JP2585413B2 - 同一の固体モジュールを使用する低サイドローブフエイズドアレイアンテナ - Google Patents

同一の固体モジュールを使用する低サイドローブフエイズドアレイアンテナ

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JP2585413B2
JP2585413B2 JP63504240A JP50424088A JP2585413B2 JP 2585413 B2 JP2585413 B2 JP 2585413B2 JP 63504240 A JP63504240 A JP 63504240A JP 50424088 A JP50424088 A JP 50424088A JP 2585413 B2 JP2585413 B2 JP 2585413B2
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H01Q3/36—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters

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  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の属する技術分野］ 本発明は、送信および／または受信増幅器を含む能動
RFモジュールを使用するフェイズドアレイアンテナ、特
にこのようなアンテナにおいて低サイドローブを達成す
るためのフェイズドアレイに関する。
［従来の技術］ アンテナビームの指向方向を操縦するためのフェイズ
ドアレイアンテナはよく知られている。さらにフェイズ
ドアレイアンテナの供給回路網と個々のアンテナとの間
に結合されたそれぞれ送信および／または受信増幅器を
備えている能動マイクロ波モジュールを含むフェイズド
アレイアンテナも文献に記載されている。
このようなシステムにおいて生成されるアンテナビー
ムのサイドローブを小さくするように制御する技術も知
られている。送信サイドローブを小さくするために、す
なわち漸減（テーパー状）アレイアパーチャ照射が得ら
れるようにするために従来に使用されている技術の１つ
は、アレイを構成する各放射素子がアパーチャのそれぞ
れの位置に応じて異なるパワーで励振されるようにする
ものであり、そのために各放射素子に対してそれぞれ異
なったパワー出力を有するモジュールが使用される。こ
れは、ビームに隣接したサイドローブを減少させた階段
状アレイアパーチャ分布を与える。しかしながら、この
技術には次のような欠点がある。
まず、各放射素子（アンテナ素子）ごとに異なるパワ
ー出力を有するモジュールを使用するためには各モジユ
ールを個別に設計しなければならないから、製造費を増
加させる。また、各モジュールに異なるパワー出力を与
えるために通常はモジユールの出力段を構成するトラン
ジスタ等の素子の数を変化させている。これは各モジュ
ールによる損失および位相エラーを異ならせることにな
り、結合装置も異なったものが必要であり、システムを
さらに複雑にし、高価にする。
一方、素子アレイアパーチャ分布において漸減ではな
く階段状の分布を使用すると、隣接する部分のサイドロ
ーブは減少するが、ビームから離れた領域において高出
力のサイドローブが生成される欠点がある。
同一の構造のモジュールを使用して漸減（テーパー
状）振幅を得るために、モジュールの供給電圧を変えて
出力パワーを変化させることは、dc対rf効率を低下さ
せ、特にしばしば使用されるクラスＣ増幅器における位
相トラッキングが困難になる。クラスＡ増幅器を使用し
て単に入力を変えるだけで出力は変化させることはでき
るが、典型的に10dBの出力パワーの変動が必要とされる
ためにこのようなクラスＡ増幅器の使用は効率を著しく
低下させる。
同一構造のモジュールを使用する別の技術では、漸減
照射のために異なる数の放射素子からなる小グループに
別けてそれらの各グループに対して等しいパワーを供給
するように送信アレイアパーチャを分解する。これは送
信増幅器の下流に位相シフトを必要とし、そのような位
相シフタの使用によってその方向で1dB以上の損失を生
じさせる。
［発明の解決しようとする課題］ 本発明の１つの目的は、同一の固体モジュールを使用
して上記の欠点を持たない低サイドローブビームを放射
する電子走査フェイズドアレイアンテナを提供すること
である。
本発明の別の目的は、低サイドローブレベルを有する
放射パターンを形成するために同一のモジュールを使用
し、送信増幅器と放射素子との間の損失位相シフタを必
要としないフェイズドアレイアンテナを提供することで
ある。
［課題を解決するための手段］ 上記およびその他の目的は、本発明のフェイズドアレ
イによって達成される。
本発明のフェイズドアレイは、幅の狭いビームでそれ
に比較して広い角度範囲を走査するフェイズドアレイに
おいて、入力信号をそれぞれ等しいパワーおよび位相を
有するＮ個の供給出力に分割する分割手段と、この分割
された供給出力の対応する１つをそれぞれ供給され、ｎ
を１からＮまで変化する整数とし、ψを位相シフト値と
して、前記分割手段から供給された各供給出力の位相を
位相量ｎψだけシフトするＮ個のビーム指向方向操縦位
相シフタと、互いに隣接して等間隔で配置され、直線的
な主素子アレイアパーチャを形成するＮ個の主放射素子
と、主放射素子と直線的に整列されて配置され、補助素
子アレイアパーチャを形成するＮ個の補助放射素子と、
供給出力における信号パワーを主放射素子とそれに対応
する補助放射素子との間で分割し、素子アレイアパーチ
ャを横切って均一な位相勾配が主素子アレイアパーチャ
の各放射素子と補助素子アレイアパーチャの各放射素子
との間で得られるように、各位相シフトされた供給出力
を主放射素子および対応する補助放射素子に結合する手
段と、補助放射素子に供給される各信号の位相を修正し
て主素子アレイアパーチャおよび補助素子アレイアパー
チャの各隣接する放射素子の間の線形な位相連続性を達
