JP2682657B2 - Inverter current controller - Google Patents

Inverter current controller

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JP2682657B2
JP2682657B2 JP63234664A JP23466488A JP2682657B2 JP 2682657 B2 JP2682657 B2 JP 2682657B2 JP 63234664 A JP63234664 A JP 63234664A JP 23466488 A JP23466488 A JP 23466488A JP 2682657 B2 JP2682657 B2 JP 2682657B2
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重信 岡田
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流電動機を駆動するためのパルス幅変調
（PWM）方式のインバータの電流制御装置に係り、特に
電流指令値に対し実際の電流値が定常時においても過渡
時においても精度よく追従するインバータの電流制御装
置に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a current control device for a pulse width modulation (PWM) type inverter for driving an AC electric motor, and particularly to an actual current for a current command value. The present invention relates to a current control device for an inverter, which accurately follows a steady value and a transient value.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

交流電動機は、一般に第２図に示すような電圧形イン
バータ11により駆動される。このインバータ11は、スイ
ツチング素子であるトランジスタ17a〜22aとダイオード
17b〜22bとを逆並列接続して構成した電気弁を直列に接
続した３つの直列回路を備えており、各直列回の両端は
直流電源の正側と負側とに接続されている。スイツチン
グ素子としてはサイリスタを使用することもできる。速
度制御部１では、モータ15に取り付けられた回転速度セ
ンサ16により検出された回転速度ωｍと指令値ωｍ ＊と
の偏差から電流指令値iu ＊〜iw ＊を演算出力する。電流
制御部２では速度制御部１から電流指令値iu ＊〜iw ＊を
入力し、また、電流検出器12、13、14から電流検出値iu
〜iwを入力する。そして、比較器４〜６により電流指令
値iu ＊〜iw ＊と電流検出値iu〜iwとの偏差Δiu〜Δiwを
求め、その偏差に基づいて出力電位決定部３で各相の出
力電位指令φｕ ＊〜φｗ ＊を演算する。ドライバ７では
出力電位指令φｕ ＊〜φｗ ＊と反転器８〜10により反転
された信号▲▼＊〜▲▼＊とに基づいてトラン
ジスタ17〜22をオン・オフ制御する。このようなシステ
ムにおいて電流制御部２は制御性能を左右する重要な部
分であり、従来技術としては瞬時値電流制御方式、平均
値電流制御方式、または、瞬時値電流制御と平均値電流
制御とを併用した方式などが考えられている。The AC motor is generally driven by a voltage source inverter 11 as shown in FIG. This inverter 11 includes transistors 17a to 22a which are switching elements and a diode.
It is provided with three series circuits in which electric valves configured by connecting 17b to 22b in anti-parallel are connected in series, and both ends of each series circuit are connected to the positive side and the negative side of the DC power supply. A thyristor can also be used as the switching element. The speed control unit 1 calculates and outputs current command values i u * to i w * from the deviation between the rotation speed ω m detected by the rotation speed sensor 16 attached to the motor 15 and the command value ω m * . In the current control unit 2, the current command values i u * to i w * are input from the speed control unit 1, and the current detection values i u * are input from the current detectors 12, 13 and 14.
Enter ~ i w . Each comparator a deviation Δi u ~Δi w between a current command value i u * ~i w * and the current detection value i u through i w by 4-6, the output potential decision unit 3 on the basis of the deviation The phase output potential command φ u * to φ w * is calculated. The driver 7 controls on / off of the transistors 17 to 22 based on the output potential commands φ u * to φ w * and the signals ▲ ▼ * to ▲ ▼ * inverted by the inverters 8-10. In such a system, the current control unit 2 is an important part that influences the control performance. As a conventional technique, an instantaneous value current control method, an average value current control method, or an instantaneous value current control and an average value current control is used. A combined method is being considered.

第３図は瞬時値電流制御方式を代表するヒステリシス
コンパレータ方式を示す回路図である。この方式では電
流指令値iu ＊との検出値iuとの偏差を比較器４により求
め、その偏差Δiuに基づいてヒステリシスコンパレータ
23によりトランジスタをオン・オフ制御している。すな
わち、偏差Δiuが正のしきい値を越えて増加したとき、
出力をハイ（High）レベルとし、また偏差Δiuが負のし
きい値を越えて減少したとき、出力をロー（Low）レベ
ルとする出力電位指令を出力する。このような処理はｖ
相、ｗ相についてもそれぞれ独立に行われる。この方式
の場合、時々刻々の電流検出値を監視し、それに基づい
てトランジスタをオン・オフ制御するため、応答性に優
れている。しかし、スイツチング周波数fsが動作状態に
より大きく変化し、特に低速時に急増する。そのため、
低速時におけるスイツチング周波数fsをインバータで許
容される上限値以下に設定することが必要となり、全体
的にはスイツチング周波数fsがかなり低い値に抑えられ
ることになる。また騒音も大きく音色も動作状態により
変化し不快感を与える。この原因は次のように説明でき
る。インバータにより出力できる電圧は、ｕ相、ｖ相、
ｗ相がそれぞれHighレベルまたはLowレベルを選択する
ときの組合せで決まるため、23＝８通りの電圧ベクトル
で表わされる。Highレベルを１、Lowレベルを０とし、
（ｕ相レベル、ｖ相レベル、ｗ相レベル）の順に出力レ
ベルを書き表わすと（000）、（001）・・・・・（11
1）なる。この２進表現を10進表現に置き換えてその値
を添え字として電圧ベクトルを表現すると第６図のよう
なベクトルV0〜V7となる。ここで、例えば所望の出力電
圧VXが、ｕ相が最大値となるような位相関係であるとす
ると、VXの方向とベクトルV4の方向とが一致するためベ
クトルV4と零ベクトルに相当するV0、V7とを交互に選択
すればよい。しかし、、ヒステリシスコンパレータ方式
の場合、各相が勝手に出力電位を決定するため、ベクト
ルV0〜V7を無秩序に選択し、その時間的平均値がVXにな
るように制御される。このように８通りの電圧ベクトル
が不規則に選択され、ときには所望の電圧VXとまったく
逆方向の電圧ベクトル（この場合にはベクトルV3）を選
択してしまう。これが、制御精度の低下、騒音の増加を
もたらす原因である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a hysteresis comparator system representative of the instantaneous value current control system. In this method, the deviation between the current command value i u * and the detected value i u is obtained by the comparator 4, and the hysteresis comparator is used based on the deviation Δi u.
The transistor is turned on / off by 23. That is, when the deviation Δi u increases beyond the positive threshold,
When the output is set to the high level and the deviation Δi u decreases beyond the negative threshold value, the output potential command for setting the output to the low level is output. Such processing is v
The phase and the w phase are also independently performed. In this method, the current detection value is monitored every moment and the transistor is turned on / off based on the value, so that the response is excellent. However, the switching frequency f s changes greatly depending on the operating state, and increases rapidly especially at low speeds. for that reason,
It is necessary to set the switching frequency f s at a low speed to be equal to or lower than the upper limit value allowed by the inverter, and as a whole, the switching frequency f s can be suppressed to a considerably low value. In addition, the noise is large and the timbre changes depending on the operating state, which gives an unpleasant feeling. The cause can be explained as follows. The voltage that can be output by the inverter is u phase, v phase,
Since the w phase is determined by the combination when selecting the high level or the low level, it is represented by 2 3 = 8 voltage vectors. High level is 1, Low level is 0,
When the output levels are written in the order of (u-phase level, v-phase level, w-phase level), (000), (001) ... (11)
1) Become. If this binary expression is replaced with a decimal expression and the value is used as a subscript to express the voltage vector, the vectors V0 to V7 as shown in FIG. 6 are obtained. Here, for example, if the desired output voltage V X has a phase relationship such that the u phase has the maximum value, the direction of V X and the direction of vector V 4 match, and thus correspond to the vector V 4 and the zero vector. V0 and V7 may be selected alternately. However, in the case of ,, hysteresis comparator method, for each phase to determine freely the output potential, selects the vector V0~V7 chaotically, its temporal average value is controlled to be V X. In this way, eight voltage vectors are randomly selected, and sometimes a voltage vector completely opposite to the desired voltage V X (vector V3 in this case) is selected. This is a cause of lowering control accuracy and increasing noise.

一方、第４図は平均値電流制御方式の基本回路を示し
たものである。この回路は、比較器４、ゲインがKPの増
幅器24、ゲインがKiの増幅器25、積分器26、加算器27、
比較器28、符合判定器29、積分回路30とコンパレータ31
とから成る三角波発生器で構成されている。この方式で
は、次式のように、電流指令値iu ＊と電流検出値iuとの
偏差Δiuに比例ゲインKPを掛けた値と、偏差Δiuに積分
ゲインKiを掛けそれを積分した値とを加算して電圧指令
値υｕ ＊を求める。On the other hand, FIG. 4 shows a basic circuit of the average current control method. This circuit includes a comparator 4, an amplifier 24 with a gain of K P , an amplifier 25 with a gain of K i , an integrator 26, an adder 27,
Comparator 28, sign determiner 29, integrating circuit 30 and comparator 31
It is composed of a triangular wave generator. In this method, the difference Δi u between the current command value i u * and the detected current value i u is multiplied by the proportional gain K P , and the deviation Δi u is multiplied by the integral gain K i as shown in the following equation. The integrated value is added to obtain the voltage command value υ u * .

υｕ ＊＝KP・Δiu＋Ki∫Δiudt Δiu＝iu ＊−iu ……（１） そして、その電圧指令値υｕ ＊と三角波etとを比較
し、符合判定器29で比較結果の符合を判定し、υｕ ＊≧
etのとき出力電位がHighレベル、υｕ ＊＜etのとき出力
電位がLowレベルになるよう制御している。このようなP
WM制御をｕ相、Ｖ相、ｗ相に対してそれぞれ行うと、イ
ンバータの出力電圧の時間的平均値は電圧指令値υｕ ＊
〜υｗに一致する。なお、ここで三角波etでは、積分回
路30の出力をヒステリシスコンパレータ31によりコンパ
レートし、その値を反転して積分回路30にフイードバツ
クすることにより求めている。この方式の場合、インバ
ータのスイツチングは、電圧指令値υｕ ＊と三角波etと
の交点で決まるため、スイツチング周波数fsは三角波et
の周波数fCに一致し、スイツチング周波数fsは常に一定
に保たれる。そのため、低速から高速までインバータで
許容される上限のスイツチング周波数で運転でき制御精
度が向上する。なお、第４図ではｕ相についてのみ示し
ているがｖ相、ｗ相についても同一の回路および三角波
etを用いて同様な制御が行われる。そのため、第５図に
示すように、そのとき選択される電圧ベクトルは、その
時点で最適な電圧ベクトルだけに制限される。このよう
な電圧指令値υｕ ＊〜υｗ ＊の大小関係から決まる３〜
４種類の電圧ベクトルを、そのときの最適な電圧ベクト
ル群と呼ぶことにする。ちなみに、第５図において電圧
指令値υｕ ＊が最大のときの最適な電圧ベクトル群を調
べると、ベクトルV4、V0、V7となっており逆方向の電圧
ベクトルは選択されない。ゆえに、この点からも制御精
度が向上し、また不快な騒音が発生することもないこと
がわかる。ところが、電流検出値iuが電流指令値iu ＊に
追従するためには、上記（１）式において、Δiu＝０と
なることが必要である。このとき電圧指令値υｕ ＊は υｕ ＊＝Ki∫Δiudt ……（２） となり、積分器26出力がモータに印加すべき電圧、すな
わち、そのときのモータの速度起電力と一次電圧降下と
の和に追従することが必要になる。しかし、高速回転時
には速度起電力が増加し、またその出力周波数も高くな
るため積分器が追従しえなくなり、その結果、制御精度
が悪化する。また、低速時においてもiu ＊が大きく変化
するような過渡状態では、それに応じて積分器出力が応
答できず、そのため制御精度が低下する。 υ u * = K P · Δi u + K i ∫Δi u dt Δi u = i u * -i u ...... (1) is then compared with the voltage command value upsilon u * and the triangular wave e t, sign determiner At 29, the sign of the comparison result is judged, and υ u * ≧
the output potential when the e t is controlled to High level, the output potential when upsilon u * <e t becomes Low level. Such a P
When WM control is performed for each of u-phase, V-phase, and w-phase, the temporal average value of the output voltage of the inverter is the voltage command value υ u *
~ Match u w . The triangular wave e t is obtained by comparing the output of the integrating circuit 30 with the hysteresis comparator 31, inverting the value, and feeding back to the integrating circuit 30. In the case of this method, the switching of the inverter is determined by the intersection of the voltage command value υ u * and the triangular wave e t , so the switching frequency f s is the triangular wave e t.
Corresponding to the frequency f C of the switching frequency f s is always kept constant. Therefore, it is possible to operate from the low speed to the high speed at the upper limit switching frequency allowed by the inverter, and the control accuracy is improved. Although only the u phase is shown in FIG. 4, the same circuit and triangular wave are used for the v phase and the w phase.
Similar control is performed using e t . Therefore, as shown in FIG. 5, the voltage vector selected at that time is limited to only the optimum voltage vector at that time. The voltage command values υ u * ~ υ w * determined by the magnitude relation 3 ~
The four types of voltage vectors will be referred to as the optimum voltage vector group at that time. By the way, when the optimum voltage vector group when the voltage command value υ u * is the maximum is examined in FIG. 5, the vectors are V4, V0, V7, and the reverse voltage vector is not selected. Therefore, from this point as well, it is understood that the control accuracy is improved and no unpleasant noise is generated. However, since the current detection value i u follows the current command value i u *, in the above-mentioned (1), it is necessary that the Δi u = 0. At this time, the voltage command value υ u * becomes υ u * = K i ∫ Δi u dt (2), and the voltage that the output of the integrator 26 should apply to the motor, that is, the speed electromotive force of the motor and the primary It is necessary to follow the sum of the voltage drop. However, at high speed rotation, the speed electromotive force increases and the output frequency also increases, so that the integrator cannot follow it, and as a result, the control accuracy deteriorates. Further, in a transient state in which i u * significantly changes even at low speed, the integrator output cannot respond accordingly, and thus the control accuracy decreases.

