JP2615566B2 - ディジタル信号再生装置 - Google Patents
ディジタル信号再生装置Info
- Publication number
- JP2615566B2 JP2615566B2 JP23344486A JP23344486A JP2615566B2 JP 2615566 B2 JP2615566 B2 JP 2615566B2 JP 23344486 A JP23344486 A JP 23344486A JP 23344486 A JP23344486 A JP 23344486A JP 2615566 B2 JP2615566 B2 JP 2615566B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- recorded
- reproduction
- period
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はディジタル信号再生装置に係り、特に回転ヘ
ッドにより記録済磁気テープの既記録ディジタル信号を
任意の倍速比で再生しうる再生装置に関する。
ッドにより記録済磁気テープの既記録ディジタル信号を
任意の倍速比で再生しうる再生装置に関する。
従来の技術 ディジタル変調された情報信号（例えばパルス符号変
調されたディジタル・オーディオ信号）を回転ヘッドに
より磁気テープ上に記録し、これを再生するディジタル
信号記録再生装置が従来より知られているが、その再生
時には再生信号を波形等化した後、フェーズ・ロックト
・ループ（PLL）によってビットクロックを生成し、こ
のビットクロックにより再生信号からもとのディジタル
信号を復調する。このため、波形等化回路の周波数特性
やPLLのロックレンジやキャプチャレンジは再生信号の
ビットレートと関連するので、回転ヘッドと磁気テープ
の走行速度との相対線速度（以下、相対速度という）を
検出し、その検出結果に基づいて相対速度を一定に制御
するか、又は再生信号のビットレートが一定になるよう
に上記の相対速度を可変制御する必要がある。また、短
時間で記録信号を検索するなどのために、記録時よりも
高速の走行速度とされた磁気テープから既記録ディジタ
ル信号を再生する高速再生時にも、記録時と同方向（順
方向）か逆方向にテープを走行させるので、上記の相対
速度の検出や制御が必要となる。
調されたディジタル・オーディオ信号）を回転ヘッドに
より磁気テープ上に記録し、これを再生するディジタル
信号記録再生装置が従来より知られているが、その再生
時には再生信号を波形等化した後、フェーズ・ロックト
・ループ（PLL）によってビットクロックを生成し、こ
のビットクロックにより再生信号からもとのディジタル
信号を復調する。このため、波形等化回路の周波数特性
やPLLのロックレンジやキャプチャレンジは再生信号の
ビットレートと関連するので、回転ヘッドと磁気テープ
の走行速度との相対線速度（以下、相対速度という）を
検出し、その検出結果に基づいて相対速度を一定に制御
するか、又は再生信号のビットレートが一定になるよう
に上記の相対速度を可変制御する必要がある。また、短
時間で記録信号を検索するなどのために、記録時よりも
高速の走行速度とされた磁気テープから既記録ディジタ
ル信号を再生する高速再生時にも、記録時と同方向（順
方向）か逆方向にテープを走行させるので、上記の相対
速度の検出や制御が必要となる。
このため、テープ走行時に磁気テープに接触したロー
タリー・エンコーダの回転数に対応したパルスを発生さ
せ、これを計測することにより、テープ速度を検出する
ことが従来より行なわれていたが、この方式は部品の
精度管理が必要，高速送り時にエンコーダがスリップ
し易く、速度検出に誤差が生じる，軸受け等の摩耗に
よる経年変化によって速度検出に誤差が生じる，走行
系にエンコーダが付加されるため走行性能に影響する等
の欠点があった。また、回転ヘッドにより記録されるト
ラック以外のリニアトラックを形成し、そこに速度検出
用の信号を記録再生することも考えられるがリニアトラ
ック専用の固定ヘッドや記録再生回路が必要で、部品点
数が増えコストアップとなる。しかも、上記の方法はい
ずれも磁気テープの走行速度を検出するもので、前記相
対速度を検出する方式ではなかった。
タリー・エンコーダの回転数に対応したパルスを発生さ
せ、これを計測することにより、テープ速度を検出する
ことが従来より行なわれていたが、この方式は部品の
精度管理が必要，高速送り時にエンコーダがスリップ
し易く、速度検出に誤差が生じる，軸受け等の摩耗に
よる経年変化によって速度検出に誤差が生じる，走行
系にエンコーダが付加されるため走行性能に影響する等
の欠点があった。また、回転ヘッドにより記録されるト
ラック以外のリニアトラックを形成し、そこに速度検出
用の信号を記録再生することも考えられるがリニアトラ
ック専用の固定ヘッドや記録再生回路が必要で、部品点
数が増えコストアップとなる。しかも、上記の方法はい
ずれも磁気テープの走行速度を検出するもので、前記相
対速度を検出する方式ではなかった。
このため、回転ヘッドの再生信号から相対速度を検出
する方法が、例えば特開昭60−231952号公報にて提案さ
れた。この方式は高速送り時に回転ヘッドが１回転する
間に横切るトラック数を基にテープ速度を演算し、これ
に対してリールモータの速度を制御し、上記相対速度を
一定に保つ方式である。
