JP2595136B2

JP2595136B2 - 導体を過剰な電流から保護する回路に用いられる電圧―周波数変換器およびシステム

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Publication number: JP2595136B2
Application number: JP2505838A
Authority: JP
Inventors: ジェイ．ジルストラ，ヘンリィ; ジェイ．フロック，スチーブン
Original assignee: スクウエアーディーカンパニー
Priority date: 1989-03-31
Filing date: 1990-03-07
Publication date: 1997-03-26
Anticipated expiration: 2012-03-26
Also published as: EP0465567B1; EP0465567A1; DE69027118D1; US5019936A; CA2011903A1; DE69027118T2; EP0465567A4; JPH04506565A; MX170582B; WO1990012438A1

Description

【発明の詳細な説明】発明の背景 1.発明の分野本発明は一般的に電圧−周波数変換器に関するもので
あり、更に詳細には遮断器においてタイミング遅延装置
として使用される電圧−周波数変換器に関するものであ
る。

2.関連技術の説明電力配電システムの分野では、電線導体とそれによっ
て電力を供給される周辺回路とを保護するために通常、
遮断器が使用されている。すべての電子、および電気部
品は有限の消費電力の容量を有しているので、部品は使
用中に加熱する傾向がある。多くの部品は適正な動作の
ために、越えてはいけない最大定格電力、または最大定
格温度を持っている。多くの電子部品が損傷を与える電
流や温度から、サージプロテクタ、クランプ装置、ヒー
トシンク、等によって保護されているのに対し、配電線
や電動機巻線等の電気部品はヒューズと継電器によって
保護されている。特に、遮断器は典型的には電線導体と
直列につながれた電磁継電器を含んでいる。継電器は主
として２つの基本的な働きを有する：（１）電線中の電
流を流す、（２）故障時には電線中の電流を遮断する。

過電流状態に長時間曝すことは電力線路に損傷を与え
るが、限定された過電流状態はその電力線路に関する最
大定格温度を越えない限り許容される。限定された過電
流状況は、ほとんどの配電システムにおいて、それらの
システムの正常動作の一部分として通常的に発生してい
る。例えば、負荷状態で起動された電動機は大きな電流
を引き込み、それはその電力線路の最大連続定格電流を
瞬時的には容易には超過するものである。保護装置が、
そのような過電流状態に、毎回敏速に応答することは、
その状態が非常に短時間の現象であって、システムに対
して何等の損傷を与えるものでないことから、望ましい
ものではない。従って、効率的な保護装置は、ある程度
の過負荷量は許容し、電旅配電システムを不必要に中断
することのないものであるべきである。

保護装置は、より重大な故障に対して、より俊敏に応
答するものであることが望ましい。この点に関して、電
力配電システム保護の分野では、導体の温度がその導体
中を流れる電流の平方に比例するということが知られて
いる。従って、電線の温度を、電線中を流れる電流をモ
ニタすることで知ることができる。過電流状況では、継
電器の動作時間は過負荷電流の平方に反比例して変化
し、このことはしばしば、I²t特性と呼ばれている。電
線中の過電流の大きさに従って継電器を制御することに
よって、電線が短絡した場合に発生するような重大な故
障において、短時間の継電器応答時間が達成される。遮
断器は短時間に電線中の電流の流れを遮断し、電力線路
への損傷を防止する。逆に、過剰な数の装置がその線路
から電力を供給される場合に発生するような、より軽度
で長時間続く故障の場合には、より長時間の継電器応答
時間が得られる。より軽度の過負荷によって、電線はよ
りゆっくりと加熱されるので、遮断器が電線中の電流を
遮断するまでに長時間かかっても、その間線路は安全に
動作する。

