JP2665915B2 - バーニア測定装置付きトランスミッタ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の概要 この発明は、圧力のようなパラメータを検知し、被検
知パラメータを代表する出力は発生するトランスミッタ
に関する。 このトランスミッタは、パラメータを検知するように
結合されたジェネレータ手段を含む。ジェネレータ手段
は、被検知パラメータに結合されたリアクタンス手段を
含む。ジェネレータ手段は、調節可能な大きさを有する
或る量のチャージパケットを発生し、チャージパケット
よりなるジェネレータ信号を発生する。ジェネレータ信
号は被検知パラメータに応答する。 トランスミッタはさらに、ジェネレータ信号をリアク
タンス手段の関数として測定するように、ジェネレータ
手段に結合された測定手段を含む。測定手段は、リアク
タンス手段の関数としての測定信号を発生する。 トランスミッタは、測定手段に結合されたフィードバ
ック手段を更に含む。フィードバック手段は、ジェネレ
ータ手段に、測定信号の関数としてフィードバック信号
を供給する。フィードバック手段は、その出力が被検知
パラメータのより一層改善された表示となるように、チ
ャージパケットの大きさを調整するための調整手段を含
む。フィードバック手段は、測定期間中に発生されたチ
ャージパケットの量を代表する出力信号を発生する。 図面の簡単な説明 第１図は本発明によるトランスミッタの１実施例の結
線図である。 第２図は本発明によるフィードバック手段の第１の具
体例の結線図である。 第３図は第２図のフィードバック手段に対応するタイ
ミングダイヤグラムである。 第４図は第２図のフィードバック手段に対応するフロ
ーチャートである。 第５図はこの発明によるフィードバック手段の第２の
具体例の結線図である。 第６図は第５図のフィードバック手段に対応するタイ
ミングダイヤグラムである。 第７図は第５図のフィードバック手段に対応するフロ
ーチャートである。 実施例 ここに記載された回路は“測定回路”と題する国際出
願PCT/US 87/00834号（特願昭62−502775号；特表平１
−502449号公報）に記載され、参考として本明細書に引
用された回路に改良を加えたものである。 第１図には、トランスミッタの１実施例が符号10で示
されている。トランスミッタ10のジェネレータ（信号発
生）手段11は、符号12で示すパラメータ“P"を検知し、
パラメータＰを代表する電荷量すなわちチャージパケッ
トを発生する。ここに「パケット」とは、コンデンサの
充電電圧が、ある第１の電位から、これとは異なる第２
の電位に変化した時、コンデンサに流入または、これか
ら流出する電荷の個別的（discrete）量である。 ある１つのパケット内の電荷量は、コンデンサの容量
および第１の電位と第２の電位との差に比例する。チャ
ージパケットは、ライン76を介してトランスミッタ10の
測定手段60に結合される。測定手段60はライン76に発生
されたチャージパケットを蓄積（累算）し、蓄積された
電荷の関数として、測定信号“Vs"をライン90上に発生
する。ライン90上の測定信号は、トランスミッタ内のフ
ィードバック手段50に結合され、これを制御する。 フィードバック手段50は、ライン18,30,31,56,64,70
および７を経て、フィードバック信号をジェネレータ手
段11に供給し、ジェネレータ手段11によるチャージパケ
ットの発生を制御する。フィードバック手段50は、ライ
ン76に結合されるチャージパケットの大きさを制御する
ための調整手段51を備えている。調整手段51は、それぞ
れライン30および31を経て、フィードバック信号CK5お
よびCK6を、ジェネレータ手段11内のバーニヤネットワ
ーク20および34に伝送する。 調整手段51はバーニヤネットワーク20および34をコン
トロールして、励起レベル、したがってジェネレータ手
段11によって発生されるチャージパケットの大きさを調
整する。 第１の時間間隔の間に、調整手段51は、ジェネレータ
手段11がより大きなチャージパケットを発生するよう
に、ジェネレータ手段11を制御する。第１の時間間隔の
間に発生したチャージパケットは、測定手段60によって
蓄積された電荷量の粗調整を行なう。第１の時間間隔と
は異なる第２の時間間隔の間に、調整手段51はジェネレ
ータ手段11を制御し、ジェネレータ手段11がより小なる
チャージパケットを発生するようにする。第２の時間間
隔の間に発生された小さいチャージパケットは、測定手
段60によって蓄積される電荷量の、微調整を行なう。 第１の時間間隔の間の、ジェネレータ手段11による大
きいチャージパケットの発生につづいて、第２の時間間
隔の間に、小さいチャージパケットが発生されることに
より、測定手段60に蓄積された電荷は、短かいサイクル
タイム内において微細に調整されたレベルに収束させら
れる。ジェネレータ手段11、測定手段60およびフィード
バック手段50の間には、電荷平衡の相互作用が存在す
る。 大および小のチャージパケットの量すなわち数は、被
検知パラメータＰを代表するものである。フィードバッ
ク手段50は、ジェネレータ手段11から測定手段60に結合
