０の電力取扱容量は比較的大きく確保される。

【００１９】高電力パルスにより、ドライバ１５０は、
バイアスネットワーク２２０のインピーダンスを本質的
に短絡インピーダンスに切り換えるように動作する。こ
れは負の電源ノード２３０の電圧−Ｖを第２のＤＣバイ
アスライン１７０に効果的に結合し、ＰＩＮダイオード
２００、２０５及び２１０の真性領域からの電荷の除去
を促進する。このように、本発明のリミッタ１００が低
インピーダンスの挿入ロス状態に復帰するに要する回復
時間は、図１に示す従来のショットキー駆動リミッタに
より要求された時間に比して減少される。

【００２０】低インピーダンス状態にある間には、ＲＦ
回路１１０は、バイアスネットワーク２２０内の第１及
び第２のバイアス抵抗２４０及び２４５より成る電圧分
割器を経て負の電源電圧−Ｖに接続される。このよう
に、ＰＩＮダイオード２００、２０５及び２１０は、Ｒ
Ｆ回路１１０が低インピーダンス状態にある間に負の電
位に接続され、従って、本発明のリミッタ１００の挿入
ロスは、図１に示す従来のリミッタよりも低くされる。

【００２１】図３は、ＲＦ回路１１０のマイクロストリ
ップ実施例の上面図である。高周波信号路１４０は入力
ポート１２０で始まり、一般的に同軸アンテナフィード
ライン（図示せず）の中心ピンから結合される。信号路
１４０は従来のマイクロストリップ伝送線を用いて実施
され、これは、例えば、金のような導体をアルミナの基
体材料２５５に薄く付着したものを含む。ショットキー
ダイオード１８０及び第１のバイパスキャパシタ２６０
は、オクターブ帯域巾の１／４波長カプラー２６５を経
て信号路１４０に結合される。信号路１４０とダイオー
ド１８０との間の結合は、カプラー２６５の１／４波長
伝送線セグメント２６７を信号路１４０から分離する距
離Ｄを調整することによって制御される。伝送線セグメ
ント２６７の長さは、リミッタ１００が動作するように
設計された中心波長のほぼ１／４である。例えば、約４
０ｄＢｍの高電力パルスに応答してダイオード１８０を
オンにすることが所望される場合には、信号路１４０と
伝送線セグメント２６７との間の距離Ｄは、約２５ない
し３５デシベル（ｄＢ）の結合を引き起こすように調整
される。ショットキーダイオード１８０により発生され
るＤＣバイアス電流は伝送線セグメント２６７を経て第
１のＤＣバイアスライン１６０へ進む。

【００２２】図３に示すように、ＰＩＮダイオード２０
０、２０５及び２１０は、第１及び第２のＤＣブロック
キャパシタ２７０及び２７５によって信号路１４０に課
せられるＤＣ電圧及び電流から保護される。ＰＩＮダイ
オード２００、２０５及び２１０の各々は従来通りに信
号路１４０にワイヤボンディングされ、ショットキーダ
イオード１８０及び第１のバイパスキャパシタ２６０も
１／４波長カプラー２６５の伝送線セグメント２６７に
ワイヤボンディングされる。更に、ＲＦチョークインダ
クタ２２５は、信号路１４０及び第２のバイパスキャパ
シタ２８０にワイヤボンディスングされる。

【００２３】リミッタ回路１００の動作は、便宜上図４
ないし９のタイミング図を参照して説明する。図４に示
すように、電力が２ｋＷで、巾が約１μｓのＲＦエネル
ギーパルスが時間ｔ₁にＲＦ回路１１０の入力ポート１
２０に入射する。１／４波長カプラー２６５が標準的な
結合程度（例えば、２５ないし３５ｄＢ）を与えるよう
に設計されていると仮定すると、ショットキーダイオー
ド１８０は、時間ｔ₁及びｔ₃におけるＲＦパルスの立
上り及び立下りとほぼ同時にオン及びオフになる（図
５）。図２及び３の実施例では、ダイオード１８０は、
約２５Ωの等価インピーダンスが与えられたときに、約
２Ｖの電圧と約８０ｍＡのバイアス電流を発生するよう
に選択されるのが好ましい。

【００２４】図２及び図６のタイミング図を参照すれ
ば、時間ｔ₀とｔ₁との間の低インピーダンス挿入ロス
状態の間に、ＤＣバイアスライン１７０を経てＰＩＮダ
イオード２００、２０５及び２１０に加えられるバイア
ス電圧Ｖ_pinは、第１及び第２のバイアス抵抗２４０及
び２４５により約−７Ｖにセットされる（ノード２３０
の負の供給電圧が−１２Ｖと仮定すれば）。低インピー
ダンス状態での動作中におけるＰＩＮダイオードバイア
ス電圧Ｖ_pinの負の値は、ＰＩＮダイオード２００、２
０５及び２１０によって生じる挿入ロスを、図１のリミ
ッタのＰＩＮダイオードによって誘起される挿入ロスに
対して減少させることに注意されたい。というのは、従
来リミッタのＰＩＮダイオードは公称約０ボルトの電位
に保持されるからである。即ち、ＰＩＮダイオード２０
０、２０５及び２１０に逆バイアスが印加されると、そ
の各々のインピーダンスが増加し、それにより、そこに
蓄積された電荷を更に完全に除去することによって挿入
ロスを減少させる。