する方法が、例えば特開昭60−231952号公報にて提案さ
れた。この方式は高速送り時に回転ヘッドが１回転する
間に横切るトラック数を基にテープ速度を演算し、これ
に対してリールモータの速度を制御し、上記相対速度を
一定に保つ方式である。
この方式によれば、異なるアジマス角をもつ２つの回
転ヘッドで記録後再生する場合、記録トラックが再生時
の回転ヘッドと同一のアジマス角の回転ヘッドにより記
録されたトラック（主トラック）を再生したときの再生
RF信号レベルと、異なるアジマス角の回転ヘッドにより
記録されたトラック（逆トラック）を再生したときの再
生RF信号レベルとが、アジマス損失効果の有無によって
大きく異なることより、トラックを横切って走査した場
合、再生RF信号の包絡線が変化することを利用して横切
るトラック数を計数し、それに基づいて相対速度を検出
するものである。
転ヘッドで記録後再生する場合、記録トラックが再生時
の回転ヘッドと同一のアジマス角の回転ヘッドにより記
録されたトラック（主トラック）を再生したときの再生
RF信号レベルと、異なるアジマス角の回転ヘッドにより
記録されたトラック（逆トラック）を再生したときの再
生RF信号レベルとが、アジマス損失効果の有無によって
大きく異なることより、トラックを横切って走査した場
合、再生RF信号の包絡線が変化することを利用して横切
るトラック数を計数し、それに基づいて相対速度を検出
するものである。
発明が解決しようとする問題点 しかるに、上記の従来の相対速度検出方法は、高速送
り時に、再生RF信号の包絡線自体がうねりをもち易く、
またテープ速度の変動により出力レベルが変動するた
め、横切るトラックの数を計数するために再生RF信号の
包絡線の変化を検出し、波形整形するための、閾値の設
定値が極めて微妙となり、実用上問題があった。
り時に、再生RF信号の包絡線自体がうねりをもち易く、
またテープ速度の変動により出力レベルが変動するた
め、横切るトラックの数を計数するために再生RF信号の
包絡線の変化を検出し、波形整形するための、閾値の設
定値が極めて微妙となり、実用上問題があった。
そこで、本発明は上記の問題点を解決し、相対速度を
検出することのできるディジタル信号再生装置を提供す
ることを目的とする。
検出することのできるディジタル信号再生装置を提供す
ることを目的とする。
問題点を解決するための手段 本発明になるディジタル信号再生装置は、再生信号中
より特定の周波数領域の信号を周波数選択する手段と、
特定の信号の周期を計測する計測手段と、計測値を保持
する保持手段と、保持値に対応した周期の信号を発生す
る信号発生手段と、信号発生手段の出力信号の周期とフ
ェーズ・ロックト・ループを用いて再生信号中から取り
出されたクロックの周期とを夫々比較して得た信号によ
り、フェーズ・ロックト・ループを制御する制御手段と
よりなる。
より特定の周波数領域の信号を周波数選択する手段と、
特定の信号の周期を計測する計測手段と、計測値を保持
する保持手段と、保持値に対応した周期の信号を発生す
る信号発生手段と、信号発生手段の出力信号の周期とフ
ェーズ・ロックト・ループを用いて再生信号中から取り
出されたクロックの周期とを夫々比較して得た信号によ
り、フェーズ・ロックト・ループを制御する制御手段と
よりなる。
作用 ディジタル変調された情報信号が記録された領域とデ
ィジタル変調された情報信号とは異なる周波数領域の特
定の信号が記録された領域とが各トラックの夫々におい
て別々に設けられた記録済記録媒体から再生された再生
信号はフェーズ・ロックト・ループによりディジタル変
調された情報信号とクロックとが夫々出力される一方、
周波数選択手段により上記の特定の信号が周波数選択さ
れて取り出され、その周期が計測手段により計測され
る。
ィジタル変調された情報信号とは異なる周波数領域の特
定の信号が記録された領域とが各トラックの夫々におい
て別々に設けられた記録済記録媒体から再生された再生
信号はフェーズ・ロックト・ループによりディジタル変
調された情報信号とクロックとが夫々出力される一方、
周波数選択手段により上記の特定の信号が周波数選択さ
れて取り出され、その周期が計測手段により計測され
る。
この計測値は保持手段により保持された後、信号発生
手段によりその値に応じた周期の信号に変換され、更に
制御手段によりフェーズ・ロックト・ループの出力クロ
ックの周期と比較され、両周期が一定の比率となるよう
な制御信号に変換された後フェーズ・ロックト・ループ
に供給される。従って、再生信号が得られない期間も、
保持手段により特定の信号の周期の計測値が、次の計測
値が入来するまで保持されているので、フェーズ・ロッ
クト・ループは常に制御される。
手段によりその値に応じた周期の信号に変換され、更に
制御手段によりフェーズ・ロックト・ループの出力クロ
ックの周期と比較され、両周期が一定の比率となるよう
な制御信号に変換された後フェーズ・ロックト・ループ
に供給される。従って、再生信号が得られない期間も、
保持手段により特定の信号の周期の計測値が、次の計測
値が入来するまで保持されているので、フェーズ・ロッ
クト・ループは常に制御される。
実施例 第１図は本発明になるディジタル信号再生装置の一実
施例のブロック系統図を示す。同図中、カセット１内よ
り引き出された磁気テープ２は、記録，再生時に例えば
直径30mmのヘッドドラム３に所定角度（例えば90゜）に
亘って添接巻回される。この磁気テープ２には、互いに
