JP2679426B2 - 空気調和機の制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、室内を快適環境とす
る空気調和機に係り、更に詳しくは入力電流を制御し、
力率の向上および高調波の低減を図る空気調和機の制御
方法に関するものである。

【０００２】

【従来例】従来、この種の空気調和機においては、交流
電源を直流に変換し、この直流をインバータ部に供給す
るとともに、マイクロコンピュータにて圧縮機をインバ
ータ制御するためのＰＷＭ波形を生成し、このＰＷＭ波
形に応じてそのインバータ部を制御するようになってい
る。また、その空気調和機の入力力率を改善するため
に、交流／直流変換回路、つまり交流電源とインバータ
部の間には電源と閉回路を構成するリアクタおよびスイ
ッチング素子による入力電流制御回路（アクティブフイ
ルタ）が設けられており、そのスイッチング素子を高速
でオン、オフ制御し、入力電流波形が略正弦波となるよ
うにしている。なお、上記空気調和機の制御方法として
は、例えば出願人による特願平２−１２８６５５号があ
る。

【０００３】ところで、スイッチング素子のオンによ
り、そのスイッチング素子には電流が流れるため、損失
が生じ、上記交流／直流変換回路の変換効率が悪化す
る。この損失をできるだけ少なくするため、例えば図５
に示すように、交流電源１による入力電流を検出する入
力電流センサ２と、この検出電流の瞬時値を得る瞬時値
変換回路３と、この瞬時値電流の平均値を得る平均値変
換部４と、この平均値と瞬時値とを比較する比較部５と
を備え、その入力電流の瞬時値が平均値を越えていると
きには上記スイッチング素子のオン、オフを停止制御す
る方法がある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記空
気調和機の制御方法においては、図６（ａ）に示すよう
に、上記入力電流の瞬時値が平均値付近になると、ハン
チングを起こして入力電流の波形が乱れ（同図の矢印Ａ
に示す）、つまりその入力電流の波形が正弦波でなくな
るという問題点があった。

【０００５】また、図６（ｂ）に示すように、入力電流
が小さい場合、その入力電流の瞬時値と平均値が略等し
くなるため、略全域でハンチングを起こすだけなく、上
記スイッチング素子が常時オン、オフされることから、
その入力電流の波形が乱れるとともに、損失が増加し、
交流／直流変換の変換効率が悪化するという問題点があ
った。

【０００６】さらに、上記空気調和機の制御方法を実現
するために、図５に示す回路のうち、少なくとも平均値
変換部４および比較部５の回路が必要であり、コストが
かかるという問題点があった。

【０００７】この発明は上記課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は空気調和機の入力力率を改善し、高調
波を低減するために設けたスイッチング素子のハンチン
グを防止し、その交流／直流変換の変換効率の悪化を少
なく抑えることができ、しかも低コスト化を図ることが
できるようにした空気調和機の制御方法を提供すること
にある。

【０００８】上記目的を達成するため、本発明は、交流
電源と、圧縮機をインバータ制御するインバータ部と、
前記交流電源と閉回路を構成するリアクタおよびスイッ
チング素子からなるアクティブフィルタを含み、前記交
流電源を直流に変換して前記インバータ部に供給する交
流／直流変換手段と、前記交流電源から前記交流／直流
変換手段に至る交流入力電流を検出する入力電流センサ
と、前記圧縮機の目標回転数に応じて前記インバータ部
を制御するとともに、前記入力電流センサからの出力信
号に基づいて過電流保護手段などを制御する制御手段と
を備えてなる空気調和機の制御方法において、前記制御
手段は、前記入力電流センサにて検出された交流入力電
流の大きさに応じて、その交流入力電流の半周期中にお
いて前記アクティブフィルタ中の前記スイッチング素子
のオン、オフ制御を停止する第１の電気角および同スイ
ッチング素子のオン、オフ制御を再度開始する第２の電
気角を決定する機能を備えており、前記交流入力電流の
ゼロクロス点から前記第１の電気角に至るまでは前記ス
イッチング素子をオン、オフ制御し、前記第１の電気角
に達した時点から前記第２の電気角までの間は前記スイ
ッチング素子のオン、オフ制御を停止するとともに、前
記第２の電気角に達すると前記スイッチング素子のオ
ン、オフ制御を再度開始するようにしたことを特徴とし
ている。

【０００９】

【作用】上記構成としたので、空気調和機の入力電流が
検出され、この検出入力電流に応じて決定される電気
角、つまり交流半周期（１８０度）中の第１および第２
の電気角が得られる。その第１の電気角に達すると、上
記スイッチング素子のオン、オフが停止制御され、しか
る後第２の電気角に達すると、再度そのスイッチング素
子がオン、オフ制御される。また、上記検出入力電流が
大きい程、第１の電気角が小さい値にされ、第２の電気
角が大きくされ、上記スイッチング素子のオン、オフを
停止制御する電気角の区間が大きくなる。

