JP2507010B2 - Filter circuit - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、２次特性を有し、集積回路内で実現する場
合において利用されるフィルタ回路に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a filter circuit having a secondary characteristic and used when implemented in an integrated circuit.
従来の技術 従来、インダクタンス，コンデンサ，抵抗からなるフ
ィルタ（以下LCRフィルタ）を集積回路上で実現するた
めにインダクタンスをジャイレータ回路で置換する方式
が用いられてきた。2. Description of the Related Art Conventionally, a method of replacing the inductance with a gyrator circuit has been used in order to realize a filter composed of an inductance, a capacitor, and a resistance (hereinafter, LCR filter) on an integrated circuit.
第５図はジャイレータ回路の原理図であり、電圧制御
電流源１と電圧制御電流源２とコンデンサ３とからな
る。電圧制御電流源１は（＋）入力端子４と、（−）入
力端子５と、（＋）出力端子６と（−）出力端子７を有
し、電圧−電流変換係数（伝達コンダクタンス）をgmで
表す。まずＡの端子８とＡ′の端子９との間に交流電圧
Ｖが印加されると、電圧制御電流源１の出力電流i1＝−
gm・Ｖにより、コンデンサ３が充填され、 のコンデンサ端子電圧が発生する。このVcにより、電圧
制御電流源２の出力電流i2は となり、Ａの端子８から見たジャイレータ回路への入力
電流ｉは であるから、Ａの端子８から見たジャイレータ回路のイ
ンピーダンスＺは、 となり、インダクタンス特性が実現される。FIG. 5 is a principle diagram of the gyrator circuit, which includes a voltage controlled current source 1, a voltage controlled current source 2 and a capacitor 3. The voltage controlled current source 1 has a (+) input terminal 4, a (−) input terminal 5, a (+) output terminal 6 and a (−) output terminal 7, and a voltage-current conversion coefficient (transmission conductance) of gm. It is represented by. First, when an AC voltage V is applied between the terminal 8 of A and the terminal 9 of A ', the output current i 1 of the voltage controlled current source 1 =-
The capacitor 3 is filled with gm · V, The capacitor terminal voltage of is generated. Due to this Vc, the output current i 2 of the voltage controlled current source 2 is And the input current i to the gyrator circuit seen from terminal 8 of A is Therefore, the impedance Z of the gyrator circuit seen from the terminal 8 of A is Therefore, the inductance characteristic is realized.
また接地点から浮遊した状態のインダクタンスは２組
のジャイレータ回路とコンデンサによっても置換でき
る。第６図は浮遊インダクタンスを置換するジャイレー
タ回路であり電圧制御電流源1,2,10,11とコンデンサ３
とからなる。ここで、Ｚ′の端子12を接地端子13に接続
すると、電圧制御電流源11の２つの入力端子は同電位と
なり、その出力電流は零になる。従ってコンデンサ８の
端子間電圧は電圧制御電流源１の出力電流による充電に
よって定まり、Ｚの端子14から見たインピーダンス特性
を考える場合、電圧制御電流源10及び同11は無視でき
る。従って、Ｚの端子14から見たインピーダンスは電圧
制御電流源１及び同２とコンデンサ８とからなるジャイ
レータ回路によって実現されるインダクタンス特性を示
すため、Ｚの端子14−接地端子13間にインダクタンスが
接続されているのと等価になる。In addition, the inductance floating from the ground point can be replaced by two sets of gyrator circuits and capacitors. Fig. 6 shows a gyrator circuit that replaces the stray inductance, and voltage-controlled current sources 1, 2, 10, 11 and a capacitor 3
Consists of When the terminal 12 of Z'is connected to the ground terminal 13, the two input terminals of the voltage controlled current source 11 have the same potential and the output current thereof becomes zero. Therefore, the voltage between the terminals of the capacitor 8 is determined by the charging by the output current of the voltage controlled current source 1, and the voltage controlled current sources 10 and 11 can be ignored when considering the impedance characteristics seen from the Z terminal 14. Therefore, the impedance seen from the Z terminal 14 shows an inductance characteristic realized by the gyrator circuit composed of the voltage controlled current sources 1 and 2 and the capacitor 8, so that the inductance is connected between the Z terminal 14 and the ground terminal 13. It is equivalent to being done.