【００２５】時間ｔ₁において、ショットキーダイオー
ド１８０によって発生されたバイアス電流は分離トラン
ジスタ１９０をオンにする。図２に示すように、このト
ランジスタ１９０は、そのエミッタ端子がドライバ入力
抵抗２８５を経てダイオード１８０に接続されそしてそ
のベース端子が接地された抵抗２８７に接続されてい
る。トランジスタ１９０によって導通されるバイアス電
流は、ＰＩＮダイオード２００、２０５及び２１０にま
たがる高周波短絡を形成し、第２のバイパスキャパシタ
２８０を充電し、Ｖ_pinを約１Ｖに上昇させる。図７に
ついて以下に述べるように、短絡されたＰＩＮダイオー
ド２００、２０５及び２１０は、入力ポート１２０に入
射する高電力パルスを反射するように動作する。

【００２６】図７のタイミング図を参照すれば、本発明
のリミッタ１００は、最小のＲＦパルスエネルギーのみ
が保護ポート１３０に当たるのを許す。より詳細には、
時間ｔ₁とｔ₂との間に、保護ポート１３０に現れるＲ
Ｆ電力は、第３のＰＩＮダイオード２１０がオンに切り
換わる過程の間にＲＦ_max（例えば、３５ｄＢｍ）の値
まで一時的に上昇する。ダイオード２１０は、一般に、
第１及び第２のＰＩＮダイオード２００及び２０５より
も更に迅速なターン・オン時間、ひいては、低い電力取
扱容量を有するように選択される。その結果、第３のＰ
ＩＮダイオード２１０は、第１及び第２のＰＩＮダイオ
ードがＤＣバイアス電流によって充電されている間に、
ＲＦパルスエネルギーの電力がＲＦ_maxを越えるのを防
止する。これらＰＩＮダイオードによって与えられる分
離は、一般に、第３のＰＩＮダイオード２１０と第１及
び第２のＰＩＮダイオード２００及び２０５との間に１
／４波長の間隔を維持することにより最大にされる。時
間ｔ₂とｔ₃との間には、リミッタ１００は、ＲＦ電力
のフラット漏洩レベル（例えば、ＲＦ_flat＝１０ｄＢ
ｍ）以上のものが保護ポート１３０に到達するのを防止
するように働く。

【００２７】図８は、ＰＮＰスイッチングトランジスタ
２９０のベースの電圧を示すタイミング図である。図２
及び８を参照すれば、第３及び第４のバイアス抵抗２９
５及び３００は、時間ｔ₀とｔ₁との間の挿入ロス状態
中にＰＮＰスイッチングトランジスタ２９０のベースを
約−０．５Ｖに保持することによりこのトランジスタ２
９０をカットオフより若干低く維持する。時間ｔ₁にお
いては、ショットキーダイオード１８０によって供給さ
れるＤＣバイアス電流が結合キャパシタ３０５を充電
し、これは、トランジスタ２９０のベースを約２Ｖまで
一時的に上昇させる。トランジスタ２９０は、時間ｔ₃
にＲＦパルスが止むまでオフに保たれ、そのとき、ショ
ットキーダイオード１８０の電圧は約２Ｖから０Ｖに降
下する。この変化は、キャパシタ３０５に保持された電
圧をトランジスタ２９０を通るベース−エミッタ電流と
して強制的に消費させ、その結果、トランジスタ２９０
が飽和する。このように、トランジスタ２９０は、時間
ｔ₃とｔ₄との間のダイオード放電インターバル中にオ
ンになり、従って、そのコレクタ電流を、プルダウント
ランジスタ３２０のベース−エミッタ接合にまたがって
接続されたターン・オン抵抗３１０に強制的に通流させ
る。抵抗３１０に流れる電流は、プルダウントランジス
タ３２０のベース−エミッタ電圧をその飽和値まで上昇
することにより該トランジスタ３２０をオンにし、この
飽和値は、一般にフィルタキャパシタ３１５にかかる負
の電圧値よりも約０．７５Ｖ高いものである。トランジ
スタ３２０は、オンになると、第２のバイパスキャパシ
タ２８０と逆転保護ダイオード３３０との間に効果的に
短絡を形成し、従って、ＰＩＮダイオードのバイアス電
圧Ｖ_pinを、時間ｔ₃の後に約１μｓ間負の供給電圧
（−１２Ｖ）にプルダウンする（図６）。分離トランジ
スタ１９０はショットキー電圧が２Ｖから０Ｖへ降下す
る間にオフになるので、ショットキーダイオードは、時
間ｔ₃とｔ₄との間のダイオード放電インターバル中に
（図８）分離トランジスタ１９０によって負の供給電圧
から保護される。

【００２８】ＲＦパルスの終わり（時間ｔ₃）の大きな
負の電位Ｖ_pinは、ＰＩＮダイオード２００、２０５及
び２１０の回復時間を、その各々に蓄積された電荷の除
去を促進することにより実質的に減少させる。図８のタ
イミング図に示すように、スイッチングトランジスタ２
９０のベースの電圧は、ダイオード放電インターバル中
に、結合キャパシタ３０５の値及びそれによって見た等
価抵抗値に比例するＲＣ時定数に従って放電する。ダイ
オード放電インターバルの終わり（時間ｔ₄）には、高
電力ＲＦパルスの入射中に結合キャパシタ３０５に蓄積
された電荷が完全に消散されている。キャパシタ３０５
のこの放電は、トランジスタ２９０のベース電圧を充分
に上昇させることにより該トランジスタをオフにし、そ
の結果、プルダウントランジスタ３２０もダイオード放
電インターバルの終わりにオフにされる。図９のタイミ
ング図は、ダイオード放電インターバル中のプルダウン
トランジスタ３２０のベース電圧の上昇及び下降を示し
ている。

