JP2679987B2 - AC motor control device - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は例えば分配器を持たない同期電動機可変速
システムにおける誘起電圧位相検出の位相補正を行う交
流電動機の制御装置に関するものである。
〔従来の技術〕
第６図は従来の交流電動機の制御装置としての分配器
を持たない場合の同期電動機可変速システムを示す構成
図であり、第６図において、２は速度指令、３は速度コ
ントローラ、４はコンバータ電流を制御する電流コント
ローラ、５はコンバータ９の電流検出器、6aはコンバー
タ９の点弧パルス発生器、6bはインバータ10の点弧パル
ス発生器、6cは後述する界磁コンバータ13の点弧パルス
発生器、７はインバータ10の位相指令発生器、８はモー
タ誘起電圧から誘起電圧位相を検出する位相検出器、９
はコンバータ、10はインバータ、11は同期電動機（S
M）、12はインバータ位相、界磁電流、モータ電圧、直
流電圧の指令値を演算するベクトル演算器、13は界磁電
流制御用の界磁コンバータ、14は同期電動機界磁巻線、
15は界磁電流を制御する界磁電流コントローラである。
なお、図示例では、速度コントローラ３、電流コント
ローラ４、電流検出器５、点弧パルス発生器6aなどでコ
ンバータ９の点弧位相角の制御を行う第１の点弧位相角
制御手段Ａを構成し、ベクトル演算器12、位相指令発生
器７、位相検出器８、点弧パルス発生器6bなどでインバ
ータ10の点弧位相角の制御を行う第２の点弧位相角制御
手段Ｂを構成し、コンバータ９とインバータ10とで電力
変換器Ｃを構成している。
次に動作について説明する。速度指令値（Ｎ※）２と
モータ誘起電圧より検出した速度フィードバック値
（N-）を減算器16で減算することにより、速度偏差量Δ
Ｎを求め、この速度偏差量ΔＮを入力として速度コント
ローラ３で比例積分演算を行う。
次にその演算結果であるコンバータ電流指令値
（Ｉ※）から電流検出器５で検出したコンバータ電流フ
ィードバック値（Ｉ−）を減算器17で減算して偏差ΔＩ
を求め、この偏差ΔＩを入力として電流コントローラ４
で比例積分演算を行い、その、演算結果を点弧パルス発
生器6aに与えてコンバータ９の点弧位相角の制御を行
う。
また、上記速度フィードバック値（N-）とコンバータ
電流指例値（Ｉ※）により、ベクトル演算器12によって
インバータ位相、界磁電流、モータ電圧、直流電圧の各
指令値の演算を行い、その演算結果であるインバータの
位相角指令値αＣ ※を位相指令発生器７を介して点弧パ
ルス発生器6bに与えることにより、インバータ10の点弧
位相角の制御を行う。
また、ベクトル演算器12により演算された界磁電流指
令値（If※）を入力すると界磁電流コントローラ15で比
例積分演算を行い、その演算結果を点弧パルス発生器6c
に与えることにより、その点弧パルス発生器6cの出力で
界磁コンバータ13の点弧位相角の制御を行う。
そして、分配器を持たない同期電動機可変速制御シス
テム（サイリスタ・モータシステム）においては、イン
バータ10の点弧位相角制御の基準となるモータ誘起電圧
の位相を位相検出器８により検出し、この検出値を位相
指令発生器７に供給してインバータ10の点弧位相角制御
を行っていた。
〔発明が解決しようとする問題点〕
従来の交流電動機の制御装置は以上のように構成され
ているので、実際のモータ誘起電圧の位相が正確に検出
できない場合、インバータ位相角指令値αＣ ※に誤差を
含んだままインバータ10が制御されてしまい、力率等の
ベクトル関係がくずれ、高負荷状態において転流重なり
角が増加した場合など転流失敗に致り、安定な制御がで
きない。また、安定に制御しようとした場合、非常に複
雑な位相検出器が必要であるなどの問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、複雑な位相検出器を不用とするとともに、
モータ誘起電圧の位相検出誤差を補正し、無負荷から過
負荷までの負荷変動及び運転周波数の変化に対して安定
な運転を可能とする交流電動機の制御装置を得ることを
目的とする。
〔問題点を解決するための手段〕
この発明に係る交流電動機の制御装置はモータ誘起電
圧の位相検出値と実際のモータ誘起電圧の位相のずれ
を、モータ端子電圧変化量演算器とその求まった端子電
圧変化量を位相検出誤差角へ変換する演算器により演算
し、その演算結果により、ベクトル演算器で求めた位相
角指令を補正し現在の位相角指令とする位相補償器を有
したものである。
〔作用〕
この発明における交流電動機の制御装置は、モータ誘
起電圧の位相検出値と実際のモータ誘起電圧の位相の間
にずれが生じた場合、そのずれがモータ端子電圧の変化
として表われるため、そのモータ端子電圧の変化量から
位相角補正量を演算し、その演算結果の位相角補正量に
より位相角指令値を補正することにより、実際のモータ
誘起電圧の位相と位相角指令との間のずれが解消され、
負荷変動及び運転周波数の変化に対して安定な運転を可
能とする。
〔実施例〕
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
１図において、１はモータ端子電圧の変化からモータ誘
起電圧の位相検出の誤差を求め位相角指令を補正する位
相補償器であり、他の構成は前記第６図と同一であるの
で、同一部分に同一符号を付して説明を省略する。
第２図は位相補償器１の詳細構成図を示すブロック図
である。第２図において、21はモータ端子電圧のフィー
ドバック値VT -、22はモータ端子電圧指令値VT ※、23は
モータ端子電圧の偏差（スイッチ218の開放時はモータ
端子電圧のフィードバック値）VN、24はモータ端子電圧
の偏差23（VN）の変化量を、今回入力値VNから前回入力
値VN-1を減算することにより求める変化量演算器、25は
ベクトル演算で求まる内部相差角δ※、26は負荷の変化
によるモータ端子電圧の変化量を求めるためのテーブ
ル、27はモータ端子電圧指令値VT ※、28は速度の変化に
よるモータ端子電圧の変化量を求めるための演算器、29
はモータ端子電圧の変化量ΔVT、210,211は２入力を掛
け合わせる乗算器、212は補正量を調整するための増幅
器、213は位相指令補正量Δβ、214はベクトル演算器12
の演算結果であるインバータ位相角指令値β※、215は
位相指令補正量Δβを加算した今回のインバータ位相角
指令値β、216,217,218はスイッチである。
次に上記実施例の動作を第２図に示す位相補償器の詳
細ブロック図に基づき説明する。また、その他の部分に
ついては従来例と同一であるので説明を省略する。
第３図は位相検出誤差がモータ端子電圧にどのように
影響するかを示したベクトル図である。この第３図から
わかるように、負荷電流I aの大きさ及びモータ運転周
波数を一定であると考えた場合、モータ端子電圧Ｖは位
相検出誤差（Δδ）31により図に示すように円軌導32を
描く形で変化する。このことは、モータ誘起電圧による
位相検出誤差により、モータ端子電圧Ｖが大きく変化す
ることを示している。このモータ端子電圧Ｖは、先に述
