JP2573074B2 - Voltage controlled oscillator - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、TV受像機の検波回路などに用いられるVCO
（電圧制御型発振器）の改良に関するもので、特に周波
数の変化幅が広いとともに発振周波数を変化させても安
定に発振が継続できる電圧制御型発振器に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (A) Industrial application field The present invention relates to a VCO used for a detection circuit of a TV receiver and the like.
More particularly, the present invention relates to a voltage-controlled oscillator that has a wide frequency change range and can stably oscillate even when the oscillation frequency is changed.
（ロ）従来の技術 TV受像機の映像検波器としてPLL回路を利用したもの
が知られている。該PLL回路は、VCOを内蔵しているが、
該VCOの周波数変化幅としては広いものが望まれてい
る。第２図は、その様なVCOを示すもので、第１及び第
２トランジスタ（１）及び（２）と、該第１及び第２ト
ランジスタ（１）及び（２）の共通エミッタに接続され
た可変電流源（３）と、前記第１及び第２トランジスタ
（１）及び（２）のコレクタに接続された抵抗（４）及
び（５）と、前記第１及び第２トランジスタ（１）及び
（２）のコレクタ間に接続されたＬ及びＣからなる共振
回路（６）とから構成されており、第１出力端子（７）
の出力信号が第２トランジスタ（２）のベースに、第２
出力端子（８）の出力信号が第１トランジスタ（１）の
ベースに帰還されるようになっている。第２図におい
て、可変電流源（３）の電流値を変化させると、第１及
び第２トランジスタ（１）及び（２）のベース・エミッ
タ間の寄生容量が変化し、発振ループ内の位相が変化す
る。(B) Conventional technology A TV receiver using a PLL circuit is known as a video detector. The PLL circuit has a built-in VCO,
A wide frequency change width of the VCO is desired. FIG. 2 shows such a VCO connected to the first and second transistors (1) and (2) and the common emitter of the first and second transistors (1) and (2). A variable current source (3), resistors (4) and (5) connected to the collectors of the first and second transistors (1) and (2), and the first and second transistors (1) and ( And a resonance circuit ( 6 ) comprising L and C connected between the collectors of (2), and a first output terminal (7).
Is output to the base of the second transistor (2).
The output signal of the output terminal (8) is fed back to the base of the first transistor (1). In FIG. 2, when the current value of the variable current source (3) is changed, the parasitic capacitance between the base and the emitter of the first and second transistors (1) and (2) changes, and the phase in the oscillation loop changes. Change.
従って、第２図の回路によれば、可変電流源（３）の
電流値を変化させることによりVCOの発振周波数を変化
させることができる。Therefore, according to the circuit of FIG. 2, the oscillation frequency of the VCO can be changed by changing the current value of the variable current source (3).
（ハ）発明が解決しようとする問題点 しかしながら、第２図の回路において、発振周波数を
変化させるために可変電流源（３）の電流値を著しく低
下させると、第１及び第２トランジスタ（１）及び
（２）からなる差動増幅器の利得が低下し、発振が停止
する恐れがあった。(C) Problems to be Solved by the Invention However, in the circuit of FIG. 2, when the current value of the variable current source (3) is significantly reduced in order to change the oscillation frequency, the first and second transistors (1 ) And (2), the gain of the differential amplifier may decrease, and oscillation may be stopped.