成させる位相修正手段とを具備し、各放射素子に対する
位相シフト値は前記均一な位相勾配を生成するように選
択され、が（Ｎ＋１）/2に等しく、ｍが１からｎまで
変化する整数として関係（２π/N）（ｍ−）または
（２π/N）（ｎ−/2）の１つによって定められたディ
スクリートなビーム指向方向操縦位相シフト値の１つに
対応し、位相修正手段は2N個のビームを形成するために
０またはπラジアンのいずれかによって前記Ｎ個の補助
放射素子の全てに供給された信号を選択的に位相シフト
するためのＮ個の２状態位相シフト素子を具備している
ことを特徴とする。
補助素子は主素子のアレイアパーチャの一方または両
方の端部に設けられることができる。
主素子アレイアパーチャおよび補助素子アパーチャ
は、線形複合アレイアパーチャを形成する。均一な位相
勾配が主素子アレイアパーチャの各素子と補助素子アレ
イアパーチャの各素子との間に生成されるように主放射
素子および対応した補助放射素子の１つに各位相シフト
された供給出力を結合する手段が設けられている。両状
態位相修正装置は、主アパーチャと補助アレイアパーチ
ャの隣接した各素子間における位相を連続させるために
補助素子に供給される各信号の位相を修正するために使
用される。結合手段、ビーム方向操縦位相シフタおよび
両状態位相修正装置はＮ個のモジュールを形成すること
が好ましい。ビームステアリング位相シフタおよび両状
態位相シフタを適切に制御することによって、アレイに
よって発生されるビームは１組のディスクリートな角度
範囲で走査されてもよい。
各実施形態において、実質的に同一のモジュールが相
互に交換可能に使用されることができる。
本発明のこれらおよびその他の特徴および利点は、以
下の実施例の詳細な説明および添付図面からさらに明ら
かになるであろう。
［図面の簡単な説明］ 第１図は、均一な共同供給回路網に接続された位相シ
フタのアレイによって給電されたＮ個の主放射素子およ
びそれと組合わせられたＮ個の付加的な補助放射素子よ
り構成されている2N個の素子よりなる拡大された送信ア
レイを示す回路図である。
第２図は第１図のアレイに対する素子アレイアパーチ
ャの送信出力分布の１位相例を示すグラフであり、アレ
イアパーチャに対し直線的な位相発展を得るために本発
明によって主アレイアパーチャと補助アレイアパーチャ
との間の位相修正を示す。
第３図は、第１図の拡大アレイに対する漸減された振
幅分布の１例のグラフであり、主素子および対応した結
合素子からの各振幅を示す。
第４図は、位相シフタがＮ個の素子バトラー（Butle
r）マトリックスまたは多重ビームマトリクスとして同
一のディスクリート位相勾配を生成するときに、第１図
の主素子アレイから形成されるビームを表わす簡単な素
子アレイビームパターンである。
第５図は、第１図の拡大された素子アレイと共に形成
されたディスクリードバトラー位相シフトを使用するデ
ィスクリードビームを表わす簡単な素子アレイビームパ
ターンである。
第６図は、第１図の拡大された素子アレイおける各１
対の放射素子の所望の位相および振幅を得るためのマジ
ックＴ電力分割器の使用を示す。
第7A図は、本発明の特徴の１つを使用した送信モジュ
ールの１例である。
第7B図は、第7A図に示された送信モジュールを使用し
たアレイシステムのブロック図である。
第8A図は、第8B図に示された27.5dBのサイドローブを
生じる第１図の拡大されたアレイに対する漸減された振
幅分布の一例を示す表であり、試行錯誤によって得られ
たものである。
第９図は、2N個の素子の拡大されたアレイを近接した
配列で形成するためにＮ個の付加素子と組分せられたＮ
個の基本素子を含む別の線形供給源の実施例を表わす回
路図である。
第10A図は単一パルス動作用の送信／受信モジュール
の１例である。
第10B図は第10A図に示された送信／受信モジュールを
使用する素子アレイシステムのブロック図である。
第11図は、本発明による固体送信／受信モジュールパ
ッケージの斜視図である。
第12A図乃至第12C図は本発明により使用される基本送
信回路の３つの実施例をそれぞれ示す。
第13図は、本発明にしたがって使用される２次元アレ
イの主素子アレイと補助素子アレイとの間の接続の概略
を示す。
第14図は、第13図の２次元素子アレイを形成する相互
接続された素子アレイアパーチャを簡単に示す。
第15図は、第13図および第14図の２次元素子アレイ用
の本発明を使用する送信モジュールを簡単に示す。
第16図は、平面素子アレイにおける１個の主放射素子
および３個の補助放射素子を有する実施例の概略図を示
す。
第17図は、第16図の素子アレイにおいて使用可能な送
信モジュールの実施例を概略図を示す。
［発明の実施形態］ 本発明の基本的な動作原理は、第１図に示されたよう
な送信アレイ50をまず検討することによってより良く理
解されることができる。振幅および位相が等しい出力を
生成する出力端子58乃至59を具備した均一共同供給回路
55は、Ｎ個の位相シフタのアレイ60乃至63およびＮ個の
放射素子72乃至75に供給する。個数Ｎは以下の好ましい
実施例において偶数とされる。
ここでは“送信”という用語が種々の箇所で使用され
ているが、当業者はこの反対のことが受信モードにおけ
る同一または少なくとも類似の動作を示すことを理解す
るであろう。それ故“送信”という用語は説明し易くす
るためにだけそれらの例において使用され、事実上受信
動作を含んでもよい。同様に“放射”という用語も“受
信”を含んでもよい。
位相シフタ60は放射素子72（R1）および76（RN+1）に
供給する結合器80を有し、位相シフタ61は放射素子73
（R2）および77（RN+2）に供給する結合器81を有し、位
相シフタ62は放射素子74および70に供給する結合器82を
有し、また位相シフタ63は放射素子75および71に供給す
る結合器83を有する。位相修正装置85乃至88は放射素子
70を結合器82に、放射素子71を結合器83に、放射素子76
を結合器80におよび放射素子77を結合器81にそれぞれ結
合する。各位相修正装置は各対の素子間において位相シ