この応答時間と電線の電流との関係を利用した数多く
の過電流保護装置が試みられたが、それらは効果と複雑
度の点においてさまざまなものであった。正確な回路を
実現する鍵となるのは、電力配電線中の電流の平方に従
って変化する量を発見することである。この機能を“タ
イミングコンデンサ”によって提供しようとする数多く
の試みがなされた。それらにおいては、保護された電力
線路から取り出された直流電圧信号で、タイミングコン
デンサを充電するものであった。コンデンサが予め定め
られたレベルにまで充電されると、トリップ信号が発せ
られて、付随する継電器を駆動し、その電力線路を開路
させる。コンデンサが予め定められたレベルにまで充電
されるためにかかる時間は、充電信号の大きさによって
決まる。電線中の電流が増大すると、充電信号の大きさ
も増大し、従って、増大した電流がコンデンサを予め定
められたレベルにまで、より急速に充電させることにな
る。しかし、電線中の電流に正比例する直流電圧信号
は、電流の平方に従った早さでコンデンサを充電するも
のではないので、電流の平方に比例した時間遅れをもた
らすものではない。

この欠点を克服する試みのなかには、タイミングコン
デンサへの直流電圧を、周期を電流波形で制御されたパ
ルス幅変調信号の形でパルス化した方式のものが含まれ
ている。この方法は遅延時間を犠牲にすることなく、よ
り小型のコンデンサの利用を可能とするが、遅延時間の
電流に対して必要とされる比例の程度は正確といえるも
のとなっていない。タイミングコンデンサを使用する遅
延システムの別の特有な欠点は、コンデンサを製造する
場合のばらつきを大きいことである。それぞれ、モラン
（Moran）他、ハウエル（Howell）、そしてモランによ
る米国特許第4,027,203号、第4,115,829号、そして第4,
386,384号に見られるように、タイミングコンデンサ回
路をより完全なものとしようとして、進歩は続いている
が、それらにおいても回路の煩雑さは問題である。

過電流保護システムのための別の遅延装置が、ロッチ
ャ（Rocha）による1985年４月23日付けの米国特許第4,5
13,342号に開示されている。そこに示されているよう
に、圧電検出要素が電力線路中の電流の平方に比例する
信号を供給している。バッファ増幅装置がこの信号をフ
ィルタへ送り、フィルタは直流信号成分を除去して、整
流回路へ信号を送り、そこで全波整流された信号が出力
される。更に信号を処理して、電力線路中の電流の平方
に比例する直流電圧信号が得られている。この直流信号
は、その電力線路の最大定格電流を示す信号でバイアス
された積分器へ送られる。この直流信号が積分器のバイ
アス信号よりも大きくなると、積分器回路中のコンデン
サへの充電が開始される。もしこの直流信号がコンデン
サを、付随する比較器でのトリップ設定点よりも高い電
圧にまで充電すると、その比較器はトリップ信号を出力
し、電磁継電器を駆動して電力線路中の電流を遮断させ
る。この装置での遅延時間は、よりI²t特性に近づいた
ものとなっているが、タイミングコンデンサに付随する
問題点は相変わらず残っている。また、電流の平方に比
例する出力信号はデジタル回路遮断器にはそのまま使用
できない。更に、平方則の電流検出器を使用する必要か
ら、この遅延決定装置のコストと複雑度が上昇すること
になる。

本発明は、上に述べた問題点の１つまたは複数個のも
のを克服することを目的としている。

発明の要約本発明の１つの主要な目的は、導体中を流れる電流の
平方に比例する出力信号を提供する装置を得ることであ
る。

本発明の１つの重要な目的は、前記主要な目的に従っ
た装置であって、遮断器としての応用において、タイミ
ングと遅延とを優れた精度で決定できる装置を得ること
である。

本発明の別の１つの目的は、上に述べた２つの目的に
従った装置を、安価な部品を使用して得ることである。

本発明の更に別の１つの目的は、前記主要な目的に従
った装置であって、導体中を流れる電流の平方に比例し
て変化する周波数を有する信号を出力する装置を得るこ
とである。