【００２９】以下の表１は、本発明のリミッタ１００の
好ましい実施例に使用される特定の電気部品を識別する
もので、「参照番号」欄の数字は図２ないし３の参照番
号に対応するものである。

【００３０】

【表１】

【００３１】オクターブバンドのスイッチリミッタ図１０は、従来型のオクターブバンドスイッチリミッタ
回路の回路図である。図１０のスイッチリミッタは、キ
ャパシタＣ７によって共通アームに容量的に結合された
Ｎ個の高周波信号路（分岐アーム）を備えている。Ｎ個
の分岐アームの各々は典型的にほぼ同じであるから、１
つの分岐アーム１のみが図１０に詳細に示されている。
各分岐アームは、一般に、図１について上記したような
リミッタ回路の入力ポートを介してアンテナ（図示せ
ず）に連通する。図１０に示すように、分岐アーム１の
リミッタ回路は、スイッチ回路によって共通アームにリ
ンクされる。

【００３２】各分岐アームのスイッチ回路は、ＴＴＬス
イッチドライバによって適当な制御電圧＋Ｖｃが送られ
たときに、分岐アームの入力ポートを共通アームから選
択的に分離するように動作する。逆に、各スイッチ回路
は、スイッチドライバによって−Ｖｃの制御電圧が与え
られるのに応答して特定アームの入力ポートを共通アー
ムに接続する。このように、共通アームは、その各々の
スイッチドライバが＋Ｖｃ又は−Ｖｃのいずれかの制御
電圧を発生するように命令することにより所望の分岐ア
ームに接続されると同時に他の全ての分岐アームから分
離される。

【００３３】各スイッチ回路は、一対の１／４波長間隔
のＰＩＮダイオードＤ６及びＤ７を備えており、又、ダ
イオードＤ７は共通アームから中心動作波長λの１／４
のところに配置される。インダクタＬ２及びキャパシタ
Ｃ５を経てこれらダイオードＤ６及びＤ７に正の制御電
圧＋Ｖｃを印加すると、その各々に順方向バイアスが形
成され、これはダイオードＤ６及びＤ７がＲＦ信号エネ
ルギーに対して見掛け上短絡状態となるようにする。良
く知られているように、共通アームから距離λ／４のと
ころに順方向バイアスされたダイオードＤ７によって形
成されたＲＦ短絡回路が存在すると、ダイオードＤ７と
共通アームとの間の伝送線の１／４波長部分は開路に近
いものとなる。順方向バイアスされたダイオードＤ６と
Ｄ７との間の１／４波長伝送線部分は、共通アームと各
分岐アームの入力ポートとの間に更に分離を与える。

【００３４】以上の説明から明らかなように、各分岐ア
ーム内のスイッチ回路により与えられる高周波分離は、
中心動作波長の１／４の部品間隔に基づいている。従っ
て、各分岐アーム内のスイッチ回路により与えられる分
離は、スイッチリミッタの動作周波数が中心周波数から
ずれるときに減少され、そして中心周波数の２倍より大
きいか又は中心周波数の半分より小さい動作周波数に対
して最小の大きさとなる。即ち、図１０のスイッチ−リ
ミッタ回路は、所望の中心動作周波数を取り巻くオクタ
ーブ帯域巾にわたって動作するように設計されている。
図１０の従来型スイッチ−リミッタ回路は、選択された
帯域巾にわたり共通アームと分岐アームの選択された入
力ポートとの間に適当な分離を与えることができるが、
各分岐アームは、５つのＰＩＮダイオードＤ３ないしＤ
７を備えていることに注意されたい。上記したように、
各ＰＩＮダイオードは、特定の分岐アームのスイッチ回
路がバイアスされてその入力ポートと共通アームとの間
に低電力ＲＦ信号エネルギーを通過できるようにすると
きにスイッチ−リミッタの挿入ロスを増大させる。この
ような挿入ロスは望ましくない。というのは、例えば、
１つの分岐アームの入力ポートから共通アームへ伝播す
る低電力ＲＦ信号の強度を減衰するからである。図１１
を参照して以下に述べるように、本発明のスイッチ−リ
ミッタ回路は各分岐アーム内に組み込む必要のあるＰＩ
Ｎダイオードの個数を減少することにより挿入ロスを最
小にする。

【００３５】図１１を参照すれば、本発明のスイッチ−
リミッタ回路４００の好ましい実施例は、ＤＣブロック
キャパシタ４０５によって共通アームＣに接続されたＮ
個の同じ分岐アームを備えている。第１の分岐アーム４
０７は、共通アームＣとアンテナ（図示せず）との間に
挿入されたオクターブバンドＲＦ回路４１０を備えてお
り、このオクターブバンドＲＦ回路４１０は図２のリミ
ッタ１００に含まれたＲＦ回路１１０と実質的に同じで
ある。第１分岐アーム４０７は、更に、ＡＣ結合された
スイッチドライバ４５０を備え、その一部分はＤＣドラ
イバ１５０（図２）と同じである。従って、リミッタ１
００及びスイッチリミッタ４００に共通の電気部品を識
別するために図２の参照番号にアポストロフィー記号を
付けて使用する。