フトαを形成するように機能する。
アレイ制御装置40は制御信号を各位相シフタ60乃至63
および85乃至88に供給し、これらの位相シフタによって
導入される各位相シフトを制御する。
放射素子72乃至75を含むアレイは主素子アレイアパー
チャを、放射素子70および71を含む素子アレイは第１の
補助素子アレイアレイアパーチャを、また放射素子76お
よび77を含む素子アレイは第２の補助素子アレイアレイ
アパーチャを形成しているものとして示される。ビーム
方向操縦位相シフタ60乃至63が放射素子間の位相勾配度
ψに関与しているならば、３つのアレイアパーチャ全て
に同じ勾配が存在する。しかしながら主素子アレイアレ
イアパーチャと１つの補助素子アレイアレイアパーチャ
間の境界の位相変化は連続していない。この位相の不連
続が第２図に示されており、実線が素子アレイアレイア
パーチャの位相分布を素子アレイアパーチャを横切る距
離の関数として示す。位相修正装置85乃至88は、位相の
不連続をなくするために補助素子70,71,76,77における
位相を調節するために設けられている。位相修正装置85
乃至88の位相シフトαの大きさは、放射素子71（R0）と
72（R1）間および放射素子75（RN）と76（RN+1）間の位
相連続性を生成させるように選択される。その結果、主
アレイアパーチャと第１および第２の補助アレイアパー
チャとを含む全体のアレイアレイアパーチャを横切る連
続した線形位相となる。第１および第２の補助アレイア
パーチャの修正された位置は第２図において点線で示さ
れている。さらに全体のアレイアパーチャによって生成
されたビームは、ビームステアリング位相勾配ψおよび
修正した位相シフトαを変化させることによって空間中
で走査されてもよい。
結合器80乃至83の結合値は、素子ｎおよびｎ＋Ｎにお
いて（結合器から生じた）振幅AnおよびAn+N間のエネル
ギ維持関係を満足する漸減アレイアパーチャ照射を生成
するように選択されてもよい。
An 2＋An+N 2＝定数， −（Ｎ＋１）/2＜ｎ＜（Ｎ＋１）/2 第３図には、結合器80乃至83の適切な結合値の選択
と、第１図の放射素子アレイのアレイアパーチャ上の距
離の関数として漸減された（テーパー状の）零時的な放
射素子アレイアパーチャの振幅分布が示されている。こ
の分布例は、ビームを外れたアレイパターンにおける低
サイドローブを達成するために漸減されたものである。
例示された放射素子Riの位置が第３図に示されており、
この主放射素子Riに結合され第２の補助素子アレイ中の
放射素子Ri+Nはそれに対応した位置に配置される。放射
素子の所望の分布および位置が与えられると、各放射素
子における所望の振幅が容易に得られる。必要な結合計
数は、各素子の所望の対応した振幅から計算されてもよ
い。例えば第３図において放射素子Riにおける分布振幅
がcosβとして変動し、一方素子Ri+Nにおける振幅はsin
βとして変動し、βは結合器のパワー結合係数（cos2β
＋sin2β＝１）を表わす。
一般的な場合において、素子間の位相の漸進的な変化
量および修正位相角度αはいずれの所望するビーム角度
でもアレイビームを走査するように選択される。拡大さ
れた素子アレイアパーチャを横断する方向に沿った連続
した線形位相に必要な位相シフトαの対応した値は以下
の方法で計算されてもよい。均一な振幅および一定の位
相の漸進的な変化量ψに対する各放射素子における出力
電圧は； Vn＝ｅｊ（ｎ−）ψ （１） ｎ＝1,…N,＝（１＋Ｎ）/2 滑らかな位相の漸進的な変化のためには； VN+1/VN＝ｅｊψ （2a） ここで VN+1＝V1eｊα （2b） １またはＮと等しいｎを有する式１と式2bとを式2aに
代入すると式３の関係が成立つ； ｅｊ（Ｎψ−α）＝１ （３） 任意のψに対して式１を満足させるために、位相修正
装置85乃至88は０度乃至360度の範囲にわたって変化さ
れる。現在の技術において、このような位相シフタ利用
できるが、いくつかの適用に対して望ましくない著しい
損失を与える可能性がある。
位相修正装置85乃至88は、位相の漸進的な変化量ψの
特定の１組の値、すなわちバトラーマトリクスの特性の
位相シフトに対して簡単化され、もしくは除去されるこ
とができる。
第１図の均一共同供給回路55およびビーム方向操縦位
相シフタ80乃至63は、Ｎ個のポート（Ｎ個の入力および
Ｎ個の出力）バトラーマトリクスの一部分と等価なもの
と同じ機能をしているように見える。共同供給回路55お
よび位相シフタ60乃至63は、任意所定の時間において単
一のビームだけを与えるが、異なるビームは位相シフタ
60乃至63の位相シフトψを変えることによって発生され
ることができる。一般的なバトラーマトリクスは、各々
が素子の利得のＮ倍の利得を持つＮ個の等間隔ビームを
同時に生成することができる。バトラーマトリクスは技
術的に良く知られており、例えばJ.P.シェルトンおよび
K.S.ケラーによる文献（“Multiple Beams from Linear
Arrays",IEEEトランスアクション、アンテナおよび伝
播,Vol.AP−9,154頁,1961年３月）に記載されている。
式１はバトラーマトリクスの特徴である位相シフト対
する位相関係を示し、 ψ＝（２π/N）（ｍ−）， ここで＝（１＋Ｎ）/2,m＝１…Ｎ （４） これらの特徴の位相シフトにより、Ｎ個のポートのバ
トラーマトリクスによって給電されるＮ個の等間隔の放
射素子のアレイは第４図に示されたビーム、すなわち4d
Bの交差点のsin x/xのパターンを生成する。第１図に示
されるような拡大されたアレイアパーチャを形成するた
めに2N個の放射素子を供給する結合器80乃至83を使用す
ることによって、また式４に特定された１組の位相シフ
トを与える位相シフタ60乃至63により、第１図の結果的
な全体のアレイアレイアパーチャはバトラーマトリック
スの２倍の大きさになり、また第５図において実線のビ
ームで示されるように同じ方向に向けられたビームは約
半分の幅（全て等しいエネルギ分割に対して正確に半
分）になる。ビームのクロスオーバーは、（等価なパワ