このため、従来では、上記の瞬時値電流制御と平均値
電流制御とを併用した方式（特開昭60−91897号公報）
が提案されている。この方式は第７図のように表わすこ
とができる。ここで、符合24〜31で表わされる部分、す
なわち比例ゲインを得る増幅器24〜コンパレータ31に至
るまでの部分は平均値電流制御の部分で機能は第４図の
場合と同様である。他方、ヒステリシスコンパレータ3
2、33、アンドゲート34、オアゲート35の部分は瞬時値
電流制御に相当する部分である。ここで、ヒステリシス
コンパレータ32は電流偏差Δiuと負のしきい値−ΔＨと
を比較し、偏差Δiuが負のしきい値を越えて減少した場
合には出力をHighレベルとし、また偏差Δiuが正となっ
た場合に出力をLowレベルに戻す。この出力はオアゲー
ト35に入力されているためΔiu＜−ΔＨとなったとき、
無条件に出力電位がHighレベルとなり、Δiu＞０になる
までその状態が継続されることになる。またヒステリシ
スコンパレータ33は、電流偏差Δiuと正のしきい値ΔＨ
とを比較し、Δｕが正のしきい値を越えて増加した場合
に出力をLowレベルとし、また偏差Δiuが負のとなった
場合に出力をHighレベルに戻す。この出力はアンドゲー
ト34に入力されているため、Δiu＞ΔＨとなったとき、
無条件に出力電位がLowレベルとなりΔiu＜０になるま
でその状態が継続されることになる。以上の原理から電
流偏差が大きい場合に瞬時値電流制御回路が作動し電流
偏差を減少させ、電流偏差が小さい場合には平均値電流
制御が作動することになる。Therefore, in the past, a method using both the instantaneous value current control and the average value current control in combination (Japanese Patent Laid-Open No. 60-91897)
Has been proposed. This system can be represented as shown in FIG. Here, the portion represented by the reference numerals 24 to 31, that is, the portion from the amplifier 24 to the comparator 31 for obtaining the proportional gain is the average value current control portion, and the function is the same as in the case of FIG. On the other hand, the hysteresis comparator 3
2, 33, AND gate 34, and OR gate 35 correspond to the instantaneous value current control. Here, the hysteresis comparator 32 compares the current deviation Δi u with the negative threshold value −ΔH, and when the deviation Δi u has decreased below the negative threshold value, the output is set to the high level, and the deviation Δi u When u becomes positive, the output returns to low level. Since this output is input to the OR gate 35, when Δi u <-ΔH,
The output potential is unconditionally set to the high level, and the state is continued until Δi u > 0. In addition, the hysteresis comparator 33 determines that the current deviation Δi u and the positive threshold value ΔH
Comparing the door, delta u is the output to Low level when the increase exceeds the positive threshold and return the output if the deviation .DELTA.i u becomes negative to a to High level. Since this output is input to the AND gate 34, when Δi u > ΔH,
The state is continued until the output potential becomes Low level unconditionally and Δi u <0. Based on the above principle, when the current deviation is large, the instantaneous value current control circuit operates to reduce the current deviation, and when the current deviation is small, the average value current control operates.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problems to be solved by the invention]

しかしながら、従来のこの方式では、瞬時値制御から
平均値制御、または、平均値制御から瞬時値制御へ移行
する際に積分器による過渡現象が発生し、制御精度が悪
化する、という問題がある。その原因は次のようなこと
に基因している。積分器出力は平均値電流制御の原理か
らモータの速度起電力と一次電圧降下との合成電圧に追
従させる必要がある。この条件は平均値電流制御をして
いる際にフイードバツクループ中の若干の電流偏差を積
分することにより微妙なバランスで成り立つ。しかし、
瞬時値電流制御回路が作動すると、このバランスは崩れ
積分器出力は上記合成電圧から大きく崩れることにな
る。このような状態で電流偏差が減少しても平常な平均
値電流制御には移行できず過渡的に振動を繰り返す。そ
の際に電流偏差が増加し瞬時値電流制御回路が作動する
と、また同じことを繰り返すことになる。以上が過渡現
象が発生し制御精度が低下する主要因である。また、こ
の方式は瞬時値電流制御回路が作動したとき、第５図で
示したその時点の最適な電圧ベクトルではなく、逆方向
の電圧ベクトルを選んでしまうことが問題である。これ
は、第３図の場合と同様に、瞬時値電流制御が働いたと
き、各相が勝手に出力電位を決定することに起因してい
る。これも、瞬時値電流制御が作動したとき、制御精度
が悪化する原因になっている。However, this conventional method has a problem that a transient phenomenon due to the integrator occurs when the instantaneous value control is changed to the average value control or the average value control is changed to the instantaneous value control, and the control accuracy is deteriorated. The cause is based on the following. The output of the integrator needs to follow the combined voltage of the speed electromotive force of the motor and the primary voltage drop based on the principle of average current control. This condition is satisfied with a delicate balance by integrating a slight current deviation in the feedback loop during the average value current control. But,
When the instantaneous value current control circuit is activated, this balance is lost and the output of the integrator is greatly lost from the combined voltage. In such a state, even if the current deviation decreases, it is not possible to shift to the normal average value current control, and the oscillation is repeated transiently. At that time, if the current deviation increases and the instantaneous value current control circuit operates, the same operation is repeated. The above are the main factors that cause the transient phenomenon and reduce the control accuracy. Further, this method has a problem that when the instantaneous value current control circuit operates, the reverse voltage vector is selected instead of the optimum voltage vector at that time shown in FIG. This is because each phase arbitrarily determines the output potential when the instantaneous value current control operates, as in the case of FIG. This also causes the control accuracy to deteriorate when the instantaneous current control is activated.

本発明は、上記従来の問題点を解消するためになされ
たもので、平均値電流制御から瞬時値電流制御、また
は、瞬時値電流制御から平均値電流制御へ方式が移行す
る際の積分演算による不都合な過渡現象の発生を防止し
て、インバータの出力電圧と積分値との差を積分演算の
入力にフイードバツクすることにより、積分値をモータ
の速度起電力と一次電圧降下との合成電圧に追従させ、
方式の切り替わり時点においても制御が乱れないインバ
ータの電流制御装置を提供することを目的としている。The present invention has been made in order to solve the above-mentioned conventional problems, and is based on an integral calculation when the method shifts from the average current control to the instantaneous current control, or from the instantaneous current control to the average current control. By preventing the occurrence of inconvenient transient phenomena and feeding back the difference between the output voltage of the inverter and the integrated value to the input of the integral calculation, the integrated value follows the composite voltage of the motor speed electromotive force and the primary voltage drop. Let
It is an object of the present invention to provide an inverter current control device in which control is not disturbed even when the system is switched.

また、平均値電流制御の低速域における高精度制御特
性ならびに瞬時値電流制御の高応答性といった両方式の
特長を活かし電流偏差に応じて適切に方式の切り替えを
行うこと、瞬時値電流制御時にスイツチング周波数が一
定に保たれること、さらには、常に最適な電圧ベクトル
が選択されることなどに留意し、制御精度が高く、か
つ、応答性が高い電制御流装置を提供することを目的と
している。In addition, by utilizing the features of both the high-precision control characteristics in the low-speed range of the average value current control and the high responsiveness of the instantaneous value current control, the method can be switched appropriately according to the current deviation, and switching during the instantaneous value current control. It is an object of the present invention to provide a controlled flow device with high control accuracy and high responsiveness, keeping in mind that the frequency is kept constant and that the optimum voltage vector is always selected. .

〔発明の説明〕[Description of the Invention]

上記目的を達成するために本発明のインバータの電流
制御装置は、スイツチング素子とダイオードとを逆並列
に接続した電気弁を直列接続した直列回路を備えかつ前
記直列回路の両端を直流電源の正側と負側に接続したイ
ンバータの出力端子に流れる電流を制御するインバータ
の電流制御装置において、出力電流指令値を演算する電
流指令値演算手段と、前記出力端子に流れる実際の電流
値を検出する電流値検出手段と、出力電流指令値と実際
の電流値との差で表わされる電流偏差を演算する偏差演
算手段と、各相の出力電位に基づいて出力相電圧を演算
する相電圧演算手段と、前記電流偏差と所定のしきい値
とを比較することにより第１の出力電位指令を演算する
瞬時値電流制御手段と、前記電流偏差に基づいて比例積
分動作を行うための比例積分値を演算し該比例積分値と
三角波とを比較することにより第２の出力電位指令を演
算すると共に、積分動作の積分値と前記出力相電圧との
差を積分値演算の入力へフイードバツクして積分値を補
正する平均値電流制御手段と、前記瞬時値電流制御手段
により演算された第１の出力電位指令と前記平均値電流
制御手段により演算された第２の出力電位指令とに基づ
いて実際の出力電位指令を決定する出力電位指令決定手
段と、を設けたことを特徴する。In order to achieve the above object, the current control device for an inverter of the present invention comprises a series circuit in which electric valves in which a switching element and a diode are connected in anti-parallel are connected in series, and both ends of the series circuit are connected to the positive side of a DC power source. In an inverter current control device for controlling a current flowing through an output terminal of an inverter connected to a negative side, a current command value calculating means for calculating an output current command value, and a current detecting an actual current value flowing through the output terminal. Value detection means, deviation calculation means for calculating a current deviation represented by the difference between the output current command value and the actual current value, and phase voltage calculation means for calculating the output phase voltage based on the output potential of each phase, An instantaneous value current control means for calculating a first output potential command by comparing the current deviation with a predetermined threshold value; and a proportional-integral operation based on the current deviation. Example The second output potential command is calculated by calculating the integral value and comparing the proportional integral value with the triangular wave, and the difference between the integral value of the integral operation and the output phase voltage is fed back to the input of the integral value calculation. Based on the average value current control means for correcting the integrated value, the first output potential command calculated by the instantaneous value current control means, and the second output potential command calculated by the average value current control means. And an output potential command determining means for determining an actual output potential command.