べた位相検出誤差だけでなく速度変化及び負荷変化によ
っても変化する。
第４図は速度変化によるモータ端子電圧の変化を示す
ベクトル図、第５図は負荷変化によるモータ端子電圧の
変化を示すベクトル図であるこれらの位相検出誤差、速
度変化、負荷変化とモータ端子電圧Ｖとの関係を（１）
式に示す。
（１）式において、Ｖはモータ端子電圧、X aqはｑ軸
電機子反作用リアクタンス、I aはモータ電流基本波
分、φは力率角、δは内部相差角、Δδはモータ誘起電
圧の位相検出誤差、Eaoは無負荷誘起電圧、X adはｄ転
電機子反作用リアクトルタンスである。また、モータ運
転周波数の変化により、上記ｑ軸電機子反作用リアクト
ルタンスX aq、ｄ転電機子反作用リアクタンスX ad、無
負荷誘起電圧Eaoが比例的に変化する。
モータ端子電圧Ｖと位相検出誤差Δδは（１）式で示
す関係にあるため、モータ端子電圧Ｖの変化から（１）
式を直接演算し、位相検出誤差Δδを求め、位相角指令
β※を補正してもよいのであるが、本実施例ではマイク
ロプロセッサによる演算のため、（１）式をベクトル関
係上から近似し、第２図のような構成とした。
まず、モータ端子電圧のフィードバック値（VT）21か
らモータ端子電圧指令値（VT ※）22を減算器30で減算す
ることにより、モータ端子電圧の変化量演算器24の入力
となるモータ端子電圧の偏差（VN）23を求め、この変化
量演算器24によって今回入力値VNから前回入力値VN-1を
減算することによって、モータ端子電圧変化量（ΔVT）
29を求める。
また、負荷変化によるモータ端子電圧Ｖの変化を求め
るため、内部相差角（δ※）25を入力とし、テーブル26
でtan（90゜−δ※）を演算して負荷変化補正量δＨを
求める。
また、速度変化によるモータ端子電圧の変化を求める
ため、モータ端子電圧指令値（VT ※）27を入力とし、演
算器28で以下の（２）式を演算して速度変化補正量NHを
求める。
NH＝（2VTB−VT ※）/VTB …（２）
（２）式において、NHは速度変化補正量、VTBは無負
荷ベース速度時のモータ端子電圧VT ※はモータ端子電圧
指令値である。
次に上記のように求めた負荷変化補正量δＨと速度変
化補正量NHを乗算器210によって乗算し、その結果に先
に求めたモータ端子電圧変化量（ΔVT）29を乗算器211
により乗算し、負荷変化及び速度変化によるモータ端子
電圧を考慮した位相角補正量βＨを求め、この位相角補
正量βＨを増幅器212によりＫ倍して位相角補正信号
（Δβ）213を求める。
そしてベクトル演算器12で求めたインバータ位相角指
令値（β※）214に位相角補正信号（Δβ）213を加算器
31で加算することにより、インバータ位相角指令値（β
※）214を補正しインバータ位相器７への位相角指令値
（β）215とする。
なお、上記実施例では（１）式をベクトル関係上から
近似した演算により補正量を求めたが、（１）式を近似
せずそのまま演算し、補正量を求めて位相角指令値を補
正してもよい。また、第２図中にスイッチ216,217,218
を示しているが、スイッチ216を開放することにより、
速度変化及び負荷変動によるモータ端子電圧の変化に対
する演算が無くなり、単にモータ端子電圧の変化によっ
て位相角補正量が演算された補正を行うが、増幅器212
のゲインを適切な設定値にすることによって、充分な補
正効果を上げれる。
また、同様にスイッチ217を開放することによって、
速度変化によるモータ端子電圧の変化に対する演算が無
くなり、負荷変動によるモータ端子電圧の変化とモータ
端子電圧の変化によって位相角補正量が減算され補正を
行うが、スイッチ216の開放時と同様に増幅器212のゲイ
ンを適切な設定値にすることによって、充分な補正効果
を上げれる。
また、スイッチ218を開放することによって、モータ
端子電圧の変化量をモータ端子電圧のフィードバックの
みによって演算するようになるが、同様の補正効果を上
げることが可能である。
〔発明の効果〕
以上のように、この発明によれば、モータ端子電圧の
変化からモータ誘起電圧の位相検出誤差を演算し、その
演算結果により位相角指令値を補正するように構成した
ので、実際のモータ誘起電圧の位相と検出したモータ誘
起電圧の位相がずれたまま運転されることが無くなる。
また、複雑な位置検出器が不用となるため、装置が安価
にでき、また、無負荷から過負荷までの負荷変動及び運
転周波数の変化に対して安定な運転が可能となる効果が
ある。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for an AC motor that performs phase correction for detecting an induced voltage phase in a synchronous motor variable speed system having no distributor, for example. [Prior Art] FIG. 6 is a block diagram showing a synchronous motor variable speed system in the case of not having a distributor as a conventional AC motor control device. In FIG. 6, 2 is a speed command and 3 is a speed. Controller 4, current controller for controlling converter current, 5 current detector of converter 9, 6a ignition pulse generator of converter 9, 6b ignition pulse generator of inverter 10, 6c field converter described later 13 firing pulse generator, 7 phase command generator of inverter 10, 8 phase detector for detecting induced voltage phase from motor induced voltage, 9
Is a converter, 10 is an inverter, 11 is a synchronous motor (S
M), 12 is a vector calculator that calculates the command values of the inverter phase, field current, motor voltage, and DC voltage, 13 is a field converter for field current control, 14 is a synchronous motor field winding,