ー分割結合器のための０において）非常に低い。J.P.シ
ェルトンによる文献（“Reduces Sidelobes for Batler
Matrix Fed Linear Arrays",IEEEトランスアクショ
ン、アンテナおよび伝播,Vol.AP−17,645頁,1969年９
月）参照。
走査領域にわたって完全なカバレージを得るために、
ビーム方向操縦位相シフタを使用して（第５図において
点線で示された）不足ビームを補充する必要がある。
ψ＝（２π/N）（ｍ−＋1/2）,m＝1,…Ｎ （５） 式４または式５によって与えられる順次変化する位相
が式３に代入され、２πの多数倍が消去された場合、Ｎ
が偶数ならば、α＝πまたは０になり、Ｎが奇数なら
ば、α＝０またはπである。Ｎが偶数または奇数のいず
れかの場合、式５を満足させるために２つの位相状態α
＝０またはπを持つことが必要である。したがって主放
射素子Rnおよび対応した補助放射素子Rn+NまたはRn-Nが
一方のビームの組（α＝０）に対し同位相で励起され、
もしくは他方のビームの組（α＝π）の逆位相で励起さ
れる。そのように選択されたψおよびαにより、位相は
放射素子R0とR1との間においても同様に連続する。した
がって、式４および式５によって特定されたバトラー位
相シフトの特別なケースに対する位相修正装置85乃至88
は２つの可能な状態０またはπを有する２状態位相修正
装置でよいため装置が簡単化される。
結合器80乃至83は漸減された振幅分布を生じるように
選択されてもよく、ビーム方向操縦位相シフタ60乃至83
によって与えられた順次変化する位相シフトは以下の式
によって与えられるディスクリート角度Θにビームを配
置するように選択されてよい。
kd sinΘ＝ψ （６） ここにおいてｄは放射素子の間隔であり、ｋは２π／
λであり、λは波長である。Θはアレイの垂線に対する
角度であり、ψは式４または式５によって与えられ、α
は０またはπのいずれかである。
２状態位相修正装置85乃至88による損失は、現在の技
術においては典型的に1dBである。これらの装置は、所
望の振幅および位相αの両者を生成する位相を使用する
ことによって除去されることができる。マジックＴ結合
器のサイドアームが、位相＋φ１および−φ１を有する
２つの等しい振幅の信号1/（２）1/2によって励起さ
れ、合計アーム、すなわち和アームの出力はcosφ１で
あり、差動アーム、すなわち差アームの出力はsinφ１
であり、ここにおいてφ１は正確なパワー分割を生じる
ように選択される。これは第１図のビーム方向操縦位相
シフタ60乃至63の１つおよび２状態位相修正装置85乃至
88の対応した１つと等価な回路を示す第６図に示されて
いる。
第６図の回路はマジックＴの４ポート結合器を使用
し、この結合器は当業者に良く知られており、サミュエ
ル・シルバーによる文献（“Microwave Antenna Thory
and Design",1965,1949,ドーバー出版,572頁）に記載さ
れている。第６図のマジックＴ回路において、両信号が
実数であるような一定のπ/2の遅延が加えられている。
φ１が−φ１によって置換されるならば、和信号はcos
φ１において同じで変化しないが、差アーム信号が符号
を変える。その結果、前記の結合器80乃至83の関数は位
相φ１の大きさを選択することによって決定され、２状
態位相シフタ85乃至88の関数はφ１の符号によって定め
られる。この回路の別の実施形態は、マジックＴをクア
ドラチュアハイブリッド機能と置換し、±φ１を生成す
る位相シフタ間に一定のπ/2の位相差をプログラムす
る。
送信モードのための本発明の基本モジュールの構成ブ
ロック100が第7A図に示されている。モジュール100は特
性バトラー位相シフトφ＝ｎπ（2m−２）またはφ＝
ｎπ（2m＋１−２）/Nの一方を与えるビーム方向操縦
位相シフタ102を含む。位相シフタ104および106は、第
５図に関して詳述されたようなパワー分割および位相修
正機能を行なうために±φ１および の位相シフトをそれぞれ与える。
位相シフタ104および106の出力は、同じ固体高電力送
信増幅器108および110に入力として与えられる。これら
増幅器の出力はマジックＴ結合器112のサイドアームに
それぞれ接続されている。マジックＴの和アームの出力
である入力ポート124における単位入力信号に対する信
号cosφ1 eｊφは、放射素子Rnに結合される。マジック
Ｔの差アームの出力は、信号±sinφ1 eｊφを供給する
ために−π/2だけ位相をシフトされ、放射素子Rn+Nに結
合される。
第7A図の位相シフタ102によって与えられるビーム方
向操縦機能は、位相シフタ104および106の機能と組合せ
られることができる。したがって一方がφ±φ１を、他
方が を生成する２つの位相シフタ102しか必要としない。
第7A図のモジュールの実施例の使用方法は、いくつか
の例を検討することによって理解されるであろう。第7B
図に示されているアレイ制御装置40は、ビームを2N個の
ディスクリートなビームの所望の１つに導くように式４
または式５にしたがって各モジュールのビーム方向操縦
位相シフタ102の位相φを制御する。位相シフタ104およ
び106の位相シフトφ１の大きさはゼロに設定されても
よい。値φ１は主アレイアパーチャ放射素子と対応した
補助アレイアパーチャ放射素子との間の相対的なパワー
分割を制御することによってアレイアパーチャ分布を選
択する。ゼロに設定されたφ１によって補助アレイアパ
ーチャ素子に供給されるパワーはなく（sin0＝０）、ま
た送信信号パワーは主素子アレイアパーチャを含むＮ個
の放射素子の間で等しく分割される。
第２の実施例は、位相シフトφ１＝π/4ラジアン、す
なわち45゜に対するケースである。このケースにおい
て、各モジュールの送信信号のパワーは主放射素子とそ
れに対応した補助放射素子との間で等しく分割される。
したがって均一のアレイアパーチャ分布は2N個の放射素
子の拡大されたアレイ全体に対して与えられる。この分