された大および小のチャージパケットの数をカウントし
て、大および小のチャージパケットの数をあらわす信号
をライン94によって出力手段92に与える。出力手段92
は、パラメータＰを代表する出力信号を、ライン96を経
て読出手段98に送る。 その代りに、出力手段92はライン94上の出力信号を受
信することができ、アナログ出力、シリアルディジタル
出力、またはアナログ、ディジタル組合わせ出力を読出
手段98に結合させるための１手段であることができる。
ジェネレータ手段11内の励起振巾のバーニヤ調整で、ラ
イン96上に、好ましい迅速かつ正確な出力が与えられ
る。 第１図において、圧力のようなパラメータ12が、キャ
パシタンスC1を有する可変コンデンサ14および、キャパ
シタンスC2を有する可変コンデンサ16を含む、ジェネレ
ータ手段11内の容量性圧力センサに結合されている。キ
ャパシタンスC1およびC2は、被検知パラメータＰの関数
として変化さる。フィードバック手段50は、時間と共に
変化する励起電位CK0を、ライン18からバーニヤネット
ワーク20を経てコンデンサ14および16に印加する。 励起電位CK0は、ライン16に印加する。 励起CK0は、ライン18と基準電位−Ｖとの間に直列接
続されている、抵抗22および24を含むバーニヤネットワ
ーク20内の抵抗分圧器に印加される。分圧器は抵抗22と
24の接続点で、第２の励起電位を発生する。したがっ
て、この第２の励起電位は励起電位CK0と同様に、時間
と共に変化するが、励起信号CK0の大きさのある選定さ
れた割合に相当する大きさを有するに過ぎない。抵抗22
および24の抵抗値の選定により、第２励起電位の大きさ
を制御できる。 スイッチ26は、ライン18からの励起電位CK0をコンデ
ンサ14および16に印加する。スイッチ28は、抵抗22およ
び24よりなる分圧器からの第２励起電位を、コンデンサ
14および16に伝送する。フィードバック手段50は、信号
CK5をライン30を経てスイッチ26に送り、スイッチ26を
制御する。フィードバック手段50は、信号CK6をライン3
1からスイッチ28に供給してこれを制御する。 フィードバック手段50は、励起電位CK0またた第２励
起電位の何れかがコンデンサ14および16に印加されて、
これを励起するよういに、重塁することのないような方
法で導通するようにスイッチ26および28を制御する。こ
れらのスイッチは、MOSトランスミッションゲートであ
ることが好ましい。 これらのMOSトランスミッションゲートは、開放状態
にある時には漏洩電流が非常に低く、切換えられた時に
ゲートからの最小量の寄生電荷を転送する構造を有する
ように設計されている。望ましいMOSトランスミッショ
ンゲートの特性は、そのオフ状態で、漏洩電流が１ピコ
アンペア以下であり、切換えられた時の電荷移動量が、
切換えられた時の、0.05ピコクーロン以下であることで
ある。 いずれのスイッチも、ハイレベルすなわち“1"レベル
の印加により、信号を結合させるように閉じ、ローレベ
ルすなわち“0"レベルの印加により、信号の印加を停止
させるように開となり、このようにして入力すなわちス
イッチのゲートを制御する。したがって、バーニヤネッ
トワーク20は、大きくても粗である励起、もしくは小さ
くて微細な励起を、検知コンデンサ14および16に与える
バーニヤとして機能する。スイッチ16が閉となる時は、
大きなチャージパケットがコンデンサ14および16を通し
て結合し、一方スイッチ18が閉となる時は、小さなチャ
ージパケットがコンデンサ14および16を通して結合す
る。 フィードバック手段は、このようにして、コンデンサ
14および16の接続点における励起電位Veの大きさを制御
する。励起振巾のバーニヤ調整は、上述した手法の外、
プログラム可能を利得を有するオペレーションアンプ、
コンデンサ型分圧器、もしくはフィードバック手段の制
御の下で粗および微細励起を与えることができるような
他の手段を用いても行うことができる。 励起電位CK0はまた、第３の励起電位▲０▼をラ
イン32に供給するインバータ30に、ライン18を経て更に
結合する。第３の励起電位▲▼は励起電位CK0を
反転したものであり、ライン32を介して第２のバーニヤ
ネットワーク34に結合される。第２バーニヤネットワー
ク34は、ライン32と基準電位−Ｖの間に直列に接続され
た抵抗36および38よりなる第２の抵抗分圧器を含んでい
る。 抵抗236および38よりなる分圧器は、抵抗36および38
の接続点で第４の励起電位を発生する。この第４の励起
電位は、第３励起電位▲▼と同様に、時間と共に
変化するが、第３の励起電位の大きさのある選定された
割合に相当する大きさを有するに過ぎない。 励起電位CK0および▲▼は、同じピーク・ピー
ク振幅の大きさを有することが好ましい。抵抗22および
24よりなる抵抗分割器の分圧比は、抵抗36および38によ
りなる抵抗分圧器と実質的に同じであることが好まし
い。 フィードバック手段50内の調整手段51は、信号CK5を
ライン30を経てスイッチ40に送り、スイッチ40を制御す
る。スイッチ40は、選定されたキャパシタンスCL1を有
する直線性補正コンデンサ44および、選定されたキャパ
