JP2543399B2 - ス―パヘテロダイン受信機 - Google Patents
ス―パヘテロダイン受信機Info
- Publication number
- JP2543399B2 JP2543399B2 JP63257241A JP25724188A JP2543399B2 JP 2543399 B2 JP2543399 B2 JP 2543399B2 JP 63257241 A JP63257241 A JP 63257241A JP 25724188 A JP25724188 A JP 25724188A JP 2543399 B2 JP2543399 B2 JP 2543399B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transmission line
- filter
- frequency
- bypass transmission
- mixer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、スプリアスレスポンスの特性を改良した
スーパヘテロダイン受信機に関するものである。
スーパヘテロダイン受信機に関するものである。
第５図は従来のスーパヘテロダイン受信機を示すブロ
ック図であり、図において１は受信入力端、2,4は後記
する混合器５において中間周波ｆIF1に変換する際に発
生するスプリアス成分を除去するための高周波域におけ
る（以下、単に高周波域という）帯域通過フィルタ（以
下、BPF;B and Pass Filterという）、３は受信信号を
増幅する高周波増幅器、５は入力端６から供給される局
部発振周波ｆL1と高周波域BPF4の出力である受信周波ｆ
Rを混合し、中間周波ｆIF1に変換する混合器、７は後記
する第２の混合器８において第２中間周波ｆIF2に変換
する際に発生するスプリアス成分を除去する中間周波域
における（以下、単に中間周波域という）BPF、８は入
力端９から供給される第２局部発振周波ｆL2と中間周波
ｆIF1を混合し、第２中間周波ｆIF2に変換する第２の混
合器、10は受信選択度を決めるBPF、11はBPF10の出力を
増幅する第２中間周波増幅器、12はベースバンド信号に
復調する検波器、13は検波器12からの復調記号の出力端
である。
ック図であり、図において１は受信入力端、2,4は後記
する混合器５において中間周波ｆIF1に変換する際に発
生するスプリアス成分を除去するための高周波域におけ
る（以下、単に高周波域という）帯域通過フィルタ（以
下、BPF;B and Pass Filterという）、３は受信信号を
増幅する高周波増幅器、５は入力端６から供給される局
部発振周波ｆL1と高周波域BPF4の出力である受信周波ｆ
Rを混合し、中間周波ｆIF1に変換する混合器、７は後記
する第２の混合器８において第２中間周波ｆIF2に変換
する際に発生するスプリアス成分を除去する中間周波域
における（以下、単に中間周波域という）BPF、８は入
力端９から供給される第２局部発振周波ｆL2と中間周波
ｆIF1を混合し、第２中間周波ｆIF2に変換する第２の混
合器、10は受信選択度を決めるBPF、11はBPF10の出力を
増幅する第２中間周波増幅器、12はベースバンド信号に
復調する検波器、13は検波器12からの復調記号の出力端
である。
次に動作について説明する。受信入力端１に加えられ
た受信信号は、混合器５において発生するスプリアス成
分を高周波域BPF2,4により除去され、高周波増幅器３で
増幅され、混合器５で入力端６から供給される局部発振
周波ｆL1と混合され、周波数の差が中間周波ｆIF1とし
て出力される。この様子を第６図に示している。局部発
振周波ｆL1を逓倍ではなく、直接発振により得る場合に
は、混合器５において発生するスプリアス成分のうちｆ
R±2fIF1およびｆR±1/nfIF1（ここでｎは２以上の整数
である。また正符号は局部発振周波ｆL1を受信周波数ｆ
Rより高い周波数とした場合、負符号は低い周波数とし
た場合である。）が特に問題となるが、ｆR±2fIF1は局
部発振周波ｆL1を適当に選ぶことにより、受信周波数帯
域（BW）からはずせるので、ｆR±1/nfIF1に着目して説