逆に、Ｚの端子14を接地端子13に接続すると、Ｚ′の
端子12を接地端子13に接続した場合と同様に、Ｚ′の端
子12からインピーダンス特性を見るとＺ′の端子12−接
地端子13間に同じインダクタンスが接続されているのと
等価になる。Conversely, when the Z terminal 14 is connected to the ground terminal 13, the impedance characteristics of the Z'terminal 12 are the same as when the Z'terminal 12 is connected to the ground terminal 13. This is equivalent to connecting the same inductance between terminals 13.
従ってＺの端子14及びＺ′の端子12から各各インピー
ダンス特性を見た場合、共に同じインダクタンスが接続
されているように見えるから、端子14−端子12間には接
地点から浮遊したインダクタンスが接続されているのと
等価になる。Therefore, when looking at each impedance characteristic from the Z terminal 14 and the Z'terminal 12, it seems that the same inductance is connected to both terminals, so that an inductance floating from the ground point is connected between the terminal 14 and the terminal 12. It is equivalent to being done.
更に、各々の電圧制御電流源の（＋）入力端子と
（−）出力端子，（−）入力端子と（＋）出力端子を各
各接続すると、（＋）入力端子と（−）入力端子との間
には抵抗値Ｒ＝1/gmの抵抗が存在しているのと等価にな
る。従って抵抗は１個の電圧制御電流源によって置換す
ることができる。Furthermore, if the (+) input terminal and (-) output terminal of each voltage-controlled current source and the (-) input terminal and (+) output terminal are connected, the (+) input terminal and the (-) input terminal will be connected. Is equivalent to the existence of a resistor having a resistance value R = 1 / gm. Therefore, the resistor can be replaced by a single voltage controlled current source.
第７図に以上に述べたジャイレータ回路によるLCRフ
ィルタの置換例を示す。15はジャイレータ回路によるイ
ンダクタンスの置換回路であり、入力端子16と出力端子
17との間にインダクタンス が接続されているのと等価な状態になっている。18は電
圧制御電流源19による抵抗の置換回路である。従って、
このフィルタはコンデンサ20とジャイレータ回路15によ
るインダクタンスＬ＝C/gm2と電圧制御電流源19から構
成される抵抗Ｒ＝1/gmからなる並列共振型ノッチフィル
タの特性を示す。FIG. 7 shows an example of replacing the LCR filter by the gyrator circuit described above. Reference numeral 15 is a circuit for replacing the inductance by the gyrator circuit, which has an input terminal 16 and an output terminal.
Inductance between 17 and Is in a state equivalent to being connected. Reference numeral 18 is a resistance replacement circuit by the voltage controlled current source 19. Therefore,
This filter exhibits the characteristics of a parallel resonance type notch filter composed of a capacitor 20 and an inductance L = C / gm 2 of a gyrator circuit 15 and a resistor R = 1 / gm composed of a voltage controlled current source 19.
ここで電圧制御電流源２及び同10の（−）入力端子は
共に接地点に接続され、（＋）入力端子は同電位である
から二つの電圧制御電流源出力電流の大きさは常に等し
い。また、電圧制御電流源２の（−）出力端子と電圧制
御電流源10の（＋）出力端子は共に接地されているた
め、削除してもフィルタ特性には影響を及ぼさない。従
って電圧制御電流源２及び同10をひとつの電圧制御電流
源で置換し、その（＋）出力端子を電圧制御電流源２の
（＋）出力端子，（−）出力端子を電圧制御電流源10の
（−）出力端子として割り当てることができる。Here, the voltage-controlled current sources 2 and 10 both have their (-) input terminals connected to the ground point, and since the (+) input terminals have the same potential, the two voltage-controlled current source output currents are always equal in magnitude. Further, since the (−) output terminal of the voltage controlled current source 2 and the (+) output terminal of the voltage controlled current source 10 are both grounded, the deletion does not affect the filter characteristics. Therefore, the voltage-controlled current sources 2 and 10 are replaced by one voltage-controlled current source, and the (+) output terminal of the voltage-controlled current source 2 is the (+) output terminal, and the (-) output terminal is the voltage-controlled current source 10. Can be assigned as the (-) output terminal of.