シタンスCL2を有する直線補正コンデンサ46に、第３の
励起電位▲▼を供給する。 フィードバック手段50内の調整手段51は、信号CK6を
ライン31を経けてスイッチ42に供給し、スイッチ42を制
御する。スイッチ42は、ライン48を経て直線性補正コン
デンサ44および46に、第４の励起電位を印加する。 コンデンサ44および46は、コンデンサ24および16に関
連する浮遊キャパシタンスに対して、ジェネレータ手段
11を補償するような、選定されたキャパシタンスを有す
る。こうして、第２のバーニヤネットワーク34は、粗ま
たは微細に調整された励起電位の何れかを直線性補正コ
ンデンサ44および46に供給する。 圧力検知コンデンサ14と直線性補正コンデンサ44は、
ライン52を介してスイッチ54に結合される。フィードバ
ック手段50は、ライン56を経て信号CK4をスイッチ54に
送り、スイッチ54を制御する。スイッチ54は、制御され
た量の、すなわちパケットごとの電荷がコンデンサ14お
よび44に蓄積されるように、ライン58上の基準電位Vref
にコンデンサ14および44に接続する。またコンデンサ14
および44は、コンデンサ14および44に蓄積されたチャー
ジパケットをライン76に沿って測定手段60に送るスイッ
チ62にも、ライン52を介して接続される。フィードバッ
ク手段50は、ライン64を経て信号CK1をスイッチ64に送
り、これを制御する。 圧力検知コンデンサ16および直接性補正コンデンサ46
は、ライン66を経てスイッチ68に接続される。フィード
バック手段50は、信号CK3をライン70を経てスイッチ68
に送り、スイッチ68を制御する。スイッチ68は、制御さ
れた量の、すなわちパケットごとの電荷がコンデンサ16
および46に蓄積されるように、コンデンサ16および46を
ライン58上の基準電位Vrefに結合する。 またコンデンサ16および46は、ライン66を介してスイ
ッチ72にも結合する。フィードバック手段50は、ライン
72を経てスイッチ72に信号CK2を伝送し、スイッチ72を
制御する。スイッチ72は、コンデンサ16および46に蓄積
されたチャージパケットをライン76を経て測定手段60に
供給する。 測定手段60は、ライン76を経てジェネレータ手段11か
ら供給された電荷を累積する積分器78を備えている。積
分器78は、増幅器82を出力と反転入力との間に接続され
たキャパシタンスCiを有するコンデンサ80を有してい
る。積分器78は、蓄積された電荷を代表する電位Viを、
ライン84を経てコンパレータ86を反転入力に供給する。
測定手段60内のバイアスジェネレータ88は、基準電位＋
Ｖおよび−Ｖによって付勢される。これはCMOS分圧器で
あることが好ましい。 バイアスジェネレータ88はライン58によって基準電位
Vrefをコンパレータ86の正入力、増幅器82の正入力、お
よびジェネレータ手段11内のスイッチ54および68に供給
する。コンパレータ86は、ライン90を介して測定信号を
フィードバック手段50に伝送する。測定信号Vsは積分器
78内のコンデンサ80に蓄積された電荷のレベルを示すも
のである。ライン90上の測定信号Vsは、フィードバック
手段50の動作を制御する。 第２図には、第１図のフィードバック手段50の第１の
具体例が示されている。フィードバック手段50は、オシ
レータ信号をライン104によって励起論理回路106に伝送
する発振器102を備えている。オシレータ信号は、タイ
ミングを与えるため励起論理回路106内の回路構成部に
刻時する。励起論理回路106は、オシレータ信号によっ
てタイミング制御されると共に、ライン90上の測定出力
Vsで所望のとおりに制御されるフィードバック信号を、
ライン56,64,70,74および18によってジェネレータ手段
に供給する。 励起論理回路106は、フィードバック信号をライン30
および31に結合する調整手段51を含む。調整手段51は、
第１図に関連して先に説明したように、大または小なる
チャージパケットの選択を行なう。励起論理回路106
は、ライン108,110および112によって、カウンタ制御信
号をフィードバック手段50内のそれぞれのパルスカウン
タ114,116および118に伝送する。カウンタ制御信号は、
カウンタ114,116および118の起動およびリセットを制御
する。 カウンタ114は、ライン74に接続されて第１の時間間
隔の間にライン74上に生ずるパルスN2の数をカウントす
る。カウンタ116はライン64に結合されて、第１の時間
間隔の間にライン64上に生ずるパルスN1の数をカウント
する。カウンタ118はライン64に結合され、第２の時間
間隔の間にライン64に生ずるパルスN3の数をカウントす
る。カウントされたパルスの数N1,N2およびN3は、共に
被検知パラメータを表わすものである。カウンタ114,11
6および118は、数N2,N1およびN3を表わす信号を、それ
ぞれライン120,122および124を通じて回路126に送る。 回路126は、ライン120,122および124上の信号から被
検知パラメータＰの値を計算するための演算回路128を
備えている。演算回路128は、計算された値を表わす信