明すると、ｆR±1/nfIF1のうちｎが低次の成分が問題と
なり（ｎの値が大きい程、受信周波数帯域（BW）に入り
込む成分の振幅が小さい）、この成分が受信周波数帯域
（BW）内に入らないようにｆIF1を定めることが望まし
い。
た受信信号は、混合器５において発生するスプリアス成
分を高周波域BPF2,4により除去され、高周波増幅器３で
増幅され、混合器５で入力端６から供給される局部発振
周波ｆL1と混合され、周波数の差が中間周波ｆIF1とし
て出力される。この様子を第６図に示している。局部発
振周波ｆL1を逓倍ではなく、直接発振により得る場合に
は、混合器５において発生するスプリアス成分のうちｆ
R±2fIF1およびｆR±1/nfIF1（ここでｎは２以上の整数
である。また正符号は局部発振周波ｆL1を受信周波数ｆ
Rより高い周波数とした場合、負符号は低い周波数とし
た場合である。）が特に問題となるが、ｆR±2fIF1は局
部発振周波ｆL1を適当に選ぶことにより、受信周波数帯
域（BW）からはずせるので、ｆR±1/nfIF1に着目して説
明すると、ｆR±1/nfIF1のうちｎが低次の成分が問題と
なり（ｎの値が大きい程、受信周波数帯域（BW）に入り
込む成分の振幅が小さい）、この成分が受信周波数帯域
（BW）内に入らないようにｆIF1を定めることが望まし
い。
次に、中間周波ｆIF1は中間周波域BPF7で第２中間周
波ｆIF2に入り込むスプリアス成分が除去された後、第
２の混合器８で入力端９から供給される第２局部発振周
波ｆL2と混合され、第２中間周波ｆIF2として出力され
る。この第２中間周波ｆIF2はBPF10で所定の受信選択度
が確保され、リミッティング特性を有する第２中間周波
増幅器11で増幅され、検波器12で復調され、この復調信
号は出力端13に出力される。
波ｆIF2に入り込むスプリアス成分が除去された後、第
２の混合器８で入力端９から供給される第２局部発振周
波ｆL2と混合され、第２中間周波ｆIF2として出力され
る。この第２中間周波ｆIF2はBPF10で所定の受信選択度
が確保され、リミッティング特性を有する第２中間周波
増幅器11で増幅され、検波器12で復調され、この復調信
号は出力端13に出力される。
従来のスーパヘテロダイン受信機は以上のように構成
されているので、スプリアス成分が受信周波数帯域に入
り込まないようにするには、中間周波ｆIF1を非常に高
く設定する必要があり、その結果中間周波域BPFや混合
器を２段構成にした場合、第２の混合器の構成が複雑に
なるので、装置が高価なものになってしまい、また調整
が困難になるなどの課題があった。
されているので、スプリアス成分が受信周波数帯域に入
り込まないようにするには、中間周波ｆIF1を非常に高
く設定する必要があり、その結果中間周波域BPFや混合
器を２段構成にした場合、第２の混合器の構成が複雑に
なるので、装置が高価なものになってしまい、また調整
が困難になるなどの課題があった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされ
たもので、スプリアス成分のうちｆR±1/2fIF1、ｆR±1
/3fIF1等ｎが低次のものが受信周波数帯域に入り込むよ
うな低い中間周波を用いても、所定のスプリアスレスポ
ンスの特性が確保できるスーパヘテロダイン受信機を得
ることを目的とする。
たもので、スプリアス成分のうちｆR±1/2fIF1、ｆR±1
/3fIF1等ｎが低次のものが受信周波数帯域に入り込むよ
うな低い中間周波を用いても、所定のスプリアスレスポ
ンスの特性が確保できるスーパヘテロダイン受信機を得
ることを目的とする。
なお、従来の類似技術が特開昭52-104844、特開昭58-
7934、特開昭58-17734、特開昭58-137335、特開昭58-17
0126、特開昭60-48625、特開昭61-123223、特開昭61-25
6831および特開昭62-26932号の各公報に示されている。
7934、特開昭58-17734、特開昭58-137335、特開昭58-17
0126、特開昭60-48625、特開昭61-123223、特開昭61-25
6831および特開昭62-26932号の各公報に示されている。
この発明に係るスーパヘテロダイン受信機は、スプリ
