JP2562321B2 - 弾性表面波装置 - Google Patents
弾性表面波装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は弾性表面波装置、特に弾性表面波コンボルバ
の高周波特性の改良に関する。
の高周波特性の改良に関する。
［発明の概要］ 弾性表面波コンボルバの出力ゲートと出力端子との間
に出力整合回路が接続されており、この整合回路によっ
て弾性表面波コンボルバの出力の高周波成分の減衰が補
償され平坦な広帯域特性となっている。
に出力整合回路が接続されており、この整合回路によっ
て弾性表面波コンボルバの出力の高周波成分の減衰が補
償され平坦な広帯域特性となっている。
［従来の技術］ 従来、弾性表面波を用いたコンボルバは分離媒質構
造、エラスティック構造、半導体と圧電体とを組み合わ
せた層状構造のものが知られている。
造、エラスティック構造、半導体と圧電体とを組み合わ
せた層状構造のものが知られている。
分離媒質構造のコンボルバはたとえば半導体であるシ
リコンと圧電体であるニオブ酸リチウムとをわずかな空
隙を設けて結合されており、半導体と圧電体との特徴を
独立して利用できる長所があるが、空隙は1000Åのオー
ダにする必要があるので、組み立て上の問題及び再現性
の問題により生産性が劣る欠点がある。
リコンと圧電体であるニオブ酸リチウムとをわずかな空
隙を設けて結合されており、半導体と圧電体との特徴を
独立して利用できる長所があるが、空隙は1000Åのオー
ダにする必要があるので、組み立て上の問題及び再現性
の問題により生産性が劣る欠点がある。
またエラスティック構造のコンボルバは、圧電体基板
たとえばニオブ酸リチウム基板上に電極パターンを構成
すればよく、組み立て上の問題はない。しかしエラステ
ィック構造は圧電体の弾性的な非線形性を利用するため
に、強い非線形性を生じさせる手段を工夫する必要があ
る。しかし、弾性的非線形性は一般には大きくないため
にコンボルバとしての効率が悪い欠点がある。
たとえばニオブ酸リチウム基板上に電極パターンを構成
すればよく、組み立て上の問題はない。しかしエラステ
ィック構造は圧電体の弾性的な非線形性を利用するため
に、強い非線形性を生じさせる手段を工夫する必要があ
る。しかし、弾性的非線形性は一般には大きくないため
にコンボルバとしての効率が悪い欠点がある。
これに対し層状構造のコンボルバは半導体基板たとえ
ばシリコン（Si）上に圧電膜たとえば酸化亜鉛（ZnO）
をスパッタリング等の手段により形成する。従ってエラ
スティック構造と同様にモノリシック型のために構成が
容易である長所を持っている。また層状構造のコンボル
バは半導体の空乏層容量の非線形性を利用するためにコ
ンボルバの効率が大きいという長所を持っている。
ばシリコン（Si）上に圧電膜たとえば酸化亜鉛（ZnO）
をスパッタリング等の手段により形成する。従ってエラ
スティック構造と同様にモノリシック型のために構成が
容易である長所を持っている。また層状構造のコンボル
バは半導体の空乏層容量の非線形性を利用するためにコ
ンボルバの効率が大きいという長所を持っている。
従来の層状構造コンボルバの断面図を第12図に、平面
図を第13図に示す。同図において、１はシリコン等の半
導体層、２は酸化亜鉛膜等の圧電体層、3,3′は入力弾
性表面波トランスジューサ、４は出力ゲートで、トラン
スジューサ3,3′、出力ゲート４はアルミニウム等の金
属膜から成る。
図を第13図に示す。同図において、１はシリコン等の半
導体層、２は酸化亜鉛膜等の圧電体層、3,3′は入力弾
性表面波トランスジューサ、４は出力ゲートで、トラン
スジューサ3,3′、出力ゲート４はアルミニウム等の金
属膜から成る。
また出力ゲート４は弾性表面波の伝播方向の長さが
ｌ、これに直交する方向の幅がｂである矩形状をなして
いる。上記コンボルバの性能指数であるプロセスゲイン
を大きくするめには帯域幅Ｂ（Hz）と出力ゲート４の遅
延時間Ｔ（秒）（Ｔ＝/v,vは弾性表面波の伝播速度）
との積であるＢ・Ｔ積を大きくする必要がある。
ｌ、これに直交する方向の幅がｂである矩形状をなして
いる。上記コンボルバの性能指数であるプロセスゲイン
を大きくするめには帯域幅Ｂ（Hz）と出力ゲート４の遅
延時間Ｔ（秒）（Ｔ＝/v,vは弾性表面波の伝播速度）
との積であるＢ・Ｔ積を大きくする必要がある。
［発明が解決しようとする問題点］ さて上記コンボルバにおいて、帯域幅Ｂを広くするた
めには、入力トランスジューサ3,3′の電極対数を少な
