JP2694945B2 - Current control circuit - Google Patents

Current control circuit

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JP2694945B2
JP2694945B2 JP62064215A JP6421587A JP2694945B2 JP 2694945 B2 JP2694945 B2 JP 2694945B2 JP 62064215 A JP62064215 A JP 62064215A JP 6421587 A JP6421587 A JP 6421587A JP 2694945 B2 JP2694945 B2 JP 2694945B2
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current
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transistors
control
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智賢 中川原
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Toshiba Corp
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current

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  • Physics & Mathematics (AREA)
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  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
  • Control Of Voltage And Current In General (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、各種信号の電流量又は直流電流量を制御す
るのに用いられる電流量制御回路に関する。 （従来の技術） 従来、各種信号の電流量当は直流電流を制御するため
の回路として、第４図に示す回路がある。 電源電圧Vccは、可変抵抗VRの両端間に供給され、可
変抵抗VRの出力端子より取出された制御電圧Vcは、抵抗
R1を介して、トランジスタQ1のベースに供給される。ト
ランジスタQ1,Q2は、エミッタ結合トランジスタ対であ
り、各々のエミッタはそれぞれ抵抗R4,R5を介したの
ち、電流源IEに接続されている。また、トランジスタQ
1,Q2の各々のベースには、抵抗R2,R3を介してバイアス
電圧VBが供給されている。バイアス電圧VBは、トランジ
スタQ3,Q4,Q5、抵抗R6,R7,R8によるバイアス回路で作ら
れている。 上記の回路は可変抵抗VRの出力つまり制御電圧Vcを調
整することにより、トランジスタQ1,Q2のコレクタに流
れる電流Ic1、Ic2の電流量を制御することができる。 今、抵抗R1〜R8の値をそれぞれ、R2＝R3、R4＝R5、R7
＝R8とし、トランジスタのコレクタ・ベース間電圧とダ
イオードのアノード・カソード間電圧は全て等しくVFと
すると、バイアス電圧VBは、 又、制御電圧VcをVc＝ａ・Vcc（０≦ａ≦１）とする
と、トランジスタQ1とQ2のベース間電位差ΔＶは、可変
抵抗VRのインピーダンスが（R1＋R3）に比べて十分低い
とすると、 となる。従って、可変抵抗VRを調整することにより、ａ
が変化するので、ΔＶは比例して変化する。このとき、
抵抗R4,R5と電流源IEの電流IEの積がΔＶに対して十分
大きいとすると、トランジスタQ1,Q2のコレクタIc1,Ic2
は略比例して差動的に変化する。 従って、上記の回路は、安定化回路によって電源電圧
Vccを安定化する必要がある。更に、コレクタ電流Ic1,I
c2がΔＶに比例して変化するためには、抵抗R4,R5を十
分大きくしなければならない。しかし、抵抗R4,R5の値
を大きくすると、制御量は小さくなるという問題があ
る。このため、制御量を大きくするために、抵抗R4,R5
の値を小さくすると、トランジスタQ1,Q2の熱電圧VTに
対する影響が大きくなり、温度によって、制御量も変化
してしまうという問題があった。 （発明が解決しようとする問題点） 上記したように、従来の電流量制御回路によると、電
源電圧を安定化させる回路が必要であり、また、トラン
ジスタの熱電圧VTの影響を少なくした結果、制御量が少
ないという問題があった。 そこで本発明は、電源電圧Vcc、トランジスタの熱電
圧VTの影響がなく、かつ制御量も大きく集積化に適した
電流量制御回路を提供することを目的とする。 ［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明は、電源電圧に基づいた制御電流を出力する第