アス成分を除去する帯域阻止フィルタ（以下、BEF;Band
Elimination Filterという）を設け、前記BEFに並列に
前記BEFの阻止周波数の信号を損失なく伝送するバイパ
ス用伝送路を設け、受信信号の通路として前記BEFとバ
イパス用伝送路のいずれか一方を選択するスイッチ回路
を設けて構成されたフィルタ回路を混合器の前段に設け
たものである。
アス成分を除去する帯域阻止フィルタ（以下、BEF;Band
Elimination Filterという）を設け、前記BEFに並列に
前記BEFの阻止周波数の信号を損失なく伝送するバイパ
ス用伝送路を設け、受信信号の通路として前記BEFとバ
イパス用伝送路のいずれか一方を選択するスイッチ回路
を設けて構成されたフィルタ回路を混合器の前段に設け
たものである。
この発明におけるフィルタ回路はスイッチ回路によ
り、スプリアス成分のうちｆR±1/nfIF1のｎが低次のも
のが受信周波数帯域内に入り込む時は受信信号がBEFを
通るように、また、入り込まない時はバイパス用伝送路
を通るように切り換えられる。
り、スプリアス成分のうちｆR±1/nfIF1のｎが低次のも
のが受信周波数帯域内に入り込む時は受信信号がBEFを
通るように、また、入り込まない時はバイパス用伝送路
を通るように切り換えられる。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
１図において、１は受信入力端、2,4は高周波域BPF、３
は高周波増幅器、５は混合器、６は局部発振周波ｆL1の
入力端、７は中間周波域BPF、８は第２の混合器、９は
第２局部発振周波ｆL2の入力端、10は受信選択度を決め
るBPF、11は中間周波増幅器、12は検波器、13は復調信
号の出力端で、以上のものは第５図に示した従来のもの
と同一である。14は高周波域BPFの通過帯域内、つまり
受信周波数帯域内に入り込むスプリアス成分を除去する
BEF40と、このBEF40に受信信号を通すかどうか切り換え
るスイッチ回路23とを含むフィルタ回路、15はこのフィ
ルタ回路14の入力端、16はこのフィルタ回路14の出力
端、17はこのフィルタ回路14に含まれるスイッチ回路23
にオン・オフ入力を与える信号入力端である。
１図において、１は受信入力端、2,4は高周波域BPF、３
は高周波増幅器、５は混合器、６は局部発振周波ｆL1の
入力端、７は中間周波域BPF、８は第２の混合器、９は
第２局部発振周波ｆL2の入力端、10は受信選択度を決め
るBPF、11は中間周波増幅器、12は検波器、13は復調信
号の出力端で、以上のものは第５図に示した従来のもの
と同一である。14は高周波域BPFの通過帯域内、つまり
受信周波数帯域内に入り込むスプリアス成分を除去する
BEF40と、このBEF40に受信信号を通すかどうか切り換え
るスイッチ回路23とを含むフィルタ回路、15はこのフィ
ルタ回路14の入力端、16はこのフィルタ回路14の出力
端、17はこのフィルタ回路14に含まれるスイッチ回路23
にオン・オフ入力を与える信号入力端である。
第２図は第１図におけるフィルタ回路14をさらに詳細
に示したブロック図で、図において、18はノッチフィル
タで、例えば阻止周波数ｆR2におけるインピーダンスが
０Ωになるように設定されている。21は入力端15とノッ
チフィルタ18を結ぶ入力側伝送路で、BEF40の阻止周波
数ｆR2における1/4波長の伝送路長になっている。22は
出力端16とBEF18を結ぶ出力側伝送路で、BEF40の阻止周
波数ｆR2における1/4波長の伝送路長になっている。以
上の入力側伝送路21、ノッチフィルタ18および出力側伝
送路22でBEF40が構成されている。19,20はそれぞれBEF4
0の通過周波数ｆR1における1/4波長の伝送路長になって
いるバイパス用伝送路であり、このバイパス用伝送路1
9,20の間にはスイッチ回路が設けられ、信号入力端17よ
り入力されたオン・オフ入力により接地あるいはオープ
ンにされる。以下の説明において、入力端15、入力側伝
送路21、ノッチフィルタ18、出力側伝送路22および出力
端16により構成される伝送路をPASS1とし、バイパス用
伝送路19,20をPASS2とする。
に示したブロック図で、図において、18はノッチフィル