本発明は、上記構成により、インバータの出力電流を
所定の電流指令値に追従させる際、電流指令値と電流検
出値との差で表わされる電流偏差を求め、その電流偏差
と所定のしきい値とを比較しその比較結果から第１の出
力電位指令を求め、また、前記電流偏差に基づいて比例
積分動作（PI動作）を行うための比例積分値を演算しこ
の比例積分値と三角波とを比較することにより第２の出
力電位指令を求め、第１の出力電位指令と第２の出力電
位指令とに基づいて実際の出力電位指令を決定する。そ
して、各相の出力電位指令から出力相電圧を求め、積分
動作を行うための積分値と前記出力相電圧との差を積分
演算の入力にフイードバツクすることにより積分値を補
正する。これによって、インバータの出力電圧をモータ
の速度起電力と一次電圧降下との合成値、すなわち、イ
ンバータの出力端子に流れる電流が電流指令値通りに流
れているときのモータ端子電圧に追従させることができ
る。According to the present invention, when the output current of the inverter is made to follow the predetermined current command value, the present invention obtains the current deviation represented by the difference between the current command value and the current detection value, and the current deviation and the predetermined threshold value. And a first output potential command is obtained from the comparison result, and a proportional integral value for performing a proportional integral operation (PI operation) is calculated based on the current deviation, and the proportional integral value and the triangular wave are calculated. The second output potential command is obtained by comparison, and the actual output potential command is determined based on the first output potential command and the second output potential command. Then, the output phase voltage is obtained from the output potential command of each phase, and the integrated value is corrected by feeding back the difference between the integrated value for performing the integration operation and the output phase voltage to the input of the integration calculation. This allows the output voltage of the inverter to follow the combined value of the speed electromotive force of the motor and the primary voltage drop, that is, the motor terminal voltage when the current flowing through the output terminal of the inverter is flowing according to the current command value. it can.

以上の基本原理を、第１図に示す基本概念図に基づい
て更に説明する。電流指令値演算手段40では、インバー
タから流れるべき出力相電流の指令値を演算出力する。
電流検出手段41では、インバータから実際に流れている
出力相電流を検出する。偏差演算手段42では電流指令値
と電流検出値とを比較しその電流偏差を求める。相電圧
演算手段46では、各相の出力電位から中性点電位求め出
力電位と中性点電位との差、すなわち、出力相電圧を演
算する。平均値電流制御手段43では、電流偏差に基づい
て比例積分動作を行うための比例積分値を演算し、この
比例積分値と三角波とを比較することにより第２の出力
電位指令を演算する。また、同時に積分動作の積分値と
前記出力相電圧との差を積分演算の入力へフイードバツ
クして積分値を補正する。これにより、瞬時値電流制御
手段44による制御が作動している状態であっても、積分
制御における積分値は、出力相電圧に追従することにな
る。なお、この場合、瞬時値電流制御により略電流指令
値通りの電流が流れているので、結果として、積分値は
モータの速度起電力と一次電圧降下との合成電圧に追従
することになる。瞬時値電流制御手段44では、電流偏差
と所定のしきい値と比較することにより第１の出力電位
指令を演算する。出力電位指令決定手段45では、瞬時値
電流制御手段44により演算された第１の出力電位指令と
平均値電流制御手段43により演算された第２の出力電位
指令とに基づいて実際の出力電位指令を決定する。The above basic principle will be further described based on the basic conceptual diagram shown in FIG. The current command value calculation means 40 calculates and outputs the command value of the output phase current that should flow from the inverter.
The current detection means 41 detects the output phase current actually flowing from the inverter. The deviation calculation means 42 compares the current command value and the detected current value to obtain the current deviation. The phase voltage calculation means 46 calculates the neutral point potential from the output potential of each phase and calculates the difference between the output potential and the neutral point potential, that is, the output phase voltage. The average value current control means 43 calculates a proportional integral value for performing a proportional integral operation based on the current deviation, and calculates a second output potential command by comparing this proportional integral value with a triangular wave. At the same time, the difference between the integral value of the integral operation and the output phase voltage is fed back to the input of the integral operation to correct the integral value. As a result, the integrated value in the integral control follows the output phase voltage even when the control by the instantaneous value current control means 44 is operating. In this case, a current substantially equal to the current command value is flowing by the instantaneous value current control, and as a result, the integrated value follows the combined voltage of the motor speed electromotive force and the primary voltage drop. The instantaneous value current control means 44 calculates the first output potential command by comparing the current deviation with a predetermined threshold value. In the output potential command determining means 45, the actual output potential command is based on the first output potential command calculated by the instantaneous value current control means 44 and the second output potential command calculated by the average value current control means 43. To decide.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

以上説明したように本発明によれば、瞬時値電流制御
手段が作動している状態であっても積分値が常にモータ
の速度起電力と一次電圧降下との和に追従している、す
なわち、平均値電流制御手段はいつでも作動できるスタ
ンバイ状態にあるため、平均値電流制御と瞬時値電流制
御との間で制御モードを切り換える際に、積分演算によ
る不都合な過渡現象が発生することはなく、スムーズな
モードの移行が可能となる。その結果、低速時において
は、平均値電流制御を作動させ、平均値電流制御の特長
である高い電流制御精度を実現でき、他方、高速域で
は、応答性の高い瞬時値電流制御を作動させることによ
り応答遅れを防ぐことができ、ひいては制御精度を向上
することができ、また、指令値が急激に変化するような
過渡状態においても、応答性の高い瞬時値電流制御が作
動するため高い制御精度が得られる、という効果が得ら
れる。As described above, according to the present invention, the integrated value always follows the sum of the speed electromotive force of the motor and the primary voltage drop even when the instantaneous value current control means is operating, that is, Since the average value current control means is in a standby state that can be operated at any time, when switching the control mode between the average value current control and the instantaneous value current control, an inconvenient transient phenomenon due to integral calculation does not occur, and it is smooth. It is possible to switch between different modes. As a result, the average value current control can be activated at low speed, and the high current control accuracy, which is a feature of the average value current control, can be realized. On the other hand, in the high speed region, the highly responsive instantaneous value current control can be activated. Response delay can be prevented, which in turn can improve control accuracy.In addition, even in a transient state where the command value changes rapidly, highly responsive instantaneous value current control operates, resulting in high control accuracy. The effect that is obtained is obtained.

〔他の発明の説明〕[Description of Other Inventions]

本発明のインバータの電流制御装置は、出力電位の決
定方式の違いにより、以下のような他の発明になりう
る。The current control device for an inverter according to the present invention can be the following other inventions depending on the difference in the determination method of the output potential.

請求項２に記載の第２発明は、前記瞬時値電流制御手
段を、電流偏差とあらかじめ設定した正および負のしき
い値とを比較する比較手段と、電流偏差が正のしきい値
より大きいときに出力電位をハイレベルにしかつ電流偏
差が負のしきい値より小さいときに出力電位をローレベ
ルにすると共に、電流偏差が正のしきい値と負のしきい
値との間にあるときは出力電位を変更しないようにする
第１の電位指令を出力する第１の指令出力手段とより構
成し、前記平均値電流制御手段を、前記電流偏差に基づ
いて比例積分動作を行うための比例積分値を演算するた
めの比例積分動作手段と、前記比例積分値と三角波とを
比較する比較手段と、積分動作の積分値と前記出力相電
圧との差を積分値演算の入力へフイードバツクして積分
値を補正する補正手段と、前記比例積分値が酸化波より
大きくなる時点のみで出力電位をハイレベルにしかつ比
例積分値が三角波より小さくなる時点のみで出力電位を
ローレベルにする第２の出力電位指令を出力する第２の
指令出力手段と、より構成することを特徴とする。According to a second aspect of the present invention, the instantaneous value current control means compares the current deviation with preset positive and negative threshold values, and the current deviation is larger than the positive threshold value. Sometimes when the output potential is high level and when the current deviation is smaller than the negative threshold value, the output potential is low level and the current deviation is between the positive threshold value and the negative threshold value. Is composed of first command output means for outputting a first potential command for not changing the output potential, and the average value current control means is proportional to perform proportional-integral operation based on the current deviation. Proportional-integral operating means for computing an integral value, comparing means for comparing the proportional-integral value with a triangular wave, and a difference between the integral value of the integral operation and the output phase voltage is fed back to the input of the integral-value computation. Corrector to correct the integral value And outputting a second output potential command that sets the output potential to a high level only when the proportional integral value becomes larger than the oxidation wave and sets the output potential to a low level only when the proportional integral value becomes smaller than the triangular wave. It is characterized by comprising two command output means.

第２発明では、瞬時値電流制御手段において、電流偏
差とあらかじめ設定しておいた正と負のしきい値とを比
較し、電流偏差が正のしきい値より大きいときにハイレ
ベルの出力電位が得られるように第１の出力電位指令を
Highにセツトし、電流偏差が負のしきい値より小さいと
きにローレベルの出力電位が得られるように第１の出力
電位指令をLowにセツトする。また、電流偏差が、正の
しきい値と負としきい値の間にあるときは、出力電位が
変更しないようにする。一方、平均値電流制御手段にお
いては、電流偏差に基づいて比例積分値を演算し、この
比例積分値と三角波とを比較し、比較積分値が三角波よ
り大きくなる切り替わり時点においてのみ第２の出力電
位指令をHighにセツトし、電圧指令が三角波より小さく
なる切り替わり時点においてのみ第２の出力電位指令を
Lowにセツトする。このとき、平均値電流制御手段にお
ける積分値は、この積分値と出力相電圧との差を積分値
演算の入力フイードバツクすることにより補正される。In the second invention, the instantaneous value current control means compares the current deviation with preset positive and negative threshold values, and when the current deviation is larger than the positive threshold value, a high level output potential. The first output potential command so that
Set to High and set the first output potential command to Low so that a low level output potential is obtained when the current deviation is smaller than the negative threshold value. When the current deviation is between the positive threshold value and the negative threshold value, the output potential is not changed. On the other hand, in the mean value current control means, the proportional integral value is calculated based on the current deviation, the proportional integral value is compared with the triangular wave, and the second output potential is obtained only at the switching time point when the comparative integral value becomes larger than the triangular wave. Set the command to High and set the second output potential command only at the switching point when the voltage command becomes smaller than the triangular wave.
Set to Low. At this time, the integral value in the average value current control means is corrected by inputting the difference between the integral value and the output phase voltage in the input feedback of the integral value calculation.

これにより、電流偏差が増加し正または負のしきい値
を越えるようなときのみ第１の出力電位指令が出力さ
れ、電流誤差が小さい場合には、第２の出力電位指令に
より出力電位が制御される。As a result, the first output potential command is output only when the current deviation increases and exceeds the positive or negative threshold value, and when the current error is small, the output potential is controlled by the second output potential command. To be done.

上述の構成より成る第２発明においては、平均値電流
制御だけでは応答遅れにより電流偏差が増加する高速域
または指令値が急激に変化するような過渡状態におい
て、応答性の高い瞬時値電流制御が作動し応答遅れの少
ない高精度電流制御が実現できる。一方、低速時におい
ては平均値電流制御が作動し、平均値電流制御の特長で
ある高い電流制御精度が実現できる。なお、その際に、
本発明の基本的な機能として、積分制御の積分値を常に
モータの速度起電力と一次電圧効果との和に追従させる
ことができるので、平均値電流制御と瞬時値電流制御と
の間を制御モードが移行するとき、積分演算による不都
合な過渡現象が発生することはなく、スムーズな運転が
可能となる。In the second aspect of the invention having the above-described configuration, the instantaneous value current control with high responsiveness is achieved in the high speed range where the current deviation increases due to the response delay or the transient state where the command value changes abruptly only with the average value current control. High-precision current control that operates and has little response delay can be realized. On the other hand, the average value current control operates at low speed, and high current control accuracy, which is a feature of the average value current control, can be realized. At that time,
As a basic function of the present invention, the integral value of the integral control can always be made to follow the sum of the speed electromotive force of the motor and the primary voltage effect, so that the control between the average value current control and the instantaneous value current control is performed. When the mode is changed, an inconvenient transient phenomenon due to the integral calculation does not occur, and smooth operation is possible.

