JP2522776B2 - 超音波位置検出装置 - Google Patents
超音波位置検出装置Info
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- JP2522776B2 JP2522776B2 JP61310524A JP31052486A JP2522776B2 JP 2522776 B2 JP2522776 B2 JP 2522776B2 JP 61310524 A JP61310524 A JP 61310524A JP 31052486 A JP31052486 A JP 31052486A JP 2522776 B2 JP2522776 B2 JP 2522776B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、例えば船舶用に使用される超音波位置検出
装置、さらに詳しくは超音波受信信号の位相差を測定す
ることによってトランスポンダ等の超音波音源方向を求
める位置検出装置に関するものである。
装置、さらに詳しくは超音波受信信号の位相差を測定す
ることによってトランスポンダ等の超音波音源方向を求
める位置検出装置に関するものである。
従来のウルトラショートベースライン方式と呼ばれる
近接した受波器間の位相差測定による超音波位置検出装
置においては、トランスポンダから発射した超音波バー
スト信号の位相差そのパルス時間内で測定する必要があ
る。そのため高制度の位相差を求めるためには、バース
ト信号のパルス時間を大きくし十分な平均処理が必要で
あった。その結果、距離分解能が低下し正確なトランス
ポンダの位置を求めることは困難であった。
近接した受波器間の位相差測定による超音波位置検出装
置においては、トランスポンダから発射した超音波バー
スト信号の位相差そのパルス時間内で測定する必要があ
る。そのため高制度の位相差を求めるためには、バース
ト信号のパルス時間を大きくし十分な平均処理が必要で
あった。その結果、距離分解能が低下し正確なトランス
ポンダの位置を求めることは困難であった。
本発明は、従来の超音波位置検出装置の上記欠点を改
善し、距離分解能を上げると共に方向測定精度の向上を
図り、トランスポンダ等の超音波音源の位置を高精度に
検出することにある。
善し、距離分解能を上げると共に方向測定精度の向上を
図り、トランスポンダ等の超音波音源の位置を高精度に
検出することにある。
上記問題点を解決するための、本発明の超音波位置検
出装置を実施例に対応する第１図により説明する。同図
に示すように本発明の超音波位置検出装置は、受信到来
波の中心周波数における位相差が180度以内になるよう
に近接して配置された第１の受波器2aおよび第２の受波
器2bと、第１の受波器2aおよび第２の受波器2bで夫々受
信されたチャープ信号を複素数化するための第１の直交
検波回路4a1・4a2・５・６・7a1・7a2および第２の直交
検波回路4b1・4b2・５・６・7b1・7b2と、複素数化され
たチャープ信号をパルス圧縮する第１の最適フィルタ8a
および第２の最適フィルタ8bを含んでいる。
出装置を実施例に対応する第１図により説明する。同図
に示すように本発明の超音波位置検出装置は、受信到来
波の中心周波数における位相差が180度以内になるよう
に近接して配置された第１の受波器2aおよび第２の受波
器2bと、第１の受波器2aおよび第２の受波器2bで夫々受
信されたチャープ信号を複素数化するための第１の直交
検波回路4a1・4a2・５・６・7a1・7a2および第２の直交
検波回路4b1・4b2・５・６・7b1・7b2と、複素数化され
たチャープ信号をパルス圧縮する第１の最適フィルタ8a
および第２の最適フィルタ8bを含んでいる。
最適フィルタ8aおよび最適フィルタ8bによってパルス
圧縮された複素数出力信号より、共役複素積を求める共
役複素積演算回路9a1・9a2・9b1・9b2・10a・10bと、共
役複素積演算回路9a1・9a2・9b1・9b2・10a・10bで求め
た共役複素積出力信号から第１および第２の受波器2a・
2bで受信した到来波の受波器配置に基づく位相差を求め