（ニ）問題点を解決するための手段 本発明は、上述の点に鑑みなされたもので、エミッタ
が共通接続されるとともに一方のトランジスタのコレク
タ出力信号が他方のトランジスタのベースに印加される
第１及び第２トランジスタを有し、該第１及び第２トラ
ンジスタのコレクタ間に共振子が接続された第１の差動
増幅器と、該第１の差動増幅器の出力信号が印加される
第２及び第３の差動増幅器を備える二重平衡型差動増幅
器と、該二重平衡型差動増幅器の出力信号の位相を変化
させるために前記第２及び第３の差動増幅器の動作電流
源を差動的に制御する第４の差動増幅器と、前記二重平
衡型差動増幅器の負荷として接続された移相手段と、前
記二重平衡型差動増幅器の互いに逆位相の２つの出力信
号を前記第１及び第２トランジスタのコレクタにそれぞ
れ印加する第５の差動増幅器とを備えることを特徴とす
る。(D) Means for Solving the Problems The present invention has been made in view of the above points, and has a structure in which an emitter is commonly connected and a collector output signal of one transistor is applied to a base of the other transistor. A first differential amplifier having first and second transistors, and a resonator connected between the collectors of the first and second transistors; and a second differential amplifier to which an output signal of the first differential amplifier is applied. And a third differential amplifier, and an operating current source of the second and third differential amplifiers for changing a phase of an output signal of the double balanced differential amplifier Differential amplifier for differentially controlling the differential amplifier, phase shift means connected as a load of the double balanced differential amplifier, and two outputs of opposite phases of the double balanced differential amplifier. A signal is applied to the first and second transistors. And a fifth differential amplifier for applying the differential amplifier to each of the collectors.
（ホ）作用 本発明によれば、共振回路、差動増幅器及び加算回路
で発振ループを形成し、前記差動増幅器の出力信号を移
相回路で移相した後、加算回路で前記発振ループに加え
ている。前記差動増幅器の利得は十分に高い値に設定さ
れており、発振ループのみであると共振回路の中心周波
数で安定に発振する。この際は、移相回路の出力信号が
零である。この状態から移相回路の出力信号を発生させ
ると、加算回路の出力信号の位相が変化し、発振周波数
が変化する。(E) Function According to the present invention, an oscillation loop is formed by the resonance circuit, the differential amplifier, and the addition circuit, and the output signal of the differential amplifier is phase-shifted by the phase shift circuit. In addition. The gain of the differential amplifier is set to a sufficiently high value, and if only the oscillation loop is used, the differential amplifier oscillates stably at the center frequency of the resonance circuit. At this time, the output signal of the phase shift circuit is zero. When the output signal of the phase shift circuit is generated from this state, the phase of the output signal of the adder circuit changes, and the oscillation frequency changes.
（ヘ）実施例 第１図は、本発明の原理を示す回路図で、（９）は動
作電流源（10）を備える差動増幅器、（11）は差動増幅
器（９）の出力信号を＋90度移相した信号と−90度移相
した信号とを作成し、両信号を所望の比で加算した信号
を発生する移相回路、（12）は前記差動増幅器（９）の
出力信号と前記移相回路（11）の出力信号とをベクトル
的に加算し前記差動増幅器（９）の入力端に印加する加
算回路、及び（13）は共振回路である。(F) Embodiment FIG. 1 is a circuit diagram showing the principle of the present invention, wherein (9) is a differential amplifier having an operating current source (10), and (11) is an output signal of the differential amplifier (9). A phase shift circuit for generating a signal shifted by +90 degrees and a signal shifted by -90 degrees and generating a signal obtained by adding both signals at a desired ratio; (12) an output signal of the differential amplifier (9) And an output circuit of the phase shift circuit (11), which is added in a vector manner and applied to the input terminal of the differential amplifier (9). ( 13 ) is a resonance circuit.
第１図において、共振回路（13）、差動増幅器（９）
及び加算回路（12）は、発振ループを形成しており、動
作電流源（10）の電流値を十分大きい値で固定とする。
そして、移相回路（11）の出力信号を制御電圧源（14）
からの制御電圧に応じて零にする。すると、前記発振ル
ープのみで発振がおこなわれ、共振回路（13）の中心周
波数の出力信号が出力端子（15）に得られる。この際、
差動増幅器（９）の利得は十分高く、尚且つその値が変
化しないので、発振ループは安定に発振を継続すること
ができる。In FIG. 1, a resonance circuit ( 13 ) and a differential amplifier (9)
The addition circuit (12) forms an oscillation loop and fixes the current value of the operating current source (10) at a sufficiently large value.
Then, the output signal of the phase shift circuit (11) is transferred to the control voltage source (14).
It is set to zero according to the control voltage from. Then, oscillation occurs only in the oscillation loop, and an output signal of the center frequency of the resonance circuit ( 13 ) is obtained at the output terminal (15). On this occasion,
Since the gain of the differential amplifier (9) is sufficiently high and its value does not change, the oscillation loop can stably oscillate.