【００１０】したがって、そのスイッチング素子のオ
ン、オフ制御とそのオン、オフの停止制御の切り替え時
に、入力電流の波形にハンチングが起こることもなく、
また電流が小さいときに、全域に渡ってスイッチング素
子をオン、オフすることもなく、空気調和機の入力力率
改善、高調波低減のためのスイッチング素子による損失
を抑え、交流／直流変換効率の悪化を抑えることができ
る。

【００１１】

【実施例】以下、この発明の実施例を図１ないし図４に
基づいて説明する。図１において、この空気調和機に
は、交流電源６を直流に変換する交流／直流変換回路７
と、その直流が供給されるインバータ部８と、同インバ
ータ部８で駆動される圧縮機用モータ１２と、入力力率
を改善し、高調波を低減するために、上記交流／直流変
換回路７に設けられた、上記交流電源６と閉回路を構成
するリアクタ（チョークコイル）９およびスイッチング
素子（ＩＧＢＴ）１０，１１等からなる入力電流制御回
路（アクティブフィルタ）と、交流電源６から交流／直
流変換回路７およびインバータ部８を介して圧縮機用モ
ータ１２に供給される交流入力電流を検出する入力電流
センサ（ＣＴ）１３と、この検出電流の瞬時値を得る瞬
時値変換回路１４と、その交流のゼロクロスを検出する
ゼロクロス検出回路１５と、上記入力電流制限回路を構
成するスイッチング素子１０，１１を駆動するドライバ
回路１６と、上記インバータ部８を駆動するドライバ回
路１７と、例えばデータテーブルなどにあらかじめ設定
されている電気角データ中から上記検出入力電流の大き
さに応じて交流半周期の所定電気角（第１および第２の
電気角）を得、この所定電気角により上記スイッチング
素子１０，１１のオン、オフ制御およびその制御停止を
行なう制御装置（マイクロコンピュータ）１８とが備え
られている。

【００１２】なお、上記交流／直流変換回路７には、上
記リアクタ９およびスイッチング素子１０，１１の他
に、交流を直流に倍電圧整流する整流回路７ａおよびこ
の直流を平滑するコンデンサ７ｂが備えられている。ま
た、制御装置１８は、圧縮機用モータ１２の目標回転数
に応じたＰＷＭ波形を生成し、このＰＷＭ波形により圧
縮機用モータ１２をインバータ制御し、上記検出入力電
流に基づいて運転電流を抑制し、例えば過電流保護手段
を作動するとともに、上記ゼロクロス検出回路１５によ
るゼロクロス点を割込みに用いて内部タイマを作動し、
交流のゼロクロス点からの時間を計測し、上記交流のゼ
ロクロス点から所定電気角を検出するようになってい
る。さらに、そのゼロクロス点の検出を交流１周期分毎
に行なう場合、最初の半周期の第１および第２の電気
角、その次の半周期の第１および第２の電気角の検出は
１回のゼロクロス点からの時間を計測することによって
行なうようにしてもよい。

【００１３】次に、この発明の空気調和機の制御方法を
図２乃至図３のタイムチャートに基づいて説明する。

【００１４】まず、圧縮機のインバータ制御に際し、空
気調和機には交流電源６が入力されているものとする
と、その交流電源６の交流が交流／直流変換回路７で直
流に変換されるが、このときスイッチング素子１０，１
１はその交流電源６による入力電流波形が入力電圧波形
と略同位相の略正弦波形になるように、所定タイミング
でオン、オフされる。

【００１５】ここで、図２（ｂ）に示すように、上記運
転電流抑制用（過電流保護手段）の入力電流センサ１３
による検出電流が大きい場合、制御装置１８にてその検
出交流入力電流に応じて予め決定している所定電気角が
得られるとともに、交流入力のゼロクロス点（例えば０
度）からその電気角（第１および第２の電気角）までの
時間が算出される。そして、内部タイマによる計測時間
がその電気角に達すると、つまり第１の電気角（図２
（ｂ）のＢ点）が検出されると、上記入力電流制御回路
を構成するスイッチング素子１０，１１のオン、オフが
停止制御される。しかる後、第２の電気角（図２（ｂ）
のＣ点）が検出されると、上記スイッチング素子１０，
１１のオン、オフ制御が開始される。