１の電流供給手段と、電流源の電流が共通エミッタに入
力され、差動入力端の一方に供給される前記制御電流に
基づいた差動出力電流を発生する第１及び第２のトラン
ジスタかなる第１の差動対と、前記電源電圧に接続さ
れ、所定の基準電流を出力する第２の電流供給手段と、
前記基準電流が共通エミッタに入力され、差動入力端の
一方に供給される前記制御電流に基づいて差動出力電流
を発生する第３及び第４のトランジスタからなる第２の
差動対と、前記第２の差動対の出力電流経路間に接続さ
れた電流帰還回路と、前記制御電流に基づいて前記第２
の差動対ベース間の差電圧を制御し、前記第１の差動対
の作動出力電流を制御する手段とを具備するものであ
る。 そして、前記第１の電流供給手段、前記電流帰還回路
及び第２の電流供給手段の機能により、前記差動入力端
の電圧が電源電圧の影響を受けないようにし、また、前
記制御電流に基づいて発生する差動入力を前記第１と第
２の差動対とで共通にして、熱電圧の影響を受けないよ
うにした電流量制御回路を得るものである。 以下この発明の実施例を図面を参照して説明する。 第１図はこの発明の一実施例である。トランジスタQ
1,Q2は、第１のエミッタ結合トランジスタ対であり、ト
ランジスタQ1はダイオード接続されている。またトラン
ジスタQ5,Q6は、第２のエミッタ結合トランジスタ対で
あり、各々のトランジスタQ5,Q6のコレクタからは、制
御された電流Io1,Io2が取出される。 更に、第１のエミッタ結合トランジスタ対には、カレ
ントミラー接続による電流帰還回路が接続されている。
即ち、トランジスタQ2のコレクタは、トランジスタQ4の
ベース及びコレクタに接続され、このトランジスタQ4の
ベースは、トランジスタQ3のベースに接続されている。
そしてトランジスタQ3,Q4の各エミッタは、それぞれ抵
抗R2,R3を介して電源ラインに接続され、トランジスタQ
3のコレクタは、トランジスタQ1のコレクタに接続され
ている。 従って、トランジスタQ2のコレクタ電流は、トランジ
スタQ1のコレクタに帰還される。 次に、電源ラインと接地ライン間に直列接続された、
抵抗R4、トランジスタQ7,Q8（トランジスタのダイオー
ド接続であるため図にダイオードのシンボルで示してい
る）、抵抗R5による回路と、抵抗R6、トランジスタQ9
は、電源電圧Vccの分圧電圧VBを作る回路である。トラ
ンジスタQ9のベースは、トランジスタQ8のカソードに接
続され、コレクタは、トランジスタQ10（トランジスタQ
11とともにカレントミラー回路を形成）のコレクタ及び
ベースに接続されている。 今、トランジスタQ7,Q8のカソード・アノード間電圧
と、トランジスタQ9のベース・エミッタ間電圧が全て等
しく、抵抗R4とR5の値も等しい（R4＝R5）すると、分圧
電圧VBは、 となる。 トランジスタQ10,Q11の各々のエミッタは、抵抗R7,R8
を介して接地ラインに接続され、またトランジスタQ11
のコレクタは、第１のエミッタ結合トランジスタ対の共
通エミッタに接続され、トランジスタQ9のコレクタ電流
を、トランジスタQ1,Q2の共通エミッタに供給してい
る。ここで、カレントミラー比が１対１であるとする
と、共通エミッタに流れる電流Ioは、 となる。 次に、トランジスタQ2,Q5のベースは、トランジスタQ
9のエミッタに接続され、トランジスタQ6のベースはト
ランジスタQ1のコレクタに接続される。制御電圧Vcは、
電源電圧Vccを可変抵抗VRで分圧して得ており、抵抗R1
を介してトランジスタQ1のベースに印加される。また、
トランジスタQ5,Q6の共通エミッタは、電流源IEに接続
される。 従って、第１、第２のエミッタ結合トランジスタ対に
対して、分圧電圧VBは、双方のトランジスタQ2,Q5のベ
ースに印加され、制御電圧Vcは、双方のトランジスタQ
1,Q6のベースに印加されることになる。 上記の回路において、可変抵抗VRのインピーダンスが
抵抗R1に比べて十分低いとすると、制御電圧Vcは、 Vc＝aVcc（０≦ａ≦１） と表わせる。 従って、抵抗R1に流れる電流Icは、トランジスタQ1の
ベース電位がほぼVBに等しいので、 となる。従って、トランジスタQ1のコレクタ電流Ic
1は、 となり、又、トランジスタQ2のコレクタ電流Ic2は、 となる。ここでトランジスタQ1のベース電位がほぼＶB
に等しいものとしているのは次の理由による。即ちトラ
ンジスタQ1のベース電位とトランジスタQ2のベース電位
との差はΔＶである。しかしΔＶは、ＶBに比べて充分
小さい値となっている。具体的には、例えばVcc＝5Vの
ときＶB＝2.5Vであり、制御状態にもよるが、ΔＶは、
およそ数十ｍ程度である。したがって、この部分では、
ΔＶを無視できるので、トランジスタQ1のベース電位が
ほぼＶBに等しいものとして計算している。 よって、トランジスタQ1,Q2のベース・エミッタ間の
電圧の電圧差ΔＶは、トランジスタの飽和電流が等しい
とすると、 となる。 ここで、R1＝R6とすると、となる。よって、トランジスタQ5,Q6のコレクタ電流I
o1,Io2の比は、 となり、Io1とIo2の電流比には、電源電圧、抵抗、熱電