本発明の更に別の１つの目的は、前記主要な目的に従
った装置であって、デジタル路によって容易に処理でき
る信号を出力する装置を得ることである。

これら、およびその他の目的は、本発明に従って、電
力線路中の電流の平方に相関して変化する周波数信号を
発生させる電圧−周波数変換器によって実現される。こ
の電圧−周波数変換器は、導体を過剰な電流から保護す
る回路インタラプタ（circuit interrupter）に使用さ
れる。導体中を流れる電流に相関する信号が生成され、
生成された信号の大きさの平方に相関した周波数信号が
出力される。導体中の電流は望ましくは変流器によって
検出され、結果の信号が処理されて周波数信号が得られ
る。導体中の電流が増大すると、周波数信号の周波数は
電流信号の大きさの平方に比例して上昇する。

本発明の別の面に従えば、電気導体を過剰電流から保
護して、電力線路中を流れる電流を遮断するシステムが
得られる。導体中を流れる電流が検出されて、それに相
関した信号が出力される。その電流信号の大きさの平方
に相関した周波数を有する周波数信号が得られる。周波
数信号の個々のパルスが計数されて、予め定められたカ
ウントを越える計数値に応答して、トリップ信号が出力
される。導体中を流れる電流は、このトリップ信号に応
答して遮断される。

図面の簡単な説明本発明のその他の目的と利点については、以下の図面
を参照した詳細な説明から明らかになるであろう。

第１図は、本発明に従う電圧−周波数変換器の機能的
ブロック図である。

第２図は、第１の入力電圧レベルにおける波形を示
す。

第３図は、第２の入力電圧レベルにおける波形を示
す。

第４図は、第１図に示された電圧−周波数変換器の模
式図である。

本発明には各種の修正や別の形の実施例が可能である
が、以下では一例として図面に示した特定の実施例につ
いて、詳細に説明する。しかし、これは本発明をそれら
の特定の実施例に限定することを意図するものではな
く、本発明は逆に、本発明の請求の範囲に定義された本
発明の範囲に含まれる、すべての修正、同等なもの、別
の実施例等を包含するものである。

好適実施例の説明図面を参照して、まず第１図から第３図を参照する
と、電圧−周波数変換器が一般的に符号10で示されてい
る。第２図と第３図は、２つの異なる入力電圧レベルに
おいて、それぞれ節Ａ、Ｂ、Ｃで見た電圧波形を示して
いる。

電力配電システムの全体的な動作において、遮断器
が、各回路に電力を供給する電力線路を保護するために
使用されている。各回路の電力線路は予め定められた電
力量を安全に伝達するように設計され、定格として与え
られている。線路によって電力供給を受けている電気的
な装置が、その線路が設計されている電力よりも大きい
電力を引き出し始めると、その遮断器はそれらの線路を
保護するために、通常、回路インタラプタやトリップ要
素（trip element）を駆動することによって、そこの電
力線路を流れる電流を遮断する。このことは等価的に、
その電気的装置へ流れ込む電流を遮断し、従ってその装
置はそれ以上過剰な電流をその線路を通して引き出すこ
とができなくなる。しかし、遮断機は、消費される電力
が予め定められたレベル以上に上昇した時に直ちに、そ
の電力線路が停止してしまうようには設計されていな
い。予め定められたレベルにおいて連続して動作するよ
うに設計されている線路は、一定の期間は予め定められ
たレベル以上であっても電力を伝達できる。但し、その
期間は電力が増大するにつれて短縮される。遮断器は線
路上の電力に逆比例する期間、その電力を伝達すること
ができる。

電流は次の式に従って電気的導体を加熱する：Ｔ＝I² ここで、Ｔは導体の温度であり、Ｉは導体を流れる電
流である。電圧−周波数変換器10の目的は電力線路中の
電流をモニタすることであり、また線路中の電流に比例
する出力を提供することである。一般的に符号11で示さ
れた、付随トリップ回路がその出力を受け取り、適切な
遅延の後に、過電流状況にある電流を遮断する。もし、
入力電圧をVinとするなら、電圧−周波数変換器10の出
力周波数f outは次の式で与えられる： f out＝Ｋ（Vin）^２ここで、Ｋは定数である。