【００３６】分岐アーム４０７に含まれたオクターブバ
ンドＲＦ回路４１０は、制限及びスイッチングの両方の
機能を実行するように配置される。ＲＦ回路４１０は、
その入力ポート１２０’に入射する高電力ＲＦパルスを
反射することによりリミッタとして動作し、そしてスイ
ッチ−ドライバ４５０から所要バイアス電流が供給され
たときには入力ポート１２０’を共通アームＣから選択
的に分離するようにスイッチとして動作する。スイッチ
−ドライバ４５０は、入力ポート１２０’に高電力パル
スが入射したとき及び入力ポート１２０’を共通アーム
Ｃから分離することが所望されるときにＰＩＮダイオー
ド２００’、２０５’及び２１０’にＤＣバイアス電流
を供給するように働く。従って、スイッチ−ドライバ４
５０は、３つのＰＩＮダイオード２００’、２０５’及
び２１０’を制限素子及びスイッチング素子として使用
できるようにする。それ故、本発明のスイッチ−リミッ
タ４００の挿入ロスは、図１０の従来型スイッチ−リミ
ッタが５個のＰＩＮダイオードを必要とするとすれば、
この従来型スイッチ−リミッタよりも一般的に小さなも
のとなる。

【００３７】図１１を参照すれば、第３のＰＩＮダイオ
ード２１０’は、共通アームＣから１／４波長離間さ
れ、そして第１及び第２のＰＩＮダイオード２００’及
び２０５’はこの第３のＰＩＮダイオード２１０’から
１／４波長のところに配置される。従って、アーム４０
７は、これらのＰＩＮダイオードが順方向にバイアスさ
れて高周波短絡回路を形成するときに、共通アームＣに
対して見掛け上開路のようになる。図１１に示すよう
に、ＴＴＬスイッチ制御ネットワーク４７０は、ＴＴＬ
スイッチ制御ノード４８０にＴＴＬ論理低（即ち０ボル
ト）が印加されたときに、スイッチドライバ４５０がダ
イオード２００’、２０５’及び２１０’を順方向にバ
イアスし、それにより、共通アームＣを入力ポート１２
０’から分離させるように動作する。スイッチ制御ネッ
トワーク４７０は、第１、第２及び第３の分割抵抗４７
１、４７２及び４７３より成る電圧分割器を備え、その
第１及び第２の抵抗は電源キャパシタ４７５に共通接続
されている。制御ノード４８０は、スイッチングキャパ
シタ４９０を経てＰＮＰスイッチ制御トランジスタ４８
５のベースに接続されている。制御ノード４８０に論理
低が加えられると、トランジスタ４８５のベースをその
エミッタより低く引っ張ることによりトランジスタ４８
５がオンになる。というのは、このエミッタは電源ダイ
オード４９５を経て正の電源電圧＋Ｖ（例えば、５Ｖ）
に接続されているからである。トランジスタ４８５は、
これがオンになると、一次及び二次の結合キャパシタ４
９５及び５００を直接充電し、バイパス抵抗５０５及び
スイッチドライバ入力抵抗２８５’を経て分離トランジ
スタ１９０’に強制的に電流を通流させる。その結果、
トランジスタ１９０’がオンになり、所要のＤＣバイア
ス電流を供給することによってＰＩＮダイオード２０
０’、２０５’及び２１０’にまたがる高周波短絡回路
を形成する。このように、スイッチ制御ノード４８０に
ＴＴＬ論理低を印加すると、共通アームＣと入力ポート
１２０’との間に高周波開路が形成される。

【００３８】スイッチ制御ノードに印加される電圧がＴ
ＴＬ論理低からＴＴＬ論理高（例えば、５Ｖ）に変化し
たときには、スイッチ制御トランジスタ４８５のベース
及びエミッタがほぼ同じ電圧に保持されるので、このト
ランジスタ４８５がオフになる。トランジスタ４８５が
オフになると、入力ポート１２０’に高電力ＲＦパルス
が入射したときの終わりに生じるものと同じ形式のベー
ス−エミッタ飽和がスイッチトランジスタ２９０’に生
じる（図８参照）。従って、トランジスタ２９０’及び
３２０’は、一次及び二次の結合キャパシタ４９５及び
５００の放電中に図８及び９について上記したようにオ
ンになる。その結果、ＰＩＮダイオード２００’、２０
５’及び２１０’は、非導通状態へ迅速に切り換わる。
というのは、トランジスタ３２０’は、オンになると、
これらＰＩＮダイオードを負の供給電圧−Ｖへ効果的に
接続するからである。従って、スイッチ−リミッタ４０
０のＮ個の分岐アームの各々のスイッチ−ドライバは、
共通アームＣを特定分岐アームの入力ポートに迅速に接
続したり切り離したりできるようにする。

【００３９】論理低がスイッチ制御ノード４８０に加え
られてＰＩＮダイオード２００’、２０５’及び２１
０’を順方向にバイアスし、それにより、共通アームＣ
を入力ポート１２０’から分離したときには、高電力Ｒ
Ｆパルスが入射しても、スイッチ−リミッタ４００の動
作状態は変化しない。即ち、入力ポート１２０’に高電
力ＲＦパルスが存在すると、ショットキーダイオード１
８０’がオンになり、これは、次いで、分離トランジス
タ１９０’にターン・オン電流を強制的に通流させる。
しかしながら、スイッチ制御ノード４８０に論理低が加
えられていた場合には、トランジスタ１９０’がトラン
ジスタ４８５を経てＰＩＮダイオード２００’、２０
５’及び２１０’に電流を供給する。従って、高電力Ｒ
Ｆパルスの入射中又は論理低がスイッチ制御ノード４８
０に加えられる間には共通アームＣが入力ポート１２
０’から分離されることになる。