くし、広帯域化を計ることと同時に広帯域な入力整合回
路を構成する必要がある。
めには、入力トランスジューサ3,3′の電極対数を少な
くし、広帯域化を計ることと同時に広帯域な入力整合回
路を構成する必要がある。
またコンボルーション出力信号は出力ゲート４上に発
生するが、この出力信号も同様に広帯域出力整合回路を
構成する必要がある。
生するが、この出力信号も同様に広帯域出力整合回路を
構成する必要がある。
遅延時間Ｔを大きくするためには、出力ゲート４の長
さｌを長くすればよい。
さｌを長くすればよい。
第12,13図の層状構造コンボルバをたとえば入力トラ
ンスジューサ３に入力電気信号を印加し、トランスジュ
ーサ３′を出力トランスジューサとして動作させると、
一般の弾性表面波（SAW）素子と同様に帯域通過フィル
タとして動作する。
ンスジューサ３に入力電気信号を印加し、トランスジュ
ーサ３′を出力トランスジューサとして動作させると、
一般の弾性表面波（SAW）素子と同様に帯域通過フィル
タとして動作する。
このフィルタ特性は層状構造においては、出力ゲート
４の長さｌが大きい場合には、第14図に模式的に示すよ
うに高周波域での減衰量が増大する傾向を通過帯域内に
おいて示す。
４の長さｌが大きい場合には、第14図に模式的に示すよ
うに高周波域での減衰量が増大する傾向を通過帯域内に
おいて示す。
第14図の特性はトランスジューサ3,3′は正規形トラ
ンスジューサであり、そして入力整合回路の周波数特性
を含んでいない特性であり、SAWの伝播部の特性に起因
している。また、この傾向は出力ゲート４の長さｌが長
くなる。すなわち入力トランスジューサ3,3′間の長さ
が長くなるとより顕著になる。
ンスジューサであり、そして入力整合回路の周波数特性
を含んでいない特性であり、SAWの伝播部の特性に起因
している。また、この傾向は出力ゲート４の長さｌが長
くなる。すなわち入力トランスジューサ3,3′間の長さ
が長くなるとより顕著になる。
一般に実用化されているSAW素子として用いられてい
るニオブ酸リチウム、タンタル酸リチウム、水晶等は単
結晶基板のために第３図に示したようなSAW伝播特性は
ほとんどない。
るニオブ酸リチウム、タンタル酸リチウム、水晶等は単
結晶基板のために第３図に示したようなSAW伝播特性は
ほとんどない。
第14図に示した特性は層状構造のSAW素子でそしてコ
ンボルバのように広帯域性、長い遅延時間、SAWと半導
体との相互作用を利用する場合において特有に発生する
現象である。
ンボルバのように広帯域性、長い遅延時間、SAWと半導
体との相互作用を利用する場合において特有に発生する
現象である。
この原因については次のことが考えられる。
第13図において、たとえば入力トランスジューサ３に
より発生し、右方向へ伝播するSAWは、入力トランスジ
ューサの交差幅が有限のために、回折を起こす。この回
折効果はSAWの波長が短いほど、すなわち周波数が高い
程大きい。またSAWが伝播する距離が長い程、すなわち
出力ゲート長ｌが長い程この効果は大きい。
より発生し、右方向へ伝播するSAWは、入力トランスジ
ューサの交差幅が有限のために、回折を起こす。この回
折効果はSAWの波長が短いほど、すなわち周波数が高い
程大きい。またSAWが伝播する距離が長い程、すなわち
出力ゲート長ｌが長い程この効果は大きい。
別の原因として、第12図の圧電体層２はスパッタリン
グ法等により形成されるので表面には作業条件に依存は
するがヒロックが存在する。従って単結晶基板を用いた
SAW素子と比較してSAWの伝播損失は大きい。そしてこの
ヒロックによるSAWの伝播損失はSAWの波長が小さいぼと
大きくなる。すなわち周波数が高い程大きくなる。
グ法等により形成されるので表面には作業条件に依存は
するがヒロックが存在する。従って単結晶基板を用いた
SAW素子と比較してSAWの伝播損失は大きい。そしてこの
ヒロックによるSAWの伝播損失はSAWの波長が小さいぼと
大きくなる。すなわち周波数が高い程大きくなる。
またSAWと半導体層との相互作用も周波数依存性を持
つ。従って第３図に示すように高周波域でSAWの減衰が
大きくなる傾向を示す。
つ。従って第３図に示すように高周波域でSAWの減衰が
大きくなる傾向を示す。
従来第14図に示すSAWの伝播特性を持ったSAWコンボル
バについてのコンボルバ特性補償については検討されて
いない。なぜならば、従来のSAWコンボルバは主にエラ
スティック構造について検討されており、そしてこのエ