圧の要素が含まれなくなる。また、トランジスタの飽和
電流は、集積回路化すると精度良く等しいものが得られ
る。 上記回路によると、第１のエミッタ結合トランジスタ
対の各トランジスタのベース・エミッタ間電圧の電圧差
が第２のエミッタ結合トランジスタ対のベース間電圧差
ΔＶとなるように、第１、第２のエミッタ結合トランジ
スタ対が接続されている。 次に、第１のエミッタ結合トランジスタ対のコレクタ
相互間には電流帰還手段が接続されたコレクタ電流Ic1,
Ic2の関係を一定の関係に維持している。 次に、第１のエミッタ結合トランジスタ対には、電源
電圧に略比例した電流が供給されるように、抵抗R6,R7,
R8、トランジスタQ10,Q11による第１の電流供給手段が
接続される。更に、第１のエミッタ結合トランジスタ対
の一方のトランジスタQ1のベース抵抗R1の一方には、分
圧電圧VBと略等しい電圧、他方には制御電圧Vcが設定さ
れるから、トランジスタQ1のベース・コレクタには電圧
VB・VCの差に比例した電流が供給される（第２の電流供
給手段）。 これによって、上記ベース間電圧差ΔＶは、制御電圧
によって可変され、この場合電源電圧及び抵抗の影響を
受けない。更に、ベース間電圧差ΔＶに含まれる熱電圧
VTは、第２のエミッタ結合トランジスタ対の熱電圧VTに
よりキャンセルされる。よって、電流Io1,Io2は、電源
電圧、抵抗、熱電圧の影響を受けなくなる。 従来の第４図の回路ではエミッタ結合トランジスタの
エミッタ間にそれぞれ抵抗Reがあるために、トランジス
タQ1、Q2のベース間差電圧ΔＶは、ΔＶ＝Vt・Ln（Ic1/
Ic2）＋Re（Ie1−Ie2） となる（ここでエミッタ電流Ie1、Ie2はIe1＋Ie2＝I
E）。 したがって、電流源IEと抵抗Re（＝R4、R5）の積が充
分大きいと、熱電圧Vtの項は無視できるので、 ΔＶ＝約Re（Ie1−Ie2） となり、熱電圧Vtの影響は無視できるが、制御感度が下
がり、結果的に制御量が小さくなる。そこで、逆に抵抗
Reを小さくすれば制御感動が上がるが、 ΔＶ＝約Vt・Ln（Ic1/Ic2） となり、熱電圧の影響を無視できなくなる。 これに対して、本発明の回路では、抵抗Reがないの
で、第１の差動回路で ΔＶ＝Vt・Ln（Io1/Io2） となります。一見、従来例と同じように見えるが、ベー
ス間差電圧ΔＶの発生を工夫して、第２の差動回路でも ΔＶ＝Vt・Ln（Ic1/Ic2） を発生させている。ここで ΔＶ＝Vt・Ln（Io1/Io2）とΔＶ＝Vt・Ln（Ic1/Ic2）
とが等しいのであるから、Vt・（Io1/Io2）＝Vt・（Ic1
/Ic2）でなければならない。よって、２つの式にはどち
らにも熱電圧Vtが含まれており、熱電圧Vtがキャンセル
できることになる。しかも抵抗Reが無いので制御感度を
高くし、制御量を大きくすることができる。 第２図はこの発明の他の実施例である。第１図の回路
と同じ部分には同じ符号を付している。第１図の回路と
異なる部分は、各種電圧、電流を演算増幅器で作ってい
ることである。即ち、第１図の回路では可変抵抗VRのイ
ンピーダンスを無視していたが、このインピーダンスの
影響を無くすために、インピーダンス変換回路OP1を付
加し、この回路を介して制御電圧Vcを抵抗R1に供給して
いるようにしている。更に、分圧電圧VBを得るのに、抵
抗R4,R5による抵抗分割回路で得ている。そして、その
分圧電圧VBをインピーダンス変換回路OP3を介してトラ
ンジスタQ5,Q2のベースに与えている。また、第１の電
流供給手段の電流源をトランジスタQ9と演算増幅器OP2
で構成している。その他の部分は先の実施例と同じであ
る。 上記の実施例によると、電圧、電流値の精度を一層向
上させることができる。 第３図は更に他の実施例である。第３図は、制御電圧
Vcの入力段の部分を示している。ダイオード接続された
トランジスタQ21,Q22の共通エミッタには、第１の電流
供給手段による電流Ioが供給される。また、ダイオード
接続されたトランジスタQ21のコレクタ電流をトランジ
スタQ22のコレクタに帰還する場合、演算増幅器OP4とト
ランジスタQ25からなるボルテージファロア、トランジ
スタQ23,Q24、抵抗R21,R22からなるカレントミラー回路
を介して帰還させている。この実施例によると、第１図
で電圧電流変換誤差となるQ1のインピーダンスを小さく
することができ、精度の良い制御を行なうことができ
る。 第３図の回路の場合、演算増幅器OP4と、トランジス
タQ25でボルテージフォロア回路を構成しているので、
トランジスタQ25のエミッタ電圧はＶBとなる。したがっ
てR1を流れる電流Icは、 Ic＝（Vc−ＶB）/R1 ここでVcとＶBをそれぞれVccに比例した電圧、即ち、 Vc＝aVcc、ＶB＝Vcc/2 とすると、 Ic＝（ａ−1/2）Vcc/R1となり これは、第１図のIcと全く同じである。よって、第３
図の実施例でも第１図の回路と同様の作用、効果を奏す
ることになる。 なお、本発明では、電流帰還手段として用いたカレン