電圧−周波数変換器10の入力と出力との関係は、導体
の温度とそれを流れる電流との間の関係に類似してい
る。電圧−周波数変換器10に関するこの型の入力／出力
関係は、電圧−周波数変換器の回路を複雑にすることな
く、遮断器に関するトリップ回路を大幅に簡略化するも
のである。

第１図に示されたように、電圧−周波数変換器10は入
力電圧Vinを受け取り、入力電圧Vinに比例した周波数f
outを有する周波数信号を出力する。入力電圧Vinはゆっ
くり変動する直流電圧として入力ライン12、14上に現
れ、それは電力需要の増減によって引き起こされる線路
電流の変動に応答して過渡的に変動する。入力電圧Vin
は、導体中の電流に比例する信号を発生する変流器（図
示されていない）から受け取られるのが望ましい。次に
この電信号は整流器を経て、電圧信号へ変換される。電
力線路中の電力が予め定められたレベル以上に増大する
と、その電力線路が電力を伝達し続けることのできる時
間は減少する。出力周波数f outが線路上の電流に相関
しているので、いつ、遮断器をトリップさせて電力線路
を遮断するかを決定するために、周波数f outがモニタ
される。

電圧−周波数変換器10は周波数f outを有する出力信
号を発生させるために、２つの充電回路16、18を使用し
ている。これらの充電回路16、18は出力周波数f outの
周期Ｔのそれぞれの部分T1、T2（第２図と第３図を参
照）を制御するために、相補的に交互に充、放電する。
セット／リセットフリップフロップ20が、交代で、各充
電回路16、18を充電または放電モードへスイッチする。
第１の充電回路16は、非反転端子に入力電圧Vinを受信
する積分器22を含んでいる。積分器22は、第2A図に傾斜
部分T1で示したように、節Ａへ上方へ傾斜した出力を発
生する。積分器22の出力は第１の比較器24へつながれ、
第１の比較器24は、積分器22の出力が電圧設定点V1を越
える時に状態を変化させる。比較器24の出力はセット／
リセットフリップフロップ20の“セット”入力をスイッ
チする。これは、第2C図にT1部分とT2部分で示したよう
に、節Ｃにおけるフリップフロップ20の出力の状態を変
化させる。

フリップフロップ20の出力が状態を変化させた時は、
積分器22とフリップフロップ20との間につながれた電流
源26が積分器22の放電を開始する。この放電は第2A図の
下方へ傾斜した部分T2で示されている。また、フリップ
フロップ20の出力の遷移は、他方で第１の充電回路16が
放電している間に、第2B図にT2部分で示されたように、
第２の充電回路18に充電を開始させる。このことは、入
力電圧Vinを受け取り、入力電圧Vinの大きさに相対的な
大きさを有する電流を出力する電流源28によって行われ
る。この出力電流が、第２の比較器32の非反転入力へつ
ながれたコンデンサ30を充電する。基準電圧V2が第２の
比較器32の反転入力に供給されている。コンデンサ30上
の電圧が基準電圧V2を越える時には、第２の比較器32の
出力が状態をスイッチして、フリップフロップ20をリセ
ットする。フリップフロップ20のこの遷移は、電流源26
をターンオフさせ、積分器22が再充電されるのを許容す
る。この遷移はまた、コンデンサ30と回路アースとの間
につながれたスイッチ34を閉じ、それによってコンデン
サ30は急速に放電する。この放電は第2B図中に鋭い下方
への遷移波形によって示されている。

フリップフロップ20の出力の遷移は、T1とT2の部分で
構成される周期Ｔを有する、出力周波数f outを作り出
す。入力電圧Vinが、２つの充電回路16、18に関する充
電速度を、従ってフリップフロップ20の出力の周期Ｔを
決定する。充電回路16、18の各々に関する充電時間が、
出力周期数f outの各々の部分T1、T2の長さを決定し、T
1とT2の部分は共通入力電圧Vinのために、互いに相関し
ている。