布が、第１の例（φ１＝０）によって生成されるものの
1.5倍のビーム幅に対する利得を最大にする。
位相値φ１は上記の漸減照射を形成するように選択さ
れて結果的な全体の放射パターンのサイドローブレベル
を最少にする。これは当業者によって理解されるであろ
う。
さらに第7A図の実施例の重要な利点は、増幅器と放射
素子との間に損失装置がないために高電力増幅器108お
よび110によって供給される信号パワー全てが実質的に
放射素子に与えられることである。
第7B図は、それぞれが第7A図に示されるようなモジュ
ールでそれぞれ構成されたＮ個の送信モジュールM1乃至
MNを使用するライン源送信アレイを示す。第7B図のアレ
イは、送信モジュールM1乃至MNが第１図における別々の
ビーム方向操縦位相シフタ60乃至63、結合器80乃至83お
よび２状態位相修正装置85乃至88を置換したものであ
る。したがって、均一共同供給回路網55は単一の入力信
号を等しい振幅と位相を有するＮ個の回路網出力信号に
分割される。各モジュールM1乃至MNは互いに同一であ
る。
たとえ理想的な素子を用いても、第7A図に示された形
状どおりのモジュールによって生成されることができる
サイドローブレベルには限界がある。これは素子アレイ
アパーチャ分布におけるマジックＴ結合器112による制
限のために生じる。この制限は、長さＤのアパーチャを
横切って連続する対称的な分布に対して以下の形で示さ
れてもよい。
A2（ｘ）＋A2（D/2−ｘ）−2A2（D/A）， （７） ここでｘはアレイアパーチャに沿った距離を表わす。
例えば余弦分布 Ａ（ｘ）＝cos（πx/D） （８） は制限を満たし、23dBのサイドローブを生成する。第２
のアレイアパーチャ分布は第8A図に示されており、第8B
図に示されるような27.5dBのサイドローブを生成する。
これらの結果は試行錯誤（トライ・アンドエラー）の技
術を使用して得られた。当業者は、低サイドローブを実
現するためにさらに厳密な試行錯誤の技術を使用しても
よい。しかしながら、最後にはサイドローブがさらに低
下されると必ず過剰にビームが拡大し利得が低下する状
態に至る。
この場合において、僅かな損失の利用が以下のように
さらに高い利得を有する低いサイドローブを生成し得
る。（式７の制限を満たさないテイラー（Taylor）分布
のような）所望の分布Ｂ（ｘ）に対して、最大効率を有
するＢ（ｘ）を生成するために減衰手段によって変形さ
れてよく、式７を満たす最適な分布Ａ（ｘ）がある。こ
の分布は以下のような関数γ（ｘ）の項で与えられる： Ａ（ｘ）＝sinγ（ｘ）,0≦ｘ≦D/4; （9a） ＝cosγ（D/2−ｘ）,D/4≦ｘ≦D/2; （9b） tanγ（ｘ）＝Ｂ（ｘ）/B（D/2−ｘ）,0≦ｘ≦D/4 結果の効率は： ここにおいて、1/K2は、０≦ｘ≦D/2の範囲におい
て、B2（ｘ）（ｘ）＋B2（D/2−ｘ）の最少値である。
例えば、 Ｂ（ｘ）＝cosπx/Dならば、γ＝π/2−πx/D,A（ｘ）
＝Ｂ（ｘ）であり、損失はない。32dBのテイラー級数分
布に対してｎ＝４の分布の計算は効率損失が−0.48dBで
あり、最も実際的な場合において安価であることを示
す。
別のライン源の実施例が第９図に示されている。この
実施例において、第１図の回路の半分が除去されてい
る。この実施例はＮ個の主放射素子およびＮ個の補助放
射素子を含む。この実施例において、Ｎは偶数である必
要はない。例えばR1およびRN＋１等の素子対は、符号90
で示されるような結合器を通じて互いに接続され、αの
位相シフトが第１図に対する上述された方法と類似した
対応した方法で補助放射素子と共に使用される。第９図
の実施例は、第１図のような素子への偶数要求により制
限されない。第１図において、補助素子によって主素子
を囲むためには、偶数すなわち４で分割できる数の主放
射素子が使用されることが必要である。これは、第２の
補助アレイアパーチャ中の素子数とは異なる第１の補助
アパーチャの素子数により不均衡が生じるからである。
第９図の実施例にはこのような制限がなく、どのような
数の素子でも使用されてよい。
第１の実施例の動作に関する説明は、素子アレイアパ
ーチャを横切る素子アレイアパーチャ分布の位相が第２
図に示された２つの不連続とは異なる１つの不連続だけ
を有することを除けば、第９図の実施例に適用できる。
しかしながら、その不連続は第１の実施例の主素子アレ
イと第２の補助素子アレイとの間の修正に対応した手段
によって修正される。
送信および受信動作に適した本発明の平面アレイの実
施例が第10A図、第10B図および第11図に示されている。
単一パルス受信モードに適用させるために、サーキュレ
ータ／デュプレクサおよび低雑音増幅器がアレイの各放
射素子に近接して挿入される。十分な利得によってこれ
らの増幅器は、損失パワー分割および減衰がペナルティ
なしで下流で使用されることができるような信号・雑音
比を設定する。送信／受信（T/R）モジュール130が一例
として第10A図に示されている。T/Rモジュール130は、
（第7A図に示された）送信モジュールセクション100を
含む。送信共同供給回路55からの送信信号は、各T/Rモ
ジュールの送信入力ポート124へ入力として供給され
る。モジュールセクション100は減衰装置116,118および
サーキュレータ120,122のそれぞれを介して放射素子Rn
およびRn+Nに結合されている。
モジュール130の受信セクション150はサーキュレータ
／デュプレクサ120,122および低雑音増幅器158,162を介
して放射素子RnおよびRn+Nに結合されている。セクショ
ン150はポート172,154において受信合計および差動信号
を出力する。増幅器158および162からの出力は、受信セ
クション150のマジックＴ結合器178,180の和アームおよ
び差アームにそれぞれ結合されている。これらの各結合
器の差アームおよび和アームは、整合された負荷190,19
2において終端されている。マジックＴ結合器178の一方
のサイドアームは減衰装置174を通ってマジックＴ結合
器194の合計ポートに結合され、マジックＴ結合器178の