トミラー回路、電流供給手段、分圧電圧を得る手段は、
他にも種々の実施例が可能である。またダイオード接続
のトランジスタをダイオードにしても良く、NPNトラン
ジスタとPNPトランジスタを入れかえても良い。 ［発明の効果］ 以上説明したように本発明は、電源電圧、抵抗、熱電
圧の影響の少ない制御回路を得ることができ、特に集積
化した場合トランジスタの飽和電流も精度良く合わせる
ことができるので、飽和電流の影響も小さくなる。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Object of the Invention (Field of Industrial Application) The present invention relates to a current amount control circuit used for controlling the current amount or DC current amount of various signals. (Prior Art) Conventionally, there is a circuit shown in FIG. 4 as a circuit for controlling the amount of current of various signals, that is, direct current. The power supply voltage Vcc is supplied across the variable resistor VR, and the control voltage Vc extracted from the output terminal of the variable resistor VR is the resistance.
It is supplied to the base of the transistor Q1 via R1. The transistors Q1 and Q2 are a pair of emitter-coupled transistors, and their respective emitters are connected to the current source IE after passing through resistors R4 and R5, respectively. Also, the transistor Q
A bias voltage V B is supplied to the bases of 1 and Q2 via resistors R2 and R3. The bias voltage V B is made up of a bias circuit including transistors Q3, Q4, Q5 and resistors R6, R7, R8. By adjusting the output of the variable resistor VR, that is, the control voltage Vc, the above circuit can control the amount of currents Ic 1 and Ic 2 flowing in the collectors of the transistors Q1 and Q2. Now, set the values of resistors R1 to R8 to R2 = R3, R4 = R5, R7, respectively.
= R8 and the collector-base voltage of the transistor and the anode-cathode voltage of the diode are all equal to V F , the bias voltage V B is Further, assuming that the control voltage Vc is Vc = a · Vcc (0 ≦ a ≦ 1), the base potential difference ΔV between the transistors Q1 and Q2 is sufficiently lower than the impedance of the variable resistor VR (R1 + R3). Becomes Therefore, by adjusting the variable resistance VR,
Changes, ΔV changes proportionally. At this time,
Assuming that the product of the resistors R4 and R5 and the current IE of the current source IE is sufficiently large with respect to ΔV, the collectors Ic 1 and Ic 2 of the transistors Q1 and Q2.