ラスティック構造は単結晶基板を用いるので現在実用化
されているSAWフィルタ等のトランスジューサ設計、入
出力整合回路が応用できるためである。
バについてのコンボルバ特性補償については検討されて
いない。なぜならば、従来のSAWコンボルバは主にエラ
スティック構造について検討されており、そしてこのエ
ラスティック構造は単結晶基板を用いるので現在実用化
されているSAWフィルタ等のトランスジューサ設計、入
出力整合回路が応用できるためである。
従って本発明の目的は層状構造SAWコンボルバにおい
て遅延時間が長く、かつ広帯域化を容易にする手段を提
供するにある。
て遅延時間が長く、かつ広帯域化を容易にする手段を提
供するにある。
［問題点を解決するための手段］ 本発明は上記目的を達成するため少なくとも半導体基
板上に圧電体膜を形成し、該圧電体膜上に２つの入力ト
ランスジューサとその間に出力ゲートとを設けた弾性表
面波コンボルバと、上記各入力トランスジューサと２つ
の入力端子との間に接続された入力整合回路と、上記出
力ゲートと出力端子の間に接続された出力整合回路と、
を備え、上記出力整合回路は、上記出力ゲートに直列に
接続された第１のコンデンサと、該出力ゲートに並列に
接続された第２のコンデンサと、から成り、これら第１
及び第２のコンデンサにより上記弾性表面波コンボルバ
の出力の高周波成分の減衰を補償するように構成したこ
とを特徴とする。
板上に圧電体膜を形成し、該圧電体膜上に２つの入力ト
ランスジューサとその間に出力ゲートとを設けた弾性表
面波コンボルバと、上記各入力トランスジューサと２つ
の入力端子との間に接続された入力整合回路と、上記出
力ゲートと出力端子の間に接続された出力整合回路と、
を備え、上記出力整合回路は、上記出力ゲートに直列に
接続された第１のコンデンサと、該出力ゲートに並列に
接続された第２のコンデンサと、から成り、これら第１
及び第２のコンデンサにより上記弾性表面波コンボルバ
の出力の高周波成分の減衰を補償するように構成したこ
とを特徴とする。
［作用］ ２つの入力トランスジューサに入力電気信号を印加す
ると、出力ゲートにコンボリューション信号が発生し、
該信号は出力整合回路を介して取り出され、この整合回
路によりコンボリューション信号の高周波成分の減衰が
補償される。
ると、出力ゲートにコンボリューション信号が発生し、
該信号は出力整合回路を介して取り出され、この整合回
路によりコンボリューション信号の高周波成分の減衰が
補償される。
［実施例］ 以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明する
と、第１図及び第２図は本発明によるSAWコンボルバの
一実施例で、第12図及び第13図と同一符号は同一又は類
似の部材を示す。同図において、５〜６′は夫々入力ト
ランスジューサ用端子、7,8は入力整合回路、9,10はア
ンバランス−バランス変換器、11,12は入力電気信号端
子、13は出力ゲート用端子、14は出力整合回路、15は出
力電気信号端子、16,17はボンディングワイヤである。
と、第１図及び第２図は本発明によるSAWコンボルバの
一実施例で、第12図及び第13図と同一符号は同一又は類
似の部材を示す。同図において、５〜６′は夫々入力ト
ランスジューサ用端子、7,8は入力整合回路、9,10はア
ンバランス−バランス変換器、11,12は入力電気信号端
子、13は出力ゲート用端子、14は出力整合回路、15は出
力電気信号端子、16,17はボンディングワイヤである。
入力電気信号端子11,12はアンバランス−バランス変
換器9,10を介して入力整合回路7,8に接続され、該回路
の出力は入力トランスジューサ用端子５〜６′を経由し
てボンディングワイヤ16,16により入力トランスジュー
サ3,3′に接続されている。出力ゲート４はボンディン
グワイヤ17により出力ゲート用端子13を経由して出力整
合回路14に接続されており、該回路の出力電気信号端子
15からコンボリューション信号を取り出すようになって
いる。
換器9,10を介して入力整合回路7,8に接続され、該回路
の出力は入力トランスジューサ用端子５〜６′を経由し
てボンディングワイヤ16,16により入力トランスジュー
サ3,3′に接続されている。出力ゲート４はボンディン
グワイヤ17により出力ゲート用端子13を経由して出力整
合回路14に接続されており、該回路の出力電気信号端子
15からコンボリューション信号を取り出すようになって
いる。