る位相差演算回路11と、求めた位相差によって超音波到
来方向αを求める方向演算回路12と、共役複素積演算回
路9a1・9a2・9b1・9b2・10a・10bで求めた共役複素積出
力信号から前記到来波の信号パワーを求める信号パワー
演算回路13a・13b・14・15と、求めた方向および信号パ
ワーを距離に対応して表示する表示器16とを備え、超音
波音源の位置を検出する。
圧縮された複素数出力信号より、共役複素積を求める共
役複素積演算回路9a1・9a2・9b1・9b2・10a・10bと、共
役複素積演算回路9a1・9a2・9b1・9b2・10a・10bで求め
た共役複素積出力信号から第１および第２の受波器2a・
2bで受信した到来波の受波器配置に基づく位相差を求め
る位相差演算回路11と、求めた位相差によって超音波到
来方向αを求める方向演算回路12と、共役複素積演算回
路9a1・9a2・9b1・9b2・10a・10bで求めた共役複素積出
力信号から前記到来波の信号パワーを求める信号パワー
演算回路13a・13b・14・15と、求めた方向および信号パ
ワーを距離に対応して表示する表示器16とを備え、超音
波音源の位置を検出する。
以下、本発明の実施例を詳細に説明する。
第１図は本発明を適用する超音波位置検出装置の実施
例のブロック図で、船舶に搭載されている。同図で、１
は船底、2aおよび2bは受波器、3aおよび3bは受信増幅
器、4a1・4a2・4b1および4b2は周波数ミキサ、５は局部
発振器、６は90度（π/2）移相器、7a1・7a2・7b1およ
び7b2はローパスフィルタ、8aおよび8bは最適フィル
タ、9a1・9a2・9b1および9b2は乗算器、10aおよび10bは
加算器、11はtan-1関数演算器、12は方向演算回路、13a
および13bは二乗器、14は加算器、15は平方根演算器、1
6は表示回路である。
例のブロック図で、船舶に搭載されている。同図で、１
は船底、2aおよび2bは受波器、3aおよび3bは受信増幅
器、4a1・4a2・4b1および4b2は周波数ミキサ、５は局部
発振器、６は90度（π/2）移相器、7a1・7a2・7b1およ
び7b2はローパスフィルタ、8aおよび8bは最適フィル
タ、9a1・9a2・9b1および9b2は乗算器、10aおよび10bは
加算器、11はtan-1関数演算器、12は方向演算回路、13a
および13bは二乗器、14は加算器、15は平方根演算器、1
6は表示回路である。
受波器2aおよび2bは間隔ｄをおいて船底１に装備され
ており、線形に周波数変調されたチャープ信号がトラン
スポンダ等の応答信号として、入射角αで図の矢印の方
向から到来している。受波器2aで受信される信号SAおよ
び受波器2bで受信される信号SBは位相の遅れ、進みを考
慮に入れると次のようになる。
ており、線形に周波数変調されたチャープ信号がトラン
スポンダ等の応答信号として、入射角αで図の矢印の方
向から到来している。受波器2aで受信される信号SAおよ
び受波器2bで受信される信号SBは位相の遅れ、進みを考
慮に入れると次のようになる。
SA＝Acos（２πfot＋πμt2＋θ） ……（１） SB＝Acos（２πfot＋πμt2＋θ＋ξ） ……（２） ここで Ａは振幅、foは中心周波数、μは周波数掃引率
（Δf/T）、Δf:周波数幅、Ｔはパルス幅、θは固定位
相、ξ位相差である。
（Δf/T）、Δf:周波数幅、Ｔはパルス幅、θは固定位
相、ξ位相差である。
位相差ξは超音波到来方向αと受波器間隔ｄに基づく
もので、λを中心周波数foにおける波長とすると次の関
係がある。
もので、λを中心周波数foにおける波長とすると次の関
係がある。
従って超音波到来方向αは信号SAとSBの位相差が得ら
れれば、次の（３）式の変形 より求めることができる。ただし位相差検出のあいまい
さを無くすために位相差の条件１ξ１＜πを満たす必要
がある。このためには伝搬距離差ｄ sinαが次の条件
を満足しなければならない。
れれば、次の（３）式の変形 より求めることができる。ただし位相差検出のあいまい
さを無くすために位相差の条件１ξ１＜πを満たす必要