Changes in a substantially proportional and differential manner. Therefore, the above circuit can be
Vcc needs to be stabilized. Furthermore, the collector currents Ic 1 , I
In order for c 2 to change in proportion to ΔV, the resistors R4 and R5 must be sufficiently large. However, when the values of the resistors R4 and R5 are increased, there is a problem that the control amount is decreased. Therefore, in order to increase the control amount, resistors R4 and R5
When the value of is decreased, the influence on the thermal voltage V T of the transistors Q1 and Q2 becomes large, and there is a problem that the control amount also changes depending on the temperature. (Problems to be Solved by the Invention) As described above, according to the conventional current amount control circuit, a circuit for stabilizing the power supply voltage is required, and the result of reducing the influence of the thermal voltage V T of the transistor is obtained. There was a problem that the control amount was small. Therefore, an object of the present invention is to provide a current amount control circuit which is not affected by the power supply voltage Vcc and the thermal voltage V T of the transistor and has a large control amount and which is suitable for integration. [Structure of the Invention] (Means for Solving the Problems) The present invention relates to a first current supply means for outputting a control current based on a power supply voltage, and a current from a current source is input to a common emitter for differential operation. A first differential pair composed of first and second transistors that generate a differential output current based on the control current supplied to one of the input terminals, and a first reference pair connected to the power supply voltage to generate a predetermined reference current. Second current supplying means for outputting,
A second differential pair including third and fourth transistors, in which the reference current is input to a common emitter, and a differential output current is generated based on the control current supplied to one of the differential input terminals; A current feedback circuit connected between output current paths of the second differential pair; and the second feedback circuit based on the control current.
Means for controlling the differential voltage between the differential pair bases and controlling the operation output current of the first differential pair. The functions of the first current supply unit, the current feedback circuit, and the second current supply unit prevent the voltage at the differential input terminal from being affected by the power supply voltage, and based on the control current. Thus, the differential input generated by the first and second differential pairs is made common to obtain a current amount control circuit which is not affected by the thermal voltage. Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of the present invention. Transistor Q
1, Q2 are the first emitter-coupled transistor pair, and the transistor Q1 is diode-connected. The transistors Q5, Q6 is a second emitter-coupled transistor pair, the collector of each of the transistors Q5, Q6, controlled current Io 1, Io 2 is taken out. Further, a current feedback circuit by a current mirror connection is connected to the first emitter coupled transistor pair.
That is, the collector of the transistor Q2 is connected to the base and collector of the transistor Q4, and the base of the transistor Q4 is connected to the base of the transistor Q3.
The emitters of the transistors Q3 and Q4 are connected to the power supply line via the resistors R2 and R3, respectively.
The collector of 3 is connected to the collector of the transistor Q1. Therefore, the collector current of the transistor Q2 is fed back to the collector of the transistor Q1. Next, connected in series between the power line and the ground line,
Resistor R4, transistors Q7, Q8 (shown as a diode symbol in the figure because it is a diode connection of transistors), circuit with resistor R5, resistor R6, transistor Q9
Is a circuit for generating a divided voltage V B of the power supply voltage Vcc. The base of the transistor Q9 is connected to the cathode of the transistor Q8, and the collector of the transistor Q9 (transistor Q10
11 together with 11 forms a current mirror circuit). Now, if the cathode-anode voltage of the transistors Q7 and Q8 and the base-emitter voltage of the transistor Q9 are all equal and the resistors R4 and R5 are also equal in value (R4 = R5), the divided voltage V B becomes Becomes The emitters of the transistors Q10 and Q11 have resistors R7 and R8, respectively.
Connected to the ground line via the transistor Q11
Is connected to the common emitter of the first emitter-coupled transistor pair, and supplies the collector current of the transistor Q9 to the common emitters of the transistors Q1 and Q2. Here, if the current mirror ratio is 1: 1, the current Io flowing through the common emitter is Becomes Next, the bases of the transistors Q2 and Q5 are
It is connected to the emitter of 9 and the base of transistor Q6 is connected to the collector of transistor Q1. The control voltage Vc is
It is obtained by dividing the power supply voltage Vcc with the variable resistor VR, and the resistor R1
Is applied to the base of the transistor Q1 via. Also,
The common emitters of the transistors Q5 and Q6 are connected to the current source IE. Therefore, for the first and second emitter-coupled transistor pairs, the divided voltage V B is applied to the bases of both transistors Q2 and Q5, and the control voltage Vc is applied to both transistors Q2 and Q5.