第２図に示すように、上記コンボルバは半導体、たと
えばシリコン（Si）１上に圧電体膜たとえば酸化亜鉛
（ZnO）膜２を形成し、そしてその酸化亜鉛膜２上にア
ルミニウム等の金属から成る入力トランスジューサ3,
3′、出力ゲート４を形成したZnO/Siの層状構造となっ
ている。
えばシリコン（Si）１上に圧電体膜たとえば酸化亜鉛
（ZnO）膜２を形成し、そしてその酸化亜鉛膜２上にア
ルミニウム等の金属から成る入力トランスジューサ3,
3′、出力ゲート４を形成したZnO/Siの層状構造となっ
ている。
この構造は、第12,13図と同様に層状構造のコンボル
バであるのでSAWは伝播中に第14図と同様に高周波域でS
AWの伝播損失が増大する傾向を持つ。
バであるのでSAWは伝播中に第14図と同様に高周波域でS
AWの伝播損失が増大する傾向を持つ。
本発明はフィルタ、遅延線等のSAW素子では大きな欠
点である第14図の特性をSAWコンボルバとして、積極的
に利用し、コンボルバを広帯域化する整合回路構造を提
供する。この方法はSAW伝播部の第14図の特性と入力整
合回路7,8の特性から決定する入力信号特性と出力整合
回路14との組み合わせから、コンボルバ出力の周波数特
性を第３図に示すように平坦な広帯域特性にすることで
ある。
点である第14図の特性をSAWコンボルバとして、積極的
に利用し、コンボルバを広帯域化する整合回路構造を提
供する。この方法はSAW伝播部の第14図の特性と入力整
合回路7,8の特性から決定する入力信号特性と出力整合
回路14との組み合わせから、コンボルバ出力の周波数特
性を第３図に示すように平坦な広帯域特性にすることで
ある。
次にこの方法が可能であることを説明する。
第１図において、入力電気信号端子11,12にそれぞれ
電気信号g1（ｔ）ejwt,g2（ｔ）ejwtが印加されたとす
る。
電気信号g1（ｔ）ejwt,g2（ｔ）ejwtが印加されたとす
る。
これらの信号はアンバランス−バランス変換器9,10、
整合回路7,8を通過後入力トランスジューサ（5,5′）
（6,6′）にg1′（ｔ）ejwt,g2′（ｔ）ejwtになる。
整合回路7,8を通過後入力トランスジューサ（5,5′）
（6,6′）にg1′（ｔ）ejwt,g2′（ｔ）ejwtになる。
この電気信号は入力トランスジューサ3,3′によりSAW
に変換される。入力トランスジューサ３からSAWに変換
されて右方向（ｘ方向）に伝播するSAWS1と入力トラン
スジューサ３′からSAWに変換されて左方向（−ｘ方
向）に伝播するSAW S2は（１）式で表わされる。
に変換される。入力トランスジューサ３からSAWに変換
されて右方向（ｘ方向）に伝播するSAWS1と入力トラン
スジューサ３′からSAWに変換されて左方向（−ｘ方
向）に伝播するSAW S2は（１）式で表わされる。
但しv:SAWの速度,l:出力ゲート長 ω：入力電気信号の角周波数 α（ω）:SAWの伝播損失であり第14図に示すように伝播
損失は周波数ωの関数であることを示している。
損失は周波数ωの関数であることを示している。
（１）式のSAWは出力ゲート４上で相互作用を起こし、
出力ゲート端子13には（２）式の出力信号ｈ（ｔ）が発
生する。
出力ゲート端子13には（２）式の出力信号ｈ（ｔ）が発
生する。
（２）式の積分項 はコンボルーション積分を表わしているので、端子13に
は入力信号g1′（ｔ）とg2′（ｔ）とのコンボルーショ
ン信号ｈ（ｔ）が発生し、入力信号周波数の２倍の周波
数になることが（２）式よりわかる。
は入力信号g1′（ｔ）とg2′（ｔ）とのコンボルーショ
ン信号ｈ（ｔ）が発生し、入力信号周波数の２倍の周波
数になることが（２）式よりわかる。
またSAWの伝播損失α（ω）の項はｅ−α（ｗ）ｌは
（２）式の積分項の外にある。
（２）式の積分項の外にある。
従って入力信号g1（ｔ）ejwt,g2（ｔ）ejwtに対する
コンボルバの出力電気信号端子13に現われる出力信号は
（３）式で示す周波数特性Ｂ（ω）を持った信号として
表現できる。
コンボルバの出力電気信号端子13に現われる出力信号は
（３）式で示す周波数特性Ｂ（ω）を持った信号として
表現できる。
Ｂ（ω）＝M1（ω）M2（ω）M3（ω）Ａ（ω）Ｃ（ω） …（３） 但しM1（ω）：入力整合回路７の周波数特性 M2（ω）：入力整合回路８の周波数特性 Ａ（ω）:SAW伝播損失の周波数特性 Ｃ（ω）：コンボルーション信号の周波数特性 M3（ω）：出力整合回路14の周波数特性 （３）式より本発明のコンボルバとしては、入力整合