号をライン132によって、シフトレジスタ131を含む回路
130に送る。回路130は、ライン132上の並列データ信号
を直列形に変換し、被検知パラメータを表わす直列信号
をライン134上に送出する。 フィードバック手段50は、出力手段92内のマイクロプ
ロセッサ91とインターフェースするために、５ラインの
データバス94に結合される。５ラインデータバス94は、
ライン136および138による付勢電位をトランスミッタ10
に取込む。５ラインデータバスは、チップセレクト信号
をライン140を経て、またデータロック信号をライン142
を経てそれぞれ取込み、回路130内のシフトレジスタの
動作を出力手段92内のマイクロプロセッサと同期させ
る。 第３図には、タイミングダイアグラム200が示されて
いる。これは、第２図に示した、フィードバック手段の
第１の具体例に対応する。 第３図に示す第１の時間間隔の間に、符号201で示
す。フィードバック信号CK5はハイレベルすなわち“1"
レベルにあり、スイッチ26および40を閉にする。このと
き、符号202のフィードバック信号CK6はローレベルすな
わち“0"レベルにあって、スイッチ28および42を開とす
る。したがってバーニヤネットワーク20は、符号204で
示すように、より大きい真複数個の励起電位Veを発生す
る。バーニヤネットワーク34からの励起レベルも、第１
の時間間隔の間は同様に、より大きい大きさをもつ。 フィードバック信号CK3が符号206で示すように付勢さ
れ、スイッチ68を閉じるので、チャージパケットがコン
デンサ16および46に蓄積される。励起信号Veが極性を変
化した後、フィードバック信号CK4が符号208に示すよう
に付勢されると、スイッチ54を閉じ、チャージパケット
をコンデンサ14および44に蓄積する。励起電位Veが再び
極性を変化した後、フィードバック信号CK1が符号212に
示すように付勢されると、スイッチ62を閉じ、チャージ
パケットをライン76から積分器78に送る。 積分信号Viは、第３図に符号210で示す様に、チャー
ジパケットに応答する。励起電位Veが再び極性を反転し
た後、フィードバック信号CK2およびCK4が符号214で示
すように付勢される。214における信号CK4の始動（立上
り）により、新しいチャージパケットがコンデンサ14お
よび44に蓄積される。214における信号CK2の始動（立上
り）により、コンデンサ16および46からのチャージパケ
ットが積分器78に送られる。積分出力Viは、第３図に符
号216で示すように、これらのチャージパケットに応答
する。 コンデンサ16および46からのチャージパケットは、符
号218で示すように、積分出力Viが基準レベルVref以下
になるまで、くり返して、コンデンサ16および46から積
分器78に送られる。コンパレータ86は、符号218で示す
積分出力の変化を検知し、符号220で示すパルスをライ
ン90を経てフィードバック手段に送る。 フィードバック手段は、ライン90上でのレベル変化を
検知し、符号222で示すように、コンデンサ14および44
からの第２のチャージパケットを発生させる。ついでフ
ィードバック手段50は、符号224で示すように、積分出
力が基準レベル以下に下降するまで、コンデンサ16およ
び46からのチャージパケットが再び積分器にくり返して
加えられるように、フィードバック手段内のスイッチを
制御する。 コンデンサ14,16,44および46からの選定された数（N1
＋N2）のチャージパケットが積分器78に供給された後で
は、積分器78に供給された電荷の量は、おおまかに平衡
する。フィードバック手段は、この時、フィードバック
信号CK6を発生させて第１の時間間隔を終了させ、符号2
28で示すように、第２の時間間隔を開始させる。 第２の時間間隔の間は、スイッチ28および42が閉とさ
れるので、符号230で示すような、より小さい大きさの
励起電位Veがバーニヤネットワーク20から検知コンデン
サ14および16に行交される。バーニヤネットワーク34に
よって与えられる励起も、同様により小さい大きさにな
る。 第３図に示す例においては、より小さい大きさの励起
は符号230で示され、符号204で示した、より高いレベル
の励起の約1/8である。第２の時間間隔中、より小さい
大きさのN3個のチャージパケットが、符号234で示すよ
うに、積分器上の電荷が基準レベルの近くで微細に平衡
するまで、符号232で示すようにコンデンサ14および44
から送られる。 第１および第２の時間間隔中での、積分器78における
電荷の平衡は、下記式（１）に示すような関係を、その
結果として生ずる。 （N1）（Ca）（Ve）＋（N3）（Ca）（Ve）/N＝ （N2）（Cb）（Ve） ……（１） ここに、 N1＝第１の時間間隔中に、コンデンサ14および44から送
られた大なる方のチャージパケットの数。 N2＝第１の時間間隔中の、コンデンサ16および46から送
られた大なるチャージパケットの数。 N3＝第２の時間間隔中に、コンデンサ14および44から送
られた小なる方のチャージパケットの数。 Ｎ＝高い励起の大きさの、低い励起の大きさに対する分