請求項３に記載の第３発明は、前記瞬時値電流制御手
段を、設定値とモータ回転速度に比例ゲインを乗算した
値とを加算することにより正のしきい値を求める手段
と、正のしきい値を反転することにより負のしきい値を
求める手段と、電流偏差と正および負のしきい値とを比
較する手段と、電流偏差が正のしきい値より大きいとき
に出力電位をハイレベルにしかつ電流偏差が負のしきい
値より小さいときに出力電位をローレベルにすると共
に、電流偏差が正のしきい値と負のしきい値との間にあ
るときは出力電位を変更しないようにする第１の出力電
位指令を出力する第１の指令出力手段と、から構成した
ことを特徴とする。According to a third aspect of the present invention, the instantaneous value current control means adds a set value and a value obtained by multiplying the motor rotation speed by a proportional gain to obtain a positive threshold value, and a positive threshold value. Means for obtaining a negative threshold value by inverting the threshold value, means for comparing the current deviation with the positive and negative threshold values, and the output potential when the current deviation is larger than the positive threshold value. Set to high level and output potential to low level when current deviation is smaller than negative threshold, and change output potential when current deviation is between positive threshold and negative threshold. And a first command output means for outputting a first output potential command that is not performed.

第３発明では、瞬時値電流制御手段において、所定の
設定値とモータ回転速度に比例ゲインを掛けた値とを加
算することにより正のしきい値を求め、また正のしきい
値を反転することにより負のしきい値を求める。そし
て、電流偏差と正および負のしきい値とを比較し、電流
偏差が正のしきい値より大きいときに出力電位をハイレ
ベルにし、電流偏差が負のしきい値より小さいときに出
力電位をローレベルにする第１の出力電位指令を出力す
る。また、電流偏差が、正のしきい値と負のしきい値の
間にあるときは、出力電位が変化しないように第１の出
力電位指令を出力する。In the third aspect of the invention, the instantaneous value current control means calculates a positive threshold value by adding a predetermined set value and a value obtained by multiplying the motor rotation speed by a proportional gain, and inverts the positive threshold value. To obtain a negative threshold. Then, the current deviation is compared with the positive and negative threshold values, the output potential is set to a high level when the current deviation is larger than the positive threshold value, and the output potential is set when the current deviation is smaller than the negative threshold value. Outputs a first output potential command for changing the signal to a low level. When the current deviation is between the positive threshold value and the negative threshold value, the first output potential command is output so that the output potential does not change.

一般に、電流制御で許容される電流誤差はモータ回転
速度に応じて増加する。これに対し、本発明の瞬時値電
流制御におけるしきい値も、モータ回転速度に対応して
増加する。すなわち、動作点に応じて、しきい値が常に
適正値に設定されることになる。Generally, the current error allowed in the current control increases according to the motor rotation speed. On the other hand, the threshold value in the instantaneous value current control of the present invention also increases corresponding to the motor rotation speed. That is, the threshold value is always set to an appropriate value according to the operating point.

上述の構成より成る第３発明においては、モータ回転
速度に対応して、瞬時値電流制御におけるしきい値が常
に適正値に設定されるので、どの速度においてもわずか
な電流偏差の増加に対し応答性の高い瞬時値電流制御が
作動し応答遅れの少ない高精度電流制御が実現できる。
なお、この場合も第２発明と同様に、本発明の基本的な
機能として積分制御の積分値を常にモータの速度起電力
と一次電圧降下との和に追従させているので、平均値電
流制御と瞬時値電流制御との間を制御モードが移行する
とき、積分演算による不都合な過渡現象が発生すること
はなく、スムーズな運転が可能となる。In the third aspect of the invention having the above-described structure, the threshold value in the instantaneous value current control is always set to an appropriate value in accordance with the motor rotation speed, so that a response to a slight increase in current deviation is obtained at any speed. High-precision current control with less response delay can be realized by operating the instantaneous value current control with high performance.
In this case as well, as in the second aspect of the invention, since the integral value of the integral control is always made to follow the sum of the speed electromotive force of the motor and the primary voltage drop as the basic function of the invention, the average value current control is performed. When the control mode is switched between the current control and the instantaneous value current control, an inconvenient transient phenomenon due to the integral calculation does not occur, and smooth operation is possible.

請求項４に記載の第４発明は、前記出力電位指令決定
手段を、瞬時値電流制御手段により演算された第１の出
力電位指令と平均値電流制御手段により演算された第２
の出力電位指令との内の最新の出力電位指令に基づいて
実際の出力電位指令を決定する手段と、瞬時値電流制御
手段により演算された第１の出力電位指令と平均値電流
制御手段により演算された第２の出力電位指令とが同時
に相反する指令を出力している場合には瞬時値電流制御
手段による第１の出力電位指令を優先する手段と、によ
り構成したことを特徴とする。According to a fourth aspect of the present invention, the output potential command determining means includes a first output potential command calculated by the instantaneous value current control means and a second output potential command by the average value current control means.
Means for determining the actual output potential command on the basis of the latest output potential command among the output potential commands, and the first output potential command calculated by the instantaneous value current control means and the average value current control means. And a means for prioritizing the first output potential command by the instantaneous value current control means when the generated second output potential command and a command which is contradictory to each other are output at the same time.

第４発明では、出力電位指令決定手段において、瞬時
値電流制御手段により演算された第１の出力電位指令と
平均値電流制御手段により演算された第２の出力電位指
令の内、一番新しく設定された出力電位指令に基づい
て、実際の出力電位指令を決定する。瞬時値電流制御手
段により演算された第１の出力電位指令と平均値電流制
御手段により演算された第２の出力電位指令とが同時に
相反する指令を出している場合には、瞬時値電流制御手
段による第１の出力電位力指令を優先する。In the fourth invention, the output potential command determining means sets the newest one of the first output potential command calculated by the instantaneous value current control means and the second output potential command calculated by the average value current control means. The actual output potential command is determined on the basis of the output potential command. When the first output potential command calculated by the instantaneous value current control means and the second output potential command calculated by the average value current control means are simultaneously in conflicting commands, the instantaneous value current control means Priority is given to the first output potential force command.

これにより、第１の出力電位指令と第２の出力電位指
令が混在して出力されている状態であっても最新の情報
に基づいて出力電位が決定される。As a result, the output potential is determined based on the latest information even when the first output potential command and the second output potential command are mixed and output.

上述の構成より成る第４発明においては、瞬時値電流
制御手段による指令と平均値電流制御手段による指令と
がお互いに干渉することはなく、電流偏差が大きいとき
には瞬時値電流制御を作動させ電流偏差が小さいときに
は平均値電流制御を作動させるといった切り換えを高速
に実現できる。そのため、応答性の高い瞬時値電流制御
と電流制御精度の高い平均値電流制御とを適切に使い分
けることができる。なお、この場合も、積分制御の積分
値を常にモータの速度起電力と一次電圧降下との和に追
従させているので、本発明の基本的な作用効果が損なわ
れることはない。In the fourth invention having the above-mentioned configuration, the command by the instantaneous value current control means and the command by the average value current control means do not interfere with each other, and when the current deviation is large, the instantaneous value current control is activated to cause the current deviation. When is small, switching such as activating the average value current control can be realized at high speed. Therefore, it is possible to properly use the instantaneous value current control with high responsiveness and the average value current control with high current control accuracy. Also in this case, since the integral value of the integral control is always made to follow the sum of the speed electromotive force of the motor and the primary voltage drop, the basic operation and effect of the present invention is not impaired.

請求項５に記載の第５発明は、前記出力電位指令決定
手段を、平均値電流制御手段で用いる三角波が減少して
いる期間については瞬時値電流制御手段により演算され
た第１の出力電位指令と平均値電流制御手段により演算
された第２の出力電位指令との内出力電位をハイレベル
にする指令のみ許可する手段と、平均値電流制御手段で
用いる三角波が増加している期間については瞬時値電流
制御手段により演算された第１の出力電位指令と平均値
電流制御手段により演算された第２の出力電位指令との
内出力電位をローレベルにする指令のみ許可する手段
と、許可された指令の内の最新の出力電位指令に基づい
て実際の出力電位指令を決定する手段と、により構成し
たことを特徴とする。According to a fifth aspect of the present invention, the first output potential command calculated by the instantaneous value current control unit during the period when the triangular wave used in the average value current control unit of the output potential command determination unit is decreasing. And a second output potential command calculated by the average current control means, a means for permitting only a command to set the internal output potential to a high level, and a period during which the triangular wave used by the average current control means is instantaneous. A means for permitting only a command for making the inner output potential of the first output potential command calculated by the value current control means and the second output potential command calculated by the average value current control means low level, and And a means for determining an actual output potential command based on the latest output potential command among the commands.

第５の他の発明では、出力電位指令決定手段におい
て、平均値電流制御手段で用いる三角波が減少している
期間については、瞬時値電流制御手段により演算された
第１の出力電位指令と平均値電流制御手段により演算さ
れた第２の出力電位指令との内、出力電位をハイレベル
にする指令のみ許可する。また、平均値電流制御手段で
用いる三角波が増加している期間については、瞬時値電
流制御手段により演算された第１の出力電位指令と平均
値電流制御手段により演算された第２の出力電位指令と
の内、出力電位をローレベルにする指令のみ許可する。
そして、許可された指令の内、一番新しい出力電位指令
を実際の出力電位指令とする。In a fifth other aspect of the invention, in the output potential command determining means, the first output potential command calculated by the instantaneous value current controlling means and the average value during the period in which the triangular wave used in the average value current controlling means is decreasing. Among the second output potential command calculated by the current control means, only the command for setting the output potential to the high level is permitted. Further, during the period in which the triangular wave used by the average value current control means is increasing, the first output potential command calculated by the instantaneous value current control means and the second output potential command calculated by the average value current control means. Of these, only commands that set the output potential to low level are allowed.
Then, among the permitted commands, the newest output potential command is set as the actual output potential command.

以上のように、第５発明では、三角波が減少している
期間については出力電位をHighにする指令のみを許可
し、また、三角波が増加している期間については出力電
位をLowにする指令のみ許可するので、瞬時値電流制御
が作動してもインバータのスイツチング周波数が三角波
の周波数に一致する。As described above, in the fifth invention, only a command for setting the output potential to High is permitted during the period when the triangular wave is decreasing, and only a command for setting the output potential to Low is permitted during the period when the triangular wave is increasing. Since it is permitted, the switching frequency of the inverter matches the frequency of the triangular wave even if the instantaneous current control is activated.

上述の構成より成る第５発明においては、インバータ
のスイチツング周波数が三角波の周波数に一致するた
め、スイツチング周波数をインバータで許容される上限
値に固定することが可能となる。ゆえに、電流リツプル
が減少し、電流制御精度が向上する。なお、この場合
も、積分制御の積分値を常にモータの速度起電力と一次
電圧降下との和に追従させているので、本発明の基本的
な作用効果が損なわれることはない。In the fifth aspect of the present invention having the above-described configuration, the switching frequency of the inverter matches the frequency of the triangular wave, so the switching frequency can be fixed to the upper limit value allowed by the inverter. Therefore, the current ripple is reduced and the current control accuracy is improved. Also in this case, since the integral value of the integral control is always made to follow the sum of the speed electromotive force of the motor and the primary voltage drop, the basic operation and effect of the present invention is not impaired.

請求項６に記載の第６発明は、平均値電流制御手段で
演算された比例積分値より得られる電圧指令の他の相と
の大小関係を求める手段と、瞬時値電流制御手段により
演算された第１の出力電位指令と平均値電流制御手段に
より演算された第２の出力電位指令と前記電圧指令の大
小関係とに基づいて決定した最新の出力電位指令が第２
の出力電位指令の場合には、該第２の出力電位指令を実
際の出力電位指令とし、最新の出力電位指令が第１の出
力電位指令の場合には、電圧指令の大小関係から決まる
電圧ベクトル群の中から第１の出力電位指令に対応する
電圧ベクトルに一番近いベクトルを選択し、選択したベ
クトルに基づいて実際の出力電位指令を決定する手段
と、により構成することを特徴とする。According to a sixth aspect of the present invention, a means for obtaining a magnitude relationship with another phase of the voltage command obtained from the proportional-plus-integral value calculated by the average value current control means, and an instantaneous value current control means are used for calculation. The latest output potential command determined based on the magnitude relationship between the first output potential command and the second output potential command calculated by the average current controller and the voltage command is the second.
Of the output potential command, the second output potential command is used as the actual output potential command, and when the latest output potential command is the first output potential command, a voltage vector determined from the magnitude relationship of the voltage commands. Means for selecting a vector closest to the voltage vector corresponding to the first output potential command from the group and determining an actual output potential command based on the selected vector.