回路特性M1（ω）,M2（ω）とSAW伝播損失Ａ（ω）と、
出力整合回路特性M3（ω）とを設計すればよいことがわ
かる。
回路特性M1（ω）,M2（ω）とSAW伝播損失Ａ（ω）と、
出力整合回路特性M3（ω）とを設計すればよいことがわ
かる。
具体的には入力整合回路7,8が充分に広帯域特性を持
つならば、出力整合回路14は第14図の周波数特性を補償
するようにすればよい。すなわち出力整合回路特性は高
周波域において、ミスマッチロスが小さくなるようにす
ればよい。
つならば、出力整合回路14は第14図の周波数特性を補償
するようにすればよい。すなわち出力整合回路特性は高
周波域において、ミスマッチロスが小さくなるようにす
ればよい。
これを実現する手法は後で示すが非常に容易な回路構
成となる。
成となる。
入力整合回路特性が高周波域において、ミスマッチが
大きい場合には明らかに第14図の特性をさらに助長す
る。従って出力整合回路14では高周波域でのミスマッチ
ロスをより小さくすればよい。
大きい場合には明らかに第14図の特性をさらに助長す
る。従って出力整合回路14では高周波域でのミスマッチ
ロスをより小さくすればよい。
上述の説明の実施例について次に実験結果を示す。
第４図はSAWコンボルバがZnO/Si構造で電極対数が６
対、交差幅が1mmの正規形トランスジューサを使用し、
アンバランス−バランス変換器の変換比は1:1であり、
そして入力整合回路7,8は直列にインダクタンスのみで
構成した場合で、端子11から見た反射特性をネットワー
クアナライザで測定したリターンロスを示している。
対、交差幅が1mmの正規形トランスジューサを使用し、
アンバランス−バランス変換器の変換比は1:1であり、
そして入力整合回路7,8は直列にインダクタンスのみで
構成した場合で、端子11から見た反射特性をネットワー
クアナライザで測定したリターンロスを示している。
この特性は中心周波数（215MHz）近傍でのミスマッチ
ロスが最小になっていることを示している。
ロスが最小になっていることを示している。
入力トランスジューサ3,3′、整合回路7,8、アンバラ
ンス−バランス変換器9,10はそれぞれ同一のために端子
12から見た反射特性も第４図と同一である。
ンス−バランス変換器9,10はそれぞれ同一のために端子
12から見た反射特性も第４図と同一である。
近傍において平坦な特性であるが、伝送特性は第５図
のように高域側での減衰量が大きくなり、第14図の傾向
を示す。この場合ゲート長ｌは40mmである。
のように高域側での減衰量が大きくなり、第14図の傾向
を示す。この場合ゲート長ｌは40mmである。
第５図の高周波域における減衰量を補償するために出
力整合回路の特性を第６図に示すリターンロス特性にす
る。第６図は第１図において出力電気信号端子15から見
た反射特性をネットワークアナライザで測定した。
力整合回路の特性を第６図に示すリターンロス特性にす
る。第６図は第１図において出力電気信号端子15から見
た反射特性をネットワークアナライザで測定した。
以上のような入力整合回路7,8、SAW伝播特性を持った
ZuO/Si構造コンボルバのコンボルーション特性を第５図
の点線で示す。このようにコンボルーション出力は中心
周波数近傍で平坦な特性を示して広帯域特性を示す。
ZuO/Si構造コンボルバのコンボルーション特性を第５図
の点線で示す。このようにコンボルーション出力は中心
周波数近傍で平坦な特性を示して広帯域特性を示す。
従って、第６図に示す出力整合回路特性により、第５
図の実線で示す高周波域での大きな減衰を補償してい
る。
図の実線で示す高周波域での大きな減衰を補償してい
る。
次に第６図の反射特性を持つようにするための出力整
合回路は容易に構成できることを示す。
合回路は容易に構成できることを示す。
第７図のＡは出力整合回路14を含まない、すなわち端
子13から出力ゲート４側を見た反射特性をネットワーク
アナライザでの測定結果をスミスチャート上に示してい
る。このように非常に低インピーダンスである。出力ゲ
ート４の長さｌは非常に長い（この例では40mm）ために
出力ゲート面積は大きくなる。また第２図より圧電体膜
２の厚みはミクロン単位であり非常に薄い。従って出力
ゲートインピーダンスは大きな容量となる。そして、こ
の出力ゲート４と端子13を接続するボンディングワイヤ
17のインダクタンスのために第７図のＡに示すように誘
導性で低インピーダンスとなる。
子13から出力ゲート４側を見た反射特性をネットワーク