【００４０】これに対し、スイッチ制御ノード４８０に
論理高が印加されているときには、ＰＩＮダイオード２
００’、２０５’及び２１０’が非導通であり、高周波
信号路１４０’に沿って共通アームＣと入力ポート１２
０’との間にＲＦ信号エネルギーが伝播する。この状態
のもとでは、高電力ＲＦパルスが入射すると、スイッチ
−ドライバ４１０は、図４ないし９のタイミング図につ
いて上記したように、ＰＩＮダイオード２００’、２０
５’及び２１０’を順方向にバイアスする。

【００４１】以下の表２は、スイッチ−リミッタ４００
の好ましい実施例に使用される特定の電気部品を示して
おり、「参照番号」欄の数字は図１１における参照番号
に対応している。

【００４２】

【表２】

【００４３】広帯域スイッチ−リミッタ図１２は、従来型の広帯域スイッチ−リミッタ回路の回
路図である。図１２の広帯域スイッチ−リミッタは、キ
ャパシタＣ７により共通アームに容量的に結合されたＮ
個の高周波信号路（分岐アーム）を備えている。Ｎ個の
分岐アームの各々は典型的にほぼ同じであるから、第１
の分岐アーム（アーム１）だけが図１２に詳細に示され
ている。各分岐アームは、一般に、図１について述べた
ようなリミッタ回路の入力ポートを介してアンテナ（図
示せず）に連通する。

【００４４】各分岐アームに含まれたスイッチ回路は、
ＴＴＬスイッチドライバにより適当な制御電圧＋Ｖｃが
供給されたときに分岐アームの入力ポートを共通アーム
から選択的に分離するように動作する。図１０と１２を
比較すると、従来型のオクターブバンドスイッチ−リミ
ッタ（図１０）内のダイオードＤ７と共通アームとの間
に存在する伝送線の１／４波長部分は、広帯域スイッチ
−リミッタ（図１２）内のＰＩＮダイオードＤ８に置き
換えられていることが分かる。直列接続されたダイオー
ドＤ８は、逆方向にバイアスされると、伝送線の１／４
波長部分よりも広い周波数帯域にわたって分離を与える
ので、図１２のスイッチ−リミッタの動作帯域巾は、図
１０のオクターブ帯域巾よりも広い。この広帯域スイッ
チ−リミッタ内の１／４波長離間されたＰＩＮダイオー
ドＤ６及びＤ７は、所望の中心動作周波数付近の周波数
において与えられる分離を増大するように働く。

【００４５】図１２の従来型広帯域スイッチ−リミッタ
回路は、選択された帯域巾にわたり共通アームと分岐ア
ームの選択された入力ポートとの間に適当な分離を与え
ることができるが、各分岐アームが５個のＰＩＮダイオ
ードを備えていることに注意されたい。上記したよう
に、各ＰＩＮダイオードは、特定の分岐アームのスイッ
チ回路がバイアスされてその入力ポートと共通アームと
の間に低電力ＲＦ信号エネルギーを通せるようにすると
きに、広帯域スイッチ−リミッタの挿入ロスを増大させ
る。このような挿入ロスは不所望である。というのは、
例えば、１つの分岐アームの入力ポートから共通アーム
へ伝播する低電力ＲＦ信号の強度を減衰するからであ
る。図１３について以下に述べるように、本発明の広帯
域スイッチ−リミッタ回路は、各分岐アーム内に組み込
む必要のあるＰＩＮダイオードの数を減少することによ
り挿入ロスを最小にする。

【００４６】図１３の回路図を参照すれば、本発明の広
帯域スイッチ−リミッタ回路６００の好ましい実施例
は、ＤＣブロッキングキャパシタ６０５によって共通ア
ームに結合されたＮ個の同じ分岐アームを備えている。
第１の広帯域分岐アーム６０７は、共通アームＣとアン
テナ（図示せず）との間に挿入された第１のＲＦ回路６
１０を備えている。更に、第１の分岐アーム６０７は、
ＤＣ結合されたスイッチドライバ６５０を備え、これは
ＡＣ結合されたスイッチドライバ４５０内に使用された
電気部品の幾つかを組み込んでいる。従って、オクター
ブバンドのスイッチ−リミッタ４００と、広帯域スイッ
チ−リミッタ６００とに共通の電気部品を識別するの
に、図１１の参照番号にクォテーションマークを付けた
ものを使用する。

【００４７】オクターブバンドのＲＦ回路４１０につい
て述べたように、アーム６０７内に含まれた第１のＲＦ
回路６１０は、制限及びスイッチングの両方の機能を実
行するように配置される。ＲＦ回路６１０は、入力ポー
ト１２０”に入射する高電力ＲＦパルスを反射すること
によってリミッタとして動作すると共に、スイッチ−ド
ライバ６５０が適当なスイッチ制御電圧をスイッチ制御
ノード６５５に印加したときに入力ポート１２０”を共
通アームＣから選択的に分離するためのスイッチとして
動作する。