同様な置換は電圧制御電流源11及び同19にも適用で
き、（＋）出力端子を電圧制御電流源19の（＋）出力端
子，（−）出力端子を電圧制御電流源11の（−）出力端
子に割り当てた一つの電圧制御電流源で置換することが
できる。The same replacement can be applied to the voltage controlled current sources 11 and 19, and the (+) output terminal is the (+) output terminal of the voltage controlled current source 19 and the (−) output terminal is the (−) of the voltage controlled current source 11. It can be replaced by one voltage controlled current source assigned to the output terminal.
第８図に以上で述べた置換を行ったフィルタ回路を示
す。ここで電圧制御電流源2,10は上記の置換により新た
に生成されたものである。FIG. 8 shows a filter circuit in which the replacement described above is performed. Here, the voltage controlled current sources 2 and 10 are newly generated by the above replacement.
このフィルタの入出力伝達特性Ｔ（Ｓ）は となり、ノッチ角周波数 をもつ並列共振型ノッチフィルタが得られる。The input / output transfer characteristic T (S) of this filter is And the notch angular frequency A parallel resonance type notch filter with is obtained.
以上に述べたフィルタ回路の構成は、アイ．イー．イ
ー．イー．ジャーナル オブ ソリッド−ステート サ
ーキット誌,SC−17巻，第４号８月,1982.（IEEE JOURNA
L OF SOLID−STATE CIRCUITS,VOL.SC−17 NO.4 AUG.198
2）のヴーアマンら（J.O.Voorman et al）の論文「Inte
gration of Analog Filter in a Bipolar Process」に
おいて記載されている。The configuration of the filter circuit described above is the eye. E. E. E. Journal of Solid-State Circuit Magazine, SC-17, Volume 4, August, 1982. (IEEE JOURNA
L OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.SC-17 NO.4 AUG.198
2) JO Voorman et al's paper “Inte
gration of Analog Filter in a Bipolar Process ”.
発明が解決しようとする課題 上記フィルタ回路はLCRフィルタの各素子を電圧制御
電流源とコンデンサを用いて置換するもので、LCRフィ
ルタの特性を理想的には忠実に集積回路上で実現できる
ものである。しかし、その特性はあくまでLCRフィルタ
で実現できるものに限られる。Problems to be Solved by the Invention The above filter circuit replaces each element of the LCR filter by using a voltage controlled current source and a capacitor, and ideally realizes the characteristics of the LCR filter faithfully on an integrated circuit. is there. However, its characteristics are limited to those that can be realized by the LCR filter.
ここで最もよく用いられる２次特性をもつフィルタ回
路について考えてみると、例えばノッチ周波数以下の通
過帯域でゲインが１より大きくなるローパスノッチフィ
ルタ回路や、ゲインが１より小さくなるハイパスノッチ
フィルタ回路は、上記従来の構成をもつ２次形式のフィ
ルタ回路では、（１）式に示すように共振角周波数が で決まるある１点しか存在しないため実現することがで
きない。また２次形式のローパスフィルタ回路において
通過帯域のゲインは１であり、自由に設定することがで
きない。更に入力端子から電圧制御電流源（＋）出力端
子への電流の流入出があり、入力端子に接続する信号源
の電流供給能力，信号源インピーダンスについても考慮
する必要があるといった問題があった。Considering the filter circuit having the second-order characteristic most often used here, for example, a low-pass notch filter circuit whose gain is larger than 1 and a high-pass notch filter circuit whose gain is smaller than 1 in the pass band below the notch frequency are In the quadratic type filter circuit having the above conventional configuration, the resonance angular frequency is as shown in the equation (1). It cannot be realized because there is only one point determined by. In addition, the gain of the pass band in the low-pass filter circuit of the quadratic type is 1, and it cannot be freely set. Further, there is a problem that a current flows in and out from the input terminal to the voltage controlled current source (+) output terminal, and it is necessary to consider the current supply capability and the signal source impedance of the signal source connected to the input terminal.