タで、例えば阻止周波数ｆR2におけるインピーダンスが
０Ωになるように設定されている。21は入力端15とノッ
チフィルタ18を結ぶ入力側伝送路で、BEF40の阻止周波
数ｆR2における1/4波長の伝送路長になっている。22は
出力端16とBEF18を結ぶ出力側伝送路で、BEF40の阻止周
波数ｆR2における1/4波長の伝送路長になっている。以
上の入力側伝送路21、ノッチフィルタ18および出力側伝
送路22でBEF40が構成されている。19,20はそれぞれBEF4
0の通過周波数ｆR1における1/4波長の伝送路長になって
いるバイパス用伝送路であり、このバイパス用伝送路1
9,20の間にはスイッチ回路が設けられ、信号入力端17よ
り入力されたオン・オフ入力により接地あるいはオープ
ンにされる。以下の説明において、入力端15、入力側伝
送路21、ノッチフィルタ18、出力側伝送路22および出力
端16により構成される伝送路をPASS1とし、バイパス用
伝送路19,20をPASS2とする。
次に動作について説明する。中間周波ｆIF1は、混合
器５において発生するスプリアス成分のうち、ｆR±1/n
fIF1のうちｎが低次のものが受信周波数帯域内に入り込
む程に、低く設定されているとする。また、局部発振周
波ｆL1は、受信周波数ｆRより高い周波数であるとして
説明する。まず、受信入力端１に加えられた受信信号
は、高周波域BPF2,4により、混合器５において中間周波
ｆIF1に入り込むスプリアス成分のうち受信周波数帯域
外の成分を除去される。ここで、受信周波数ｆRが受信
周波数帯域内の比較的低い周波数である時には、この時
のスプリアス成分ｆR±1/nfIF1のうちのｎの次数が低い
成分、例えばｆR±1/2fIF1は受信周波数帯域内の比較的
高いところに入り込む。この成分をｆR2とする。この
時、スイッチ回路をオンしてPASS2の中点を接地するこ
とによりPASS2は遮断され、高周波増幅器３で増幅され
た受信信号はフィルタ回路14内部でPASS1を通ることに
なり、スプリアス成分ｆR2はBEF40により除去され、従
って、所定のスプリアスレスポンス特性を得ることがで
きる。一方、受信周波数ｆRが受信周波数帯域内の比較
的高いところにある時には、スプリアス成分ｆR±1/2f
IF1は受信周波数帯域に入り込まず、高周波域BPF2,4で
この時のスプリアス成分ｆR±1/2fIF1は除去できるの
で、所定のスプリアス特性を得ることができる。従っ
て、この時にはスイッチ回路23はオフ（オープン）とな
っていて、高周波増幅器３で増幅された受信信号はフィ
ルタ回路14内部でPASS2を通る。この場合は、受信周波
数ｆRは阻止周波数ｆR2に近いので、PASS1では阻止され
る。
器５において発生するスプリアス成分のうち、ｆR±1/n
fIF1のうちｎが低次のものが受信周波数帯域内に入り込
む程に、低く設定されているとする。また、局部発振周
波ｆL1は、受信周波数ｆRより高い周波数であるとして
説明する。まず、受信入力端１に加えられた受信信号
は、高周波域BPF2,4により、混合器５において中間周波
ｆIF1に入り込むスプリアス成分のうち受信周波数帯域
外の成分を除去される。ここで、受信周波数ｆRが受信
周波数帯域内の比較的低い周波数である時には、この時
のスプリアス成分ｆR±1/nfIF1のうちのｎの次数が低い
成分、例えばｆR±1/2fIF1は受信周波数帯域内の比較的
高いところに入り込む。この成分をｆR2とする。この
時、スイッチ回路をオンしてPASS2の中点を接地するこ
とによりPASS2は遮断され、高周波増幅器３で増幅され
た受信信号はフィルタ回路14内部でPASS1を通ることに
なり、スプリアス成分ｆR2はBEF40により除去され、従
って、所定のスプリアスレスポンス特性を得ることがで
きる。一方、受信周波数ｆRが受信周波数帯域内の比較
的高いところにある時には、スプリアス成分ｆR±1/2f
IF1は受信周波数帯域に入り込まず、高周波域BPF2,4で
この時のスプリアス成分ｆR±1/2fIF1は除去できるの
で、所定のスプリアス特性を得ることができる。従っ
て、この時にはスイッチ回路23はオフ（オープン）とな
っていて、高周波増幅器３で増幅された受信信号はフィ
ルタ回路14内部でPASS2を通る。この場合は、受信周波