がある。このためには伝搬距離差ｄ sinαが次の条件
を満足しなければならない。
このことから受波器間隔が半波長以下となって受波装置
の小型化を図れることがわかる。
の小型化を図れることがわかる。
次に（１）式で示される受波器2aの信号SAは、受信増
幅器3aで増幅され、公知の直交検波によって複素数の信
号へ変換される。まず局部発振器５で発生する-sin２π
fotの信号と入力信号を周波数ミキサ4a2で乗算し、ロー
パスフィルタ7a2を通すことにより虚数成分QRAを得、他
方90度位相器６の出力cos2πfotの信号と入力信号を周
波数ミキサ4a1で乗算し、ローパスフィルタ7a1を通すこ
とにより実数成分IRAを得る。その結果、直交検波出力
は次のようになる。
幅器3aで増幅され、公知の直交検波によって複素数の信
号へ変換される。まず局部発振器５で発生する-sin２π
fotの信号と入力信号を周波数ミキサ4a2で乗算し、ロー
パスフィルタ7a2を通すことにより虚数成分QRAを得、他
方90度位相器６の出力cos2πfotの信号と入力信号を周
波数ミキサ4a1で乗算し、ローパスフィルタ7a1を通すこ
とにより実数成分IRAを得る。その結果、直交検波出力
は次のようになる。
実数成分：IRA＝cos（πμt2＋θ） ……（６） 虚数成分：QRA＝sin（πμt2＋θ） ……（７） 例えば、この直交検波出力の虚数成分QRAは、第２図
（ａ）に示すような波形となり、最適フィルタ8aへ実数
成分IRAと共に導かれパスル圧縮される。
（ａ）に示すような波形となり、最適フィルタ8aへ実数
成分IRAと共に導かれパスル圧縮される。
最適フィルタ8aの内部構成は第３図のようになってい
る。同図の201および202は一般にDELTICと呼ばれる一種
の遅延メモリ、211・212・213・214は乗算器、221・222
は加算器、231・232は積分器である。最適フィルタの動
作は相互相関処理を行うことと等価であり、その出力に
おいて最大の信号対雑音比を与えるものである。最適フ
ィルタ8bも同じような構成である。
る。同図の201および202は一般にDELTICと呼ばれる一種
の遅延メモリ、211・212・213・214は乗算器、221・222
は加算器、231・232は積分器である。最適フィルタの動
作は相互相関処理を行うことと等価であり、その出力に
おいて最大の信号対雑音比を与えるものである。最適フ
ィルタ8bも同じような構成である。
最適フィルタの入力信号XRをIR＋jQRと複素数化して
考え、参照信号XT＝IT＋jQTとの相互相関関数Ｒ（τ）
を次式により求める。
考え、参照信号XT＝IT＋jQTとの相互相関関数Ｒ（τ）
を次式により求める。
XT *はXTの共役複素数を示し、τは遅延時間を示す。
ここで（８）式を展開すると となる。
（９）式を実行するのが第３図に示す最適フィルタの
構成である。DELTIC201および202は入力信号をいったん
記憶し、乗算器211・212・213・214により参照信号TTお
よびQTと乗算を行い、加算器221・222により各乗算結果
の加算を行う。そして積分器231により（９）式第１項
の積分を行い、実数部相関結果ICを出力する。積分器23
2により（９）式第２項の積分を行い、虚数部相関結果Q
Cを出力する。
構成である。DELTIC201および202は入力信号をいったん
記憶し、乗算器211・212・213・214により参照信号TTお
よびQTと乗算を行い、加算器221・222により各乗算結果
の加算を行う。そして積分器231により（９）式第１項
の積分を行い、実数部相関結果ICを出力する。積分器23
2により（９）式第２項の積分を行い、虚数部相関結果Q
Cを出力する。
ここで参照信号STの実数部ITをcos（πμt2）、虚数
部QTをsin（πμt2）とし、最適フィルタの実数部入力I
Rへ（６）式で示されるIRAを、虚数部入力QRへ（７）式
で示されるQRAを入力すると最適フィルタ8aの出力は次
式のようになる。
部QTをsin（πμt2）とし、最適フィルタの実数部入力I
Rへ（６）式で示されるIRAを、虚数部入力QRへ（７）式