他方のサイドアームは減衰装置182を通ってマジックＴ
結合器196の和アームに結合されている。同様に、マジ
ックＴ結合器180の一方のサイドアームは減衰装置176を
通じてマジックＴ結合器194の差アームに結合され、マ
ジックＴ結合器180の他方のサイドアームは減衰装置184
を通じてマジックＴ結合器196の差アームに結合されて
いる。
マジックＴ結合器194のサイドアームの出力は±φ３
（位相シフタ168）および （位相シフタ170）によってそれぞれ位相シフトされ、
組合せられる。その結果、信号はポート154で受信差動
信号を出力するためにビーム方向操縦位置シフトφ（位
相シフタ188）によっで位相シフトされる。
マジックT196のサイドアームの出力は±φ２（位相シ
フタ188）および （位相シフタ188）によってそれぞれ位相シフトされ、
組合せられる。その結果、信号はポート172で受信合計
信号を供給するためにビーム方向操縦位相シフタ172に
よってφだけ位相シフトされる。第10A図における点線1
69および199によって囲まれている回路網は増幅器108,1
10を除去した送信回路100と機能的に類似している。
パワー分割し、位相修正する位相シフト装置104,106,
168,170,188および188は、所望のビームを形成するため
にこれらの位相シフタの２つの状態の適切な方を選択す
るようにそれぞれアレイ制御装置（示されていない）に
よって制御されている。
送信とは無関係に、受信和チャンネルおよび受信差チ
ャンネルパターンは（もし超低サイドローブのために全
てに必要ならば）位相シフト±φ1,±φ２および±φ３
と、減衰装置116,118,182,184,174および176の減衰レベ
ルを選択することによって得られる。アレイ中の全ての
モジュールは、これらの減衰装置を除いて同一であるこ
とが好ましい。位相シフト±φ1,±φ２および±φ３は
コンビュータソフトウェア制御によって定められ、異な
るパターンを生成するために動作期間中は可変的であ
り、それはクラッタまたは妨害除去のために望ましい。
したがって各位相シフトφ1,φ2,φ３は各送信、受信和
パターンおよび受信差パターンのそれぞれに対して所望
のアパーチャ振幅分布を得るために独立して選択されて
もよい。
第10B図は、送信、受信和チャンネルおよび受信差チ
ャンネルを提供する第10A図に示された送信／受信モジ
ュール130を使用したアレイシステムの概略図である。
この実施例において2N個の放射阻止が送信／受信モジュ
ールTR1乃至TRNによって送信共同供給回路網55に結合さ
れている。第10A図に示されているように、各放射阻止
は関連された特有の１組のデュプレクサ、減衰装置およ
び低雑音増幅器（122,118,162または120,116,158）を有
する。
送信／受信モジュールTR1乃至TRNの各出力172,154
は、受信和チャンネルおよび受信差チャンネル信号をそ
れぞれ供給するために各均一共同供給回路網132および1
34に結合されている。回路網55,132および134は同一で
ある 第10B図のモジュールTR1乃至TRNは、第11図の斜視図
で概略的に示された物理的構造を有する同一のモジュー
ルとして構成されるとができる。このモジュールは送信
信号入力Ｔ、２つの受信信号RC1,RC2および放射素子Rn
とRn+N用のRF接続部、パワーおよび制御信号ラインを含
む。さらに減衰装置116,118,182,184,174および176は、
プラグ・イン素子の形態で設けられている。さらに低雑
音増幅器158,162およびサーキュレータ120,122は各モジ
ュール中に含まれてもよい。したがって各モジュールは
減衰装置の値以外は同一である。
均一な送信照射の特別な場合において、この技術の使
用態様を１放射素子当りの通常の同一モジュールと比較
することができる。この特別な場合に対して、両アレイ
は13dBのサイドローブを有する同一パターンを生成し、
同数の送信モジュール、サーキュレータ／デュプレクサ
および低雑音増幅器を有する。本発明を使用するアレイ
は、より受動的な回路および低パワー位相シフタを有す
る。しかしながら本発明を使用するアレイは漸減された
素子アパーチャ振幅分布を生成し、もし本発明を使用し
なければ同一モジュールだけを使用したのでは達成でき
ない低いサイドローブを与える。
マジックＴ結合器を使用しない送信回路100の別の実
施形態では、90度ハイブリッド結合器を使用して構成さ
れてもよい。第12A図はサーキュレータ120′,122′およ
び減衰装置118′,118′を付加された第10A図の基本的な
送信回路100を示す。第12B図は第12A図の回路図の第１
の別の実施形態100″であり、マジックＴ結合器112′の
代わりに90゜（クアドラチュア）ハイブリッド結合器11
1″および113″を使用して第12A図の一定位相シフタ11
4′の必要性をなくする。さらにクアドラチュアハイブ
リッド結合器は、マジックＴ結合器よりもストリップラ
インまたはマイクロストリップ送信ラインで構成するこ
とが容易に可能である。
クアドラチュアハイブリッド結合器は当業者に良く知
られており、２対のポートを含む。第１の対の一方のポ
ートが単位信号（すなわち値が１の信号）によって駆動
される場合には、第２の対の対応した通過ポートにおけ
るパワーは1/（２）1/2になり、第２の対の結合ポート
におけるパワーは−j/（２）1/2となり、第１の対の他
方のポートにおけるパワーはゼロになる。したがって、
モジュール100″にユニット入力が結合されていると仮
定すると、放射素子Rnに結合された１つの出力は振幅T1
cosφを有し、対応した補助素子Rn+NまたはRn-Nに結合
された出力は振幅T2cosφを有し、T1およびT2は減衰装
置116″および118″に対する対応した減衰値であり、φ
は位相シフタ104″および106″によって生成された位相
シフトの大きさである。
第12C図は、実際的なハードウェア特性のために好ま
しい実施例である送信モジュールの第３の実施例100
である。この実施例において、サーキュレータ120お