圧比。 Ca＝C1−CL;直線性に対して補正されたC1の値。 Cb＝C2−CL;直線性に対して補正されたC2の値。 Ve＝高い方の励起の大きさ。 チャージパケットの数の長期間の平均値は、被検出の
パラメータを表わす正確な値になろうとする傾向があ
る。その理由は、測定手段60内の小量のチャージパケッ
トの蓄積が、測定期間の終りにゼロにされて失なわれて
しまうことがなく、反対に、次の測定期間に持ち越され
て影響を与えるからである。 式（１）は、簡略化すると次の式（２）に変形でき
る。 Cb/Ca＝｛（N1）＋（N3）/N｝/N2 ……（２） ２プレート（極板）の容量型圧力のトランスジューサ
においては、被検出圧力Ｐは補正されたセンサーキャパ
シタンスの式（３）に関係する。 Ｐ＝Ｋ｛１−（Cb/Ca）｝／｛１＋（Cb/Ca）｝ ……
（３） ここに、Ｋはスケールファクタである。式（２）と式
（３）を組合わせて式（４）を得ることができる。 Ｐ＝Ｋ｛（N2）−（N1）−（N3/N）｝／ ｛（N2）＋（N1）＋（N3/N）｝ ……（４） したがって、動作範囲に亘って、圧力Ｐは数N1,N2,N3
およびＮに依存すること、ならびに基準電位およびトラ
ンスミッタの周囲温度から実質的に独立であり得ること
が分る。 演算手段128が式（４）によって圧力を表わす信号を
計算し、圧力を表わす信号をライン132を経て回路130に
送る。 第４図のフローチャート250は第２図に示すようなフ
ィードバック手段を備えたトランスミッタ10の代表的な
作動シーケンスを、第３図のタイミングダイヤグラムに
対応する場合について例示している。 252における電源投入すなわちスタートで、254に示す
ように、粗励起モードが最初に選ばれる。励起論理回路
はついでジェネレータ手段11を制御し、256に示すよう
に測定信号Vsが変化するまで、254に示すように、ジェ
ネレータ手段11がキャパシタンスCbからのチャージパケ
ットを繰り返し送るようにする。 もしも、数（N1＋N2）があらかじめ選んだ数Ｍより小
であれば、励起論理回路106は右側のループ258から離れ
て、左側のループ260をスタートさせる。左側のループ2
60において、励起論理回路106はジェネレータ手段11を
制御し、測定出力Vsが262に示すように変化するまで、
キャパシタンスCaからのチャージパケットを繰り返し送
らせる。 励起論理回路106はジェネレータ手段11を制御し、264
に示すように、量（N1＋N2）がＭを超過するまでは、キ
ャパシタンスCaからのチャージパケットの送出およびキ
ャパシタンスCbからのチャージパケットの送出を交互に
行なわせる。（N1＋N2）＜Ｍが不成立になった時に、励
起論理回路106は、粗励起モード（第１の時間間隔）か
ら微細励起モード（第２の時間間隔:266で示す）に移行
する。 第２の時間間隔の間に、励起論理回路106はジェネレ
ータ手段11を制御し、測定出力Vsが270に示すように変
化するまで、268に示すように、小チャージパケットが
キャパシタンスCaから測定手段60に送られるようにす
る。このシーケンスで得られる数N1,N2,N3は演算回路12
8に送られる。その後、このシーケンスは277で再びスタ
ートされてくり返される。 第３図に示した実施例では、第４図の数Ｍは８に設定
され、分圧比Ｎもまた８に設定してある。この構成によ
り、わずか10サイクルの励起波形で６ビットの分解能
（resolution）が得られる。ところが、バーニヤ特性な
しの類似のトランスミッタは、同じ６ビットの分解能を
得るのに66サイクル以上の励起波形を必要とする。した
がって、キャパシタンス／ディジタル変換の速度は、Ｍ
およびＮが８である時、６倍以上早められる。 より大きなＭおよびＮの値を選定して更に大きな分解
能を得ることができる。実際の回路において、Ｍを256
に、またＮを256に設定し、バーニヤ装置を使用して512
サイクルの励起波形を採用すれば、16ビットの分解能を
得ることができ、バーニヤなしの類似の回路に対して12
8倍の改良を達成することができる。 トランスミッタ回路構成部は、好ましい低電力消費と
なるように、出力回路に結合するMOS集積回路よりなる
ことが好ましい。このようなトランスミッタ回路構成部
は、好ましい低電力消費のものであり、２線式の本質的
に安全な４−20mAのループ電力供給式トランスミッタに
使用できる。 第５図に、第１図のフィードバック手段50の第２の具
体例が示されている。発振器102は、オシレータ信号を
ライン104を経て励起論理回路300に送る。オシレータ信
号は、励起論理回路300内の論理回路部に刻時してタイ
ミングを与える。励起論理回路300は、オシレータ信号
により調時され、ライン90上の測定出力Vsによって所望
のように制御されるフィードバック信号を、ライン56,6
4,70,74および18上に送出する。 励起論理回路は、フィードバック信号をライン30およ
び31に送る調整手段302を備えている。調整手段302は、
第１図に関連して前に説明したように、より大または、
より小なるチャージパケットの選択を行なう。励起論理
回路300は、ライン304,306を経てシリアル出力回路310
内のカウンタ回路308にカウンタ制御信号を伝送する。 カウンタ回路308はライン64および74に結合され、ラ