本発明は上記従来の問題点を解決するもので、多様な
フィルタ特性を任意に設定できるフィルタ回路を提供す
ることを目的とする。The present invention solves the above-mentioned conventional problems, and an object thereof is to provide a filter circuit in which various filter characteristics can be arbitrarily set.
課題を解決するための手段 この目的を達成するために、本発明のフィルタ回路
は、反転入力端を接地し非反転入力端に与えられる入力
端子（16）の電圧に応じて第１の電圧−電流変換係数で
変換した第１の反転出力電流を出力する第１の電圧制御
電流源（21）と、一端を接地し他端に前記第１の反転出
力電流が与えられる第１のコンデンサ（３）と、反転入
力端を接地し非反転入力端に与えられる前記第１のコン
デンサの端子間電圧に応じて第２の電圧−電流変換係数
で変換した第２の反転出力電流を出力する第２の電圧制
御電流源（22）と、前記入力端子に一端を接続し他端に
前記第２の反転出力電流が与えられる第２のコンデンサ
（20）と、反転入力端を接地し非反転入力端に与えられ
る前記第２のコンデンサの他端の電圧に応じて第３の電
圧−電流変換係数で変換した第３の反転出力電流ならび
に非反転出力電流を出力すると共に、前記非反転出力電
流を前記第１のコンデンサの他端に帰還し前記反転出力
電流を前記第２のコンデンサの他端に帰還する第３の電
圧制御電流源（23）と、前記第２のコンデンサの他端に
接続される出力端子（17）とを備え、前記第１の電圧−
電流変換係数（gm1）と前記第３の電圧−電流変換係数
（gm3）との比を異ならせる構成を有している。Means for Solving the Problems To achieve this object, the filter circuit of the present invention is configured such that the inverting input terminal is grounded, and the first voltage-depending on the voltage of the input terminal (16) applied to the non-inverting input terminal. A first voltage controlled current source (21) that outputs a first inverted output current converted by a current conversion coefficient, and a first capacitor (3) to which one end is grounded and the other end is supplied with the first inverted output current. ) And a second inverting output current converted by a second voltage-current conversion coefficient in accordance with a voltage across the inverting input end of the first capacitor applied to the non-inverting input end. Voltage control current source (22), a second capacitor (20) to which one end is connected to the input terminal and the second inverting output current is applied to the other end, and the inverting input end is grounded to the non-inverting input end. The third end of the second capacitor according to the voltage applied to the second end of the second capacitor. The third inverted output current and the non-inverted output current converted by the pressure-current conversion coefficient are output, and the non-inverted output current is fed back to the other end of the first capacitor to output the inverted output current to the second A third voltage controlled current source (23) that feeds back to the other end of the capacitor and an output terminal (17) connected to the other end of the second capacitor are provided, and the first voltage-
The ratio of the current conversion coefficient (gm 1 ) and the third voltage-current conversion coefficient (gm 3 ) is made different.
作用 この構成によって、フィルタ回路の周波数特性を決定
するパラメーターは、各段の電圧制御電流源の電圧−電
流変換係数を異ならせることでも設定でき、第１の電圧
−電流変換係数（gm1）と第３の電圧−電流変換係数（g
m3）との比を異ならせることで、周波数特性を任意に設
定できることができる。Action With this configuration, the parameter that determines the frequency characteristic of the filter circuit can be set by changing the voltage-current conversion coefficient of the voltage-controlled current source of each stage, and can be set as the first voltage-current conversion coefficient (gm 1 ). Third voltage-current conversion coefficient (g
The frequency characteristic can be arbitrarily set by changing the ratio with respect to m 3 ).
実施例 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら
説明する。Embodiment An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第１図は本発明の一実施例におけるフィルタ回路でノ
ッチフィルタの特性を有する。21,22,23は各々電圧−電
流変換係数（伝達コンダクタンス）gm1，gm2，gm3をも
つ電圧制御電流源である。なお、８はコンデンサC1、16
は入力端子、17は出力端子、20はコンデンサC2であり、
これらは従来例の構成と同じである。FIG. 1 shows a notch filter characteristic of a filter circuit according to an embodiment of the present invention. Reference numerals 21, 22 and 23 are voltage controlled current sources having voltage-current conversion coefficients (transmission conductance) gm 1 , gm 2 and gm 3 , respectively. In addition, 8 is a capacitor C 1 , 16
Is an input terminal, 17 is an output terminal, 20 is a capacitor C 2 ,
These are the same as the configuration of the conventional example.