よび122および減衰装置116および118がハイブイ
ッド結合器111と113との間に位置され、第12B図の
モジュール構造と対照的である。この配置には複数の実
際的な利点がある。１つの利点は、サーキュレータ120
および122は同じパワーレベル保持しているが、第1
2A図のサーキュレータ120′および122′の一方または第
12B図のサーキュレータ120および122の一方が高度
に漸減された素子アレイアパーチャ振幅分布でパワーの
大部分を保持することである。したがって、サーキュレ
ータのパワー比率は約50％に減少される。第２の利点
は、モジュール内の減衰装置116および118が位相ト
ラッキングを減らす同一の減衰値を有することである。
最終的に第12C図の回路に対して、残ったトラッキング
修正がソフトウェアで行なうことが容易になる。
第12C図の実施例における減衰装置T3は； 減衰値T3 2＝T1 2cos2φ＋T2sin2φ を有する。位相シフタ104および106の位相シフト大
きさは； ψ＝tan-1［（T2sinφ）／（T1cosφ）］である。
本発明の第３の実施例が第13図乃至第15図に示されて
いる。この実施例は２次元アレイであり、ここで第１図
乃至第11図に記載された上記の技術は２次元へ拡張され
る。第13図においてＮ×Ｌ個の放射素子の基本平面アレ
イは４つの象限に分割される。基本アレイ中の各放射素
子はＡ（n,m）において２つの別の素子に結合される。
左下の象限における基本素子Ａ（n,m）に対して、例え
ば補助放射素子の一方はＡ（ｎ＋N,m）における補助ア
レイ中に位置され、他方の素子はＡ（n,m＋Ｌ）に位置
される。３個の素子が３方向パワーデバイダによって結
合され、β１はＡ（n,m）における主補助素子とＡ（ｎ
＋N,m）における補助放射素子との間のパワー分割係数
を表わし、β２はＡ（n,m＋Ｌ）における主放射素子と
補助放射素子との間のパワー分割係数を表わす。単位パ
ワー入力に対して、Ａ（n,m）における基本素子は、出
力パワー（cos2β１＋cos2β２）/2を有してもよく、２
個の補助放射素子はそれぞれはパワーsin2β1/2およびs
in2β2/2を有し、各基本素子に適した３方向デバイダに
おけるエネルギ変換を満足させる。各象限は多数の放射
素子を含んでもよい。
各基本素子の分割係数β１およびβ２の選択によって
アレイに振幅漸減を与えることができる。各基本素子は
２個の補助放射素子を有し、それ故素子アレイアパーチ
ャの付加領域は医本領域の領域の２倍である。（特有の
バトラー位相シフトの上記に論じられた特定の場合に対
して）あるディスクリート位相シフタの要求と、ペンシ
ルビームによって容積全体のカバレイジを得るために必
要な０またはπの付加的位相シフトとは、ビーム方向操
縦位相の分離性のために線形アレイに対して同一であ
る。
この技術は、もとの基本アレイの３倍の領域を有する
全体のアパーチャを生成する基本領域中の残りの３つの
象限に拡大される。直接的に接続された領域は第14図に
示されており、ここでAnは基本アレイのｎ番目の象限に
おける素子を表わし、BnおよびCnは補助領域である。
２次元アレイ用の送信ビルディングブロック200が第1
5図に示され、２つのマジックＴ結合器214,232、１個の
結合装置T218および４個の同レベル電力増幅器モジュー
ル210,212,228,230を必要とする。これらの素子は、２
つの実質的に同一のモジュール201および221中に設けら
れる。これらのモジュールにおいて、増幅器モジュール
210,212,228および230も実質的に同一である。また位相
シフタ206,208,224および226も実質的に同一である。そ
れらの位相シフト値は第10B図および第11図に示されて
いるように制御されてよい。
位相±β１の２つの高電力増幅器モジュール228,230
および相対的パワーの1/4はそれぞれcosβ1/（２）1/2
および±sinβ１（２）1/2の出力を生成するためにマジ
ックT232において結合され、後者の出力はポート234に
おいて補助放射素子に接続されている。
２つの高電力増幅器モジュール210,212は±β２移相
され、cosβ2/（２）1/2および±sinβ２（２）1/2のよ
うな出力を生成するためにマジックT214において組合せ
られ、後者の出力はポート216で別の補助放射素子に接
続されている。各マジックT214,232の２つの合計出力
（cosβ1/（２）1/2および±cosβ2/2）は、ポート220
で出力パワー（cos2β１＋eos2β２）/2を供給するため
に結合装置T218において結合される。
β１およびβ２の値は漸減振幅分布を与えるように選
択される。ビーム方向操縦は位相シフタ204の位相シフ
トの設定によって達成される。抵抗負荷は付加的漸減お
よびサイドローブの減少のために使用されてもよい。動
作の受信モード機能は、各素子でデュプレクサを挿入
し、１次元（線形）アレイ用の上記のような送信回路と
類似した回路を構成することによって得られる。独立し
た和および差パターンが線形アレイの場合のようにして
得られることができる。
各主放射素子と共に３個の補助放射素子を使用し、４
個の素子グループを形成する別の平面アレイの実施例が
第16図に示されている。これは、漸減された分離可能な
アパーチャ分布を有する完全な方形アパーチャを可能に
する。主素子アレイにおける素子Ａn,mは、第13図のよ
うな同一の２つの素子（Ａｎ＋N,mおよびＡn,m＋Ｌ）に
接続されるか、付加的な補助放射素子（Ａｎ＋N,m＋Ｌ
が）使用される。アレイ全体は移動および／または回転
されたものを除き、第16図に示されたパターンで設けら
れた放射素子の４つ組を含む。アレイ全体の面積は主素
子アレイ４倍の大きさである。
この実施例から得られる放射パターンは、主平面（ビ
ームがブロードサイドのときの垂直および水平平面）に
だけ主サイドローブを有することである。したがって線
形アレイに対する27.5dBサイドローブｔが同様にこの平
面アレイによって生成されることができる。
４個の素子の簡単な相互接続が第17図のモジュールの