で示されるQRAを入力すると最適フィルタ8aの出力は次
式のようになる。
（10）式と（11）式をまとめて複素数で表現すると、 となる。この最適フィルタ出力において、 sin（πΔｆτ）／πΔｆτで表わされる振幅項｜R
A（τ）｜を第２図（Ｃ）に、πμτ2＋θで表わされる
位相項Arg（RA（τ））を第２図（ｄ）に示してある。
A（τ）｜を第２図（Ｃ）に、πμτ2＋θで表わされる
位相項Arg（RA（τ））を第２図（ｄ）に示してある。
これよりパルス幅がほぼ1/Δｆに圧縮され、またその
パルス幅はもとのパルス幅には無関係であり周波数掃引
幅Δｆのみで決定されるものであることがわかる。この
最適フィルタの入出力間の圧縮比はＴΔｆとなり、エネ
ルギ保存則により必然的に振幅を増大させ、信号対雑音
比が 改善される結果となる。ところで第２図に示されるパル
ス圧縮結果では、中心パルスの両側に不要なサイドロー
ブが発生しているが、これはチャープ信号波形に周波数
軸上で重み付けを行うことにより低減できる。
パルス幅はもとのパルス幅には無関係であり周波数掃引
幅Δｆのみで決定されるものであることがわかる。この
最適フィルタの入出力間の圧縮比はＴΔｆとなり、エネ
ルギ保存則により必然的に振幅を増大させ、信号対雑音
比が 改善される結果となる。ところで第２図に示されるパル
ス圧縮結果では、中心パルスの両側に不要なサイドロー
ブが発生しているが、これはチャープ信号波形に周波数
軸上で重み付けを行うことにより低減できる。
一方、（２）式で示される受波器2bの信号SBは、信号
SAの場合と以下同様にして、受信増幅器3bで適当な大き
さに増幅され、周波数ミキサ4b1および4b2とローパスフ
ィルタ7b1および7b2によって直交検波され、次の直交検
波出力を得る。
SAの場合と以下同様にして、受信増幅器3bで適当な大き
さに増幅され、周波数ミキサ4b1および4b2とローパスフ
ィルタ7b1および7b2によって直交検波され、次の直交検
波出力を得る。
実数成分：IRB＝cos（πμt2＋θ＋ξ） ……（13） 虚数成分：QRB＝sin（πμt2＋θ＋ξ） ……（14） この直交検波出力の虚数成分QRBを、前記（７）式で表
す記号QRAと対応させて第２図（ｂ）に示す。これを最
適フィルタ8bによってパルス圧縮するとその出力は、 となり、（15）式（16）式をまとめると となる。また、この最適フィルタ出力の振幅項を｜R
B（τ）｜を第２図（ｅ）に、πμτ2＋θ＋ξで表わさ
れる位相項Arg（RB（τ））を第２図（ｆ）に示す。
す記号QRAと対応させて第２図（ｂ）に示す。これを最
適フィルタ8bによってパルス圧縮するとその出力は、 となり、（15）式（16）式をまとめると となる。また、この最適フィルタ出力の振幅項を｜R
B（τ）｜を第２図（ｅ）に、πμτ2＋θ＋ξで表わさ
れる位相項Arg（RB（τ））を第２図（ｆ）に示す。
超音波到来方向αの検出で必要な情報は受波器間の信
号に生ずる位相差ξであるから、次の複素数基本定理 Ae-jQ1・BejQ2＝ABej(Q2-Q1) ……（18） を用いて、（12）式と（17）式の共役複素積により位相
差ξを求める。すなわち RA＊・RB＝（ICA−jQCA）（ICB＋jQCB） ＝ICAICB＋QCAQCB＋ｊ（ICAQCB−QCAICB） ……（19a） となり、これより位相差ξは より求めることができ、第２図（ｈ）で示されるような
一定値となる。第１図の乗算器9a1・9a2・9b1・9b2およ
び加算器10a・10bは、（19a）式の演算を行うものであ
り、加算器10aが実数部を出力し、加算器10bが虚数部を
出力する。そしてtan-1関数演算器11によって、（20）
式で示される変換により位相差ξをとり出し、次の方向
演算回路12により（４）式の演算を行い超音波到来方向
αを求める。また到来波信号のパワー｜RA＊RB｜は次式
により求めることができ、第２図（ｇ）で示されるよう
な波形となる。
号に生ずる位相差ξであるから、次の複素数基本定理 Ae-jQ1・BejQ2＝ABej(Q2-Q1) ……（18） を用いて、（12）式と（17）式の共役複素積により位相