第６発明では、出力電位指令決定手段において、平均
値電流制御手段において演算された、電流偏差に基づい
て比例積分動作を行うための比例積分値より得られた電
圧指令の他の相の電圧指令との大小関係を求め、瞬時値
電流制御手段により演算された第１の出力電位指令と平
均値電流制御手段により演算された第２の出力電位指令
と前記電圧指令の大小関係とに基づいて決定された最新
の出力電位指令が第２の出力電位指令の場合にはこの第
２の出力電位指令を実際の出力電位指令とし、決定され
た最新の出力電位指令が第１の出力電位指令の場合に
は、電圧指令の大小関係から決まる電圧ベクトル群の中
から、第１の出力電位指令に対応する電圧ベクトルに一
番近いベクトルを選択し、選択したベクトルにより実際
の出力電位指令を決定する。In the sixth invention, in the output potential command determining means, the voltage command of the other phase of the voltage command obtained from the proportional integral value calculated by the average value current controlling means for performing the proportional integral operation based on the current deviation. And the magnitude relationship between the first output potential command calculated by the instantaneous value current control means, the second output potential command calculated by the average value current control means, and the voltage command. When the latest output potential command is the second output potential command, the second output potential command is used as the actual output potential command, and the determined latest output potential command is the first output potential command. , Select the vector closest to the voltage vector corresponding to the first output potential command from the voltage vector group determined by the magnitude relationship of the voltage commands, and determine the actual output potential command with the selected vector. That.

これにより、瞬時値電流制御手段が作動しても無秩序
に電圧ベクトルを選択することはなくなり、その時点の
電圧指令から決まる最適な電圧ベクトル群だけに制限さ
れる。As a result, the voltage vector is not randomly selected even if the instantaneous value current control means operates, and the voltage vector group is limited to the optimum voltage vector group determined by the voltage command at that time.

上述の構成より成る第６発明においては、瞬時値電流
制御手段が作動しても常に最適な電圧ベクトルの中から
電流偏差を減少させる電圧ベクトルだけを選択するの
で、インバータのスイツチング周波数が増加することも
なく、また制御精度も向上する。なお、この場合も、積
分制御の積分値を常にモータの速度起電力と一次電圧降
下との和に追従させているので、本発明の基本的な作用
効果が損なわれることはない。According to the sixth aspect of the present invention having the above-mentioned configuration, even if the instantaneous value current control means is activated, only the voltage vector that reduces the current deviation is always selected from the optimum voltage vectors, so that the switching frequency of the inverter increases. Also, the control accuracy is improved. Also in this case, since the integral value of the integral control is always made to follow the sum of the speed electromotive force of the motor and the primary voltage drop, the basic operation and effect of the present invention is not impaired.

〔実施例〕〔Example〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

第１実施例 第８図は、本発明の第２発明および第４発明より成る
第１の実施例のインバータの電流制御装置を示すもの
で、説明を簡単にするために１相分についてのみ示して
いるが他の相についても同様である。電流指令値演算手
段および電流検出手段については、第１図における電流
指令値演算手段40および電流検出手段41と同じであるの
で図から省いている。加算器53は電流指令値演算手段か
ら電流指令値iu ＊を入力し、また、電流検出手段から電
流検出値iuを入力して電流偏差Δiu（＝iu ＊−iu）を求
める。コンパレータ56は加算器53からの電流偏差Δi
uと、しきい値設定回路54から出力される正のしきい値
とを比較し、Δiu≧（しきい値）のときHigh（ハイ）レ
ベル、Δiu＜（しきい値）のときLow（ロー）レベルと
なる信号を出力する。コンパレータ57は前記電流偏差Δ
iuと、しきい値設定回路54から出力された正のしきい値
を反転器55により反転した負のしきい値とを比較し、Δ
iu≧（しきい値）のときLowレベル、Δiu＜（しきい
値）のときHighレベルとなる信号を出力する。ここで、
コンパレータ56の出力がHighレベルの状態は第１の出力
電位指令がHighレベル（出力電位をHighレベルにする指
令）であることに相当し、コンパレータ57の出力がHigh
レベルの状態は第１の出力電位指令がLowレベル（出力
電位をLowレベルにする指令）であることに相当する。
以上のしきい値設定回路54、反転器55、コンパレータ5
6、57はｕ相の瞬時値電流制御手段に相当する。First Embodiment FIG. 8 shows a current control device for an inverter according to a first embodiment of the present invention, which is the second and fourth inventions, and shows only one phase for simplification of description. However, the same applies to other phases. The current command value calculation means and the current detection means are the same as the current command value calculation means 40 and the current detection means 41 in FIG. The adder 53 inputs the current command value i u * from the current command value calculation means and also inputs the current detection value i u from the current detection means to obtain the current deviation Δi u (= i u * −i u ). . The comparator 56 detects the current deviation Δi from the adder 53.
u is compared with a positive threshold value output from the threshold value setting circuit 54, and when Δi u ≧ (threshold value), a high level, and when Δi u <(threshold value), a low level Outputs a signal that goes to (low) level. The comparator 57 uses the current deviation Δ
i u is compared with the negative threshold value obtained by inverting the positive threshold value output from the threshold value setting circuit 54 by the inverter 55, and Δ
When i u ≧ (threshold value), a low level signal is output, and when Δi u <(threshold value), a high level signal is output. here,
The state in which the output of the comparator 56 is at the high level corresponds to that the first output potential command is at the high level (command to set the output potential to the high level), and the output of the comparator 57 is at the high level.
The state of the level corresponds to that the first output potential command is the Low level (command for setting the output potential to the Low level).
Above threshold setting circuit 54, inverter 55, comparator 5
Reference numerals 6 and 57 correspond to u-phase instantaneous value current control means.

一方、比例ゲインKPを与える増幅器61では前記電流偏
差ΔiuにゲインKPを掛けることにより比例制御を行うよ
うにしている。他方、積分ゲインKiを与える増幅器62で
は前記電流偏差ΔiuにゲインKiを掛け、その結果を加算
器63を経て積分器64で積分することにより積分制御を行
うようにしている。比例演算した結果と積分演算した結
果は、加算器66で加算され、電圧指令値υｕ ＊が得られ
る。そして、加算器67で電圧指令値υｕ ＊から三角波et
を減算し、その結果を符合判定器68により符合判定する
ことにより第２の出力電位指令を求めている。立ち上が
り検出器70では、第２の出力電位指令の立ち上がりを検
出し、その立ち上がり時点で短いHighレベルのパルスを
出力する。また、立ち下がり検出器71では、第２の出力
電位指令の立ち下がりを検出し、その立ち下がり時点で
短いHighレベルのパルスを出力する。なお、三角波e
tは、積分器75の出力をヒステリシスコンパレータ76に
よりコンパレートしその値を反転して積分器75にフイー
ドバツクすることにより求めている。以上の増幅器61、
62、積分器64、加算器66、67、符合判定器68、検出器7
0、71は、平均値電流制御手段の一部を構成する。On the other hand, in the amplifier 61 which gives the proportional gain K P , the current deviation Δi u is multiplied by the gain K P to perform the proportional control. On the other hand, in the amplifier 62 which gives the integral gain K i , the current deviation Δi u is multiplied by the gain K i , and the result is integrated by the integrator 64 via the adder 63 to perform integral control. The result of the proportional calculation and the result of the integral calculation are added by the adder 66 to obtain the voltage command value υ u * . Then, the adder 67 calculates the triangular wave e t from the voltage command value υ u *.
Is subtracted, and the result is subjected to the sign judgment by the sign judging unit 68 to obtain the second output potential command. The rising edge detector 70 detects the rising edge of the second output potential command, and outputs a short High level pulse at the rising edge. Further, the fall detector 71 detects the fall of the second output potential command, and outputs a short High level pulse at the time of the fall. The triangular wave e
t is obtained by comparing the output of the integrator 75 with the hysteresis comparator 76, inverting the value, and feeding back to the integrator 75. The above amplifier 61,
62, integrator 64, adders 66 and 67, sign determiner 68, detector 7
0 and 71 form a part of the average value current control means.

オアゲート58の入力端にはコンパレータ56および立ち
下がり検出器70の出力端が接続されており、コンパレー
タ56からの第１の出力電位指令の内、出力電位をHighレ
ベルにする指令を、また立ち上がり検出器70からの第２
の出力電位指令の内、出力電位をHighレベルにする指令
を入力し、それらをOR論理演算することにより実際の出
力電位をHighレベルにする出力電位指令を得る。そし
て、オアゲート58はこの信号をフリツプフロツプ（F.
F.）のセツト端子に入力する。一方、オアゲート59で
は、コンパレータ57からの第１の出力電位指令の内、出
力電位をLowレベルにする指令を、また立ち下がり検出
器71から第２の出力電位指令の内、出力電位をLowレベ
ルにする指令を入力し、それらをOR論理演算することに
より実際の出力電位をLowレベルにする出力電位指令を
得る。そして、オアゲート59はこの信号をフリツプフロ
ツプ（F.F.）60のリセツト端子Ｒに入力する。以上のオ
アゲート58、59、F.F.60は出力電位指令決定手段に相当
する。以上の結果、F.F.60の出力である実際の出力電位
指令は最新の情報に基づいて設定されることになる。The output end of the comparator 56 and the fall detector 70 is connected to the input end of the OR gate 58. Among the first output potential commands from the comparator 56, a command to set the output potential to the High level and a rise detection are also provided. Second from vessel 70
Among the output potential commands of, the command for setting the output potential to the high level is input, and the logical OR operation is performed on them to obtain the output potential command for setting the actual output potential to the high level. The OR gate 58 sends this signal to the flip-flop (F.
F.) set terminal. On the other hand, in the OR gate 59, the command for setting the output potential to the low level among the first output potential commands from the comparator 57 and the output potential for the low level among the second output potential commands from the falling detector 71 are set to the low level. Command is input and an OR logical operation is performed on them to obtain an output potential command that sets the actual output potential to the low level. Then, the OR gate 59 inputs this signal to the reset terminal R of the flip-flop (FF) 60. The OR gates 58, 59 and FF60 described above correspond to output potential command determining means. As a result, the actual output potential command which is the output of FF60 is set based on the latest information.

加算器72では、各相のフリツプフロツプで得られたｕ
相、ｖ相、ｗ相の実際の出力電位指令を加算し、その結
果を乗算器73で1/3倍することにより中性点電位を得
る。加算器74では、F.F.60の出力電位指令から前記中性
点電位を減算することにより出力相電圧を求める。そし
て、加算器69により出力相電圧と積分器64出力との差を
求め、その差に増幅器65でゲインKvを掛けたのち加算器
63を介して積分器64の入力にフイードバツクする。In the adder 72, u obtained by flip-flop of each phase
The actual output potential commands of the phases v, w and w are added, and the result is multiplied by 1/3 in the multiplier 73 to obtain the neutral point potential. The adder 74 obtains the output phase voltage by subtracting the neutral point potential from the output potential command of the FF 60. Then, the difference between the output phase voltage and the output of the integrator 64 is obtained by the adder 69, the difference is multiplied by the gain K v by the amplifier 65, and then the adder is added.
Feed back to the input of integrator 64 via 63.

次に、第１の実施例の動作について説明する。電流指
令値iu ＊と電流検出値ivから加算器53により電流偏差Δ
iuを求め、コンパレータ56、57において所定のしきい値
と比較することによりΔiuが許容値内に収まっているか
どうか判断する。ここで、電流偏差Δiuが許容値を越え
ている場合には出力電位を変更するように第１の出力電
位指令を出力する。上記は瞬時値電流制御に関する部分
である。Next, the operation of the first embodiment will be described. From the current command value i u * and the detected current value i v, the current deviation Δ
By determining i u and comparing it with a predetermined threshold value in the comparators 56 and 57, it is determined whether Δi u is within the allowable value. Here, if the current deviation Δi u exceeds the allowable value, the first output potential command is output so as to change the output potential. The above is the part related to the instantaneous value current control.