イン304および306上のカウンタ制御信号の制御の下に、
ライン64および74上のパルス数をカウントする。カウン
タ回路308は、カウントされたパルス数を表わす信号
を、ライン312を経て、直列出力回路310内のシフトレジ
スタ回路314の並列入力に送る。シフトレレジスタ回路3
14は、ライン140を経て入って来るチップセレクト信
号、およびライン142上のデータクロック信号によって
制御され、直列出力をライン134上に送る。 ライン134上の直列出力は、ライン64および67上の、
カウントされたパルス数をあらわす信号を含む。第５図
のフィードバック手段50は、５ラインデータバス94に結
合し、出力手段92内のマイクロプロセッサにインターフ
ェース結合される。５ラインデータバス94は、付勢電位
をライン134および138を経てトランスミッタ10に送る。 不発揮メモリ313は、検知コンデンサ14および16の特
性をあらわす定数を含むことができる。メモリ313内の
定数はライン315を経てカウンタ回路308に送られ、カウ
ンタ回路308に予じめ供給（ロード）されることができ
るので、カウンタ回路308によるパルスの計数は、検知
コンデンサ14および16の製造許容誤差に対して調整され
ることができる。 第６図には、第５図に示したフィードバック手段50の
第２具体例に対応する代表的タイミングダイアグラムが
示されている。 第６図に示される第１の時間間隔中、符号322で示す
ように、フィードバック信号CK5はハイレベルすなわち
“1"レベルにあり、スイッチ26および40を閉とする。一
方、符号324で示すフィードバック信号CK6はローレベル
すなわち“0"レベルにあり、スイッチ28および42を開と
する。したがって、バーニヤネットワーク20は、第１の
時間間隔中、符号326で示されるように振幅の大きい励
起電位を発生する。バーニヤネットワーク34からの励起
レベルも、第１時間間隔中は同様に、高い振幅レベルに
ある。 フィードバック信号CK4が、符号328に示すように付勢
されてスイッチ54を閉とするので、コンデンサ14および
44にチャージパケットをたくわえさせる。それから、フ
ィードバック信号CK1が、符号230で示すタイミングで付
勢されてスイッチ62を閉とする。励起信号Veは符号332
のタイミングで極性が変化し、コンデンサ14および44か
らチャージパケットをライン76を経て測定手段60に送
る。 積分信号Viは、符号334で示すように、このチャージ
パケットに応答して基準電位Vrefを超えて増加する。コ
ンパレータ86は、積分信号Viが基準電位Vrefを超えて増
加し、符号336を示すよういに、測定出力Vsが、“1"か
ら“0"へ変化したことを検知する。測定出力Vsにおける
変化は、ライン90を経てフィードバック手段50に伝送さ
れる。フィードバック手段50はその変化を検知し、コン
デンサ14および４からの第１極性をチャージパケット伝
送を中止し、コンデンサ16および46から測定手段60への
反対極性のチャージパケットを伝送を開始する。 積分器78の、コンデンサ16および46から送られたチャ
ージパケットへの応答が第６図に符号338で示されてい
る。ジェネレータ手段は、予じた定めた数M1のチャージ
パケットが両方のコンデンサ14および44、ならびにコン
デンサ16および46から発生されてしまうまで、第６図に
示すように、コンデンサ14および44から、ならびにコン
デンサ16および46からチャージパケットを供給しつづけ
る。 M1個のチャージパケットが発生されてしまった後、フ
ィードバック手段50は第１の時間間隔を終了し、符号34
0で示すように、フィードバック信号CK5を“1"から“0"
に変化させ、フィードバック信号CK6を“0"から“1"に
変化させることにより、第２の時間間隔を開始させる。 第２の時間間隔の間に、コンデンサ14,44,16,46は、
符号342で示すように、バーニヤ回路20および34から
の、より小さい、すなわち微細な起動れを受け取る。第
２時間間隔の間、第５図のフィードバック手段50はジェ
ネレータ手段11を制御し、第１時間間隔中における、よ
り大きいチャージパケットの伝送と同様に、符号344で
示すように、より小さいチャージパケットを測定手段60
に送る。予め定めたM2個のチャージパケットが第２時間
間隔中に送られた後、第５図のフィードバック手段50は
ジェネレータ手段11を制御し、測定出力Vsが変化するま
で、測定手段の積分器78へチャージパケットを供給させ
る。 積分出力Viは、このようにして、積分器78がさらに次
のシーケンスに対して準備ができるように、基準に近い
レベルに平衡させられる。測定手段60に送られたチャー
ジパケットの数は、測定期間中にカウンタ回路308によ
ってカウントされる。第１および第２の時間間隔よりな
る測定期間中に、電荷の平衡が取れていると、つぎの式
（５）に示すような関係が得られる。 Ｐ＝Ｋ｛（N2−N1）＋（N4−N3）/2^N｝／ ｛（N1＋N2）＋（N4＋N3）/2^N｝ …（５） ここに、Ｐは、前の式（３）に示すように、補正され
た検知キャパシタンスに関係する圧力、N1は、測定期間