アナライザでの測定結果をスミスチャート上に示してい
る。このように非常に低インピーダンスである。出力ゲ
ート４の長さｌは非常に長い（この例では40mm）ために
出力ゲート面積は大きくなる。また第２図より圧電体膜
２の厚みはミクロン単位であり非常に薄い。従って出力
ゲートインピーダンスは大きな容量となる。そして、こ
の出力ゲート４と端子13を接続するボンディングワイヤ
17のインダクタンスのために第７図のＡに示すように誘
導性で低インピーダンスとなる。
このようなインピーダンスを持つ負荷に対して第８図
に示す並列容量C1、直列容量C2を持つ出力整合回路14の
構成により出力端子15から見たインピーダンスは下記の
通りとなる。
に示す並列容量C1、直列容量C2を持つ出力整合回路14の
構成により出力端子15から見たインピーダンスは下記の
通りとなる。
端子13からコンボルバ側を見たアドミッタンスY0を Y0（ω）＝G0（ω）＋jB（ω） とすれば、 まず容量C1を並列接続すると、端子15から見たアドミ
ッタンスY1（ω）は Y1（ω）＝G0（ω）＋ｊ（B0（ω）＋ωC1） となる。このY0からY1への変化はサスプタンス成分への
ωC1の加算によるものであり、ωすなわち周波数に比例
するので、高周波側ほど大きく変化する。
ッタンスY1（ω）は Y1（ω）＝G0（ω）＋ｊ（B0（ω）＋ωC1） となる。このY0からY1への変化はサスプタンス成分への
ωC1の加算によるものであり、ωすなわち周波数に比例
するので、高周波側ほど大きく変化する。
Z1（ω）＝1/Y1（ω）とし、 Z1（ω）＝R1（ω）＋jX1（ω）とすれば、 更に、容量C2を直列に接続することにより端子15から
見たインピーダンスZ2（ω）は、 Z2（ω）＝R1（ω）＋ｊ｛X1（ω）−1/ωC2｝ となる。
見たインピーダンスZ2（ω）は、 Z2（ω）＝R1（ω）＋ｊ｛X1（ω）−1/ωC2｝ となる。
Z1からZ2への変化はリアクタンス成分への−1/ωC2の
加算であり、変化量はωすなわち周波数に逆比例して低
周波側ほど大きく変化する。
加算であり、変化量はωすなわち周波数に逆比例して低
周波側ほど大きく変化する。
以上のようなC1,C2による効果の周波数依存性を組み
合わせることによって、インピーダンスZ2は第７図のＢ
に示す特性となることはスミスチャートの作図より明ら
かで、高周波側での整合状態が相対的に良好な特性を実
現することができる。
合わせることによって、インピーダンスZ2は第７図のＢ
に示す特性となることはスミスチャートの作図より明ら
かで、高周波側での整合状態が相対的に良好な特性を実
現することができる。
第７図のＢ−1,B−2,B−３はマーカー周波数を表わし
ており、それぞれ390,430,470MHzである。このＢの特性
をリターンロスで表現したのが第６図である。
ており、それぞれ390,430,470MHzである。このＢの特性
をリターンロスで表現したのが第６図である。
第８図は容量素子C1,C2の２個から成り非常に簡便な
整合回路である。
整合回路である。
また入力整合回路7,8の特性により第５図の実線で示
す特性がさらに大きな傾きを持った場合にも並列容量C1
と直列容量C2により第６図のリターンロスの傾きを大き
くして補償することが可能であることは第７図のスミス
チャートより明らかである。
す特性がさらに大きな傾きを持った場合にも並列容量C1
と直列容量C2により第６図のリターンロスの傾きを大き
くして補償することが可能であることは第７図のスミス
チャートより明らかである。
第８図の出力整合回路14は２つの容量素子から構成で
きるので、例えばこれらは第２図に示すSAWの伝播部以
外の空き領域の半導体基板中又は圧電体膜上に形成でき
る。
きるので、例えばこれらは第２図に示すSAWの伝播部以
外の空き領域の半導体基板中又は圧電体膜上に形成でき
る。
第６図及び第７図のＢよりわかるように出力端でのミ
スマッチ量は全体的に少し大きい。これを解決するため
にはインピーダンス変換回路を付加することである。す
なわち第７図のＡの低インピーダンスであるのでこれを
少し高いインピーダンスに変換する回路を付加すること
である。
スマッチ量は全体的に少し大きい。これを解決するため
にはインピーダンス変換回路を付加することである。す
なわち第７図のＡの低インピーダンスであるのでこれを
少し高いインピーダンスに変換する回路を付加すること
である。
この回路としては例えばインピーダンス変換トランス