数ｆRは阻止周波数ｆR2に近いので、PASS1では阻止され
る。
なお、上記実施例では、入力側伝送路21、ノッチフィ
ルタ18および出力側伝送路22で構成されたBEF40の入力
端15からみたインピーダンスが無限大となるように、フ
ィルタ回路14に含まれるノッチフィルタ18のBEF40の阻
止周波数ｆR2におけるインピーダンスを０Ωとして、PA
SS1を構成する入力側伝送路21および出力側伝送路22の
伝送路長を1/4波長としたが、ノッチフィルタ18のイン
ピーダンスを虚数のみで表わされるインピーダンスとし
ても、伝送路長を適当に選定することにより、入力端15
からみたBEF40のインピーダンスを無限大に設定できる
ので、同様の効果を得ることができる。
ルタ18および出力側伝送路22で構成されたBEF40の入力
端15からみたインピーダンスが無限大となるように、フ
ィルタ回路14に含まれるノッチフィルタ18のBEF40の阻
止周波数ｆR2におけるインピーダンスを０Ωとして、PA
SS1を構成する入力側伝送路21および出力側伝送路22の
伝送路長を1/4波長としたが、ノッチフィルタ18のイン
ピーダンスを虚数のみで表わされるインピーダンスとし
ても、伝送路長を適当に選定することにより、入力端15
からみたBEF40のインピーダンスを無限大に設定できる
ので、同様の効果を得ることができる。
また、第３図のように、PINダイオード25によりスイ
ッチングの高速化をはかるため、コンデンサ24、チョー
クコイル26と共にスイッチ回路を構成してもよく、第４
図のようにコンデンサ33、トランジスタ34および抵抗35
でスイッチング回路を構成してもよい。
ッチングの高速化をはかるため、コンデンサ24、チョー
クコイル26と共にスイッチ回路を構成してもよく、第４
図のようにコンデンサ33、トランジスタ34および抵抗35
でスイッチング回路を構成してもよい。
さらに、第４図に示すように、入力側伝送路21および
出力側伝送路22として、インダクタ27,28およびコンデ
ンサ31,32を使用し、バイパス用伝送路19,20としてイン
ダクタ29,30を使用して構成してもよい。この場合も、
インダクタ27,28、コンデンサ31,32およびノッチフィル
タ18の値を適当に選定すれば、阻止周波数ｆR2における
入力端15からみたBEF40のインピーダンスを無限大に設
定できる。一方、インダクタ29,30およびコンデンサ33
（第１および第２のインピーダンス回路）の値を適当に
選定し、トランジスタ34、抵抗35よりなるスイッチ回路
のオン時に、受信周波数帯域に対して、インダクタ29の
入力側から見てインピーダンスが無限大となり、前記ス
イッチ回路のオフ時に入出力インピーダンス整合が成さ
れるようにすれば、入力端15、インダクタ29,30および
出力端16で構成されたPASS2のバイパス用伝送路で、伝
送損失がなくなるようにすることができる。
出力側伝送路22として、インダクタ27,28およびコンデ
ンサ31,32を使用し、バイパス用伝送路19,20としてイン
ダクタ29,30を使用して構成してもよい。この場合も、
インダクタ27,28、コンデンサ31,32およびノッチフィル
タ18の値を適当に選定すれば、阻止周波数ｆR2における
入力端15からみたBEF40のインピーダンスを無限大に設
定できる。一方、インダクタ29,30およびコンデンサ33
（第１および第２のインピーダンス回路）の値を適当に
選定し、トランジスタ34、抵抗35よりなるスイッチ回路
のオン時に、受信周波数帯域に対して、インダクタ29の
入力側から見てインピーダンスが無限大となり、前記ス
イッチ回路のオフ時に入出力インピーダンス整合が成さ
れるようにすれば、入力端15、インダクタ29,30および
出力端16で構成されたPASS2のバイパス用伝送路で、伝
送損失がなくなるようにすることができる。
また、上記実施例では第２の混合器８を有するダブル
スーパヘテロダイン受信機の場合について説明したが、
シングルスーパヘテロダイン受信機であってもよく、上
記実施例と同様の効果を奏する。
スーパヘテロダイン受信機の場合について説明したが、
シングルスーパヘテロダイン受信機であってもよく、上
記実施例と同様の効果を奏する。