中に、コンデンサ14,44から送られた大きなチャージパ
ケットの数、N2は、測定期間中に、コンデンサ16,46か
ら送られた大きなチャージパケットの数、N3は、測定期
間中に、コンデンサ14,44から送られた小さいチャージ
パケットの数、N4は、測定期間中に、コンデンサ16,46
から送られた小さいチャージパケットの数、2^Nは、高い
励起の大きさの低い励起の大きさに対する分圧比であ
り、またＫは、スケールファクタである。 好ましい実施例においては、予め定められた数M1およ
びM2と、分圧比Ｎは選ばれた固定数であり、したがって
式（５）の分母は固定散である。フィードバック手段50
の回路構成部が式（５）の分母で除算して圧力Ｐを計算
する必要はなくなる。したがって、式（５）の分母はス
ケールファクタK1に含ませることができ、Ｐ＝K1｛（N2
−N1）＋（N4−N3）/2^N｝となる。 量（N2−N1）は、カウンタ回路308内の第１のアップ
／ダウンカウンタでカウントされる。量（N4−N3）は、
カウンタ回路308内の第２のアップ／ダウンカウンタで
カウントされる。分圧比Ｎは整数となるよう選定でき
る。したがって、式（５）の分子中の項（N4−N3）/2^N
の分母である2^Nは、少数点の２進法数列内での位置のシ
フトを単に表わすにすぎないことになる。 第1,第２のアップ／ダウンカウンタの出力は、第５図
のフィードバック手段50内での割算またはその他の複雑
な演算を何も必要としないので、シフトレジスタ回路31
4に直接に供給され得る。ディジタル語は、（N2−N1）
を表わす上位（桁）のバイトおよび（N4−N3）/2^Nを表
わす下位（桁）バイトを有するシフトレジスタに供給さ
れる。 第７図のフローチャート360は、第５図に示したフィ
ードバック手段50を有するトランスミッタ10の動作の典
型的なシーケンスを、第６図のタイミングダイアグラム
に対応づけて示している。 電源投入すなわちスタート362において、粗励起モー
ドが選ばれ、364で、N1,N2,N3,N4用の各カウンタがゼロ
にプリセットされる。その代りに、カウンタを不揮発性
メモリ313に記憶された非ゼロ値にプリセットすること
もできる。 366における測定信号Vsの論理レベルに応じて、ジェ
ネレータ手段はキャパシタンスCaまたはCbの何れかから
の大きなチャージパケットを測定手段に送る。N1または
N2の何れかのカウント値は、368および370に示すよう
に、各チャージパケットに対応して１ずつ増加させられ
る。（N1＋N2）の値が、372に示すように、予め選ばれ
た値M1となるまで、このようにして、電荷がくり返し送
られる。 （N1＋N2）が予め選ばれた値M1に達すると、374で微
細励起モードが選ばれる。微細励起モードにおいては、
380における測定信号Vsの論理レベルに依存して、376お
よび378に示すように、小さなチャージパケットがキャ
パシタンスCaまたはCbの何れかから測定手段に送られ
る。微細チャージパケットの数（N3＋N4）が、382に示
すように、第２の予め選んだ数M2に等しくなるまで、こ
のようにして、電荷が、くり返し送られる。 チャージパケットのカウントはシーケンス内のこの時
点で停止される。しかし、付加的な、より小さいチャー
ジパケットが積分器に送られてこれを再び平衡させ、38
4に示すように、次の測定サイクルに対して積分器に準
備を整えさせる。数（N2−N1）および（N4−N3）は、そ
の後に、386に示すように、カウンタからシフトレジス
タの上位および下位バイトにそれぞれ転送される。そし
て、新たな測定サイクルが388に示すように開始され
る。 トランスミッタ10用の回路構成部は、低電力消費のMO
S集積回路よりなることが好ましい。第６図に示す例で
は、選ばれた数としてはM1＝8,M2＝16を例に取ってい
る。更に好ましい実施例では、分圧比64に対して、選ば
れた数としてM1＝1024,M2＝320を用い、1500のオシレー
タサイクル以内で所望の16ビットの分解能を得ている。
10マイクロ秒のオシータサイクルを用いると、測定サイ
クルを15ミリ秒で完了させることができる。 被検知パラメータについて16ビットの分解能を得るの
に64,000サイクルを必要とするような、簡単な単一また
は２重スロープA/Dコンパータに関して重要な改良が得
られる。 以上の説明から理解されるように、本発明によれば、
リアクタンス手段（コンデンサ）の電気的励起レベルを
変化させ、これに対応してチャージパケットの大きさを
変化させるので、より短い期間で、より高い精度を達成
できる。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−200119（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−502230（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−39088（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−502449（ＪＰ，Ａ) 米国特許4187460（ＵＳ，Ａ) 米国特許4187459（ＵＳ，Ａ)