It will be applied to the base of 1, Q6. In the above circuit, if the impedance of the variable resistor VR is sufficiently lower than that of the resistor R1, the control voltage Vc can be expressed as Vc = aVcc (0 ≦ a ≦ 1). Therefore, since the base potential of the transistor Q1 is almost equal to V B , the current Ic flowing through the resistor R1 becomes Becomes Therefore, the collector current Ic of the transistor Q1
1 is And the collector current Ic 2 of transistor Q2 is Becomes Here, the base potential of the transistor Q1 is almost VB.
The reason why it is equal to is as follows. That is, the difference between the base potential of the transistor Q1 and the base potential of the transistor Q2 is ΔV. However, ΔV is a value sufficiently smaller than VB. Specifically, for example, when Vcc = 5V, VB = 2.5V, and depending on the control state, ΔV is
It is about several tens of meters. So in this part,
Since ΔV can be ignored, the base potential of the transistor Q1 is calculated as being substantially equal to VB. Therefore, if the saturation current of the transistors is equal, the voltage difference ΔV between the base and emitter of the transistors Q1 and Q2 is Becomes Here, if R1 = R6, Becomes Therefore, the collector current I of the transistors Q5 and Q6
The ratio of o 1 and Io 2 is Therefore, the current ratio of Io 1 and Io 2 does not include the elements of power supply voltage, resistance, and thermal voltage. Also, the saturation currents of the transistors can be accurately equalized when integrated into an integrated circuit. According to the above circuit, the first and second emitters are arranged so that the voltage difference between the base-emitter voltages of the respective transistors of the first emitter-coupled transistor pair becomes the base voltage difference ΔV of the second emitter-coupled transistor pair. A coupling transistor pair is connected. Next, a collector current Ic 1 , in which current feedback means is connected between the collectors of the first emitter-coupled transistor pair,
The relationship of Ic 2 is kept constant. Next, the resistors R6, R7, and R7 are connected to the first emitter-coupled transistor pair so that a current substantially proportional to the power supply voltage is supplied.
A first current supply means composed of R8 and transistors Q10 and Q11 is connected. Further, one of the base resistors R1 of one transistor Q1 of the first emitter-coupled transistor pair has a voltage substantially equal to the divided voltage V B and the other has a control voltage Vc. Voltage on the collector
A current proportional to the difference between V B and V C is supplied (second current supply means). As a result, the voltage difference ΔV between the bases is changed by the control voltage, and in this case, it is not affected by the power supply voltage and the resistance. Furthermore, the thermal voltage included in the voltage difference ΔV between the bases
V T is canceled by the thermal voltage V T of the second emitter coupled transistor pair. Therefore, the currents Io 1 and Io 2 are not affected by the power supply voltage, the resistance, and the thermal voltage. In the conventional circuit of FIG. 4, since there is a resistor Re between the emitters of the emitter-coupled transistors, the difference voltage ΔV between the bases of the transistors Q1 and Q2 is ΔV = Vt · Ln (Ic1 /
Ic2) + Re (Ie1-Ie2) (where emitter currents Ie1 and Ie2 are Ie1 + Ie2 = I
E). Therefore, if the product of the current source IE and the resistance Re (= R4, R5) is sufficiently large, the term of the thermal voltage Vt can be ignored, so ΔV = approximately Re (Ie1-Ie2), and the effect of the thermal voltage Vt can be ignored. However, the control sensitivity decreases, and as a result, the control amount decreases. So, on the contrary, resistance
If Re is made smaller, the control feeling will increase, but ΔV = approximately Vt · Ln (Ic1 / Ic2), and the effect of thermal voltage cannot be ignored. On the other hand, in the circuit of the present invention, since there is no resistance Re, ΔV = Vt · Ln (Io1 / Io2) in the first differential circuit. At first glance, it looks like the conventional example, but by devising the generation of the base difference voltage ΔV, ΔV = Vt · Ln (Ic1 / Ic2) is also generated in the second differential circuit. Where ΔV = Vt · Ln (Io1 / Io2) and ΔV = Vt · Ln (Ic1 / Ic2)
Since and are equal, Vt · (Io1 / Io2) = Vt · (Ic1
/ Ic2). Therefore, both equations include the thermal voltage Vt, and the thermal voltage Vt can be canceled. Moreover, since there is no resistance Re, the control sensitivity can be increased and the control amount can be increased. FIG. 2 shows another embodiment of the present invention. The same parts as those of the circuit of FIG. 1 are designated by the same reference numerals. The part different from the circuit of FIG. 1 is that various voltages and currents are produced by operational amplifiers. That is, although the impedance of the variable resistor VR is ignored in the circuit of FIG. 1, an impedance conversion circuit OP1 is added to eliminate the influence of this impedance, and the control voltage Vc is supplied to the resistor R1 via this circuit. I am trying to do it. Further, in order to obtain the divided voltage V B , it is obtained by a resistance division circuit by resistors R4 and R5. Then, the divided voltage V B is applied to the bases of the transistors Q5 and Q2 via the impedance conversion circuit OP3. Further, the current source of the first current supply means is a transistor Q9 and an operational amplifier OP2.