又は高周波回路でよく使用するストリップラインを用い
ることができる。第９図に示すようにこのインピーダン
ス変換回路18を出力整合回路14と端子13との間に設け、
この両者を含んだものを新たな出力整合回路14′とす
る。このようにすれば第７図のＢは全体的に中心によっ
た小さな曲線になり、ミスマッチロスは目的の周波数帯
で小さくなる。
又は高周波回路でよく使用するストリップラインを用い
ることができる。第９図に示すようにこのインピーダン
ス変換回路18を出力整合回路14と端子13との間に設け、
この両者を含んだものを新たな出力整合回路14′とす
る。このようにすれば第７図のＢは全体的に中心によっ
た小さな曲線になり、ミスマッチロスは目的の周波数帯
で小さくなる。
以上は第２図に示すZnO/Si構造のコンボルバについて
説明したがシリコン表面の保護膜として二酸化シリコン
がZnOとSiとの間に設けた構造のコンボルバに対しても
有効であることは明らかである。
説明したがシリコン表面の保護膜として二酸化シリコン
がZnOとSiとの間に設けた構造のコンボルバに対しても
有効であることは明らかである。
またシリコンの両方位、SAWの伝播方向として（100）
面の［110］方向伝播、（100）面の［100］方向伝播、
（110）面の［100］方向伝播でセザワ波を利用した構造
のコンボルバにおいては、電気−機械結合係数が大きい
のでより広帯域動作が可能であり、またコンボルーショ
ン効率もよい。
面の［110］方向伝播、（100）面の［100］方向伝播、
（110）面の［100］方向伝播でセザワ波を利用した構造
のコンボルバにおいては、電気−機械結合係数が大きい
のでより広帯域動作が可能であり、またコンボルーショ
ン効率もよい。
シリコン基板としてはエビタキャル基板を用いること
によりバルク抵抗が低減できるので、コンボルーション
効率はより向上する。従って出力整合回路として第６図
の特性のように多少ミスマッチが多くても効率が良いた
めに第８図の簡便な整合回路でも充分使用できる。
によりバルク抵抗が低減できるので、コンボルーション
効率はより向上する。従って出力整合回路として第６図
の特性のように多少ミスマッチが多くても効率が良いた
めに第８図の簡便な整合回路でも充分使用できる。
以上はZnO/Si構造の層状構造コンボルバについて説明
したが他の層状構造すなわち半導体としてGa As圧電体
膜としてAlNを用いた構造のコンボルバにおいてもSAWの
伝播特性が第14図で示すような特性でありさえすれば、
ここで示した出力整合回路によりコンボルーション特性
を第５図の点線のように補償することが可能である。
したが他の層状構造すなわち半導体としてGa As圧電体
膜としてAlNを用いた構造のコンボルバにおいてもSAWの
伝播特性が第14図で示すような特性でありさえすれば、
ここで示した出力整合回路によりコンボルーション特性
を第５図の点線のように補償することが可能である。
入力整合回路はインダクタンスのみで構成しているの
で、非常に容易な回路構成である。またこのインダクタ
ンスはアルミナ基板又はプリント基板上に第10,11図に
示すような円形スパイラルコイル、L1、角形スパイラル
コイルL2で構成してもよい。
で、非常に容易な回路構成である。またこのインダクタ
ンスはアルミナ基板又はプリント基板上に第10,11図に
示すような円形スパイラルコイル、L1、角形スパイラル
コイルL2で構成してもよい。
［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、比較的簡単な出
力整合回路を付加するだけで、SAWコンボルバの高周波
域での減衰を補償して平坦な広帯域特性とすることがで
き実用上の効果は多大である。
力整合回路を付加するだけで、SAWコンボルバの高周波
域での減衰を補償して平坦な広帯域特性とすることがで
き実用上の効果は多大である。
第１図及び第２図は本発明の一実施例を示す略線図、第
３図は本発明の目的とする特性図、第４図乃至第７図は
夫々SAWコンボルバの種々の特性図、第８図及び第９図
は夫々本発明で使用される出力整合回路を例示する図、
第10図及び第11図は夫々入力整合回路のインダクタンス
を例示する図、第12図及び第13図は従来のSAWコンボル
バを例示する略線図、第14図はその特性図である。 3,3′……入力トランスジューサ、 ４……出力ゲート、 7,8……入力整合回路、 14……出力整合回路。
３図は本発明の目的とする特性図、第４図乃至第７図は
夫々SAWコンボルバの種々の特性図、第８図及び第９図