第３図は、第２図のそれらと類似の波形を示してい
る。第３図の波形を生み出す入力電圧Vinは、第２図の
波形を生み出した入力電圧Vinよりも大きい。第2C図と
第3C図を比較することによって、より大きい入力電圧Vi
nが、より高い周波数を持つ出力を作り出すことが分か
る。充電回路16、18を充電する入力電圧Vinが大きくな
るほど、より急速に、従ってより高速にフリップフロッ
プ20がスイッチングする。第１の充電回路16の出力は、
より短い時間で電圧設定点V1へ到達するので、周期Ｔの
T1部分は短くなる。同様に、入力電圧Vinが大きくなる
と、電圧制御の電流源28がより大きい電流を出力するよ
うになり、そのためコンデンサ30はより短い時間で電圧
設定点V2へ充電されることになり、従って周期の部分T2
は短くなる。充電時間が短くなることの全体的な効果
は、フリップフロップ20からの出力がより短い周期Ｔを
持ち、より高い周波数f outを持つことである。

第１図に戻って、フリップフロップ20からの周波数信
号は、トリップ回路11によって受け取られる。このトリ
ップ回路11は、出力信号f outを処理するために、アナ
ログ式でも、デジタル式でも、各種の形態をとることが
可能である。第１図には、トリップ回路11の好適なデジ
タル式構成が示され、それは出力周波数信号を受け取る
リセット可能な計数器36を含んでいる。計数器36は周波
数信号のパルスを計数し、計数器36がリセットする前に
計数値がトリップ設定点を越えると、継電器電力回路
（図示されていない）へトリップ信号を出力する。計数
器36をリセットするために、レベル検出器38が入力電圧
Vinを受け取り、入力電圧Vinの大きさに応じて計数器36
を制御している。リセット信号を計数器36へ供給するこ
とによって、計数器36は予め定められた計数値（典型的
には零）へリセットされる。

レベル検出器38は、入力電圧Vinが予め定められた設
定点、典型的には導体の定格電流の約110％を越える
と、計数器36を駆動する。駆動されている間、計数器36
は電圧−周波数変換器10の出力からのパルスを計数し、
遅延装置として働く。もし、入力電圧Vinが前記予め定
められた設定点よりも予め定められた量低下した時、典
型的は導体の定格電流の約105％に対応する値に低下し
た時には、レベル検出器38は計数器36を停止させる。し
かし、もし入力電圧が前記予め定められた設定点を越し
続ければ、計数器36はいずれトリップ設定点に到達し、
導体中を流れる電流を遮断するための継電器を駆動する
トリガとなるトリップ信号を出力することになる。計数
器36がトリップ設定点まで計数するのに掛かる時間が遅
延時間となる。高周波数は計数器36を高速で計数させる
ため、計数器36はより短時間でトリップ設定点へ到達
し、より短い遅延時間を供給することになる。

電圧−周波数変換器10の好適実施例に関する模式図が
第４図に示されている。入力電圧Vinは抵抗42を経て積
分演算増幅器40の非反転入力へ受け取られる。増幅器40
の負帰還ループ中にコンデンサ44が設けられており、そ
れが入力電圧Vinの大きさに依存した速度で充電される
ようになっている。比較器45の非反転入力がこの積分演
算増幅器40の出力を受け取る。比較器45の反転入力は、
抵抗49と51で構成された電圧分割器48からのしきい値電
圧V1を受け取る。コンデンサ44両端間の電圧が電圧V1を
越えた時には、比較器45はセット／リセットフリップフ
ロップ20の“セット”入力へ、“高”電圧（＋５ないし
＋15ボルト）を出力する。