ここで第１図のフィルタ回路の伝達特性を計算する。
入力信号電圧をVin、出力信号電圧をV0、電圧制御電流
源21の出力端子電圧をV1とすると、 が成りたつ。（１）を（２）に代入すると となり、入出力特性V0／Vinを求めると が成りたつ。ここでgm1＝gm2＝gm3＝gmとすれば、式
（５）は第８図のフィルタ回路の伝達特性を示す式
（１）と類似の性能をもつものとなり、本発明によるフ
ィルタ回路が従来例で示したフィルタ回路の特性を含有
していることがわかる。Here, the transfer characteristic of the filter circuit of FIG. 1 is calculated.
When the input signal voltage is V in , the output signal voltage is V 0 , and the output terminal voltage of the voltage controlled current source 21 is V 1 , Is realized. Substituting (1) into (2) And the input / output characteristics V 0 / V in Is realized. If gm 1 = gm 2 = gm 3 = gm, then equation (5) has similar performance to equation (1) showing the transfer characteristic of the filter circuit of FIG. Contain the characteristics of the filter circuit shown in the conventional example.
式（５）は分母，分子に各々異なった共振角周波数を
持っているため、従来例のフィルタ回路では実現できな
い多様なフィルタ特性が実現できる。まずＳ＝０とする
と、式（５）はV0／Vin＝gm1／gm3となり、Ｓ→∞とす
ると式（５）はV0／Vin→１となる。従ってgm1／gm3の
値により従来では得られなかった２種のフィルタ特性が
実現できる。Since the denominator and the numerator of the formula (5) have different resonance angular frequencies, various filter characteristics that cannot be realized by the filter circuit of the conventional example can be realized. First, when S = 0, the equation (5) becomes V 0 / V in = gm 1 / gm 3 , and when S → ∞, the equation (5) becomes V 0 / V in → 1. Therefore, two kinds of filter characteristics, which have not been obtained in the past, can be realized by the value of gm 1 / gm 3 .
まずgm1／gm3＞１の場合、ノッチ周波数 以下の通過帯域で伝達特性のゲインが１より大きくなる
ため、ローパスノッチフィルタが実現できる。逆にgm1
／gm3＜１の場合、ノッチ周波数以下の通過帯域で伝達
特性のゲインが１より小さくなるため、ハイパスノッチ
フィルタが実現できる。First, when gm 1 / gm 3 > 1, the notch frequency Since the gain of the transfer characteristic becomes larger than 1 in the following pass bands, a low pass notch filter can be realized. Conversely gm 1
When / gm 3 <1, the gain of the transfer characteristic becomes smaller than 1 in the pass band below the notch frequency, so that a high pass notch filter can be realized.
更に第１図に示す本発明によるフィルタ回路では、入
力端子には電圧制御電流源の（＋）入力端子とコンデン
サC2が接続されているだけであり、通常、電圧制御電流
源の（＋）入力端子はトランジスタのベース端子により
構成されることから、入力端子から見たフィルタ回路の
入力インピーダンスは非常に高い。従って、入力信号源
の信号源インピーダンスの影響を受けにくい構成になっ
ている。Further, in the filter circuit according to the present invention shown in FIG. 1, only the (+) input terminal of the voltage controlled current source and the capacitor C 2 are connected to the input terminal, and normally, the (+) of the voltage controlled current source is connected. Since the input terminal is composed of the base terminal of the transistor, the input impedance of the filter circuit seen from the input terminal is very high. Therefore, the configuration is less likely to be affected by the signal source impedance of the input signal source.