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．被検知パラメータを代表する出力を供給するための
   トランスミッタであって、 電気的励起に応答して複数のチャージパケットを形成す
   るリアクタンス手段、および前記リアクタンス手段への
   電気的励起のレベルを制御信号の関数として変化させ、
   これによってチャージパケットの大きさを調整する手段
   を備え、少なくともその一部が被検知パラメータの関数
   である大きさの電荷を有する複数のチャージパケットよ
   りなるジェネレータ信号を発生するためのジェネレータ
   手段と、 前記ジェネレータ手段に結合され、リアクタンス手段の
   関数としてのジェネレータ信号を測定し、その関数とし
   ての測定信号を発生する測定手段と、 前記測定手段に結合され、前記測定信号の関数としての
   フィードバック信号を前記ジェネレータ手段に供給する
   と共に、チャージパケットの量を表わす出力信号を発生
   するフィードバック手段であって、前記ジェネレータ手
   段に結合された調整手段を備え、その出力が被検知パラ
   メータの改良された表示となるように、前記リアクタン
   ス手段への電気的励起のレベルを選択的に変化させて前
   記被検知パラメータに対するトランスミッタの感度を変
   化させるための制御信号を発生するフィードバック手段
   とを具備したトランスミッタ。 ２．ジェネレータ手段は、リアクタンス手段に調整可能
   な励起を供給するように、調整手段に結合されたバーニ
   ヤ手段を備えた請求項１記載のトランスミッタ。 ３．バーニヤ手段は、第１の時間間隔の間、リアクタン
   ス手段に第１のレベルの励起を供給し、第１の時間間隔
   とは異なる第２の時間間隔の間、第１のレベルとは異な
   る第２レベルの励起をリアクタンス手段に供給する請求
   項２記載のトランスミッタ。 ４．励起が周期的である請求項３記載のトランスミッ
   タ。 ５．第１の時間間隔は、ある選ばれた数の励起サイクル
   よりなる請求項４記載のトランスミッタ。 ６．第２レベルの励起は、第１レベルの励起よりも小な
   る大きさである請求項５記載のトランスミッタ。 ７．第２レベルの励起は、第１の時間間隔の間に供給さ
   れた電荷を平衡させるように、リアクタンス手段に結合
   される請求項６記載のトランスミッタ。 ８．リアクタンス手段は容量性センサを備えた請求項７
   記載のトランスミッタ。 ９．検知されるパラメータは、容量性センサに印加され
   た圧力である請求項８記載のトランスミッタ。 １０．バーニヤ手段は、第１および第２レベルの励起を
   供給するように、容量性センサに結合された分圧器手段
   を具備した請求項９記載のトランスミッタ。 １１．バーニヤ手段は、第１および第２レベルの励起を
   選択的に容量性センサに結合するように、分圧器に結合
   されたスイッチング手段を更に具備した請求項10記載の
   トランスミッタ。 １２．ジェネレータ手段は更に、浮遊リアクタンスを補
   正するように、リアクタンス手段に結合された補正手段
   を具備した請求項11記載のトランスミッタ。 １３．フィードバック手段は、ある時間間隔中に測定手
   段に供給されたチャージパケットの数をカウントするよ
   うに、フィードバック信号に結合されたカウンタ手段を
   具備した請求項12記載のトランスミッタ。 １４．出力が、第１および第２時間間隔中に、ジェネレ
   ータ手段から測定手段へ供給されたチャージパケットの
   数の関数である請求項10記載のトランスミッタ。 １５．出力Ｐが実質的に、 Ｐ＝Ｋ｛（N2）−（N1）−（N3/N）｝／ ｛（N2）＋（N1）＋（N3/N）｝ （ここに、Ｋは比例定数、Ｎは分圧器手段の分圧比、N1
   およびN2は第１時間間隔中に測定手段に供給されたチャ
   ージパケットの数であり、またN3は第２時間間隔中に測
   定手段に供給されたチャージパケットの数である）とし
   て計算される請求項14記載のトランスミッタ。 １６．出力Ｐが実質的に、 Ｐ＝Ｋ｛（N2−N1）＋（N4−N3）/2N｝／ ｛（N2＋N1）＋（N4＋N3）/2N｝ （ここにＫは比例定数、2Nは分圧器手段の分圧比、N1お
   よびN2は第１時間間隔中に測定手段に供給されたチャー
   ジパケットの数、N3およびN4は第２時間間隔中に測定手
   段に供給されたチャージパケットの数である）として計
   算される請求項14記載のトランスミッタ。 １７．前記（N1＋N2）＋（N4＋N3）/2Nは、出力がカウ
   ンティングによって計算されるように、フィードバック
   手段によってある選定された固定値に制御される請求項
   16記載のトランスミッタ。 １８．出力は４−20ミリアンペアの電流である請求項10
   記載のトランスミッタ。 １９．トランスミッタは出力電流によって付勢される請
   求項18記載のトランスミッタ。 ２０．トランスミッタは、２線式ループにより付勢さ
   れ、ディジタル出力を前記ループに供給する請求項１記
   載のトランスミッタ。