比較器45からの“高”電圧は、抵抗50を経てトランジ
スタ53のベースへ受け取られ、そのトランジスタ53を飽
和させ、電流を流させる。抵抗52を通って正の電圧源＋
Ｖからトランジスタ53のコレクタへ電流が流れることに
よって、フリップフロップ20の出力であるコレクタの電
圧が“低”電圧（約0.5ボルト）となる。トランジスタ5
4のベースはトランジスタ53のコレクタへつながれてお
り、従って、それは“低”電圧信号を受け取って、非導
通となる。トランジスタ54が非導通状態にある時には、
トランジスタ56のベースは、トランジスタ54のエミッタ
が抵抗55を通してそれへつながっているために、“低”
電圧になる。このようにして、トランジスタ56もまた非
導通となる。トランジスタ56のコレクタは、トランジス
タ56のコレクタと正の電圧源＋Ｖとの間につながれた抵
抗58両端間に電圧降下がないため、“高”電圧となる。

フリップフロップ20の出力が、両充電回路16、18をト
リガする。第１の充電回路16では、この出力が、コンデ
ンサ44を充電、放電させるための電流源26を交互にター
ンオン、ターンオフする。フリップフロップ20の出力か
らの電圧信号は抵抗62を経てトランジスタ60のベースへ
受け取られる。この信号が“低”である時には、それは
トランジスタ60を非導通にする。非導通状態において
は、正の電圧源＋Ｖとトランジスタ60のコレクタとの間
につながれた抵抗64の両端で正の電圧源＋Ｖからの電圧
降下がない。従って、トランジスタ60のコレクタは
“高”電圧になる。トランジスタ66のベースがトランジ
スタ60のコレクタへつながれているため、この“高”電
圧信号を受け取って、トランジスタ66が導通する。

２つのトランジスタ68、70が、電流ミラー（current mirror）配置につながれており、トランジス
タ68のコレクタがトランジスタ66のコレクタへつながれ
ている。この構成で、導通トランジスタ66はトランジス
タ68、70をも導通させる。電流Idがトランジスタ72のコ
レクタを通してコンデンサ44へ流れる。トランジスタ72
はそれのエミッタをトランジスタ70のコレクタへつなが
れ、またそのベースをトランジスタ73のコレクタへつな
がれている。トランジスタ73のベースはトランジスタ66
のエミッタへつながれ、またそれのエミッタは抵抗78を
通してアースへつながれている。電流Idは、トランジス
タ66、68の飽和特性と抵抗78の値とによって決まる。電
流Idは、増幅器40からコンデンサ44へ流れる充電電流I1
よりも大きく選ばれる。充電電流I1は入力電圧Vinが存
在する限り存在し、従って、コンデンサ44を放電させる
ためには、放電電流Idは充電電流よりも大きくなければ
ならない。充電電流Idは本質的に一定であるから、コン
デンサ44は第２の充電回路18の充電時間によって決まる
時間T2の間、入力電圧Vinで決まる速度で放電する。

第１の充電回路16が放電している間、第２の充電回路
18が充電する。第２の充電回路18はここでは、ベースを
フリップフロップ20の出力信号へつながれ、エミッタを
アースされたトランジスタ80のコレクタとアースとの間
につながれたコンデンサ82として示された充電要素を含
んでいる。コンデンサ82はまた、非反転演算増幅器84と
抵抗86、88、90、92を含む電圧制御の電流源28へつなが
れている。抵抗86は演算増幅器84の反転入力を回路アー
スへつなぎ、また抵抗90、92は演算増幅器84の帰還ルー
プ中につながれている。演算増幅器84は、抵抗88を通し
てそれの非反転入力へ入力電圧Vinを受け取る。抵抗8
6、88、90、92は、単に出力電流I2を入力電圧Vinに対し
てスケーリングするためのものであり、これらの抵抗の
抵抗値は、出力電流I2の大きさを部分的に調節するよう
に選ばれる。フリップフロップ20の出力が“低”の時
は、それはトランジスタ80の非導通にして、コンデンサ
がトランジスタ80を通して回路アースへ放電されるのを
防止する。アースへの経路が存在しないため、電流源28
はコンデンサ82を電流I2で充電する。