第２図は、第１図のコンデンサC2の入力端子に接続さ
れている端子を接地した構成をもつ、本発明によるフィ
ルタ回路の第２の実施例である。このフィルタ回路の伝
達特性V0／V1を求めると となり、ローパスフィルタ特性を示す。従来例によるフ
ィルタ回路の伝達特性は、式（６）でgm1＝gm2＝gm3＝g
mの場合に相当するから、 と表される。ここでＳ＝０とすると式（７）はV0／Vin
＝１となり、通過帯域でのゲインは１に固定されてい
る。次に本発明によるフィルタ回路の伝達特性では、Ｓ
＝０とすると式（６）はV0／Vin＝gm1／gm3と表され、
通過帯域のゲインをgm1とgm3の比によって自由に設定で
きるという利点をもつ。FIG. 2 shows a second embodiment of the filter circuit according to the present invention, which has a configuration in which the terminal connected to the input terminal of the capacitor C 2 of FIG. 1 is grounded. Obtaining the transfer characteristic V 0 / V 1 of this filter circuit And shows a low-pass filter characteristic. The transfer characteristic of the filter circuit according to the conventional example is gm 1 = gm 2 = gm 3 = g in equation (6).
It corresponds to the case of m, so It is expressed as Here, if S = 0, the equation (7) becomes V 0 / V in
= 1 and the gain in the pass band is fixed at 1. Next, in the transfer characteristic of the filter circuit according to the present invention, S
= 0, equation (6) is expressed as V 0 / V in = gm 1 / gm 3 ,
It has the advantage that the gain of the passband can be set freely by the ratio of gm 1 and gm 3 .
第３図は、第１図のフィルタ回路を集積回路上で実現
した場合の本発明によるフィルタ回路の第３の実施例で
ある。ここで、24,25,26は各各電圧制御電流源、27は直
流電流源I1、28,29,30は各々抵抗R1，R2，R3、31は電圧
源Vcc、32は電圧源Vref、33〜38はトランジスタであ
る。FIG. 3 is a third embodiment of the filter circuit according to the present invention when the filter circuit of FIG. 1 is realized on an integrated circuit. Here, 24, 25, 26 are respective voltage control current sources, 27 is a direct current source I 1 , 28, 29, 30 are resistors R 1 , R 2 , R 3 , respectively 31 is a voltage source V cc , 32 is a The voltage source V ref , 33-38 is a transistor.
ここで電圧制御電流源24,25,26の電圧−電流変換係数
（伝達コンダクタンス）gm1，gm2，gm3は、抵抗R1，
R2，R3がトランジスタ33〜38の交流抵抗に対して十分大
きいとすれば、gmi＝1/Ri（ｉ＝1,2,3）と表すことがで
きる。従って第３図のフィルタ回路の伝達特性は、 となり、C1，C2，R1，R2，R3の値を選ぶことにより、各
種ノッチフィルタ特性を実現することができる。Here, the voltage-current conversion coefficients (transmission conductance) gm 1 , gm 2 , gm 3 of the voltage controlled current sources 24, 25, 26 are the resistors R 1 ,
If R 2 and R 3 are sufficiently large with respect to the AC resistances of the transistors 33 to 38, then gm i = 1 / R i (i = 1,2,3). Therefore, the transfer characteristic of the filter circuit of FIG. Therefore, various notch filter characteristics can be realized by selecting the values of C 1 , C 2 , R 1 , R 2 , and R 3 .
電圧制御電流源はこの他にも各種の回路方式をとるこ
とができる。第４図は出力電流制御回路を用いた電圧制
御電流源によって構成された本発明によるフィルタ回路
の第４の実施例である。このフィルタ回路は第３図に対
し、ダイオード39〜44,トランジスタ45〜50,抵抗51〜5
3,直流電流源（I2）54,I2の２倍の電流値をもつ直流電
流源（２I2）55を追加したものである。In addition to this, the voltage controlled current source can take various circuit systems. FIG. 4 shows a fourth embodiment of the filter circuit according to the present invention which is constituted by a voltage controlled current source using an output current control circuit. This filter circuit is different from that of FIG. 3 in that diodes 39 to 44, transistors 45 to 50, resistors 51 to 5
3, a direct current source (I 2 ) 54, a direct current source (2I 2 ) 55 having a current value twice that of I 2 are added.