異なるアジマス角の２個の回転ヘッドにより交互にディ
ジタルオーディオ信号がテープ長手方向に対して傾斜す
るトラックを順次に形成して記録されている。この傾斜
トラックには例えば288ビットを１ブロックとすると全
部で196ブロックの信号が１本のトラック当り記録さ
れ、そのうち上記のディジタルオーディオ信号（例えば
標本化周波数48kHz,量子化ビット数16ビット）がパリテ
ィや同期ビット等と共に例えば128ブロック各トラック
の中央に夫々記録され、各１本のトラックのディジタル
オーディオ信号記録領域の前後の残りの68ブロックの領
域には各々マージン，サブコード，オートトラッキング
コードなどが記録されている。
施例のブロック系統図を示す。同図中、カセット１内よ
り引き出された磁気テープ２は、記録，再生時に例えば
直径30mmのヘッドドラム３に所定角度（例えば90゜）に
亘って添接巻回される。この磁気テープ２には、互いに
異なるアジマス角の２個の回転ヘッドにより交互にディ
ジタルオーディオ信号がテープ長手方向に対して傾斜す
るトラックを順次に形成して記録されている。この傾斜
トラックには例えば288ビットを１ブロックとすると全
部で196ブロックの信号が１本のトラック当り記録さ
れ、そのうち上記のディジタルオーディオ信号（例えば
標本化周波数48kHz,量子化ビット数16ビット）がパリテ
ィや同期ビット等と共に例えば128ブロック各トラック
の中央に夫々記録され、各１本のトラックのディジタル
オーディオ信号記録領域の前後の残りの68ブロックの領
域には各々マージン，サブコード，オートトラッキング
コードなどが記録されている。
ここで、伝送周波数ｆchは例えば9.408MHzで、各トラ
ックに記録されている信号は、オートトラッキングコー
ド以外は（1/2）・ｆch，（1/6）・ｆch等であるのに対
し、オートトラッキングコードとして記録される第１及
び第２の同期信号はｆch/18及びｆch/12,イレーズ信号
はｆch/6,パイロット信号はｆch/72に周波数が選定され
ている。すなわち、オートトラッキングコードが記録さ
れる領域（所謂ATF領域）には、その中でも他の信号と
周波数が大きく異なる、アジマス損失効果の少ない特に
低周波数のパイロット信号が記録されており、このパイ
ロット信号はどちらの回転ヘッドでも再生できるように
なっている。
ックに記録されている信号は、オートトラッキングコー
ド以外は（1/2）・ｆch，（1/6）・ｆch等であるのに対
し、オートトラッキングコードとして記録される第１及
び第２の同期信号はｆch/18及びｆch/12,イレーズ信号
はｆch/6,パイロット信号はｆch/72に周波数が選定され
ている。すなわち、オートトラッキングコードが記録さ
れる領域（所謂ATF領域）には、その中でも他の信号と
周波数が大きく異なる、アジマス損失効果の少ない特に
低周波数のパイロット信号が記録されており、このパイ
ロット信号はどちらの回転ヘッドでも再生できるように
なっている。
一方、テープ高速送り時のビットレートについてみる
と、例えばヘッドドラム３の回転を記録時と同一の回転
数に保持し、再生時のテープ走行速度を記録時と異なら
せた場合、記録時のテープ走行速度が回転ヘッドの線速
度（周速）に対し充分小さいとみなし、またアジマス損
失効果を無視すると、ビットレートの変化立rBは次式で
表わせる。
と、例えばヘッドドラム３の回転を記録時と同一の回転
数に保持し、再生時のテープ走行速度を記録時と異なら
せた場合、記録時のテープ走行速度が回転ヘッドの線速
度（周速）に対し充分小さいとみなし、またアジマス損
失効果を無視すると、ビットレートの変化立rBは次式で
表わせる。
（ただし、N:テープの倍速比,VNP:通常再生時のテープ
走行速度,VH:回転ヘッドの周速，θ：トラッキングアン
グル） なお、（１）式中、テープの倍速比Ｎはテープ走行方
向が順方向のとき負，逆方向のとき正の値となる。
走行速度,VH:回転ヘッドの周速，θ：トラッキングアン
グル） なお、（１）式中、テープの倍速比Ｎはテープ走行方
向が順方向のとき負，逆方向のとき正の値となる。
いま、テープ走行速度を200倍速（すなわち、Ｎ＝±2
00）とし、またVNP＝8.15mm/stVH＝3.133m/s,θ＝６゜2
2′59″とすると、ビットレートの変化率rBは（１）式
より１±0.52程度となる。前記した如く、パイロット信
号は最も低い周波数の記録信号で、次に周波数の低い第
１の同期信号の1/4倍の周波数であるため、200倍速度以
下のテープ走行速度であれば、再生信号を観測してパイ
ロット信号を判別することは可能である。
00）とし、またVNP＝8.15mm/stVH＝3.133m/s,θ＝６゜2
2′59″とすると、ビットレートの変化率rBは（１）式
より１±0.52程度となる。前記した如く、パイロット信
号は最も低い周波数の記録信号で、次に周波数の低い第
１の同期信号の1/4倍の周波数であるため、200倍速度以
下のテープ走行速度であれば、再生信号を観測してパイ
ロット信号を判別することは可能である。
再び第１図に戻って説明するに、本実施例はヘッドド
ラム３の回転数を記録時のそれと同一回転数（例えば20
00rpm）に保持し、高速再生を行なう例である。ヘッド
ドラム３の回転面に180゜対向して取付けられた２個の
回転ヘッドA,Bにより記録済磁気テープ２から再生され
た再生信号はヘッドアンプ４を通して低域フィルタ５に