【００１６】続いて、上記同様に、検出交流入力電流に
応じて所定電気角が得られ、交流のゼロクス点（例えば
１８０度）からの第１および第２の電気角までの時間が
算出される。そして、内部タイマによる計測時間がその
電気角に達すると、つまり第１の電気角（図２（ｂ）の
Ｄ点）が検出されると、上記入力電流制御回路を構成す
るスイッチング素子１０，１１のオン、オフが停止制御
される。しかる後、第２の電気角（図２（ｂ）のＥ点）
が検出されると、上記スイッチング素子１０，１１のオ
ン、オフ制御が開始される。

【００１７】すなわち、例えば交流入力の０度（あるい
は１８０度）ではスイッチング素子１０，１１のオン、
オフ制御が開始され、第１の電気角ではそのオン、オフ
制御が停止され、第２の電気角ではそのオンオフ制御が
再び開始される。なお、第１および第２の電気角はゼロ
クロス点が０度からの場合と１８０度からの場合で異な
っていてもよい。また、そのゼロクロス点の検出を交流
１周期に１回、つまり０度または１８０度だけしか行な
わない場合、そのゼロクロス点から最初の半周期の第１
および第２の電気角と、次の半周期の第１および第２の
電気角を合せて得、かつそれら電気角に達する時間を内
部タイマで計測し、１周期分１度に制御するようにして
もよい。

【００１８】続いて、図２（ｃ），（ｄ）に示すよう
に、入力電流センサ１３による検出交流入力電流が中程
度になると、その検出交流入力電流に応じて得られる所
定電気角、つまり第１の電気角（同図のＦ，Ｈ点）が大
きくなり、逆に第２の電気角（同図のＧ，Ｉ点）が小さ
くなる。この場合、交流入力電流が小さくなる程、第１
の電気角と第２の電気角の差が小さくなり、上記スイッ
チング素子１０，１１のオン、オフを停止する区間が短
くされる。これは、スイッチング素子１０，１１をオ
ン、オフ制御しなくとも、コンデンサに充電電流が流
れ、この流れる区間がその電流が流れる程小さくなるた
め、そのオン、オフを停止制御する区間を小さくした方
が、入力電流波形がより正弦波に近づき、入力力率の向
上および高調波の低減の効果があるからである。

【００１９】また、図３（ａ）および（ｂ）に示すよう
に、交流入力が小さい場合には、同様にして第１の電気
角（図３（ｂ）のＪ点、Ｌ点）と第２の電気角（図３
（ｂ）のＫ点、Ｍ点）との差が小さくされる。しかし、
この場合も、従来と違って、全域に渡ってスイッチング
素子１０，１１がスイッチングされず、そのスイッチン
グ素子１０，１１の損失による変換効率を低減すること
ができる。

【００２０】このように、スイッチング素子１０，１１
のオン、オフを停止制御し、あるいは再度そのオン、オ
フ制御を開始するタイミングが予め決定されていること
から、その停止、再度開始タイミングでハンチングが生
じることもなく、つまり交流電源６による入力電流の波
形に大きい乱れが生じることもなく、またその入力電流
が小さいときにでも、その交流／直流変換の変換損失を
抑えることができる。

【００２１】また、交流電源６による入力電流波形をよ
り正弦波に近づけるために、交流入力電流が大きい場合
にはそのスイッチング素子１０，１１のオン、オフを停
止制御する区間を長くし、その交流入力電流が小さい場
合にはそのスイッチング素子１０，１１のオン、オフを
停止制御する区間を短くしている。

【００２２】すなわち、その入力電流波形ができるだけ
入力電圧波形と略同位相の正弦波形になるようにし、入
力力率を改善し、高調波を低減するとともに、上記交流
／直流変換の変換損失をできるだけ抑えることができる
ようにしている。

【００２３】さらに、そのスイッチング素子１０，１１
のオン、オフ停止制御、あるいは再度のオン、オフ制御
は、既に空気調和機で用いられている回路を兼用し、ま
た制御装置１８のマイクロコンピュータの処理で行なう
ことができ、新たな回路等を付加する必要がないことか
ら、安価に済ませられる。

【００２４】図４は上記実施例の変形例を説明する空気
調和機の概略的回路図である。すなわち、上記実施例の
場合、交流電源６にＡＣ１００Ｖ（５０／６０Ｈｚ）が
用いられているが、この変形実施例の場合、交流電源６
にＡＣ２００Ｖ（５０／６０Ｈｚ）が用いられている。
なお、図中、図１と同一部分およびそれらに相当する部
分は同一符号を付し重複説明を省略する。

【００２５】図において、７ｃは交流電源６の２００Ｖ
を直流に整流する整流回路であり、１９はスイッチング
素子（ＩＧＢＴ）であり、２０はダイオードである。ま
た、スイッチング素子１９は上記実施例のスイッチング
素子１０，１１と同じ働きをし、ダイオード２０は逆阻
止ダイオードである。