It consists of. The other parts are the same as in the previous embodiment. According to the above embodiment, the accuracy of voltage and current values can be further improved. FIG. 3 shows still another embodiment. Fig. 3 shows the control voltage
The part of the input stage of Vc is shown. The current Io by the first current supply means is supplied to the common emitter of the diode-connected transistors Q21 and Q22. When the collector current of the diode-connected transistor Q21 is fed back to the collector of the transistor Q22, a voltage follower composed of the operational amplifier OP4 and the transistor Q25, a current mirror circuit composed of the transistors Q23 and Q24, and resistors R21 and R22 are used. I am returning. According to this embodiment, the impedance of Q1 which causes a voltage-current conversion error in FIG. 1 can be reduced, and accurate control can be performed. In the case of the circuit of FIG. 3, since the operational amplifier OP4 and the transistor Q25 form a voltage follower circuit,
The emitter voltage of the transistor Q25 becomes VB. Therefore, the current Ic flowing through R1 is Ic = (Vc-VB) / R1 where Vc and VB are voltages proportional to Vcc, that is, Vc = aVcc and VB = Vcc / 2, Ic = (a-1 / 2) Vcc / R1 and this is exactly the same as Ic in Fig. 1. Therefore, the third
In the embodiment shown in the figure, the same operation and effect as the circuit of FIG. 1 are obtained. In the present invention, the current mirror circuit used as the current feedback means, the current supply means, and the means for obtaining the divided voltage are
Other various embodiments are possible. Further, the diode-connected transistor may be replaced with a diode, and the NPN transistor and the PNP transistor may be replaced with each other. [Effect of the Invention] As described above, according to the present invention, a control circuit that is less affected by power supply voltage, resistance, and thermal voltage can be obtained. The effect of saturation current is also small.

【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図、第
３図はそれぞれこの発明の他の実施例を示す回路図、第
４図は従来の電流量制御回路を示す図である。 Q1〜Q11……トランジスタ、R1〜R8……抵抗、VR……可
変抵抗。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, FIGS. 2 and 3 are circuit diagrams showing other embodiments of the present invention, and FIG. 4 is a conventional current. It is a figure which shows a quantity control circuit. Q1 to Q11 …… transistors, R1 to R8 …… resistors, VR …… variable resistors.

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】 １．電源電圧に基づいた制御電流を出力する第１の電流
供給手段と、 電流減の電流が共通エミッタに入力され、差動入力端の
一方に供給される前記制御電流に基づいた差動出力電流
を発生する第１及び第２のトランジスタからなる第１の
差動対と、 前記電源電圧に接続され、所定の基準電流を出力する第
２の電流供給手段と、 前記基準電流が共通エミッタに入力され、差動入力端の
一方に供給される前記制御電流に基づいて差動出力電流
を発生する第３及び第４のトランジスタからなる第２の
差動対と、 前記第２の差動対の出力電流経路間に接続された電流帰
還回路と、 前記制御電流に基づいて前記第２の差動対ベース間の差
電圧を制御し、前記第１の差動対の差動出力電流を制御
する手段とを具備したことを特徴とする電流量制御回
路。(57) [Claims] A first current supply unit that outputs a control current based on the power supply voltage, and a differential output current based on the control current that is supplied to one of the differential input terminals by inputting the reduced current into the common emitter. A first differential pair formed of first and second transistors that are generated; a second current supply unit that is connected to the power supply voltage and outputs a predetermined reference current; and the reference current is input to a common emitter. A second differential pair including third and fourth transistors that generate a differential output current based on the control current supplied to one of the differential input terminals, and an output of the second differential pair. A current feedback circuit connected between current paths, and means for controlling a differential voltage between the second differential pair bases based on the control current to control a differential output current of the first differential pair. A current amount control circuit comprising:
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