A field current controller 15 controls the field current. In the illustrated example, the first ignition phase angle control means A for controlling the ignition phase angle of the converter 9 by the speed controller 3, the current controller 4, the current detector 5, the ignition pulse generator 6a, etc. is configured. Then, the second firing phase angle control means B for controlling the firing phase angle of the inverter 10 is constituted by the vector calculator 12, the phase command generator 7, the phase detector 8, the firing pulse generator 6b and the like. The converter 9 and the inverter 10 form a power converter C. Next, the operation will be described. Speed command value (N ※) 2 and a speed feedback value detected from the motor induced voltage (N -) by subtracting the subtracter 16, the speed deviation Δ
N is obtained, and the speed deviation amount ΔN is input to the speed controller 3 to perform proportional-integral calculation. Next, the converter current feedback value (I-) detected by the current detector 5 is subtracted from the converter current command value (I * ), which is the calculation result, by the subtractor 17 to obtain the deviation ΔI.
Is calculated and the deviation ΔI is input to the current controller 4
The proportional-plus-integral calculation is performed and the calculation result is given to the ignition pulse generator 6a to control the ignition phase angle of the converter 9. Further, based on the speed feedback value (N − ) and the converter current instruction value (I * ), the vector calculator 12 calculates the command values of the inverter phase, the field current, the motor voltage, and the DC voltage. The resulting inverter phase angle command value α C * is applied to the ignition pulse generator 6b via the phase command generator 7 to control the ignition phase angle of the inverter 10. When the field current command value (If * ) calculated by the vector calculator 12 is input, the field current controller 15 performs proportional-plus-integral calculation, and the calculation result is used as the ignition pulse generator 6c.
To control the ignition phase angle of the field converter 13 by the output of the ignition pulse generator 6c. In the synchronous motor variable speed control system (thyristor motor system) having no distributor, the phase detector 8 detects the phase of the motor induced voltage which is the reference for the ignition phase angle control of the inverter 10, and this detection is performed. The value was supplied to the phase command generator 7 to control the ignition phase angle of the inverter 10. [Problems to be Solved by the Invention] Since the conventional AC motor control device is configured as described above, when the phase of the actual motor induced voltage cannot be accurately detected, the inverter phase angle command value α C * Since the inverter 10 is controlled with an error included in the vector, the vector relationship such as the power factor is broken, and the commutation overlap angle increases under a high load condition, commutation failure occurs and stable control cannot be performed. In addition, there is a problem that a very complicated phase detector is required for stable control. The present invention has been made to solve the above problems, and eliminates the need for a complicated phase detector,