は夫々本発明で使用される出力整合回路を例示する図、
第10図及び第11図は夫々入力整合回路のインダクタンス
を例示する図、第12図及び第13図は従来のSAWコンボル
バを例示する略線図、第14図はその特性図である。 3,3′……入力トランスジューサ、 ４……出力ゲート、 7,8……入力整合回路、 14……出力整合回路。
Claims (7)
- 【請求項１】少なくとも半導体基板上に圧電体膜を形成
し、該圧電体膜上に２つの入力トランスジューサとその
間に出力ゲートとを設けた弾性表面波コンボルバと、上
記各入力トランスジューサと２つの入力端子との間に接
続された入力整合回路と、上記出力ゲートと出力端子の
間に接続された出力整合回路とを備え、上記出力整合回
路は、上記出力ゲートに直列に接続された第１のコンデ
ンサと、該出力ゲートに並列に接続された第２のコンデ
ンサと、から成り、これら第１及び第２のコンデンサに
より前記弾性表面波コンボルバの出力の高周波成分の減
衰を補償するように構成したことを特徴とする弾性表面
波装置。 - 【請求項２】前記各入力整合回路と入力端子間にアンバ
ランス−バランス変換器を接続したことを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の弾性表面波装置。 - 【請求項３】前記入力整合回路が直列接続されたインダ
クタンス素子から成ることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の弾性表面波装置。 - 【請求項４】前記出力ゲートと出力整合回路間にインピ
ーダンス変換器を接続したことを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の弾性表面波装置。 - 【請求項５】前記半導体基板としてシリコン基板を、圧
電体膜として酸化亜鉛膜を夫々用いたことを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の弾性表面波装置。 - 【請求項６】上記シリコン基板と酸化亜鉛膜との間に二
酸化シリコン膜を形成したことを特徴とする特許請求の
範囲第５項記載の弾性表面波装置。 - 【請求項７】前記弾性表面波コンボルバにおいて使用さ
れる弾性表面波がセザワ波であることを特徴とする特許
請求の範囲第５項又は第６項記載の弾性表面波装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62117425A JP2562321B2 (ja) | 1987-05-13 | 1987-05-13 | 弾性表面波装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62117425A JP2562321B2 (ja) | 1987-05-13 | 1987-05-13 | 弾性表面波装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63281513A JPS63281513A (ja) | 1988-11-18 |
| JP2562321B2 true JP2562321B2 (ja) | 1996-12-11 |
Family
ID=14711326
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62117425A Expired - Lifetime JP2562321B2 (ja) | 1987-05-13 | 1987-05-13 | 弾性表面波装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2562321B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH042124U (ja) * | 1990-04-20 | 1992-01-09 | ||
| JPH0438131U (ja) * | 1990-07-30 | 1992-03-31 |
-
1987
- 1987-05-13 JP JP62117425A patent/JP2562321B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63281513A (ja) | 1988-11-18 |
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