概略図に示されている。入力は端子301に供給されてい
る。４個の素子300,302,304,306は3dBのハイブリッド結
合部308,310,312,314に接続されており、それら結合部
はそれぞれ増幅器318および位相シフタ318に接続されて
いる。第17図に示された位相シフタの設定は、単位入力
を仮定し増幅器利得を無視して素子300,302,304,308に
おいて示された４つの出力を生成する。実質的に損失は
なく、振幅漸減は位相シフタのみを変化することによっ
て修正されることができる。１（単位量）の大きさを有
する入力は、前述の平面アレイの実施例のように各４つ
組の寄与を含むビームが小さいディスクリートステップ
で空間中において操作されることができるように位相シ
フトされてもよい。またπ位相シフタに対する要求は、
両平面におけるビーム方向操縦に必要とされるようにφ
１およびφ２位相の符号を変えることによって満たされ
る。デュプレクサは独立した受信ビームに対して素子レ
ベルで、または第12C図の線形アレイモジュールにおい
て示されるように増幅器316と出力ハイブリッド308,31
0,312,314との間において付加されてもよい。
以上説明したように、本発明により、同一の固体モジ
ュールを使用する低サイドローブ（漸減アパーチャ照
射）を有する固体電気走査フェイズドアレイが提供され
る。本発明は以下のような効果を有する。
（１）ただ１つのモジュールタイブしか考慮される必要
がないので工学的設計が容易である。
（２）アレイ全体がただ１つのモジュールタイプから成
るため製造費用が安価である。
（３）モジュールが全て同一であり、位相／振幅公差を
達成するために同様に構成されることだけが必要なので
モジュール間の改善された位相よび振幅トラッキング、
および改善された放射パターン特性を実現できる。
（４）全ての送信セクションが同一であり、最適特性
（効率、帯域幅、利得、出力パワー、低雑音）が得られ
るように調節されることができ、その一方では送信およ
び受信モードの両方において漸減アパチャ照射および連
続的な低サイドローブを達成する能力を維持しているた
め、送信動作の効率が高い。
（５）パターン特性の迅速な（レーダにおけるパルス間
の）選択能力を有している。すなわちシステムの動作モ
ード、ジャミングおよびクラッター環境に応じてビーム
幅、サイドローブレベルを迅速に変化させることができ
る。
（６）受信に関する振幅および位相タイプのゼロ適応能
力を有する。
上記の実施例は、本発明の原理を表わすことができる
特定の実施例を示しているだけであることが理解される
べきである。当業者は、本発明の技術的範囲から逸脱す
ることなくこれらの原理にしたがってその他の装置を形
成することができるであろう。

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】幅の狭いビームでそれに比較して広い角度
    範囲を走査するフェイズドアレイにおいて、 入力信号をそれぞれ等しいパワーおよび位相を有するＮ
    個の供給出力に分割する分割手段と、 前記分割された供給出力の対応する１つをそれぞれ供給
    され、ｎを１からＮまで変化する整数とし、ψを位相シ
    フト値として、前記分割手段から供給された各供給出力
    の位相を位相量ｎψだけシフトするＮ個のビーム指向方
    向操縦位相シフタと、 互いに隣接して等間隔で配置され、直線的な主素子アレ
    イアパーチャを形成するＮ個の主放射素子と、 前記主放射素子と直線的に整列されて配置され、補助素
    子アレイアパーチャを形成するＮ個の補助放射素子と、 前記供給出力における信号パワーを主放射素子とそれに
    対応する補助放射素子との間で分割し、素子アレイアパ
    ーチャを横切って均一な位相勾配が主素子アレイアパー
    チャの各放射素子と補助素子アレイアパーチャの各放射
    素子との間で得られるように、各位相シフトされた供給
    出力を主放射素子および対応する補助放射素子に結合す
    る手段と、 補助放射素子に供給される各信号の位相を修正して主素
    子アレイアパーチャおよび補助素子アレイアパーチャの
    各隣接する放射素子の間の線形な位相連続性を達成させ
    る位相修正手段とを具備し、 各放射素子に対する位相シフト値は前記均一な位相勾配
    を生成するように選択され、が（Ｎ＋１）/2に等し
    く、ｍが１からｎまで変化する整数として関係（２π/
    N）（ｍ−）または（２π/N）（ｎ−/2）の１つに
    よって定められたディスクリートなビーム指向方向操縦
    位相シフト値の１つに対応し、 前記位相修正手段は2N個のビームを形成するために０ま
    たはπラジアンのいずれかによって前記Ｎ個の補助放射
    素子の全てに供給された信号を選択的に位相シフトする
    ためのＮ個の２状態位相シフト素子を具備していること
    を特徴とするフェイズドアレイ。
  2. 【請求項２】ビーム指向方向操縦位相シフタおよび前記
    ２状態位相シフタの位相シフト値を制御して前記2Nのビ
    ームの１つから選択する手段をさらに具備している請求
    項１記載のフェイズドアレイ。
  3. 【請求項３】前記結合手段は漸減アパーチャ照射分布を
    与えるように構成されている請求項１記載のフェイズド
    アレイ。
  4. 【請求項４】Ｎ個の補助放射素子は、N/2個の放射素が
    それぞれ第１および第２の補助放射素子アレイを形成す
    るように前記主素子アレイアパーチャの各端部に隣接し
    て均一な間隔で配置されている請求項１記載のフェイズ
    ドアレイ。
  5. 【請求項５】Ｎ個の補助放射素子は、補助放射素子アレ
    イを形成するように前記主素子アレイアパーチャの１つ
    の端部に隣接して均一な間隔で配置されている請求項１
    記載のフェイズドアレイ。
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