差ξを求める。すなわち RA＊・RB＝（ICA−jQCA）（ICB＋jQCB） ＝ICAICB＋QCAQCB＋ｊ（ICAQCB−QCAICB） ……（19a） となり、これより位相差ξは より求めることができ、第２図（ｈ）で示されるような
一定値となる。第１図の乗算器9a1・9a2・9b1・9b2およ
び加算器10a・10bは、（19a）式の演算を行うものであ
り、加算器10aが実数部を出力し、加算器10bが虚数部を
出力する。そしてtan-1関数演算器11によって、（20）
式で示される変換により位相差ξをとり出し、次の方向
演算回路12により（４）式の演算を行い超音波到来方向
αを求める。また到来波信号のパワー｜RA＊RB｜は次式
により求めることができ、第２図（ｇ）で示されるよう
な波形となる。
なお、このパルス圧縮された波形のピークでは信号対雑
音比が最高の状態となっているため、位相差ξにおいて
は、第２図（ｈ）の丸印で示される時点が最も精度が高
い。
音比が最高の状態となっているため、位相差ξにおいて
は、第２図（ｈ）の丸印で示される時点が最も精度が高
い。
（21a）式の演算を第１図の二乗器13αおよび13b、加
算器14、平方根演算器15で行い、入力信号のパワーとし
て表示回路16へ出力する。表示回路16は、このパルス圧
縮された信号と方向演算回路12から得られた超音波到来
方向αをもとに、縦軸に距離を、横軸に方向を表示する
Ｂスコープ等で、トランスポンダ等の超音波温源の位置
をCRT上に表示する。
算器14、平方根演算器15で行い、入力信号のパワーとし
て表示回路16へ出力する。表示回路16は、このパルス圧
縮された信号と方向演算回路12から得られた超音波到来
方向αをもとに、縦軸に距離を、横軸に方向を表示する
Ｂスコープ等で、トランスポンダ等の超音波温源の位置
をCRT上に表示する。
以上の実施例では、２つの受信系による二次元位置検
出については説明したが、同様にしてもう一つの受波器
を前記受波器列2aと2bに対して直交して配置し超音波到
来方向の検出を行えば、三次元位置検出も容易に可能で
ある。
出については説明したが、同様にしてもう一つの受波器
を前記受波器列2aと2bに対して直交して配置し超音波到
来方向の検出を行えば、三次元位置検出も容易に可能で
ある。
また、送信機によってチャープ信号を送信し、魚群か
らの反射エコーをとらえることによって、魚群の遊泳位
置を検出する魚群分布測定装置への応用も可能である。
この場合、チャープ信号のパルス圧縮効果により距離分
解能が向上するために、魚群間または魚体間の分離識別
が容易となり、干渉の影響の少ない散乱強度を出力する
ことができる。
らの反射エコーをとらえることによって、魚群の遊泳位
置を検出する魚群分布測定装置への応用も可能である。
この場合、チャープ信号のパルス圧縮効果により距離分
解能が向上するために、魚群間または魚体間の分離識別
が容易となり、干渉の影響の少ない散乱強度を出力する
ことができる。
以上説明したように本発明の超音波検出装置は、チャ
ープ信号を用いてパルス圧縮を行い距離分解能を上げる
と同時に、その圧縮利得により信号対雑音比を改善し、
超音波到来方向を圧縮パルスの位相成分より精度良く求
めることができるため、高精度の超音波位置検出が可能
となる利点がある。
ープ信号を用いてパルス圧縮を行い距離分解能を上げる
と同時に、その圧縮利得により信号対雑音比を改善し、
超音波到来方向を圧縮パルスの位相成分より精度良く求
めることができるため、高精度の超音波位置検出が可能
となる利点がある。
第１図は本発明の超音波位置検出装置の一実施例を示す
ブロック図、第２図はその動作を説明するためのタイム
チャート図、第３図は最適フィルタの一実施例を示すブ
ロック図である。 １……船底、2a・2b……受波器 3a・3b……受信増幅器 4a1・4a2・4b1・4b2……周波数ミキサ ５……局部発振器、６……90度移相器、7a1・7a2・7b1
・7b2……ローパスフィルタ 8a・8b……最適フィルタ 9a1・9a2・9b1・9b2……乗算器 10a・10b……加算器 11……tan-1関数演算器 12……方向演算回路 13a・13b……二乗器、14……加算器、15……平方根演算