供給され、ここで低周波数信号のみ取り出された後、コ
ンパレータ６により矩形波に変換されてカウンタ７に供
給される。一方、ドラムパルス発生器８によりヘッドド
ラム３の回転速度に応じた周期のドラムパルスが取り出
され、ATFゲート信号発生器９に供給される。ATF領域は
ヘッドドラム３の回転数が一定の場合、一定のタイミン
グで再生されるため、概略ATF領域であることを示すゲ
ート信号がATFゲート信号発生器９より取り出されてカ
ウンタ７に供給される。これにより、カウンタ７はこの
ゲート信号の入力期間（ATF領域内）でのみ再生信号を
計測し、パイロット信号を信頼性高く検出することがで
きる。
ラム３の回転数を記録時のそれと同一回転数（例えば20
00rpm）に保持し、高速再生を行なう例である。ヘッド
ドラム３の回転面に180゜対向して取付けられた２個の
回転ヘッドA,Bにより記録済磁気テープ２から再生され
た再生信号はヘッドアンプ４を通して低域フィルタ５に
供給され、ここで低周波数信号のみ取り出された後、コ
ンパレータ６により矩形波に変換されてカウンタ７に供
給される。一方、ドラムパルス発生器８によりヘッドド
ラム３の回転速度に応じた周期のドラムパルスが取り出
され、ATFゲート信号発生器９に供給される。ATF領域は
ヘッドドラム３の回転数が一定の場合、一定のタイミン
グで再生されるため、概略ATF領域であることを示すゲ
ート信号がATFゲート信号発生器９より取り出されてカ
ウンタ７に供給される。これにより、カウンタ７はこの
ゲート信号の入力期間（ATF領域内）でのみ再生信号を
計測し、パイロット信号を信頼性高く検出することがで
きる。
カウンタ７は水晶発振器10より取り出された、周波数
ｆch（ここでは、9.408MHz）のパルス列をクロックとし
て供給され、コンパレータ６よりの再生信号を計数し、
またATFゲート信号発生器９よりのゲート信号の入来期
間のみこのクロックを計数する。通常再生時において
は、再生パイロット信号一周期当りのこの計数値NPは上
記のクロックで計数すると「72」であるが、高速再生時
の再生パイロット信号の一周期当りの計数値NSは、200
倍速程度での前記ビットレートの変化率rBを順方向走行
時は １−0.6≦rB≦１ （２） 逆方向走行時は １≦rB≦１＋0.6 （３） とみなすと、順方向走行時は概略 72≦NS≦180（＝72/0.4） （４） であり、逆方向走行時は概略 45（＝72/1.6）≦NS≦72 （５） となる。
ｆch（ここでは、9.408MHz）のパルス列をクロックとし
て供給され、コンパレータ６よりの再生信号を計数し、
またATFゲート信号発生器９よりのゲート信号の入来期
間のみこのクロックを計数する。通常再生時において
は、再生パイロット信号一周期当りのこの計数値NPは上
記のクロックで計数すると「72」であるが、高速再生時
の再生パイロット信号の一周期当りの計数値NSは、200
倍速程度での前記ビットレートの変化率rBを順方向走行
時は １−0.6≦rB≦１ （２） 逆方向走行時は １≦rB≦１＋0.6 （３） とみなすと、順方向走行時は概略 72≦NS≦180（＝72/0.4） （４） であり、逆方向走行時は概略 45（＝72/1.6）≦NS≦72 （５） となる。
パイロット信号選択回路11は上記カウンタ７の計数値
が（４）式又は（５）式で示すNSの範囲内の周期の信号
はパイロット信号であると見做して、その計数値をレジ
スタ12に供給して保持させる。レジスタ12の保持期間は
次の計数値が入来するまでの期間である。この場合、シ
ステムコントローラ13よりの信号に基づき、パイロット
信号選択回路11は順方向走行での高速再生時にはカウン
タ７の計数値が（４）式で示す値NSの範囲内にあること
を限定し、また逆方向走行での高速再生時には（５）式
で示す値NSの範囲内にあることを限定することによっ
て、パイロット信号の検出の信頼性を高めている。ま
た、このパイロット信号は、１つのATF領域中に10クロ
ック又はそれ以上記録されているので、パイロット信号
選択回路11は同周期のものを数回（例えば４回）検出し
たときは、パイロット信号と見做すことにより、より一
層検出の信頼性を高めることができる。
が（４）式又は（５）式で示すNSの範囲内の周期の信号
はパイロット信号であると見做して、その計数値をレジ
スタ12に供給して保持させる。レジスタ12の保持期間は
次の計数値が入来するまでの期間である。この場合、シ
ステムコントローラ13よりの信号に基づき、パイロット
信号選択回路11は順方向走行での高速再生時にはカウン
タ７の計数値が（４）式で示す値NSの範囲内にあること
を限定し、また逆方向走行での高速再生時には（５）式
で示す値NSの範囲内にあることを限定することによっ
て、パイロット信号の検出の信頼性を高めている。ま
た、このパイロット信号は、１つのATF領域中に10クロ
ック又はそれ以上記録されているので、パイロット信号
選択回路11は同周期のものを数回（例えば４回）検出し
たときは、パイロット信号と見做すことにより、より一
層検出の信頼性を高めることができる。
レジスタ12に保持された値は保持値周期信号発生器14
に供給され、ここで水晶発振器10よりのクロックパルス
に基づき保持値の周期をもつ信号に変換された後、一定
比率PLL制御回路15に供給される。一方、PLL17の出力信
号周波数は通常再生時には前記周波数ｆch（ここでは9.