【００２６】この場合、スイッチング素子１９は、上記
スイッチング素子１０，１１と同じようにオン、オフ制
御され、またそのオン、オフの停止制御、さらに再度の
オン、オフ制御が開始される。したがって、上記実施例
と同様の効果を得ることができる。なお、この変形実施
例の動作は上記実施例と同様であるため、その説明を省
略する。

【００２７】

【発明の効果】以上説明したように、この発明の空気調
和機の制御方法によれば、空気調和機の入力力率を改善
し、高調波を低減するために、少なくともその交流電源
とインバータ部の間に、交流電源と閉回路を構成するリ
アクタおよびスイッチング素子からなるアクティブフィ
ルタを設け、そのスイッチング素子をオン、オフ制御す
るとともに、当該アクティブフィルタの入力電流センサ
による検出交流入力電流の大きさに応じて第１および第
２の電気角を得、この第１の電気角に達すると、そのス
イッチング素子のオン、オフ制御を停止し、しかる後上
記第２の電気角に達すると、そのスイッチング素子のオ
ン、オフ制御を再度開始し、交流入力電流が大きい程、
そのスイッチング素子のオン、オフを停止制御する電気
角を大きくするようにしたので、入力力率の改善、高調
波の低減を図ることができ、かつそのスイッチング素子
による交流／直流変換の変換損失を押さえることがで
き、しかもそのスイッチング素子のオン、オフ制御とそ
のオン、オフの停止制御の切り替えを所定電気角により
行なうことから、その切り替え時点によるハンチングを
防止することができ、そのハンチングによる波形の乱れ
を抑え、また電流が小さいときでも、所定角度だけ確実
にそのオン、オフの停止制御が行なえ、変換効率を向上
させることができる。

【００２８】また、この発明の空気調和機の制御方法に
よれば、上記スイッチング素子のオン、オフ制御、その
オン、オフの停止制御、再度のオン、オフ制御を従来の
回路を用い、かつマイクロコンピュータの処理で行なう
ようにしたので、安価に済ませられるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例を示し、空気調和機の制御
方法が適用される空気調和機の概略的回路図

【図２】図１に示す空気調和機の制御方法を説明するタ
イムチャート図

【図３】図１に示す空気調和機の制御方法を説明するタ
イムチャート図

【図４】この発明の変形実施例を示す空気調和機の概略
的回路図

【図５】従来の空気調和機の概略的部分回路図

【図６】図５に示す空気調和機の制御方法を説明する電
流波形図

【符号の説明】

６ 交流電源 ７ 交流／直流変換回路 ７ａ 整流回路 ７ｂ コンデンサ ７ｃ 整流回路 ８ インバータ部 ９ リアクタ（チョークコイル） １０ スイッチング素子（ＩＧＢＴ） １１ スイッチング素子（ＩＧＢＴ） １２ 圧縮機用モータ １３ 入力電流センサ（ＣＴ） １４ 瞬時値変換回路 １５ ゼロクス検出回路 １８ 制御装置（マイクロコンピュータ） １９ スイッチング素子（ＩＧＢＴ） ２０ ダイオード

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源と、圧縮機をインバータ制御す
   るインバータ部と、前記交流電源と閉回路を構成するリ
   アクタおよびスイッチング素子からなるアクティブフィ
   ルタを含み、前記交流電源を直流に変換して前記インバ
   ータ部に供給する交流／直流変換手段と、前記交流電源
   から前記交流／直流変換手段に至る交流入力電流を検出
   する入力電流センサと、前記圧縮機の目標回転数に応じ
   て前記インバータ部を制御するとともに、前記入力電流
   センサからの出力信号に基づいて過電流保護手段などを
   制御する制御手段とを備えてなる空気調和機の制御方法
   において、前記制御手段は、前記入力電流センサにて検
   出された交流入力電流の大きさに応じて、その交流入力
   電流の半周期中において前記アクティブフィルタ中の前
   記スイッチング素子のオン、オフ制御を停止する第１の
   電気角および同スイッチング素子のオン、オフ制御を再
   度開始する第２の電気角を決定する機能を備えており、
   前記交流入力電流のゼロクロス点から前記第１の電気角
   に至るまでは前記スイッチング素子をオン、オフ制御
   し、前記第１の電気角に達した時点から前記第２の電気
   角までの間は前記スイッチング素子のオン、オフ制御を
   停止するとともに、前記第２の電気角に達すると前記ス
   イッチング素子のオン、オフ制御を再度開始するように
   したことを特徴とする空気調和機の制御方法。
2. 【請求項２】 前記制御手段は、前記入力電流センサに
   て検出された交流入力電流が大きい程、前記第１の電気
   角と前記第２の電気角との差を大きくすることを特徴と
   する請求項１に記載の空気調和機の制御方法。