器 16……表示回路、201・202……遅延メモリ 211・212・213・214……受算器、221・222……加算器 231・232……積分器
ブロック図、第２図はその動作を説明するためのタイム
チャート図、第３図は最適フィルタの一実施例を示すブ
ロック図である。 １……船底、2a・2b……受波器 3a・3b……受信増幅器 4a1・4a2・4b1・4b2……周波数ミキサ ５……局部発振器、６……90度移相器、7a1・7a2・7b1
・7b2……ローパスフィルタ 8a・8b……最適フィルタ 9a1・9a2・9b1・9b2……乗算器 10a・10b……加算器 11……tan-1関数演算器 12……方向演算回路 13a・13b……二乗器、14……加算器、15……平方根演算
器 16……表示回路、201・202……遅延メモリ 211・212・213・214……受算器、221・222……加算器 231・232……積分器
Claims (1)
- 【請求項１】受信到来波の中心周波数における位相差が
180度以内になる近接位置に配置された第１および第２
の受波器と、前記受波器でそれぞれ受信されたチャープ
信号を複素数化するための第１および第２の直交検波回
路と、複素数化されたチャープ信号をパルス圧縮する第
１および第２の最適フィルタを含み、前記第１および第
２の最適フィルタによってパルス圧縮された複素数出力
信号より共役複素積を求める共役複素積演算回路と、前
記共役複素積演算回路で求めた共役複素積出力信号から
第１および第２の受波器で受信した到来波の受波器配置
に基づく位相差を求める位相差演算回路と、求めた位相
差によって超音波到来方向を求める方向演算回路と、前
記共役複素積演算回路で求めた共役複素積出力信号から
前記到来波の信号パワーを求める信号パワー演算回路
と、求めた方向および信号パワーを距離に対応して表示
する表示器とを備え、超音波音源の位置を検出すること
を特徴とする超音波位置検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61310524A JP2522776B2 (ja) | 1986-12-24 | 1986-12-24 | 超音波位置検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61310524A JP2522776B2 (ja) | 1986-12-24 | 1986-12-24 | 超音波位置検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63159779A JPS63159779A (ja) | 1988-07-02 |
| JP2522776B2 true JP2522776B2 (ja) | 1996-08-07 |
Family
ID=18006265
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61310524A Expired - Fee Related JP2522776B2 (ja) | 1986-12-24 | 1986-12-24 | 超音波位置検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2522776B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005500553A (ja) * | 2001-08-23 | 2005-01-06 | テレ−アイピー リミテッド | 低大気圧における空気の特徴の計測 |
-
1986
- 1986-12-24 JP JP61310524A patent/JP2522776B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63159779A (ja) | 1988-07-02 |
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