408MHz）であり、高速再生時には前記相対速度に応じて
変化し、前記ビットレートの変化率rBと同じ変化をす
る。従って、通常再生時及び高速再生時共に、PLL17が
ロックしている限り、PLL17の出力信号と、保持値周期
信号発生器14よりの保持値の周期をもつ信号との周期比
は1:72又はそれに極めて近い略一定の比率となる。
に供給され、ここで水晶発振器10よりのクロックパルス
に基づき保持値の周期をもつ信号に変換された後、一定
比率PLL制御回路15に供給される。一方、PLL17の出力信
号周波数は通常再生時には前記周波数ｆch（ここでは9.
408MHz）であり、高速再生時には前記相対速度に応じて
変化し、前記ビットレートの変化率rBと同じ変化をす
る。従って、通常再生時及び高速再生時共に、PLL17が
ロックしている限り、PLL17の出力信号と、保持値周期
信号発生器14よりの保持値の周期をもつ信号との周期比
は1:72又はそれに極めて近い略一定の比率となる。
そこで、一定比率PLL制御回路15は上記のPLL17の出力
信号の72クロック分の周期と保持値周期信号発生器14の
出力信号の周期とを比較し、その比較により得られた周
期差に応じた制御信号をPLL17へ供給して制御する。例
えば、PLL17の出力信号の72クロック分の周期より保持
値の周期をもつ信号の周期が大幅に短い場合、PLL17の
出力信号周波数が低いと見做し、PLL17の出力信号周波
数を高くするように制御し、逆の場合はPLL17の出力信
号周波数が高いと見做し、PLL17の出力信号周波数を低
くするように制御する。
信号の72クロック分の周期と保持値周期信号発生器14の
出力信号の周期とを比較し、その比較により得られた周
期差に応じた制御信号をPLL17へ供給して制御する。例
えば、PLL17の出力信号の72クロック分の周期より保持
値の周期をもつ信号の周期が大幅に短い場合、PLL17の
出力信号周波数が低いと見做し、PLL17の出力信号周波
数を高くするように制御し、逆の場合はPLL17の出力信
号周波数が高いと見做し、PLL17の出力信号周波数を低
くするように制御する。
他方、ヘッドアンプ４より取り出された再生ディジタ
ル信号は、波形等化回路16により波形等化されてから第
２図に示す如き構成のPLL17内のレベル比較器20に供給
され、ここでディジタル信号に変換された後データラッ
チ21及び位相比較器22に夫々供給される。位相比較器22
はレベル比較器20よりの再生ディジタル信号と電圧制御
発振（VCO）24よりの出力信号との位相差に応じた誤差
電圧を発生し、それを低域フィルタ23を通してVCO24に
制御電圧として印加し、その発振周波数を可変制御す
る。VCO24の出力信号は、またクロックとしてディジタ
ル系へ出力されると共に、データラッチ21にラッチパル
スとして印加され、再生ディジタル信号をラッチさせ
る。このデータラッチ21の出力信号は再生ディジタルデ
ータとしてディジタル系へ出力される。
ル信号は、波形等化回路16により波形等化されてから第
２図に示す如き構成のPLL17内のレベル比較器20に供給
され、ここでディジタル信号に変換された後データラッ
チ21及び位相比較器22に夫々供給される。位相比較器22
はレベル比較器20よりの再生ディジタル信号と電圧制御
発振（VCO）24よりの出力信号との位相差に応じた誤差
電圧を発生し、それを低域フィルタ23を通してVCO24に
制御電圧として印加し、その発振周波数を可変制御す
る。VCO24の出力信号は、またクロックとしてディジタ
ル系へ出力されると共に、データラッチ21にラッチパル
スとして印加され、再生ディジタル信号をラッチさせ
る。このデータラッチ21の出力信号は再生ディジタルデ
ータとしてディジタル系へ出力される。
上記のPLL17のクロック周波数は通常再生時は9.408MH
zの伝送周波数ｆchであるが、高速再生時は前記した如
くそのビットレートの変化率rBに比例した伝送周波数ｆ
chである。特に高速再生時はPLL17のロックレンジは広
く設定されるため、伝送周波数ｆchの高調波でロックし
てしまったり、PLL17の入力信号とVCO24の出力信号とが
或る一定の周波数比率でロックしてしまうことがあり、
このような疑似ロック動作の場合、正常なデータ取込み
ができなくなる。
zの伝送周波数ｆchであるが、高速再生時は前記した如
くそのビットレートの変化率rBに比例した伝送周波数ｆ
chである。特に高速再生時はPLL17のロックレンジは広
く設定されるため、伝送周波数ｆchの高調波でロックし
てしまったり、PLL17の入力信号とVCO24の出力信号とが
或る一定の周波数比率でロックしてしまうことがあり、
このような疑似ロック動作の場合、正常なデータ取込み
ができなくなる。
また、記録済磁気テープ２はヘッドドラム３に例えば
90゜の角度範囲に亘って添接巻回せしめられつつ走行す
るのに対し、回転ヘッドA,Bは第１図に示したようにヘ
ッドドラム３に180゜対向して取付けられているから、
回転ヘッドＡ又はＢが磁気テープ２上を走査して再生信
号が得られるのは、ヘッドドラム３の90゜回転期間おき
毎であり、再生信号はバースト状となる。すなわち、ヘ
ッドドラム３の180゜回転期間のうち、回転ヘッドＡ及
びＢ共に磁気テープ２上を摺動走査していない期間が90
゜回転期間あり、この90゜回転期間は再生信号が得られ
ないので、PLL17内の位相比較情報が無くなり、VCO24の
発振周波数が再生ビットレートに対してはずれたり、ノ
イズによる位相比較情報によりVCO24の発振周波数が大
きくはずれたりする。それにより、次の再生信号が入力
されたときに、PLL17がロックするまでに時間がかか
る。