以上のように、請求項１によれば、スーパヘテロダイ
ン受信機を、スプリアス成分を阻止する帯域阻止フィル
タと、その帯域阻止フィルタに並列に接続され所望の周
波数成分の1/4波長の伝送路長を有する第１および第２
のバイパス用伝送路と、第１および第２のバイパス用伝
送路の接続点と接地との間に設けられたスイッチ回路と
で構成されたフィルタ回路によってスプリアス成分を除
去するように構成し、また、請求項２によれば、スーパ
ヘテロダイン受信機を、スプリアス成分を阻止する帯域
阻止フィルタと、その帯域阻止フィルタに並列に接続さ
れ第１および第２のインピーダンス回路を有する第１お
よび第２のバイパス用伝送路と、第１および第２のバイ
パス用伝送路の接続点と接地との間に設けられたスイッ
チ回路とで構成され、前記第１および第２のインピーダ
ンス回路は前記所望の周波数成分に対して前記スイッチ
回路オン時に前記第１のバイパス用伝送路の入力側から
見てインピーダンスが無限大となり、前記スイッチ回路
オフ時に入出力インピーダンス整合が成されるフィルタ
回路によってスプリアス成分を除去するように構成した
ので、比較的低い中間周波を使うことが可能となり、中
間帯域通過フィルタや混合器を２段構成にした場合の第
２の混合器を容易化することができ、装置が安価にで
き、また、調整も簡単なものが得られる効果がある。さ
らに、スイッチ回路のオン，オフに拘らず、フィルタ回
路に入力される受信周波数帯域の高周波信号がそのスイ
ッチ回路を通過することなく、スイッチ回路による高周
波信号の損失を生じることがない。また、そのスイッチ
回路はオン，オフの簡単な構成のもの１個で良く、小型
にできる効果がある。
ン受信機を、スプリアス成分を阻止する帯域阻止フィル
タと、その帯域阻止フィルタに並列に接続され所望の周
波数成分の1/4波長の伝送路長を有する第１および第２
のバイパス用伝送路と、第１および第２のバイパス用伝
送路の接続点と接地との間に設けられたスイッチ回路と
で構成されたフィルタ回路によってスプリアス成分を除
去するように構成し、また、請求項２によれば、スーパ
ヘテロダイン受信機を、スプリアス成分を阻止する帯域
阻止フィルタと、その帯域阻止フィルタに並列に接続さ
れ第１および第２のインピーダンス回路を有する第１お
よび第２のバイパス用伝送路と、第１および第２のバイ
パス用伝送路の接続点と接地との間に設けられたスイッ
チ回路とで構成され、前記第１および第２のインピーダ
ンス回路は前記所望の周波数成分に対して前記スイッチ
回路オン時に前記第１のバイパス用伝送路の入力側から
見てインピーダンスが無限大となり、前記スイッチ回路
オフ時に入出力インピーダンス整合が成されるフィルタ
回路によってスプリアス成分を除去するように構成した
ので、比較的低い中間周波を使うことが可能となり、中
間帯域通過フィルタや混合器を２段構成にした場合の第
２の混合器を容易化することができ、装置が安価にで
き、また、調整も簡単なものが得られる効果がある。さ
らに、スイッチ回路のオン，オフに拘らず、フィルタ回
路に入力される受信周波数帯域の高周波信号がそのスイ
ッチ回路を通過することなく、スイッチ回路による高周
波信号の損失を生じることがない。また、そのスイッチ
回路はオン，オフの簡単な構成のもの１個で良く、小型
にできる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例によるスーパヘテロダイン
受信機を示すブロック図、第２図は第１図中のフィルタ
回路14の詳細を示すブロック図、第３図，第４図はこの
発明の他の実施例によるフィルタ回路14のブロック図、
第５図は従来のスーパヘテロダイン受信機のブロック
図、第６図はこの発明の一実施例および従来のスーパヘ
テロダイン受信機における周波数の関係を示す周波数図
である。 2,4は高周波域BPF、５は混合器、７は中間周波域BPF、
８は第２の混合器、14はフィルタ回路、18はノッチフィ
ルタ、19,20はバイパス用伝送路、21は入力側伝送路、2
2は出力側伝送路、40はBEFである。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
受信機を示すブロック図、第２図は第１図中のフィルタ
回路14の詳細を示すブロック図、第３図，第４図はこの