一方、前記電流偏差Δiuに比例ゲインKPを掛け、ま
た、前記電流偏差Δiuに積分ゲインKiを掛けて積分し、
それらを加算することによりPI制御を行う。PI制御によ
り得られた電圧指令値υｕ ＊は三角波etと比較されその
大小関係から第２の出力電位が求められる。上記は平均
値電流制御に相当している。On the other hand, the current deviation Δi u is multiplied by a proportional gain K P, and the current deviation Δi u is multiplied by an integral gain K i to perform integration,
PI control is performed by adding them. The voltage command value υ u * obtained by the PI control is compared with the triangular wave e t, and the second output potential is obtained from the magnitude relation. The above corresponds to the average current control.

以上のようにして得られた第１の電位指令と第２の電
位指令とは、オアゲート58、59によりOR論理をとり、そ
れらの情報の中から最新の情報に基づいて実際の出力電
位φｕを得るための出力電位指令を決定する。これらの
演算は、ｖ相、ｗ相に対しても同様に行い、各相の出力
電位φｕ、φｖ、φｗを得らための出力電位指令を得
る。ここで、積分器64の出力は、瞬時値電流制御が作動
した場合にも常に速度起電力と一次電圧降下との和に追
従させることが制御精度を向上させる上で重要である。
そこで、出力電位φｕ、φｖ、φｗから加算器72で中性
点電位φｎを求め、出力電位と中性電位との差から出力
相電圧υｕを求める。そして、出力相電圧υｕと積分器
出力との差を求め、その結果を積分器入力にフイードバ
ツクして積分値を補正している。The first potential command and the second potential command obtained as described above are ORed by the OR gates 58 and 59, and the actual output potential φ u is obtained based on the latest information from the information. To determine the output potential command. These calculations are similarly performed for the v-phase and the w-phase to obtain output potential commands for obtaining the output potentials φ u , φ v , and φ w of each phase. Here, in order to improve the control accuracy, it is important that the output of the integrator 64 always follows the sum of the speed electromotive force and the primary voltage drop even when the instantaneous current control is activated.
Therefore, the adder 72 obtains the neutral point potential φ n from the output potentials φ u , φ v , and φ w , and the output phase voltage υ u is obtained from the difference between the output potential and the neutral potential. Then, the difference between the output phase voltage υ u and the integrator output is obtained, and the result is fed back to the integrator input to correct the integral value.

以上から判るように、第１の実施例では、電流偏差が
増加し正または負のしきい値を越えるようなときのみ第
１の出力電位指令によって制御され、電流偏差が小さい
場合には第１の出力電位指令によっては出力電位が変更
されないため、第２の出力電位指令により出力電位が制
御される。また、第１の出力電位指令と第２の出力電位
指令が混在して出力されている状態であっても最新の情
報に基づいて出力電位が決定される。そのため、瞬時値
電流制御による指令と平均値電流制御による指令がお互
いに干渉することなく、電流偏差が大きいときには瞬時
値電流制御が作動し、電流偏差が小さいときには平均値
電流制御が作動する。その結果、平均値電流制御だけで
は応答遅れにより偏差が増加する高速域または指令値が
急激に変化するような過渡状態において、応答性の高い
瞬時値電流制御が作動し応答遅れの少ない高精度電流制
御が実現できる。一方、低速時においては平均値電流制
御が作動し、平均値電流制御の特長である高い電流制御
精度が実現できる。なお、その際に、本発明の基本的な
機能として、積分制御の積分器出力を常にモータの速度
起電力と一次電圧降下との和に追従させているので、平
均値電流制御と瞬時値電流制御との間を制御モードが移
行するとき、積分器による不都合な過渡現象が発生する
ことなく、スムーズな運転が可能となる。As can be seen from the above, in the first embodiment, the control is performed by the first output potential command only when the current deviation increases and exceeds the positive or negative threshold value, and when the current deviation is small, the first output potential command is applied. Since the output potential is not changed by the output potential command of, the output potential is controlled by the second output potential command. Further, even when the first output potential command and the second output potential command are mixedly output, the output potential is determined based on the latest information. Therefore, the command by the instantaneous value current control and the command by the average value current control do not interfere with each other, and the instantaneous value current control operates when the current deviation is large, and the average value current control operates when the current deviation is small. As a result, in the high-speed range where the deviation increases due to the response delay only in the average value current control or in the transient state where the command value changes abruptly, the highly responsive instantaneous value current control operates and the high-precision current with small response delay Control can be realized. On the other hand, the average value current control operates at low speed, and high current control accuracy, which is a feature of the average value current control, can be realized. At that time, as a basic function of the present invention, since the integrator output of the integral control is always made to follow the sum of the motor speed electromotive force and the primary voltage drop, the average value current control and the instantaneous value current When the control mode is switched between control and control, smooth operation is possible without causing an inconvenient transient phenomenon due to the integrator.

第２実施例 第９図は、本発明の第３発明および第４発明より成る
第２の実施例のインバータの電流制御装置を示すもの
で、説明を簡単にするために１相分についてのみ示して
いる。電流指令値演算手段、電流検出手段については、
第１図における電流指令値演算手段40、電流検出手段41
と同じであるので図から省いている。また第８図におけ
る第１の実施例と同様な部分（加算器53〜ヒステリシス
コンパレータ76）については、第８図と同じ記号または
番号を付して、説明は省略する。Second Embodiment FIG. 9 shows a current control device for an inverter according to a second embodiment consisting of the third and fourth inventions of the present invention. Only one phase is shown for simplification of description. ing. Regarding the current command value calculation means and the current detection means,
Current command value calculation means 40 and current detection means 41 in FIG.
Since it is the same as, it is omitted from the figure. The parts (adder 53 to hysteresis comparator 76) similar to those of the first embodiment in FIG. 8 are designated by the same symbols or numbers as in FIG. 8 and their explanations are omitted.

本実施例は、しきい値設定器を、回転速度センサ（第
２図）に接続された増幅器80と、オフセツト設定値82
と、加算器81とで構成したものであり、第９図におい
て、加算器81はモータ回転速度ωｍに増幅器80でゲイン
KSを掛けた値とオフセツト設定値82からの設定値とを加
算することにより正のしきい値を求めている。また、負
のしきい値については、第１実施例と同様に反転器55に
より正のしきい値を反転することにより求めている。そ
して、これらのしきい値と電流偏差とをコンパレータ5
6、57で比較することにより第１の出力電位指令を求め
ている。オアゲート58、59、F.F.60については、第１の
実施例と同様に第１の出力電位指令と第２の出力電位指
令の内、最新の情報に基づいて出力電位を決定してい
る。In this embodiment, a threshold value setter is provided with an amplifier 80 connected to a rotation speed sensor (Fig. 2) and an offset set value 82.
And an adder 81. In FIG. 9, the adder 81 uses the amplifier 80 to gain the motor rotation speed ω m.
A positive threshold value is obtained by adding the value multiplied by K S and the set value from the offset set value 82. The negative threshold value is obtained by inverting the positive threshold value with the inverter 55 as in the first embodiment. Then, the comparator 5 compares these threshold value and current deviation.
The first output potential command is obtained by comparing 6 and 57. As for the OR gates 58, 59, FF60, the output potential is determined based on the latest information of the first output potential command and the second output potential command, as in the first embodiment.

上記の構成から判るように、第２の実施例では、瞬時
値電流制御におけるしきい値を、モータ回転速度ωｍに
対応して増加し、電流偏差の許容範囲をモータ回転速度
の増加に伴って広げている。一般に、電流制御で許容さ
れる電流誤差はモータ回転速度に応じて増加する。ゆえ
に、動作点に応じて、しきい値が常に適正値に設定され
ることになる。また、第１の出力電位指令と第２の出力
電位指令が混在して出力されている状態であっても最新
の情報に基づいて出力電位が決定される。As can be seen from the above configuration, in the second embodiment, the threshold value in the instantaneous value current control is increased corresponding to the motor rotation speed ω m , and the allowable range of the current deviation is increased as the motor rotation speed is increased. Are spreading. Generally, the current error allowed in the current control increases according to the motor rotation speed. Therefore, the threshold value is always set to an appropriate value according to the operating point. Further, even when the first output potential command and the second output potential command are mixedly output, the output potential is determined based on the latest information.

上述のように第２の実施例においては、モータ回転速
度に対応して、瞬時値電流制御におけるしきい値が常に
適正値に設定されるので、どの速度においてもわずかな
電流偏差の増加に対し応答性の高い瞬時値電流制御が作
動し応答遅れの少ない高精度電流制御が実現できる。ま
た、瞬時値電流制御による指令と平均値電流制御による
指令とがお互いに干渉することもない。したがって、電
流偏差が大きいときには応答性の高い瞬時値電流制御
を、また、電流偏差が小さいときには、制御精度の高い
平均値電流制御を適切に使い分けることができる。な
お、その際に、本発明の基本的な機能として、積分制御
の積分器出力を常にモータの速度起電力と一次電圧降下
との和に追従させているので、平均値電流制御と瞬時値
電流制御との間を制御モードが移行するとき、積分器に
よる不都合な過渡現象が発生することはなく、スムーズ
な運転が可能となる。As described above, in the second embodiment, the threshold value in the instantaneous value current control is always set to an appropriate value in accordance with the motor rotation speed, so that even if the current deviation is slightly increased at any speed. Instantaneous value current control with high responsiveness operates and high precision current control with less response delay can be realized. Further, the command by the instantaneous value current control and the command by the average value current control do not interfere with each other. Therefore, when the current deviation is large, the instantaneous value current control with high responsiveness can be appropriately used, and when the current deviation is small, the average value current control with high control accuracy can be properly used. At that time, as a basic function of the present invention, since the integrator output of the integral control is always made to follow the sum of the motor speed electromotive force and the primary voltage drop, the average value current control and the instantaneous value current When the control mode shifts between control and control, an inconvenient transient phenomenon due to the integrator does not occur, and smooth operation is possible.

第３実施例 第10図は、本発明の第３発明および第５発明より成る
第３の実施例のインパータの電流制御装置を示すもの
で、説明を簡単にするために１相分についてのみ示して
いる。電流指令値演算手段、電流検出手段については、
第１図における電流指令値演算手段40、電流検出手段41
と同じであるので図から省いている。また、第８図にお
ける第１の実施例と同様な部分（加算器53〜ヒステリシ
スコンパレータ76）と、第９図における第２の実施例と
同様な部分（ゲイン80〜オフセツト設定回路82）につい
ては、同じ記号または番号を付して、説明は省く。Third Embodiment FIG. 10 shows a current control device for an implanter according to a third embodiment of the third and fifth inventions of the present invention, and only one phase is shown for simplification of description. ing. Regarding the current command value calculation means and the current detection means,
Current command value calculation means 40 and current detection means 41 in FIG.
Since it is the same as, it is omitted from the figure. Also, regarding the same parts (adder 53 to hysteresis comparator 76) as in the first embodiment in FIG. 8 and the same parts (gain 80 to offset setting circuit 82) as in the second embodiment in FIG. , The same symbol or number is attached and the description is omitted.