An object of the present invention is to obtain a control device for an AC motor that corrects a phase detection error of a motor induced voltage and enables stable operation with respect to load changes from no load to overload and changes in operating frequency. [Means for Solving Problems] In the control device for an AC electric motor according to the present invention, the difference between the detected phase value of the motor induced voltage and the actual phase of the motor induced voltage is calculated by the motor terminal voltage change amount calculator and the calculated value. It has a phase compensator that calculates the amount of terminal voltage change to a phase detection error angle by a calculator and corrects the phase angle command obtained by the vector calculator based on the calculation result to obtain the current phase angle command. is there. [Operation] In the control device for an AC electric motor according to the present invention, when a deviation occurs between the detected phase value of the motor induced voltage and the actual phase of the motor induced voltage, the deviation appears as a change in the motor terminal voltage. The phase angle correction amount is calculated from the change amount of the motor terminal voltage, and the phase angle command value is corrected by the calculated phase angle correction amount, so that the phase difference between the actual motor induced voltage phase and the phase angle command is calculated. The gap is eliminated,
Enables stable operation with respect to load fluctuations and changes in operating frequency. An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In FIG. 1, reference numeral 1 is a phase compensator for finding a phase detection error of a motor induced voltage from a change of a motor terminal voltage and correcting a phase angle command. Since other configurations are the same as those in FIG. 6, they are the same. The same reference numerals are given to the parts and the description thereof will be omitted. FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration diagram of the phase compensator 1. In Figure 2, 21 is a feedback value of the motor terminal voltage V T -, 22 is a motor terminal voltage command value V T ※, 23 is (feedback value of the open time of the motor terminal voltage of the switch 218) motor terminal voltage deviation V N and 24 are change amount calculators that calculate the change amount of the motor terminal voltage deviation 23 (V N ) by subtracting the previous input value V N-1 from the current input value V N , and 25 is the internal calculated by vector calculation. Phase difference angle δ * , 26 is a table for obtaining the amount of change in the motor terminal voltage due to a change in load, 27 is a motor terminal voltage command value V T * , 28 is a table for obtaining the amount of change in the motor terminal voltage due to a change in speed Calculator, 29