【００４８】より詳細には、ＲＦ回路６１０は、制御ノ
ード６５５にＴＴＬ論理高を印加することにより挿入ロ
ス状態に切り換えられる。これは、スイッチ−ドライバ
６５０が負の供給電圧−Ｖを信号路１４０”に印加する
ようにし、それにより、分路接続されたＰＩＮダイオー
ド２００”、２０５”及び２１０”をオフにする。論理
高（例えば、５Ｖ）をノード６５５に印加すると、静的
なＤＣバイアス電流をＤＣバイアスループに強制的に通
流させることにより、共通アームにおいて信号路１４
０”に直列接続されたＰＩＮダイオード６６０がオンに
される。バイアスループは、ＰＩＮダイオード６６０、
第１及び第２のＤＣバイアス抵抗６６２及び６６３、第
１及び第２のＲＦチョークインダクタ６６４及び６６
６、並びにトランジスタ３２０”を備え、第１のＤＣバ
イアス抵抗６６２はバイアスキャパシタ６６８に並列に
接続されている。ＴＴＬ論理低をノード６５５に加える
と、スイッチ制御トランジスタ４８５”及び分離トラン
ジスタ１９０”がオンになり、その結果、ＰＩＮダイオ
ード２００”、２０５”及び２１０”にＤＣ電流が強制
的に流れることによってこれらダイオードにまたがって
高周波短絡回路が形成される。又、ノード６５５を論理
低で駆動すると、トランジスタ３２０”がオフになり、
これにより、直列接続されたＰＩＮダイオード６６０に
流れるＤＣ電流が遮断することによりこのダイオードが
オフになる。このように、論理低を制御ノード６５５に
加えると、入力ポート１２０”が共通アームＣから分離
される。この分離は、ＰＩＮダイオード２００”、２０
５”とＰＩＮダイオード２１０”との間の１／４波長間
隔により中心作動周波数付近のＲＦ周波数において増加
される。

【００４９】この場合も、ＲＦ回路６１０は、入力ポー
ト１２０”に当たる高電力ＲＦパルスエネルギーを反射
するためのリミッタとして動作するように設計されてい
る。このような高電力パルスが入射すると、スイッチ−
ドライバ６５０がトリガーされ、ＲＦ回路６１０は、制
御ノード６５５に論理低を印加した場合について上記し
たのと実質的に同様に制限モードに入れられる。特に、
信号路１４０”は、ショットキーダイオード１８０”か
らのＤＣバイアス電流でＰＩＮダイオード２００”、２
０５”及び２１０”にまたがる短絡回路を形成すること
により、高周波開路を近似するようにされる。更に、直
列接続されたダイオード６６０を通る静的なＤＣバイア
ス電流が遮断されて、共通アームに高周波開路を形成す
る。従って、スイッチ−ドライバ４５０は、１組の４つ
のＰＩＮダイオード（即ち、分路接続されたＰＩＮダイ
オード２００”、２０５”及び２１０”と、直列接続さ
れたＰＩＮダイオード６６０）を用いてスイッチング及
び制限機能を実行できるようにする。従って、本発明の
広帯域スイッチ−リミッタ６００の挿入ロスは、図１２
の従来型のスイッチ−リミッタが１組の６個のＰＩＮダ
イオードを必要とするとすれば、この従来型のスイッチ
−リミッタよりも少なくなる。

【００５０】図１３を参照しスイッチ−ドライバ６５０
の動作を説明する。図１３に示すように、スイッチ−ド
ライバ６５０は、一次、二次及び三次の分割抵抗４７
１”、４７２”及び４７３”より成る電圧分割器を備
え、一次及び二次の抵抗４７１”及び４７２”は電源キ
ャパシタ４７５”及び電源保護ダイオード４９７”に共
通接続されている。論理低を制御ノード６５５”に印加
すると、トランジスタ４８５”のベースをそのエミッタ
より低く引っ張ることによりトランジスタ４８５”がオ
ンになる。というのは、このエミッタは電源ダイオード
４８５”を経て正の電源電圧＋Ｖ（例えば、５Ｖ）に接
続されているからである。トランジスタ４８５”は、こ
れがオンになると、一次及び二次の結合キャパシタ４９
７”及び５００”を直接充電し、抵抗５０５”を経てＤ
Ｃ結合トランジスタ１９０”をオンにする。第３及び第
４のＤＣバイアス抵抗６９５及び７０５より成る第２の
電圧分割器は、トランジスタ４８５”がオフにされたと
きにトランジスタ６９０のベースをベース−エミッタタ
ーン・オンスレッシュホールドより低くバイアスするこ
とによりトランジスタ６９０を非導通状態に維持する。

【００５１】再び図１３を参照すれば、ＤＣ結合トラン
ジスタ６９０のコレクタは、第５のＤＣバイアス抵抗７
１５を経て正の電源電圧＋Ｖに接続されると共に、ツェ
ナーダイオード７３０及び第６のＤＣバイアス抵抗７３
５に並列な第２の結合キャパシタ７２５を経てトランジ
スタ３２０”のベースに接続される。ツェナーダイオー
ド７３０は、一般に、負の電源電圧−Ｖにほぼ大きさが
等しいブレーク電圧をもつように選択され、この電圧は
トランジスタ６９０がオフにされたときにキャパシタ７
２５にまたがって発生される。従って、トランジスタ３
２０”は、トランジスタ６９０がオンになったときにオ
フになる。というのは、トランジスタ６９０のターン・
オン時のそのコレクタの電圧降下がツェナーダイオード
７３０によりトランジスタ３２０”のベースに鏡像的に
現れるからである。図１３に示すように、プルダウン抵
抗７４０は、制御ノード６５５に論理低が加えられるの
に続いてトランジスタ６９０が再びオンになったときに
トランジスタ３２０”のオフ切り換えを容易にする。