本実施例は、第９図に示した第２実施例の回路に、反
転器90およびアンドゲート91、92を設けものである。第
10図において、オアゲート58では、コンパレータ56から
の第１の出力電位指令の内、出力電位をHighレベルにす
る指令を、また立ち上がり検出器70からの第２の出力電
位指令の内、出力電位をHighレベルにする信号を、それ
らをOR論理演算することにより出力電位をHighレベルに
する信号を得る。アンドゲート91では、オアゲート58か
らの出力電位をHighレベルにする信号を入力し、またヒ
ステリシスコンパレータ76の出力を反転器90により反転
した信号を入力し、AND論理演算する。そして、この信
号をフリツプフロツプ（F.F.）60のセツト端子Ｓに入力
する。一方、オアゲート59では、コンパレータ57から第
１の出力電位指令の内、出力電位をLowレベルにする指
令を、また立ち下がり検出器71から第２の出力電位指令
の内、出力電位をLowレベルにする指令を入力し、それ
らをOR論理演算することにより出力電位をLowにする信
号を得る。アンドゲート92では、オアゲート59からの出
力電位をLowレベルにする信号と、ヒステリシスコンパ
レータ76の出力を入力し、AND論理演算する。そして、
この信号をフリツプフロツプ（F.F.）60のリセツト端子
Ｒに入力する。その結果、F.F.の出力である実際の出力
電位指令は最新の情報に基づいて設定される。In this embodiment, an inverter 90 and AND gates 91 and 92 are provided in the circuit of the second embodiment shown in FIG. No.
In FIG. 10, the OR gate 58 sets the output potential among the first output potential command from the comparator 56 and the output potential among the second output potential command from the rising edge detector 70. A signal for setting the output potential to the high level is obtained by ORing the signals for setting the high level. In the AND gate 91, a signal for raising the output potential from the OR gate 58 to a high level is input, and a signal obtained by inverting the output of the hysteresis comparator 76 by the inverter 90 is input to perform an AND logic operation. Then, this signal is input to the set terminal S of the flip-flop (FF) 60. On the other hand, in the OR gate 59, the comparator 57 issues a command to set the output potential to the low level among the first output potential commands and the fall detector 71 outputs the output potential to the low level among the second output potential commands. Command is input and an OR logic operation is performed on them to obtain a signal that sets the output potential to Low. The AND gate 92 inputs the signal for setting the output potential from the OR gate 59 to the Low level and the output of the hysteresis comparator 76, and performs an AND logic operation. And
This signal is input to the reset terminal R of the flip-flop (FF) 60. As a result, the actual output potential command that is the output of the FF is set based on the latest information.

以上の構成においては、ヒステリシスコンパレータ76
の出力は三角波が減少している期間についてはLowレベ
ルになり、三角波が増加している期間についてはHighレ
ベルになる。したがって、三角波が減少している期間に
ついては、瞬時値電流制御により演算された第１の出力
電位指令と平均値電流制御により演算された第２の出力
電位指令の内、出力電位をHighレベルにする指令のみ出
力することを許可でき、また、三角波が増加している期
間については、瞬時値電流制御により演算された第１の
出力電位指令と平均値電流制御により演算された第２の
出力電位指令の内、出力電位をLowレベルにする指令の
み出力することを許可できる。その結果、瞬時値電流制
御が作動してもインバータのスイツチング周波数を三角
波の周波数に一致することになる。In the above configuration, the hysteresis comparator 76
The output of is at Low level while the triangular wave is decreasing, and is at High level while the triangular wave is increasing. Therefore, during the period in which the triangular wave is decreasing, the output potential is set to the High level among the first output potential command calculated by the instantaneous value current control and the second output potential command calculated by the average value current control. It is possible to permit only the output of the command to output, and for the period in which the triangular wave is increasing, the first output potential command calculated by the instantaneous value current control and the second output potential calculated by the average value current control. Of the commands, only the command to set the output potential to Low level can be permitted to be output. As a result, the switching frequency of the inverter matches the frequency of the triangular wave even if the instantaneous current control is activated.

ゆえに、第３の実施例では、スイツチング周波数をイ
ンバータで許容される上限値に固定することが可能とな
る。この結果として、電流リツプルが減少し電流制御精
度が向上する。また、第２の実施例と同様に、瞬時値電
流制御におけるしきい値を速度に応じて増加させるた
め、どの速度においても電流偏差のわずかな増加に対し
応答性の高い瞬時値電流制御が作動し応答遅れの少ない
高精度電流制御が実現できる。Therefore, in the third embodiment, the switching frequency can be fixed to the upper limit value allowed by the inverter. As a result, current ripple is reduced and current control accuracy is improved. Further, similarly to the second embodiment, since the threshold value in the instantaneous value current control is increased according to the speed, the instantaneous value current control which is highly responsive to a slight increase in the current deviation operates at any speed. Highly accurate current control with less response delay can be realized.

また、瞬時値電流制御による指令と平均値電流制御に
よる指定とがお互いに干渉することもない。したがっ
て、電流偏差が大きいときには応答性の高い瞬時値電流
制御を、また、電流偏差が小さいときには、制御精度の
高い平均値電流制御を適切に使い分けることができる。
なお、その際に、本発明の基本的な機能として、積分制
御の積分器出力を常にモータの速度起電力と一次電圧降
下との分に追従させているので、平均値電流制御と瞬時
値電流制御との間を制御モードが移行するとき、積分器
による不都合な過渡現象が発生することはなく、スムー
ズな運転が可能となる。Further, the command by the instantaneous value current control and the designation by the average value current control do not interfere with each other. Therefore, when the current deviation is large, the instantaneous value current control with high responsiveness can be appropriately used, and when the current deviation is small, the average value current control with high control accuracy can be properly used.
At that time, as a basic function of the present invention, since the integrator output of the integral control is made to always follow the speed electromotive force of the motor and the primary voltage drop, the average value current control and the instantaneous value current When the control mode shifts between control and control, an inconvenient transient phenomenon due to the integrator does not occur, and smooth operation is possible.

第４実施例 第11図は、本発明の第２発明および第６発明より成る
第４の実施例のインバータの電流制御装置を示すもの
で、説明を簡単にするために主として１相分についての
み示している。電流指令値演算手段、電流検出手段につ
いては、第１図における電流指令値演算手段40、電流検
出手段41と同じであるので図から省いている。また、第
８図における第１図の実施例と同様な部分（加算器53〜
ヒステリシスコンパレータ76）については、同じ記号ま
たは番号を付して説明は省く。Fourth Embodiment FIG. 11 shows a current control device for an inverter according to a fourth embodiment of the second and sixth inventions of the present invention, and mainly for one phase only for simplification of description. Shows. The current command value calculation means and the current detection means are the same as the current command value calculation means 40 and the current detection means 41 in FIG. Further, in FIG. 8, the same portion as the embodiment of FIG.
For the hysteresis comparator 76), the same symbols or numbers are attached and description thereof is omitted.

第11図において、コンパレータ100は、ｕ相におけるP
I制御演算の結果（比例積分値）である電圧指令値υｕ
＊（加算器66の出力）とｖ相の電圧指令値υｕ ＊とを入
力し、それらを比較することによりその大小関係を求め
る。コンパレータ101は、ｖ相の電圧指令値υｕ ＊とｗ
相の電圧指令値υｕ ＊とを入力し、それらを比較するこ
とによりその大小関係を求める。コンパレータ102は、
ｗ相の電圧指令値υｕ ＊とｕ相の電圧指令値υｕ ＊とを
入力し、それらを比較することによりその大小関係を求
める。ラツチ103は、コンパレータ56、57からｕ相の第
１の出力電位指令を入力し、立ち上がり検出器70、立ち
下がり検出器71からｕ相の第２の出力電位指令を入力す
る。また、ｖ相、ｗ相についても同様に、各相の第１の
出力電位指令と第２の出力電位指令とを入力する。さら
に、コンパレータ100、101、102からは電圧指令の大小
関係を示す信号を入力する。そして、これらの信号を発
振器108に同期して記憶しROM104に出力する。ROM104で
は、第１の出力電位指令と、第２の出力電位指令と、電
圧指令の大小関係とに基づいてFK−F.F.105、106、107
のJK信号を演算する。このJK−F.F.105、106、107は実
際の出力電位指令を出力している。演算方法としては、
入力に対するすべての状態を想定しそれらに対するJK信
号をオフラインで求めROM104に書き込んでおく。そし
て、オンラインでは、その情報を読み出すことにより実
行する。演算アルゴリズムについては、第５の他の発明
に基づいて行う。すなわち、一番新しく決定された出力
電位指令が第２の出力電位指令の場合には、この第２の
出力電位指令が実際の出力電位指令となるようなJK信号
を出力するようにする。一方、一番新しく決定された出
力電位指令が第１の出力電位指令の場合には、電圧指令
の大小関係から決まる第６図のような電圧ベクトル群の
中から、第１の出力電位指令に対応する電圧ベクトルに
一番近いベクトルを選択し、選択された電圧ベクトルに
対応したJK信号を出力するようにする。In FIG. 11, the comparator 100 has a P phase in the u phase.
Voltage command value υ u which is the result of I control calculation (proportional integral value)
Input the * (output of the adder 66) and the v-phase voltage command value υ u * and compare them to determine the magnitude relationship. The comparator 101 uses the v-phase voltage command values υ u * and w
The voltage command value υ u * of the phase is input and the magnitude relation is obtained by comparing them. The comparator 102 is
voltage command value of w-phase upsilon u * and the voltage command value of u-phase upsilon u * and enter a obtains the relationship in magnitude by comparing them. The latch 103 receives the u-phase first output potential command from the comparators 56 and 57, and receives the u-phase second output potential command from the rising detector 70 and the falling detector 71. Similarly, for the v phase and the w phase, the first output potential command and the second output potential command for each phase are input. Further, the comparators 100, 101, 102 input signals indicating the magnitude relationship of the voltage commands. Then, these signals are stored in synchronization with the oscillator 108 and output to the ROM 104. In the ROM 104, the FK-FFs 105, 106, 107 based on the first output potential command, the second output potential command, and the magnitude relationship of the voltage commands.
Calculate the JK signal of. These JK-FFs 105, 106, 107 output the actual output potential command. As a calculation method,
Assuming all the states for the inputs, the JK signals for them are calculated off-line and written in ROM104. Then, online, the information is read and executed. The calculation algorithm is based on the fifth invention. That is, when the newly determined output potential command is the second output potential command, the JK signal is output so that the second output potential command becomes the actual output potential command. On the other hand, when the newly determined output potential command is the first output potential command, the first output potential command is selected from the voltage vector group as shown in FIG. 6 which is determined by the magnitude relationship of the voltage commands. The vector closest to the corresponding voltage vector is selected and the JK signal corresponding to the selected voltage vector is output.

上述の構成より成る第４の実施例においては、瞬時値
電流制御が作動しても無秩序に電圧ベクトルを選択する
ことはなくなり、その時点の電圧指令から決まる最適な
電圧ベクトル群だけに制限される。そのため、瞬時値電
流制御が作動しても常に最適な電圧ベクトル群の中から
電流偏差を減少させる電圧ベクトルだけを選択すること
になる。その結果、インバータのスイツチング周波数が
増加することもなくなり、また制御精度も向上する。In the fourth embodiment having the above-described structure, the voltage vector is not randomly selected even when the instantaneous current control is activated, and the voltage vector is limited to the optimum voltage vector group determined by the voltage command at that time. . Therefore, even if the instantaneous value current control is activated, only the voltage vector that reduces the current deviation is always selected from the optimum voltage vector group. As a result, the switching frequency of the inverter does not increase, and the control accuracy also improves.

また、瞬時値電流制御による指令と平均値電流制御に
よる指令とがお互いに干渉することもない。そのため、
電流偏差が大きいときには応答性の高い瞬時値電流制御
を、また、電流偏差が小さいときには、制御精度の高い
平均値電流制御を適切に使い分けることができる。な
お、その際に、本発明の基本的な機能として、積分制御
の積分器出力を常にモータの速度起電力と、一次電圧降
下との和に追従させているので、平均値電流制御と瞬時
値電流制御との間を制御モードが移行するとき、積分器
による不都合な過渡現象が発生することはなく、スムー
ズな運転が可能となる。Further, the command by the instantaneous value current control and the command by the average value current control do not interfere with each other. for that reason,
When the current deviation is large, it is possible to properly use the instantaneous value current control with high responsiveness, and when the current deviation is small, it is possible to properly use the average value current control with high control accuracy. At that time, as a basic function of the present invention, since the integrator output of the integration control is always made to follow the sum of the motor speed electromotive force and the primary voltage drop, the average value current control and the instantaneous value When the control mode is switched between the current control and the current control, an inconvenient transient phenomenon due to the integrator does not occur, and smooth operation is possible.