ここでダイオード39に流れる電流をi1，ダイオード40
に流れる電流をi2とすると、 i1＋i2＝２I1 ……（９） が成立する。次にこのi1とi2がダイオード39と同40とを
流れる時のダイオード39のアノード−カソード電圧VBE1
とダイオード40のアノード−カソード電圧VBE2を用いて
定数Isと温度に関する電圧KT/qから、 と表わすことができる。また、ダイオード39と同40との
カソード電位は等しく、これをVxとおくとトランジスタ
45のベース電位V3とトランジスタ46のベース電位V4は、 V3＝Vx−VBE1 ……（12） V4＝Vx−VBE2 ……（13） で与えられる。式（10），（11）からVBE1，VBE2を求め
ると、 となり、式（12），（13），（14），（15）より が得られる。Here, the current flowing in the diode 39 is i 1 , the diode 40
If the current flowing through is i 2 , then i 1 + i 2 = 2I 1 (9) holds. Next, the anode-cathode voltage V BE1 of the diode 39 when these i 1 and i 2 flow through the diodes 39 and 40.
And the voltage KT / q related to the constant Is and the temperature using the anode-cathode voltage V BE2 of the diode 40, Can be expressed as Also, the cathode potentials of the diodes 39 and 40 are equal, and if this is set to Vx, it becomes a transistor.
Base potential V 4 in base potential V 3 and the transistor 46 of 45 is given by V 3 = Vx-V BE1 ...... (12) V 4 = Vx-V BE2 ...... (13). When V BE1 and V BE2 are calculated from the equations (10) and (11), Then, from equations (12), (13), (14), and (15) Is obtained.
次にトランジスタ45と同46に流れる電流を各々i3，i4
とすると、 が与えられる。式（17）に式（16）を代入すると が得られる。同様にi3についても が成立する、つまり、トランジスタ46のコレクタ電流は
ダイオード39に流れる電流i1のI2／I1倍となり、トラン
ジスタ45のコレクタ電流i3はダイオード40に流れる電流
i2のI2／I1倍となる。Next, the currents flowing through the transistors 45 and 46 are i 3 and i 4 respectively.
Then Is given. Substituting equation (16) into equation (17) Is obtained. Similarly for i 3 That is, the collector current of the transistor 46 becomes I 2 / I 1 times the current i 1 flowing in the diode 39, and the collector current i 3 of the transistor 45 becomes the current flowing in the diode 40.
I 2 / I 1 times i 2 .
従ってこの電圧制御電流源24の電圧−電流変換係数
（伝達コンダクタンス）gm1は で表される。よって第４図のフィルタ回路のノッチ共振
周波数f0は で与えられ、I2を可変にすることによりf0の値を自由に
設定することができるという大きな利点を持っている。Therefore, the voltage-current conversion coefficient (transfer conductance) gm 1 of this voltage controlled current source 24 is It is represented by. Therefore, the notch resonance frequency f 0 of the filter circuit of FIG. And has a great advantage that the value of f 0 can be freely set by making I 2 variable.
発明の効果 本発明によれば、各段の電圧制御電流源の電圧−電流
変換係数を異ならせて設定することにより、ローパスノ
ッチフィルタやハイパスノッチフィルタの周波数特性に
自由に設定できるフィルタを構成することができ、集積
回路化したとき素子数を増加させることなく、より多様
なフィルタ回路を実現できる。EFFECTS OF THE INVENTION According to the present invention, by setting the voltage-current conversion coefficient of the voltage controlled current source of each stage differently, a filter that can freely set the frequency characteristics of the low pass notch filter and the high pass notch filter is configured. Therefore, it is possible to realize more various filter circuits without increasing the number of elements when integrated into a circuit.