第４図で、コンデンサ82の出力は演算増幅器95の非反
転入力へつながれ、この演算増幅器95は、それの反転端
子へ、抵抗96、97で構成される電圧分割器94から基準電
圧V2を供給されている。増幅器95の出力は、抵抗59を通
して、トランジスタ56のベースと、トランジスタ54のエ
ミッタへつながる抵抗55との交点として定義される、フ
リップフロップ20の“リセット”入力へつながれてい
る。コンデンサ82両端間の電圧が基準電圧V2を越えた時
は、比較器95がフリップフロップ20の“リセット”入力
へ正の電圧を出力する。正の電圧信号はトランジスタ56
を導通させ、そうして、それのコレクタを“低”電圧に
する。トランジスタ56のコレクタは、コレクタをトラン
ジスタ54のコレクタへつながれ、エミッタを抵抗61を通
してトランジスタ53のベースへつながれたトランジスタ
57のベースへつながれている。トランジスタ56のコレク
タにおける“低”電圧信号は、従って、トランジスタ57
を非導通にする。これは、トランジスタ53のベースを
“低”にし、トランジスタ53を非導通にする。これはト
ランジスタ53のコレクタを“高”にし、コンデンサ82の
ためのアースへの経路を閉ざしてしまう。トランジスタ
53の“高”出力はまた、電流源26をターン・“オフ”
し、再び電流I1がコンデンサ44を充電するようになる。

以下は、第１図と第４図の電圧−周波数変換器10に関
する入力電圧と出力周波数との間の関係を示す簡単な数
学的説明である。積分器40の出力における電圧は入力電
圧Vinの関数として変化することに注意されたい（第２
図と第３図を参照）。

期間T1は次の式で定義される：期間T2は次の式で定義される：式（１）と（２）で、C1はコンデンサ44の容量、C2は
コンデンサ82の容量であり、V1とV2は既に述べた基準電
圧、I1とI2はそれぞれコンデンサ44と82に関する充電電
流である。