次に、移相回路（11）及び加算回路（12）の動作につ
いて説明する。制御電圧源（14）からの制御電圧に応じ
て移相回路（11）は、入力信号の移相を行う。該移相回
路（11）の動作を第３図の具体例を用いて説明する。第
３図において、（16）は第１及び第２トランジスタ（1
7）及び（18）からなる第１差動増幅器、（19）は第３
及び第４トランジスタ（20）及び（21）からなる第２差
動増幅器、（22）及び（23）は差動的に制御される可変
電流源、及び（24）は90度移相回路である。信号源（2
5）からの入力信号V1に応じた第１及び第３トランジス
タ（17）及び（20）のコレクタ電流の変化は互いに逆相
であり、又可変電流源（22）及び（23）の電流値の比に
応じて加算される。その為、可変電流源（22）及び（2
3）の電流値を等しくすると、第１出力端子（26）に出
力信号は発生しない。又、その状態から可変電流源（2
2）及び（23）の電流比を変化させれば、その比に応じ
て第１出力端子（26）の出力信号は正負に変化する。第
１出力端子（26）に接続された90度移相回路（24）は、
第１出力端子（26）に流れる電流を90度移相する。従っ
て、第１出力端子（26）に得られる出力信号をベクトル
で示すと第４図のV2軸上の任意の点を取り得る。尚、第
２出力端子（27）に得られる出力信号は、第１出力端子
（26）に得られる出力信号の逆相となる。Next, the operation of the phase shift circuit (11) and the addition circuit (12) will be described. The phase shift circuit (11) shifts the phase of the input signal according to the control voltage from the control voltage source (14). The operation of the phase shift circuit (11) will be described using a specific example in FIG. In FIG. 3, ( 16 ) indicates the first and second transistors (1).
The first differential amplifier consisting of (7) and (18), and ( 19 ) the third
And a second differential amplifier comprising fourth and fourth transistors (20) and (21), (22) and (23) are variable current sources that are differentially controlled, and (24) is a 90-degree phase shift circuit. . Signal source (2
The changes in the collector currents of the first and third transistors (17) and (20) in response to the input signal V1 from 5) are in opposite phases, and the current values of the variable current sources (22) and (23) It is added according to the ratio. Therefore, the variable current sources (22) and (2
If the current values in 3) are equal, no output signal is generated at the first output terminal (26). In addition, the variable current source (2
If the current ratio of (2) and (23) is changed, the output signal of the first output terminal (26) changes to positive or negative according to the ratio. The 90-degree phase shift circuit (24) connected to the first output terminal (26)
The current flowing through the first output terminal (26) is shifted by 90 degrees. Therefore, if the output signal obtained at the first output terminal (26) is represented by a vector, any point on the V2 axis in FIG. 4 can be taken. The output signal obtained at the second output terminal (27) has the opposite phase to the output signal obtained at the first output terminal (26).
従って、第３図の回路によれば入力信号を±90度移相
すると共にレベルを変化することができる。Therefore, according to the circuit shown in FIG. 3, the phase of the input signal can be shifted by ± 90 degrees and the level can be changed.
そこで、差動増幅器（９）、移相回路（11）及び加算
回路（12）の出力信号を各々ベクトルV1、V2、及びV3と
し、その関係をベクトル表示すると第５図の如くなる。
第５図において、ベクトルV2は、V2軸上のベクトルV20
からベクトルV21の間の任意の点を取り得る。その為、
前記ベクトルV2と前記ベクトルV1とをベクトル加算した
出力ベクトルV0は、ベクトルV1に対称にしてベクトルV3
0からベクトルV31の間の位相の任意の点を取り得る。Therefore, the output signals of the differential amplifier (9), the phase shift circuit (11) and the adder circuit (12) are represented as vectors V1, V2 and V3, respectively, and the relationship is represented by vectors as shown in FIG.
In FIG. 5, a vector V2 is a vector V20 on the V2 axis.
Can take any point between and V21. For that reason,
An output vector V0 obtained by vector-adding the vector V2 and the vector V1 is symmetrical to the vector V1 and a vector V3 is obtained.