Is a change amount ΔV T of the motor terminal voltage, 210 and 211 are multipliers for multiplying two inputs, 212 is an amplifier for adjusting a correction amount, 213 is a phase command correction amount Δβ, and 214 is a vector calculator 12
Inverter phase angle command value β * , 215 is the current inverter phase angle command value β to which the phase command correction amount Δβ is added, and 216, 217, 218 are switches. Next, the operation of the above embodiment will be described based on the detailed block diagram of the phase compensator shown in FIG. The other parts are the same as those of the conventional example, and thus the description thereof is omitted. FIG. 3 is a vector diagram showing how the phase detection error affects the motor terminal voltage. As can be seen from FIG. 3, when the magnitude of the load current I a and the motor operating frequency are considered to be constant, the motor terminal voltage V is circularly guided by the phase detection error (Δδ) 31 as shown in the figure. Change in the shape of 32. This indicates that the motor terminal voltage V greatly changes due to the phase detection error due to the motor induced voltage. The motor terminal voltage V changes not only with the phase detection error described above, but also with speed changes and load changes. FIG. 4 is a vector diagram showing a change in motor terminal voltage due to a change in speed, and FIG. 5 is a vector diagram showing a change in motor terminal voltage due to a change in load. These phase detection errors, speed change, load change and motor terminal voltage. Relationship with V (1)
It is shown in the formula. In equation (1), V is the motor terminal voltage, X aq is the q-axis armature reaction reactance, I a is the motor current fundamental wave component, φ is the power factor angle, δ is the internal phase difference angle, and Δδ is the phase of the motor induced voltage. Detection error, Eao is no-load induced voltage, and Xad is d-armature reaction reactance. Further, the q-axis armature reaction reactance X aq, the d-armature reaction reactance X ad, and the no-load induced voltage Eao change proportionally due to the change in the motor operating frequency. Since the motor terminal voltage V and the phase detection error Δδ have the relationship shown in the equation (1), the change in the motor terminal voltage V becomes (1)
The expression may be directly calculated to obtain the phase detection error Δδ, and the phase angle command β * may be corrected. However, since the calculation is performed by the microprocessor in this embodiment, the expression (1) is approximated from a vector relationship. The configuration is as shown in FIG. First, by subtracting the motor terminal voltage command value (V T * ) 22 from the motor terminal voltage feedback value (V T ) 21 with the subtractor 30, the motor terminal voltage input to the motor terminal voltage change calculator 24 The voltage deviation (V N ) 23 is calculated, and the change amount calculator 24 subtracts the previous input value V N-1 from the current input value V N to obtain the motor terminal voltage change amount (ΔV T ).