発明の他の実施例によるフィルタ回路14のブロック図、
第５図は従来のスーパヘテロダイン受信機のブロック
図、第６図はこの発明の一実施例および従来のスーパヘ
テロダイン受信機における周波数の関係を示す周波数図
である。 2,4は高周波域BPF、５は混合器、７は中間周波域BPF、
８は第２の混合器、14はフィルタ回路、18はノッチフィ
ルタ、19,20はバイパス用伝送路、21は入力側伝送路、2
2は出力側伝送路、40はBEFである。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (2)
- 【請求項１】受信信号のスプリアス成分を除去する高周
波域における高周波帯域通過フィルタと、この高周波帯
域通過フィルタの出力信号を中間周波に変換する混合器
と、前記中間周波より所望の周波数成分を取り出す中間
周波域における中間帯域通過フィルタとを有するスーパ
ヘテロダイン受信機において、前記スプリアス成分を阻
止する帯域阻止フィルタと、一端が前記帯域阻止フィル
タの入力端に接続され前記所望の周波数成分の1/4波長
の伝送路長を有する第１のバイパス用伝送路と、一端が
前記第１のバイパス用伝送路の他端に接続されると共に
他端が前記帯域阻止フィルタの出力端に接続され前記所
望の周波数成分の1/4波長の伝送路長を有する第２のバ
イパス用伝送路と、前記第１および第２のバイパス用伝
送路の接続点と接地との間に設けられたスイッチ回路と
で構成されたフィルタ回路を前記混合器の前段に設けた
ことを特徴とするスーパヘテロダイン受信機。 - 【請求項２】受信信号のスプリアス成分を除去する高周
波域における高周波帯域通過フィルタと、この高周波帯
域通過フィルタの出力信号を中間周波に変換する混合器
と、前記中間周波より所望の周波数成分を取り出す中間
周波域における中間帯域通過フィルタとを有するスーパ
ヘテロダイン受信機において、前記スプリアス成分を阻
止する帯域阻止フィルタと、一端が前記帯域阻止フィル
タの入力端に接続され第１のインピーダンス回路を有す
る第１のバイパス用伝送路と、一端が前記第１のバイパ
ス用伝送路の他端に接続されると共に他端が前記帯域阻
止フィルタの出力端に接続され第２のインピーダンス回
路を有する第２のバイパス用伝送路と、前記第１および
第２のバイパス用伝送路の接続点と接地との間に設けら
れたスイッチ回路とで構成され、前記第１および第２の
インピーダンス回路は前記所望の周波数成分に対して前
記スイッチ回路オン時に前記第１のバイパス用伝送路の
入力側から見てインピーダンスが無限大となり、前記ス
イッチ回路オフ時に入出力インピーダンス整合が成され
るフィルタ回路を前記混合器の前段に設けたことを特徴
とするスーパヘテロダイン受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63257241A JP2543399B2 (ja) | 1988-10-14 | 1988-10-14 | ス―パヘテロダイン受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63257241A JP2543399B2 (ja) | 1988-10-14 | 1988-10-14 | ス―パヘテロダイン受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02105732A JPH02105732A (ja) | 1990-04-18 |
| JP2543399B2 true JP2543399B2 (ja) | 1996-10-16 |
Family
ID=17303648
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63257241A Expired - Lifetime JP2543399B2 (ja) | 1988-10-14 | 1988-10-14 | ス―パヘテロダイン受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2543399B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59189352U (ja) * | 1983-06-03 | 1984-12-15 | 株式会社富士通ゼネラル | 受信機のアンテナ回路 |