90゜の角度範囲に亘って添接巻回せしめられつつ走行す
るのに対し、回転ヘッドA,Bは第１図に示したようにヘ
ッドドラム３に180゜対向して取付けられているから、
回転ヘッドＡ又はＢが磁気テープ２上を走査して再生信
号が得られるのは、ヘッドドラム３の90゜回転期間おき
毎であり、再生信号はバースト状となる。すなわち、ヘ
ッドドラム３の180゜回転期間のうち、回転ヘッドＡ及
びＢ共に磁気テープ２上を摺動走査していない期間が90
゜回転期間あり、この90゜回転期間は再生信号が得られ
ないので、PLL17内の位相比較情報が無くなり、VCO24の
発振周波数が再生ビットレートに対してはずれたり、ノ
イズによる位相比較情報によりVCO24の発振周波数が大
きくはずれたりする。それにより、次の再生信号が入力
されたときに、PLL17がロックするまでに時間がかか
る。
これらの問題を解決するため、本実施例では次のよう
な方法でPLL17の制御を行なう。
な方法でPLL17の制御を行なう。
高速再生時には通常再生時のパイロット信号の周期
（これは水晶発振器10の出力信号を「72」計数して得ら
れる）と保持値周期信号発生器14よりの信号の周期とが
大きく異なるので、一定比率PLL制御回路15はそれを検
出して波形等化回路16の周波数特性を所定の特性に変更
すると共に、PLL17のロックレンジやキャプチャレンジ
を公知の手段により通常再生時よりも広く切換える。な
お、高速再生の指示入力に基づきシステムコントローラ
13が、波形等化回路16の周波数特性の変更とPLL17のロ
ックレンジやキャプチャレンジの切換えを行なうように
してもよい。
（これは水晶発振器10の出力信号を「72」計数して得ら
れる）と保持値周期信号発生器14よりの信号の周期とが
大きく異なるので、一定比率PLL制御回路15はそれを検
出して波形等化回路16の周波数特性を所定の特性に変更
すると共に、PLL17のロックレンジやキャプチャレンジ
を公知の手段により通常再生時よりも広く切換える。な
お、高速再生の指示入力に基づきシステムコントローラ
13が、波形等化回路16の周波数特性の変更とPLL17のロ
ックレンジやキャプチャレンジの切換えを行なうように
してもよい。
また、PLL17が疑似的にロック動作している場合及びV
CO24の発振周波数が再生ビットレートに対してはずれた
場合は、一定比率PLL制御回路15では、PLL17の出力信号
の72クロック分の周期と、保持値周期信号発生器14の出
力信号の周期との周期差が大幅に異なるので、第２図に
示すPLL17内の位相比較器22の出力誤差電圧を一定時間
強制的にハイレベル又はローレベルとする制御信号を一
定比率PLL制御回路15より位相比較器22へ供給し、これ
により上記周期差がゼロ付近になるようにVCO24の発振
周波数を制御する。
CO24の発振周波数が再生ビットレートに対してはずれた
場合は、一定比率PLL制御回路15では、PLL17の出力信号
の72クロック分の周期と、保持値周期信号発生器14の出
力信号の周期との周期差が大幅に異なるので、第２図に
示すPLL17内の位相比較器22の出力誤差電圧を一定時間
強制的にハイレベル又はローレベルとする制御信号を一
定比率PLL制御回路15より位相比較器22へ供給し、これ
により上記周期差がゼロ付近になるようにVCO24の発振
周波数を制御する。
このようにして、高速再生時においても、ディジタル
信号の読取りが安定に行なえ、再生信号が間欠的に得ら
れる場合もPLL17を安定に制御することができる。
信号の読取りが安定に行なえ、再生信号が間欠的に得ら
れる場合もPLL17を安定に制御することができる。
ところで、通常再生時や再生信号のビットレートが通
常再生時と変化の少ない特殊再生（スキップ再生など）
のときには、再生パイロット信号一周期当りのカウンタ
７での計数値NPは前記したように「72」であり、これは
既知であるので、これらの発生時にはシステムコントロ
ーラ13はレジスタ12の保持値を「72」に固定設定する。
これにより、PLL17の制御を行なうことができる。この
場合、パイロット信号の検出能力に関係なく前記と同様
な方法で安定なPLL17の制御ができる。
常再生時と変化の少ない特殊再生（スキップ再生など）
のときには、再生パイロット信号一周期当りのカウンタ
７での計数値NPは前記したように「72」であり、これは
既知であるので、これらの発生時にはシステムコントロ
ーラ13はレジスタ12の保持値を「72」に固定設定する。
これにより、PLL17の制御を行なうことができる。この
場合、パイロット信号の検出能力に関係なく前記と同様
な方法で安定なPLL17の制御ができる。
なお、パイロット信号の計数において、（５）式の範
囲内の計数値NSは水晶発振器10の１クロックの分解能し
かないので、より精度を上げる場合は、水晶発振器10の
出力パルス（クロック）の繰り返し周波数を高くする
か、又は１つのATF領域内にパイロット信号は例えば10
クロック分記録されているので、数クロック分の周期を
保持し、これにより制御することにより精度を上げるこ
とができる。例えば、水晶発振器10の出力クロック周波
数を４倍に高くした場合は、通常再生時のパイロット信
号の一周期当りの計数値は「288」（＝4X72）となり、
水晶発振器10の出力クロックの１クロックでの分解能が
上がる。また、パイロット信号４クロック分の周期を計
数することにすると、同様に「288」の計数値を得るこ
とができ、精度を上げることができる。
囲内の計数値NSは水晶発振器10の１クロックの分解能し
かないので、より精度を上げる場合は、水晶発振器10の
出力パルス（クロック）の繰り返し周波数を高くする