【００５２】再び図１３を参照すれば、制御ノード６５
５が論理低から論理高に上昇することにより、トランジ
スタ４８５”がオフになり、その結果、トランジスタ６
９０もそのベース駆動電流が遮断することによってオフ
になる。トランジスタ６９０が非導通になった際にその
コレクタ電圧が上昇することによりトランジスタ３２
０”がオンになり、これは、直列接続されたダイオード
６６０に再びＤＣバイアス電流を通流させる。トランジ
スタ３２０”が動作すると、ＰＩＮダイオード２０
０”、２０５”及び２１０”は、トランジスタ３２
０”、抵抗６６３及びＲＦチョークインダクタ６６６よ
り成るＤＣ路を経て負の供給電圧−Ｖが信号路１４０”
に接続されることにより逆方向バイアスされる。このよ
うに、論理高がスイッチ制御ノード６５５に加えられる
と、ＲＦ回路６１０は挿入ロス状態に入り、ＲＦ信号は
最小の減衰で共通アームＣと入力ポート１２０”との間
を伝播できるようにされる。従って、スイッチ−リミッ
タ４００のＮ個の分岐アームの各々のスイッチ−ドライ
バは、共通アームＣを特定の分岐アームの入力ポートに
迅速に接続したり分離したりできるようにする。

【００５３】論理低がスイッチ制御ノード６５５に印加
されて共通アームを入力ポート１２０”から分離すると
きには、高電力のＲＦパルスが入射してもスイッチ−リ
ミッタ６００の動作状態は変化しない。即ち、入力ポー
ト１２０”に高電力ＲＦパルスが入射することによる作
用は分離トランジスタ１９０”をオンにすることである
が、このトランジスタ１９０”は、スイッチ制御ノード
４８０に論理低が印加されることによって既にオンにさ
れている。従って、高電力ＲＦパルスの入射中又は論理
低がスイッチ制御ノード６５５に印加される間のいずれ
かに共通アームが入力ポート１２０”から分離されるこ
とになる。

【００５４】これに対し、スイッチ制御ノード６５５に
論理高が印加されたときには、分路接続されたＰＩＮダ
イオード２００”、２０５”及び２１０”が非導通とな
り、一方、直列接続されたＰＩＮダイオード６６０が導
通となる。この状態のもとでは、ＲＦ回路６１０が挿入
ロス状態にあり、ＲＦ信号エネルギーが高周波信号路１
４０”に沿って共通アームと入力ポート１２０”との間
を伝播できるようにされる。高電力ＲＦパルスが入射す
ると、スイッチ−ドライバ６１０は、図４ないし９のタ
イミング図を参照して上記したように、ＰＩＮダイオー
ド２００”、２０５”及び２１０”を順方向バイアスす
ると共に、直列接続されたダイオード６６０を、そのＤ
Ｃ電流の供給を遮断することによってオフにする。この
ように、ＲＦ回路６１０が挿入ロス状態にある間にＲＦ
パルスが入射すると、共通アームと入力ポート１２０”
との間に高周波開路が一時的に形成される。電圧−Ｖ及
び＋Ｖが与えられなくても、ショットキーダイオード１
８０”からの電流でＰＩＮダイオード２００”、２０
５”及び２１０”が付勢されるので、高電力信号が減衰
されることが観察される。従って、ＰＩＮダイオード２
００”、２０５”及び２１０”の電力取扱容量は、例え
ば、停電によって電圧＋Ｖ及び−Ｖが損失した場合でも
比較的大きく確保される。

【００５５】以下の表３は、スイッチ−リミッタ６００
の好ましい実施例に使用される特定の電気部品を識別す
るもので、「参照番号」欄の数字は図１３の参照番号に
対応している。

【００５６】

【表３】

【００５７】幾つかの特定の実施例について本発明を説
明したが、これは本発明を単に説明するものであって、
本発明をこれに限定するものではない。特許請求の範囲
に規定された本発明の精神及び範囲から逸脱せずに種々
の変更がなされ得ることは当業者に明らかであろう。例
えば、ここに開示したスイッチ−ドライバは、バイポー
ラ回路部品ではなくてＭＯＳ部品用いて実施してもよ
い。更に、本発明の教示は、１／４波長離間されたＰＩ
Ｎダイオードがスイッチ及びショットキー駆動の電力制
限ネットワークとして同時に使用できるような関連手段
を当業者に示唆するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来型のショットキー駆動制限回路の回路図で
ある。