| JPS60149258U (ja) * | 1984-03-14 | 1985-10-03 | シャープ株式会社 | チユ−ナ回路 |
-
1988
- 1988-10-14 JP JP63257241A patent/JP2543399B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02105732A (ja) | 1990-04-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6429733B1 (en) | Filter with controlled offsets for active filter selectivity and DC offset control | |
| JPH06224644A (ja) | 半導体装置 | |
| GB2240906A (en) | Radio transceiver filtering arrangement | |
| JP2000511742A (ja) | 多相フィルタからなる受信機及びフィルタ配置 | |
| JPH06500442A (ja) | 差動出力を有する分割リング共振器帯域通過フィルタ | |
| US6229408B1 (en) | Zero loss bias “T” | |
| EP0772304B1 (en) | A dual-band radio receiver | |
| US6983129B2 (en) | Radio frequency switch and wireless communication apparatus using the same | |
| JP3689642B2 (ja) | テレビジョンチューナ用中間周波結合回路 | |
| US4691379A (en) | Mixer circuit | |
| JP2543399B2 (ja) | ス―パヘテロダイン受信機 | |
| JP3140398B2 (ja) | チューナ回路 | |
| JPH04304705A (ja) | 低雑音増幅器 | |
| JPS61148924A (ja) | 空中線切替回路 | |
| KR970701448A (ko) | 표면 음향파 필터를 구비한 텔레비젼 수상기(Television receiver with SAW filter coupling) | |
| KR960007134B1 (ko) | 영상신호를 제거할 수 있는 저잡음 수신기회로 | |
| JP3738500B2 (ja) | Ｔｖチューナ装置用アンテナ回路 | |
| JPS61280103A (ja) | フィルタ回路 | |
| JP3277527B2 (ja) | チューナ | |
| US6070061A (en) | Adjacent channel rejection in double conversion tuner | |
| WO2000019623A1 (en) | Using a single side band mixer to reject image signals in a wireless station | |
| JP3128277B2 (ja) | ミキサ回路 | |
| JPH11289269A (ja) | 高周波回路及び移動通信機 | |
| JPS6331318A (ja) | 識別用信号のデコ−ド装置 | |
| JPH0478201B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070725 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080725 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090725 Year of fee payment: 13 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090725 Year of fee payment: 13 |