か、又は１つのATF領域内にパイロット信号は例えば10
クロック分記録されているので、数クロック分の周期を
保持し、これにより制御することにより精度を上げるこ
とができる。例えば、水晶発振器10の出力クロック周波
数を４倍に高くした場合は、通常再生時のパイロット信
号の一周期当りの計数値は「288」（＝4X72）となり、
水晶発振器10の出力クロックの１クロックでの分解能が
上がる。また、パイロット信号４クロック分の周期を計
数することにすると、同様に「288」の計数値を得るこ
とができ、精度を上げることができる。
また、波形等化回路16はディレイラインを用いて構成
される場合が多く、そのディレイラインとしてCCD（チ
ャージ・カップルド・デバイス）を使用した場合、周知
の如く遅延時間はそのクロック周波数（サンプリングの
周期）とCCDの段数とによって定まるから、上記のサン
プリングの周期を一定比率PLL制御回路15の出力の値に
より動作を切換えられるPLL17のVCO24の発振周波数で制
御する構成としてもよい。
される場合が多く、そのディレイラインとしてCCD（チ
ャージ・カップルド・デバイス）を使用した場合、周知
の如く遅延時間はそのクロック周波数（サンプリングの
周期）とCCDの段数とによって定まるから、上記のサン
プリングの周期を一定比率PLL制御回路15の出力の値に
より動作を切換えられるPLL17のVCO24の発振周波数で制
御する構成としてもよい。
発明の効果 上述の如く、本発明によれば、パイロット信号の如き
記録信号中の他の信号と周波数を異にする特定周波数の
信号を再生してその周期を計測し、その値を保持してそ
の値によりPLLを制御することにしたので、従来の如き
再生信号の包絡線のレベル変化を検出する装置に比し、
閾値の設定の問題はなく正確な相対速度の検出ができ、
また計測値を次の計測値が得られるまで保持しているの
で、再生パイロット信号が得られない期間においても常
にPLLを制御でき、また次の再生信号が入力されたとき
にPLLがロックするまでの時間を大幅に短縮することが
でき、常に安定なPLL制御ができ、高速再生時にも安定
に再生ディジタル信号の読取りができる等の特長を有す
るものである。
記録信号中の他の信号と周波数を異にする特定周波数の
信号を再生してその周期を計測し、その値を保持してそ
の値によりPLLを制御することにしたので、従来の如き
再生信号の包絡線のレベル変化を検出する装置に比し、
閾値の設定の問題はなく正確な相対速度の検出ができ、
また計測値を次の計測値が得られるまで保持しているの
で、再生パイロット信号が得られない期間においても常
にPLLを制御でき、また次の再生信号が入力されたとき
にPLLがロックするまでの時間を大幅に短縮することが
でき、常に安定なPLL制御ができ、高速再生時にも安定
に再生ディジタル信号の読取りができる等の特長を有す
るものである。
第１図は本発明装置の一実施例を示すブロック系統図、
第２図は第１図図示ブロック系統の要部の一実施例のブ
ロック系統図を示す。 ２……記録済磁気テープ、３……ヘッドドラム、７……
カウンタ、９……ATFゲート信号発生器、10……水晶発
振器、11……パイロット信号選択回路、12……レジス
タ、13……システムコントローラ、14……保持値周期信
号発生器、15……一定比率PLL制御回路、16……波形等
化回路、17……フェーズ・ロックト・ループ（PLL）、2
2……位相比較器、24……電圧制御発振器（VCO）。
第２図は第１図図示ブロック系統の要部の一実施例のブ
ロック系統図を示す。 ２……記録済磁気テープ、３……ヘッドドラム、７……
カウンタ、９……ATFゲート信号発生器、10……水晶発
振器、11……パイロット信号選択回路、12……レジス
タ、13……システムコントローラ、14……保持値周期信
号発生器、15……一定比率PLL制御回路、16……波形等
化回路、17……フェーズ・ロックト・ループ（PLL）、2
2……位相比較器、24……電圧制御発振器（VCO）。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山田 恭裕 横浜市神奈川区守屋町３丁目12番地 日 本ビクター株式会社内 (72)発明者 飛河 和生 横浜市神奈川区守屋町３丁目12番地 日 本ビクター株式会社内
Claims (2)
- 【請求項１】ディジタル変調された情報信号が記録され
た領域と該ディジタル変調された情報信号とは異なる周
波数領域の特定の信号が記録された領域とが各トラック
の夫々において別々に設けられた記録済記録媒体の既記
録信号を再生し、再生信号中よりクロック及び該ディジ
タル変調された情報信号をフェーズ・ロックト・ループ
を用いて出力するディジタル信号再生装置において、 再生信号中より前記特定の信号を周波数選択する手段
と、 周波数選択された該特定の信号の周期を計測する計測手
段と、 該計測手段の出力計測値を次の計測値が入力されるまで
の期間保持する保持手段と、 該保持手段により保持された計測値に応じた周期の信号
を発生する信号発生手段と、 該信号発生手段の出力信号と前記フェーズ・ロックト・
ループの出力クロックの両周期を夫々比較し、該両周期
が一定の比率となるように常に該フェーズ・ロックト・
ループを制御する制御手段とを具備したことを特徴とす
るディジタル信号再生装置。 - 【請求項２】通常再生時及び再生信号のビットレートが
通常再生時と変化の少ない特殊再生時には、前記保持手
段が前記計測手段の出力計測値に代えて、予め既知の前
記特定の信号の周期の値を固定保持するよう切換える切
換手段を有する特許請求の範囲第１項記載のディジタル