Ask for 29. Also, in order to obtain the change in the motor terminal voltage V due to the load change, the internal phase difference angle (δ * ) 25 is input and the table 26
Calculate tan (90 ° -δ * ) with to obtain the load change correction amount δ H. In order to obtain the change in the motor terminal voltage due to the speed change, the motor terminal voltage command value (V T * ) 27 is input, and the calculator 28 calculates the following equation (2) to calculate the speed change correction amount N H Ask. N H = (2V TB −V T * ) / V TB (2) In the formula (2), N H is the speed change compensation amount, V TB is the motor terminal voltage at no-load base speed V T * is the motor terminal It is a voltage command value. Next, the load change correction amount δ H and the speed change correction amount N H obtained as described above are multiplied by the multiplier 210, and the result is the motor terminal voltage change amount (ΔV T ) 29 obtained previously is multiplied by the multiplier 211.
To obtain a phase angle correction amount β H considering the motor terminal voltage due to load change and speed change, and multiply this phase angle correction amount β H by K with an amplifier 212 to obtain a phase angle correction signal (Δβ) 213. . Then, the phase angle correction signal (Δβ) 213 is added to the inverter phase angle command value (β * ) 214 obtained by the vector calculator 12.
By adding in 31, the inverter phase angle command value (β
* ) Correct 214 and use it as the phase angle command value (β) 215 for the inverter phase shifter 7. In the above embodiment, the correction amount is calculated by approximating the equation (1) from the vector relationship. However, the equation (1) is calculated without approximation and the correction amount is calculated to correct the phase angle command value. May be. Also, the switches 216, 217, 218 are shown in FIG.
However, by opening the switch 216,
The calculation for the change in the motor terminal voltage due to the speed change and the load change is eliminated, and the correction in which the phase angle correction amount is calculated simply by the change in the motor terminal voltage is performed.
A sufficient correction effect can be achieved by setting the gain of to an appropriate setting value. Similarly, by opening the switch 217,
The calculation for the change of the motor terminal voltage due to the speed change is eliminated, and the phase angle correction amount is subtracted by the change of the motor terminal voltage due to the load change and the change of the motor terminal voltage to perform the correction. A sufficient correction effect can be achieved by setting the gain of to an appropriate setting value. Further, by opening the switch 218, the variation amount of the motor terminal voltage is calculated only by the feedback of the motor terminal voltage, but the same correction effect can be obtained. As described above, according to the present invention, the phase detection error of the motor induced voltage is calculated from the change of the motor terminal voltage, and the phase angle command value is corrected by the calculation result. It is no longer possible to operate while the actual motor induced voltage phase and the detected motor induced voltage phase are out of phase.
Further, since a complicated position detector is not required, the device can be made inexpensive, and stable operation can be performed against load changes from no load to overload and changes in operating frequency.
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の一実施例による交流電動機の制御装
置としての同期電動機可変速システムを示すブロック
図、第２図は位相補償器の詳細構成を示すブロック図、
第３図はモータ誘起電圧の位相検出誤差によるモータ端
子電圧の変化を表わしたベクトル図、第４図は速度の変
化によるモータ端子電圧の変化を表わしたベクトル図、
第５図はコンバータ電流の変化によるモータ端子電圧の
変化を表わしたベクトル図、第６図は従来の同期電動機
可変速システムを示すブロック図である。
１は位相補償器、９はコンバータ、10はインバータ、11
は交流電動機、Ａは第１の点弧位相角制御手段、Ｂは第
２の点弧位相、角制御手段、Ｃは電力変換器。
なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing a synchronous motor variable speed system as a control device for an AC motor according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of a phase compensator.