以上のように、第１から第４までの実施例は理解が可
能なアナログ回路またはロジツク回路で構成したが、実
際には、コンピユータによるソフトウエアにより実現す
ることもできる。また、第２から第６発明の組合せにつ
いても、実施例以外の組合せが有り得る。As described above, the first to fourth embodiments are configured by an understandable analog circuit or logic circuit, but in reality, they can be realized by software by a computer. Also, the combinations of the second to sixth inventions may be combinations other than the embodiments.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第１図は本発明のインバータの電流制御装置のブロツク
図、第２図はインバータの電流制御装置の回路構成図、
第３図は従来の瞬時値電流制御の回路構成図、第４図は
従来の平均値電流制御の回路構成図、第５図は平均値電
流制御において電圧指令と三角波とそのとき選択される
電圧ベクトルの関係図、第６図は電圧ベクトルの説明
図、第７図は瞬時値制御と平均値制御を併用したときの
インバータの電流制御装置の回路構成図、第８図は本発
明の第１実施例に係るインバータの電流制御装置の回路
構成図、第９図は本発明の第２実施例に係るインバータ
の電流制御装置の回路構成図、第10図は本発明の第３実
施例に係るインバータの電流制御装置の回路構成図、第
11図は本発明の第４実施例に係るインバータの電流制御
装置の回路構成図である。 40……電流指令値演算手段、 41……電流検出手段、 43……平均値電流制御手段、 44……瞬時値電流制御手段、 46……相電圧演算手段。FIG. 1 is a block diagram of an inverter current control device of the present invention, and FIG. 2 is a circuit configuration diagram of an inverter current control device.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a conventional instantaneous value current control, FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a conventional average value current control, and FIG. 5 is a voltage command and a triangular wave and a voltage selected at that time in the average value current control. FIG. 6 is a diagram showing the relationship between vectors, FIG. 6 is an explanatory diagram of voltage vectors, FIG. 7 is a circuit configuration diagram of an inverter current control device when instantaneous value control and average value control are used in combination, and FIG. FIG. 9 is a circuit configuration diagram of an inverter current control device according to an embodiment, FIG. 9 is a circuit configuration diagram of an inverter current control device according to a second embodiment of the present invention, and FIG. 10 is a third embodiment of the present invention. Circuit configuration diagram of an inverter current control device,
FIG. 11 is a circuit configuration diagram of an inverter current control device according to a fourth embodiment of the present invention. 40 ... Current command value calculating means, 41 ... Current detecting means, 43 ... Average value current controlling means, 44 ... Instantaneous value current controlling means, 46 ... Phase voltage calculating means.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 常廣 譲 愛知県春日井市藤山台８丁目12番地の２ (56)参考文献 特開 昭60−91897（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−142414（ＪＰ，Ａ) ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Yuzuru Tsunehiro 2-12-12, Fujiyamadai, Kasugai City, Aichi Prefecture (56) References JP 60-91897 (JP, A) JP 58-142414 ( JP, A)

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】スイツチング素子とダイオードとを逆並列
に接続した電気弁を直列接続した直列回路を備えかつ前
記直列回路の両端を直流電源の正側と負側に接続したイ
ンバータの出力端子に流れる電流を制御するインバータ
の電流制御装置において、 出力電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、 前記出力端子に流れる実際の電流値を検出する電流値検
出手段と、 出力電流指令値と実際の電流値との差で表わされる電流
偏差を演算する偏差演算手段と、 各相の出力電位に基づいて出力相電圧を演算する相電圧
演算手段と、 前記電流偏差と所定のしきい値とを比較することにより
第１の出力電位指令を演算する瞬時値電流制御手段と、 前記電流偏差に基づいて比例積分動作を行うための比例
積分値を演算し該比例積分値と三角波とを比較すること
により第２の出力電位指令を演算すると共に、積分動作
の積分値と前記出力相電圧との差を積分値演算の入力へ
フイードバツクして積分値を補正する平均値電流制御手
段と、 前記瞬時値電流制御手段により演算された第１の出力電
位指令と前記平均値電流制御手段により演算された第２
の出力電位指令とに基づいて実際の出力電位指令を決定
する出力電位指令決定手段と、 を設けたことを特徴とするインバータの電流制御装置。Claim: What is claimed is: 1. A series circuit comprising a series connection of electric valves in which a switching element and a diode are connected in antiparallel, and both ends of the series circuit flow to an output terminal of an inverter connected to the positive side and the negative side of a DC power supply. In an inverter current control device for controlling a current, a current command value calculating means for calculating an output current command value, a current value detecting means for detecting an actual current value flowing to the output terminal, an output current command value and an actual current value. A deviation calculating means for calculating a current deviation represented by a difference from a current value, a phase voltage calculating means for calculating an output phase voltage based on an output potential of each phase, and comparing the current deviation with a predetermined threshold value. To calculate a first output potential command, and a proportional-integral value for performing a proportional-integral operation based on the current deviation to calculate a proportional-integral value and a triangular wave. An average value current control means for calculating a second output potential command by feeding back the difference between the integral value of the integral operation and the output phase voltage to the input of the integral value calculation to correct the integral value. The first output potential command calculated by the instantaneous value current control means and the second output potential command calculated by the average value current control means
And an output potential command determining means for determining an actual output potential command based on the output potential command of. 【請求項２】前記瞬時値電流制御手段を、電流偏差とあ
らかじめ設定した正および負のしきい値とを比較する比
較手段と、電流偏差が正のしきい値より大きいときに出
力電位をハイレベルにしかつ電流偏差が負のしきい値よ
り小さいときに出力電位をローレベルにすると共に、電
流偏差が正のしきい値と負のしきい値との間にあるとき
は出力電位を変更しないようにする第１の電位指令を出
力する第１の指令出力手段とより構成し、 前記平均値電流制御手段を、前記電流偏差に基づいて比
例積分動作を行うための比例積分値を演算するための比
例積分動作手段と、前記比例積分値と三角波とを比較す
る比較手段と、積分動作の積分値と前記出力相電圧との
差を積分値演算の入力へフイードバツクして積分値を補
正する補正手段と、前記比例積分値が三角波より大きく
なる時点のみで出力電位をハイレベルにしかつ比例積分
値が三角波より小さくなる時点のみで出力電位をローレ
ベルにする第２の出力電位指令を出力する第２の指令出
力手段と、より構成することを特徴とする請求項（１）
記載のインバータの電流制御装置。2. An instantaneous value current control means for comparing current deviation with preset positive and negative threshold values; and a high output potential when the current deviation is larger than the positive threshold value. Level and set the output potential to a low level when the current deviation is smaller than the negative threshold, and do not change the output potential when the current deviation is between the positive threshold and the negative threshold. To calculate a proportional-integral value for performing a proportional-integral operation on the basis of the current deviation. Of the proportional-plus-integral operation means, a comparing means for comparing the proportional-integral value with the triangular wave, and a correction for correcting the integrated value by feedback-feeding the difference between the integrated value of the integral operation and the output phase voltage to the input of the integrated value calculation. Means and the proportional product Second command output means for outputting a second output potential command that sets the output potential to a high level only when the minute value becomes larger than the triangular wave and sets the output potential to the low level only when the proportional integration value becomes smaller than the triangular wave And (1) comprising:
Inverter current control device described. 【請求項３】前記瞬時値電流制御手段を、設定値とモー
タ回転速度に比例ゲインを乗算した値とを加算すること
により正のしきい値を求める手段と、正のしきい値を反
転することにより負のしきい値を求める手段と、電流偏
差と正および負のしきい値とを比較する手段と、電流偏
差が正のしきい値より大きいときに出力電位をハイレベ
ルにしかつ電流偏差が負のしきい値より小さいときに出
力電位をローレベルにすると共に、電流偏差が正のしき
い値と負のしきい値との間にあるときは出力電位を変更
しないようにする第１の出力電位指令を出力する第１の
指令出力手段と、から構成したことを特徴とする請求項
（１）記載のインバータの電流制御装置。3. The instantaneous value current control means adds a set value and a value obtained by multiplying a motor rotation speed by a proportional gain to obtain a positive threshold value, and reverses the positive threshold value. Means for obtaining a negative threshold value, means for comparing the current deviation with the positive and negative threshold values, and for setting the output potential to a high level when the current deviation is larger than the positive threshold value and When the current deviation is between the positive threshold value and the negative threshold value, the output potential is not changed while the output potential is set to the low level when is smaller than the negative threshold value. 2. The current control device for an inverter according to claim 1, further comprising: a first command output unit that outputs the output potential command of. 【請求項４】前記出力電位指令決定手段を、瞬時値電流
制御手段により演算された第１の出力電位指令と平均値
電流制御手段により演算された第２の出力電位指令との
内の最新の出力電位指令に基づいて実際の出力電位指令
を決定する手段と、瞬時値電流制御手段により演算され
た第１の出力電位指令と平均値電流制御手段により演算
された第２の出力電位指令とが同時に相反する指令を出
力している場合には瞬時値電流制御手段による第１の出
力電位指令を優先する手段と、により構成したことを特
徴とする請求項（１）記載のインバータの電流制御装
置。4. The output potential command determining means is the latest one of the first output potential command calculated by the instantaneous value current control means and the second output potential command calculated by the average value current control means. A means for determining an actual output potential command based on the output potential command, a first output potential command calculated by the instantaneous value current control means, and a second output potential command calculated by the average value current control means. 2. The current control device for an inverter according to claim 1, further comprising means for prioritizing the first output potential command by the instantaneous value current control means when simultaneously outputting contradictory commands. . 【請求項５】前記出力電位指令決定手段を、平均値電流
制御手段で用いる三角波が減少している期間については
瞬時値電流制御手段により演算された第１の出力電位指
令と平均値電流制御手段により演算された第２の出力電
位指令との内出力電位をハイレベルにする指令のみ許可
する手段と、平均値電流制御手段で用いる三角波が増加
している期間については瞬時値電流制御手段により演算
された第１の出力電位指令と平均値電流制御手段により
演算された第２の出力電位指令との内出力電位をローレ
ベルにする指令のみ許可する手段と、許可された指令の
内の最新の出力電位指令に基づいて実際の出力電位指令
を決定する手段と、により構成したことを特徴とする請
求項（１）記載のインバータの電流制御装置。5. The first output potential command calculated by the instantaneous value current control means and the average value current control means for the period in which the triangular wave used in the average value current control means of the output potential command determining means is decreasing. Calculated by the second output potential command, the means for permitting only a command to set the output potential to a high level, and the instantaneous value current control means for the period during which the triangular wave used in the average value current control means is increasing. Of the first output potential command and the second output potential command calculated by the average value current control means, a means for permitting only a command to set the output potential to a low level, and a latest one of the permitted commands. The current control device for an inverter according to claim 1, further comprising means for determining an actual output potential command based on the output potential command. 【請求項６】前記出力電位指令決定手段を、平均値電流
制御手段で演算された比例積分値より得られる電圧指令
の他の相との大小関係を求める手段と、瞬時値電流制御
手段により演算された第１の出力電位指令と平均値電流
制御手段により演算された第２の出力電位指令と前記電
圧指令の大小関係とに基づいて決定した最新の出力電位
指令が第２の出力電位指令の場合には、該第２の出力電
位指令を実際の出力電位指令とし、最新の出力電位指令
が第１の出力電位指令の場合には、電圧指令の大小関係
から決まる電圧ベクトル群の中から第１の出力電位指令
に対応する電圧ベクトルに一番近いベクトルを選択し、
選択したベクトルに基づいて実際の出力電位指令を決定
する手段と、により構成することを特徴とする請求項
（１）記載のインバータの電流制御装置。6. The output potential command determining means calculates the magnitude relationship between the output voltage command determining means and another phase of the voltage command obtained from the proportional-integral value calculated by the average value current controlling means, and the instantaneous value current controlling means calculates the magnitude relationship. The latest output potential command determined based on the magnitude relationship between the first output potential command, the second output potential command calculated by the average value current control means, and the voltage command is the second output potential command. In this case, the second output potential command is the actual output potential command, and when the latest output potential command is the first output potential command, the second output potential command is selected from the voltage vector group determined by the magnitude relationship of the voltage commands. Select the vector closest to the voltage vector corresponding to the output potential command of 1,
The current control device for an inverter according to claim 1, further comprising means for determining an actual output potential command based on the selected vector.
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