信号再生装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23344486A JP2615566B2 (ja) | 1986-10-01 | 1986-10-01 | ディジタル信号再生装置 |
| US07/010,498 US4811128A (en) | 1986-02-14 | 1987-02-03 | Digital signal recording and reproducing apparatus having rotary magnetic heads |
| DE19873704329 DE3704329A1 (de) | 1986-02-14 | 1987-02-12 | Aufzeichnungs- und wiedergabegeraet fuer digitalsignale |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23344486A JP2615566B2 (ja) | 1986-10-01 | 1986-10-01 | ディジタル信号再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6387660A JPS6387660A (ja) | 1988-04-18 |
| JP2615566B2 true JP2615566B2 (ja) | 1997-05-28 |
Family
ID=16955137
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23344486A Expired - Lifetime JP2615566B2 (ja) | 1986-02-14 | 1986-10-01 | ディジタル信号再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2615566B2 (ja) |
-
1986
- 1986-10-01 JP JP23344486A patent/JP2615566B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6387660A (ja) | 1988-04-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4899233A (en) | Apparatus for reproducing a magnetically recorded digital signal using a rotary head with automatic track finding signal extraction and selection for tracking control | |
| JPH0687330B2 (ja) | ディジタル信号の再生装置 | |
| EP0319218B1 (en) | Data reproducing apparatus | |
| US4764824A (en) | Dual servo system for rotating tape head control | |
| US4811128A (en) | Digital signal recording and reproducing apparatus having rotary magnetic heads | |
| US4757394A (en) | Auto-tracking apparatus of a magnetic recording/reproducing apparatus | |
| JP2615566B2 (ja) | ディジタル信号再生装置 | |
| US5325246A (en) | Automatic tracking method for helical scan magnetic tape recorder using reproduced timing signal to sample two out-of-phase reference signals | |
| JP2659999B2 (ja) | ヘリカルスキャン方式のテープ再生装置 | |
| JPS6358645A (ja) | デイジタル磁気記録再生装置 | |
| JP2551271B2 (ja) | ディジタル信号の記録媒体 | |
| JP2551270B2 (ja) | ディジタル信号の記録装置 | |
| JPS63127454A (ja) | デイジタル磁気記録再生装置 | |
| JPS61105759A (ja) | 自動トラツキング制御装置 | |
| JPH063655B2 (ja) | デイジタル信号記録再生装置 | |
| JPH0719446B2 (ja) | 最小ビツト反転周期検出回路 | |
| Noguchi et al. | A study on the method to double the data rate for recording/reproducing and search speed for DAT | |
| JPH07107761B2 (ja) | ディジタル信号の再生装置 | |
| JPS6386137A (ja) | デイジタル信号記録再生装置 | |
| JPH0527168B2 (ja) | ||
| JPH0568021B2 (ja) | ||
| JPS6383946A (ja) | ヘリカルスキャン方式テ−プ再生装置のデ−タ検策回路 | |
| JPH0650593B2 (ja) | バイフエ−ズ符号復調装置 | |
| JPH10154382A (ja) | 情報記録再生装置 | |
| JPS61187148A (ja) | 自動トラツキング制御装置 |