FIG. 3 is a vector diagram showing a change in the motor terminal voltage due to a phase detection error of the motor induced voltage, and FIG. 4 is a vector diagram showing a change in the motor terminal voltage due to a change in speed.
FIG. 5 is a vector diagram showing a change in motor terminal voltage due to a change in converter current, and FIG. 6 is a block diagram showing a conventional synchronous motor variable speed system. 1 is a phase compensator, 9 is a converter, 10 is an inverter, 11
Is an AC motor, A is a first ignition phase angle control means, B is a second ignition phase angle control means, and C is a power converter. In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
Claims (1)
換を行う電力変換器と、前記電力変換器の出力により駆
動される交流電動機と、前記コンバータの点弧位相角の
制御を行う第１の点弧位相角制御手段と、前記交流電動
機の端子電圧より該交流電動機の誘起電圧の位相を検出
する位相検出器と前記インバータの位相角指令値を演算
するベクトル演算器を有し該インバータの点弧位相角の
制御を行う第２の点弧位相角制御手段とを有する交流電
動機の制御装置において、交流電動機の端子電圧のフィ
ードバック値または該フィードバック値から交流電動機
の端子電圧指令値の減算結果を入力値とし、今回の入力
値から前回の入力値を減算して交流電動機の端子電圧変
化量を求める変化量演算器と、内部相差角を入力して負
荷変化補正量を求めるテーブルと、交流電動機の端子電
圧指令値を入力として速度変化補正量を求める減算器
と、前記負荷変化補正量または該負荷変化補正量と速度
変化補正量との乗算結果を出力する第１の乗算器と、前
記交流電動機の端子電圧変化量または該交流電動機の端
子電圧変化量と前記乗算器の出力による乗算により位相
角補正量を求める第２の乗算器とを有し、この位相角補
正量に基づいてインバータ位相角指令値を補正してイン
バータ位相器への位相角指令値とする位相補償器を備え
たことを特徴とする交流電動機の制御装置。(57) [Claims] A power converter including a converter and an inverter for frequency conversion of alternating current, an AC motor driven by an output of the power converter, and a first ignition phase angle control for controlling an ignition phase angle of the converter. Means, a phase detector that detects the phase of the induced voltage of the AC motor from the terminal voltage of the AC motor, and a vector calculator that calculates the phase angle command value of the inverter, and control of the ignition phase angle of the inverter In the controller for the AC electric motor having the second ignition phase angle control means for performing the operation, the feedback value of the terminal voltage of the AC electric motor or the subtraction result of the terminal voltage command value of the AC electric motor from the feedback value is used as the input value, and this time. The input value of the previous time is subtracted from the previous input value to calculate the terminal voltage change of the AC motor, and the internal phase difference angle is input to calculate the load change correction amount. Table, a subtractor for obtaining a speed change correction amount by inputting a terminal voltage command value of the AC motor, and a first multiplication for outputting the load change correction amount or a multiplication result of the load change correction amount and the speed change correction amount. And a second multiplier that obtains a phase angle correction amount by multiplying the terminal voltage change amount of the AC motor or the terminal voltage change amount of the AC motor by the output of the multiplier, and the phase angle correction amount. A controller for an AC electric motor, comprising: a phase compensator that corrects an inverter phase angle command value based on the above to obtain a phase angle command value for an inverter phase shifter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62120793A JP2679987B2 (en) | 1987-05-18 | 1987-05-18 | AC motor control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62120793A JP2679987B2 (en) | 1987-05-18 | 1987-05-18 | AC motor control device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63287392A JPS63287392A (en) | 1988-11-24 |
| JP2679987B2 true JP2679987B2 (en) | 1997-11-19 |
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| JP62120793A Expired - Fee Related JP2679987B2 (en) | 1987-05-18 | 1987-05-18 | AC motor control device |
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| JP (1) | JP2679987B2 (en) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1987
- 1987-05-18 JP JP62120793A patent/JP2679987B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63287392A (en) | 1988-11-24 |
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