Any point in phase between 0 and the vector V31 can be taken.
その結果、加算回路（12）の出力信号の位相（ベクト
ルV0）は、第２の発振ループの移相回路（11）の移相量
に応じて変化することになり、前記出力信号の位相変化
に基ずいて出力端子（15）に発生する発振出力信号の周
波数が変化する。As a result, the phase (vector V0) of the output signal of the adder circuit (12) changes according to the phase shift amount of the phase shift circuit (11) of the second oscillation loop, and the phase change of the output signal , The frequency of the oscillation output signal generated at the output terminal (15) changes.
尚、第１図の実施例では、移相回路（11）内の移相前
の信号と移相後の信号とのレベル比を１としたので、前
記ベクトルV30の最大変化幅が90度となったが、前記レ
ベル比を１以上とすれば、最大180度近くまで変化させ
ることができ、発振周波数の変化幅を広くすることがで
きる。In the embodiment of FIG. 1, since the level ratio between the signal before the phase shift and the signal after the phase shift in the phase shift circuit (11) is 1, the maximum change width of the vector V30 is 90 degrees. However, if the level ratio is set to 1 or more, it can be changed to a maximum of nearly 180 degrees, and the change width of the oscillation frequency can be widened.
従って、第１図の回路によれば、発振周波数を変化さ
せるのに発振ループ内のコンデンサの容量を変化させる
必要がなく、制御電圧に対する発振周波数の変化をリニ
アなものにすることができる。又、発振ループの利得は
差動増幅器ループのゲインを高くすることで十分に確保
することが出来、安定な発振を継続させることができ
る。Therefore, according to the circuit of FIG. 1, it is not necessary to change the capacitance of the capacitor in the oscillation loop to change the oscillation frequency, and the change in the oscillation frequency with respect to the control voltage can be made linear. Further, the gain of the oscillation loop can be sufficiently secured by increasing the gain of the differential amplifier loop, and stable oscillation can be continued.
第６図は、本発明の一実施例を示し、第１図と同一の
回路素子については同一の符号を付す。第６図の差動増
幅器（９）は、エミッタが共通接続されたトランジスタ
（28）及び（29）のベースがバッファトランジスタ（3
0）及び（31）を介して共振回路（13）に接続されてお
り、動作電流源（10）には十分大なる電流を流す。前記
差動増幅器（９）の出力信号は、バッファトランジスタ
（30）及び（31）のエミッタに互いに逆相で得られ、移
相回路（11）に印加される。移相回路（11）の動作は第
３図の回路と同じであり、制御電圧源（14）からの制御
電圧と電圧源（32）の電圧とが等しければ移相動作を行
わず、等しくなくなると移相動作を行う。移相回路（1
1）からの逆相の２つの信号は、バッファ回路（33）を
介して加算回路（12）のトランジスタ（34）及び（35）
のベースに印加される。該トランジスタ（34）及び（3
5）のコレクタは、前記差動増幅器（９）の入力端とな
るバッファトランジスタ（30）及び（31）のベースに接
続されているので、両信号の加算が行われる。FIG. 6 shows an embodiment of the present invention, and the same circuit elements as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In the differential amplifier (9) shown in FIG. 6, the bases of the transistors (28) and (29) whose emitters are connected in common are buffer transistors (3).
0) and (31) are connected to the resonance circuit ( 13 ), and a sufficiently large current flows to the operating current source (10). The output signals of the differential amplifier (9) are obtained at the emitters of the buffer transistors (30) and (31) in opposite phases to each other and applied to the phase shift circuit (11). The operation of the phase shift circuit (11) is the same as that of the circuit shown in FIG. And the phase shift operation is performed. Phase shift circuit (1
The two signals of opposite phases from 1) are passed through a buffer circuit ( 33 ) to the transistors (34) and (35) of the adder circuit (12).
Applied to the base. The transistors (34) and (3
The collector of (5) is connected to the bases of the buffer transistors (30) and (31) serving as the input terminals of the differential amplifier (9), so that the two signals are added.