【図２】挿入ロス及び回復時間を改善した本発明の高周
波リミッタの好ましい実施例を示す回路図である。

【図３】本発明のリミッタに含まれた高周波ＲＦ回路の
マイクロストリップ実施例を示す上面図である。

【図４】約１μｓ巾のＲＦエネルギーの２ｋＷパルスを
示すタイミング図である。

【図５】ＲＦ回路に含まれたショットキーダイオードを
ＲＦパルスの立上り及び立下りとほぼ同時にオン及びオ
フにする方法を示すタイミング図である。

【図６】ＲＦ回路に含まれた１組のＰＩＮダイオードに
印加されるバイアス電圧Ｖ_pinを表すタイミング図であ
る。

【図７】ＲＦ回路の保護ポートに当たるＲＦパルスから
の電力量を示すタイミング図である。

【図８】ＤＣバイアスネットワークに接続されたＰＮＰ
スイッチングトランジスタのベースの電圧を示すタイミ
ング図である。

【図９】ＤＣバイアスネットワークに含まれたプルダウ
ントランジスタのベース電圧の変化を示すタイミング図
である。

【図１０】従来型のオクターブバンドスイッチ−リミッ
タ回路の回路図である。

【図１１】本発明のスイッチ−リミッタ回路の好ましい
実施例を示す図である。

【図１２】従来型の広帯域スイッチ−リミッタ回路の回
路図である。

【図１３】本発明による広帯域スイッチ−リミッタ回路
の好ましい実施例を示す回路図である。

【符号の説明】

１００本発明の高周波リミッタ１１０ＲＦ回路１２０高電力入力ポート１３０保護ポート１４０信号路１５０ＤＣ駆動回路１６０、１７０ＤＣバイアスライン１８０ショットキーダイオード１９０分離トランジスタ２００、２０５、２１０ＰＩＮダイオード２２０バイアスネットワーク２３０電源ノード２６５１／４波長カプラー２７０、２７５ＤＣブロッキングキャパシタ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】入力ポートと、出力ポートと、それらの
間の高周波信号路とを有する高周波リミッタ回路におい
て、所定電力レベル以上の高エネルギー信号が上記入力ポー
トに入射するのに応答してバイアス電流を発生するため
の入力ダイオード手段と、バイアスネットワークによって与えられる上記バイアス
電流の一部分によってオン状態に切り換えられたときに
上記高エネルギー信号を反射するための保護ダイオード
手段であって、上記オン状態にあるときには上記高周波
信号路によって伝播される信号エネルギーを反射しそし
てオフ状態にあるときには上記高周波信号路によって伝
播される信号エネルギーを通過するように配置された保
護ダイオード手段と、上記バイアスネットワークを含んでいて、上記オン状態
とオフ状態の間の上記保護ダイオード手段の切り換えを
促進するように上記バイアスネットワークのインピーダ
ンスを変更するためのドライバ手段であって、上記バイ
アスネットワークが上記保護ダイオード手段へバイアス
電流の上記一部分を与えるように配置されているドライ
バ手段とを具備することを特徴とする高周波リミッタ回
路。
【請求項２】少なくとも１つの入力ポートと、該入力
ポートと共通アームとの間の高周波信号路とを有してい
る高周波スイッチリミッタ回路において、所定電力レベル以上の高エネルギー信号が上記入力ポー
トに入射するのに応答して第１バイアス電流を発生する
ための入力ダイオード手段と、上記第１バイアス電流の一部分によってオン状態に切り
換えられたときに上記高エネルギー信号を反射しそして
第２バイアス電流によって上記オン状態に切り換えられ
たときには上記高周波信号路を上記共通アームから分離
するための保護ダイオード手段であって、上記オン状態
にあるときには上記高周波信号路によって伝播される信
号エネルギーを反射しそしてオフ状態にあるときには上
記高周波信号路によって伝播される信号エネルギーを通
過するように配置された保護ダイオード手段と、上記保護ダイオード手段に上記第１及び第２のバイアス
電流を与えるドライバ手段であって、上記オン状態とオ
フ状態との間の上記保護ダイオード手段の切り換えを促
進するように該ドライバ手段に含まれたバイアスネット
ワークのインピーダンスを変更する手段を更に備えてい
るドライバ手段とを具備することを特徴とする高周波ス
イッチリミッタ回路。
【請求項３】少なくとも第１の入力ポートと、該第１
入力ポートと共通アームとの間の高周波信号路とを有す
る高周波スイッチリミッタ回路において、所定電力レベル以上の高エネルギー信号が上記第１入力
ポートに入射するのに応答して第１バイアス電流を発生
するための入力ダイオード手段と、上記高周波信号路と並列に接続された複数の分路接続の
保護ダイオードであって、上記第１バイアス電流の一部
分によりオン状態に切り換えられたときに上記高エネル
ギー信号を反射するための保護ダイオードと、上記高周波信号路と直列に接続された直列接続保護ダイ
オードであって、第２のバイアス電流によって駆動され
たときには低いインピーダンスを与え、さもなくば、高
いインピーダンスを与える直列接続の保護ダイオード
と、バイアスネットワークを含んでいて、上記オン状態とオ
フ状態との間の上記分路接続保護ダイオードの切り換え
を促進するように上記バイアスネットワークのインピー
ダンスを変更すると共に、上記第２バイアス電流で上記
直列接続ダイオードを駆動するためのドライバ手段とを
具備することを特徴とする高周波スイッチリミッタ回
路。
【請求項４】入力ポートと、出力ポートと、それらの
間にある高周波信号路と、上記高周波信号路に接続され
た複数の保護ダイオードとを有する高周波リミッタ回路
において、高エネルギー信号を減衰する方法が、所定電力レベル以上の高エネルギー信号が上記入力ポー
トに入射するのに応答してバイアス電流を発生し、上記バイアス電流の一部分を上記複数の保護ダイオード
に与えることによって上記高エネルギー信号を反射し、
上記保護ダイオードは、オン状態にあるときには上記高
周波信号路によって伝播される信号エネルギーを反射し
そしてオフ状態にあるときには上記高周波信号路によっ
て伝播される信号エネルギーを通過するように配置さ
れ、そして上記オン状態とオフ状態の間の上記保護ダイオード手段
の切り換えを促進するように上記保護ダイオードに接続
されたバイアスネットワークのインピーダンスを変更す
るという段階を備えたことを特徴とする方法。