ΔＶは次の式で定義される：ここで、Idは電流源26からの放電電流である。

式（３）を用い、そこで定義された値を式（１）と
（２）へ代入することによって、周期Ｔは次の式で定義
される：電流I1とI2はI1＝（K1）（Vin）とI2＝（K2）（Vin）
で定義できる。ここで、K1とK2は定数である。こうし
て、全周期Ｔは次のように定義できる：従って、出力周波数f outは次のように定義できる：式（６）から明らかなように、入力電圧Vinが導体中
に電流に相関しているため、出力周波数f outは導体中
の電流の平方に比例している。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】導体を過剰な電流から保護する回路インタ
ラプタに使用するための電圧−周波数変換器であって：前記導体を流れる電流に相関した信号を生成するための
手段、前記生成手段によって生成された相関信号の大きさに応
じて、第１の予め選ばれた電圧にまで充電を行うための
第１の手段、前記生成された信号の大きさに応じて、第２の予め選ば
れた電圧にまで充電を行うための第２の手段、前記第２の手段が前記第２の予め選ばれた電圧にまで充
電を行っている間に、前記第１の手段を放電させるため
の手段、前記第１の手段が前記第１の予め選ばれた電圧にまで充
電を行っている間に、前記第２の手段を放電させるため
の手段、および前記第１の手段が充電を行っている間に正の電圧パルス
を出力すると共に前記第２の手段が充電を行っている間
に負のパルスを出力して、前記導体電流の２乗に相関す
る周波数を有する周波数信号を表わす前記正と負のパル
スを出力するための手段、を含む前記電圧−周波数変換器。
【請求項２】請求項１に記載の電圧−周波数変換器であ
って、前記第１の手段が：前記生成された信号の大きさに応じた速度で、前記第１
の予め選ばれた電圧まで充電を行い、その充電時間が前
記正のパルスの期間を決定する積分器、を含んでいる前記電圧−周波数変換器。
【請求項３】請求項２に記載の電圧−周波数変換器であ
って、前記第１の手段を放電させるための前記手段が、実質的
に一定の速度で、前記積分器を放電させる電流源、を含んでいる前記電圧−周波数変換器。
【請求項４】請求項１に記載の電圧−周波数変換器であ
って、前記第２の手段が：前記生成された信号の大きさに応じた速度で、蓄積要素
を前記第２の予め選ばれた電圧まで充電して、その充電
時間が前記負のパルスの期間を決定する電流源、を含んでいる前記電圧−周波数変換器。
【請求項５】請求項４に記載の電圧−周波数変換器であ
って、前記第２の手段を放電させるための前記手段が、放電経
路であって、該放電経路を導通させ、また非導通にさせ
るスイッチを有する前記放電経路を含んでいる、前記電
圧−周波数変換器。
【請求項６】請求項１に記載の電圧−周波数変換器であ
って、前記第１の手段が、前記第１の予め選ばれた電圧
までの充電に応じてセット信号を出力する前記電圧−周
波数変換器。
【請求項７】請求項６に記載の電圧−周波数変換器であ
って、前記第２の手段が、前記第２の予め選ばれた電圧
への充電に応じてリセット信号を出力する前記電圧−周
波数変換器。
【請求項８】請求項７に記載の電圧−周波数変換器であ
って、前記パルス出力手段が、前記セットおよびリセッ
ト信号を受け取り、その受け取った信号の一方に応答し
て正のパルスを出力すると共に、前記信号の他方に応答
して負のパルスを出力するフリップフロップを含んでい
る、前記電圧−周波数変換器。
【請求項９】導体を過剰な電流から保護するシステムで
あって：前記導体中を流れる電流に相関した信号を生成するため
の手段、前記生成手段によって生成された前記相関信号によって
充電される第１の蓄積要素を有し、該第１の蓄積要素上
の電荷の大きさに応じて第１の電圧信号を出力する積分
器、前記生成された信号の大きさに応じて電流信号を出力す
る電流源、前記電流信号によって充電される第２の蓄積要素であっ
て、前記第２の蓄積要素上の電荷の大きさに応じて第２
の電圧信号を出力する前記第２の蓄積要素、前記第１の電圧信号を第１の予め選ばれた設定点と比較
して、前記第１の電圧信号が前記第１の予め選ばれた設
定点を越える場合にセット信号を出力する第１の比較
器、前記第２の電圧信号を第２の予め選ばれた設定点と比較
して、前記第２の電圧信号が前記第２の予め選ばれた設
定点を越える場合にリセット信号を出力する第２の比較
器、前記セット信号とリセット信号を受け取り、前記受信さ
れた信号の一方に応答して制御信号を発生させ、しかも
前記受信された信号の他方に応答して前記制御信号を除
去するようにして、その制御信号が前記生成された信号
の２乗に比例して変化する周波数を有するようにしたフ
リップフロップ、前記第２の蓄積要素と放電経路との間につながれ、前記
セット信号に応答して開となり、また前記リセット信号
に応答して閉となるスイッチ、前記第１の蓄積要素につながれ、前記セット信号に応答
して前記第１の蓄積要素へ放電電流を出力し、また前記
リセット信号に応答して前記放電電流を停止させる第２
の電流源、前記生成された信号を受け取り、該生成された信号が第
１の予め定められた大きさより大きくなった場合に開始
信号を発生し、前記生成された信号が第２の予め定めら
れた大きさよりも小さくなった場合に終了信号を出力す
るレベル検出器、および前記開始信号の受信に応答して前記制御信号のパルスを
計数し始め、その計数値が予め選ばれた計数値より大き
くなった場合にトリップ信号を出力し、しかも前記終了
信号の受信に応答してリセットされる計数器、を含んでいる前記システム。