従って、発振ループが形成されることになり、移相回
路（11）の移相量に応じて発振周波数を変化させること
ができる。尚、第６図の移相回路（11）及び加算回路
（12）に含まれる直列接続されたダイオードは、両回路
の入力端のダイナミックレンジの拡大の目的で配置され
ている。Therefore, an oscillation loop is formed, and the oscillation frequency can be changed according to the phase shift amount of the phase shift circuit (11). The diodes connected in series included in the phase shift circuit (11) and the adder circuit (12) in FIG. 6 are arranged for the purpose of expanding the dynamic range of the input terminals of both circuits.
（ト）発明の効果 以上述べた如く本発明によれば、発振周波数の変化幅
が広い電圧制御型発振器を提供することが出来る。又、
本発明によれば、発振周波数を変化させるのに発振ルー
プ内のコンデンサの容量を変化させる必要がなく、制御
電圧に対する発振周波数の変化をリニアなものにするこ
とができる。(G) Effects of the Invention As described above, according to the present invention, it is possible to provide a voltage-controlled oscillator having a wide variation in oscillation frequency. or,
According to the present invention, it is not necessary to change the capacitance of the capacitor in the oscillation loop to change the oscillation frequency, and the change in the oscillation frequency with respect to the control voltage can be made linear.
第１図は、本発明の原理を示す回路図、第２図は従来の
電圧制御型発振器を示す回路図、第３図は第１図の移相
回路（11）の具体例を示す回路図、第４図は第３図の説
明に供する為のベクトル図、第５図は第１図の説明に供
する為のベクトル図、及び第６図は本発明の一実施例を
示す回路図である。 （９）……差動増幅器、（11）……移相回路、 （12）……加算回路、（13）……共振回路。FIG. 1 is a circuit diagram showing the principle of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing a conventional voltage controlled oscillator, and FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific example of the phase shift circuit (11) in FIG. FIG. 4 is a vector diagram for explaining FIG. 3, FIG. 5 is a vector diagram for explaining FIG. 1, and FIG. 6 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention. . (9) Differential amplifier, (11) Phase shift circuit, (12) Adder circuit, ( 13 ) Resonant circuit.
Claims (1)
トランジスタのコレクタ出力信号が他方のトランジスタ
のベースに印加される第１及び第２トランジスタを有
し、該第１及び第２トランジスタのコレクタ間に共振子
が接続された第１の差動増幅器と、 該第１の差動増幅器の出力信号が印加される第２及び第
３の差動増幅器を備える二重平衡型差動増幅器と、 該二重平衡型差動増幅器の出力信号の位相を変化させる
ために前記第２及び第３の差動増幅器の動作電流源を差
動的に制御する第４の差動増幅器と、 前記二重平衡型差動増幅器の負荷として接続された移相
手段と、 前記二重平衡型差動増幅器の互いに逆位相の２つの出力
信号を前記第１及び第２トランジスタのコレクタにそれ
ぞれ印加する第５の差動増幅器とを備えることを特徴と
する電圧制御型発振器。A first transistor having a common emitter and a collector output signal of one transistor applied to a base of the other transistor; and a collector connected between the first and second transistors. A first differential amplifier to which a resonator is connected; a double-balanced differential amplifier including second and third differential amplifiers to which an output signal of the first differential amplifier is applied; A fourth differential amplifier that differentially controls operating current sources of the second and third differential amplifiers to change a phase of an output signal of the double balanced differential amplifier; Phase shift means connected as a load of a differential amplifier; and a fifth differential circuit for applying two output signals of opposite phases of the double balanced differential amplifier to collectors of the first and second transistors, respectively. With an amplifier. Characteristic voltage controlled oscillator.
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|---|---|---|---|
| JP1340805A JP2573074B2 (en) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | Voltage controlled oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| JP1340805A JP2573074B2 (en) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | Voltage controlled oscillator |
Publications (2)
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|---|---|
| JPH03201706A JPH03201706A (en) | 1991-09-03 |
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|---|---|---|---|---|
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| JPS5544425U (en) * | 1978-09-11 | 1980-03-22 |
-
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- 1989-12-28 JP JP1340805A patent/JP2573074B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JPH03201706A (en) | 1991-09-03 |
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