第１図は本発明を示す第１の実施例回路図、第２図は同
じく、第２の実施例回路図、第３図は同じく、第３の実
施例回路図、第４図は同じく、第４の実施例回路図、第
５図は従来例ジャイレータ回路の原理図、第６図は従来
のジャイレータ回路を用いて浮遊インダクタンスを構成
するための回路図、第７図は第６図に示めす浮遊インダ
クタンスを用いたLCRフィルタの回路図、第８図は発明
する過程で考案したLCRフィルタの回路図である。 １……電圧制御電流源、２……電圧制御電流源、３……
コンデンサ、４……（＋）入力端子、５……（−）入力
端子、６……（＋）出力端子、７……（−）出力端子、
８……端子Ａ、９……端子Ａ′、10……電圧制御電流源
３、11……電圧制御電流源、12……Ｚ′の端子、13……
接地端子、14……Ｚの端子、15……ジャイレータ回路に
よるインダクタンスの置換回路、16……入力端子、17…
…出力端子、18……電圧制御電流源による抵抗の置換回
路、19……電圧制御電流源、20……コンデンサ、21〜26
……電圧制御電流源、27……直流電流源（I1）、28……
抵抗（R1）、29……抵抗（R2）、30……抵抗（R3）、31
……電圧源Vcc、32……電圧源Vref、33〜38……トラン
ジスタ、39〜44……ダイオード、45〜50……トランジス
タ、51〜55……抵抗、54……直流電流源（I2）、55……
直流電流源（２I2）。FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment showing the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of a second embodiment, FIG. 3 is a circuit diagram of a third embodiment, and FIG. Fourth Embodiment Circuit diagram, FIG. 5 is a principle diagram of a conventional gyrator circuit, FIG. 6 is a circuit diagram for forming a stray inductance by using a conventional gyrator circuit, and FIG. 7 is shown in FIG. FIG. 8 is a circuit diagram of an LCR filter using female stray inductance, and FIG. 8 is a circuit diagram of the LCR filter devised in the process of inventing. 1 ... voltage-controlled current source, 2 ... voltage-controlled current source, 3 ...
Capacitor, 4 …… (+) input terminal, 5 …… (−) input terminal, 6 …… (+) output terminal, 7 …… (−) output terminal,
8 ... Terminal A, 9 ... Terminal A ', 10 ... Voltage-controlled current source 3, 11 ... Voltage-controlled current source, 12 ... Z'terminal, 13 ...
Ground terminal, 14 ... Z terminal, 15 ... Inductor replacement circuit by gyrator circuit, 16 ... Input terminal, 17 ...
… Output terminal, 18 …… Replacement circuit of voltage controlled current source, 19 …… Voltage controlled current source, 20 …… Capacitor, 21 to 26
...... Voltage controlled current source, 27 …… DC current source (I 1 ), 28 ……
Resistance (R 1 ), 29 …… Resistance (R 2 ), 30 …… Resistance (R 3 ), 31
...... Voltage source V cc , 32 ...... Voltage source V ref , 33 to 38 ...... Transistor, 39 to 44 ...... Diode, 45 to 50 ...... Transistor, 51 to 55 ...... Resistance, 54 ...... DC current source ( I 2 ), 55 ……
DC current source (2I 2 ).
Claims (1)
れる入力端子の電圧に応じて第１の電圧−電流変換係数
で変換した第１の反転出力電流を出力する第１の電圧制
御電流源と、 一端を接地し他端に前記第１の反転出力電流が与えられ
る第１のコンデンサと、反転入力端を接地し非反転入力
端に与えられる前記第１のコンデンサの端子間電圧に応
じて第２の電圧−電流変換係数で変換した第２の反転出
力電流を出力する第２の電圧制御電流源と、 前記入力端子に一端を接続し他端に前記第２の反転出力
電流が与えられる第２のコンデンサと、 反転入力端を接地し非反転入力端に与えられる前記第２
のコンデンサの他端の電圧に応じて第３の電圧−電流変
換係数で変換した第３の反転出力電流ならびに非反転出
力電流を出力すると共に、前記非反転出力電流を前記第
１のコンデンサの他端に帰還し前記反転出力電流を前記
第２のコンデンサの他端に帰還する第３の電圧制御電流
源と、 前記第２のコンデンサの他端に接続される出力端子とを
備え、 前記第１の電圧−電流変換係数と前記第３の電圧−電流
変換係数との比を異ならせることを特徴とするフィルタ
回路。1. A first voltage control for grounding an inverting input terminal and outputting a first inverting output current converted by a first voltage-current conversion coefficient according to a voltage of an input terminal applied to a non-inverting input terminal. A current source, a first capacitor whose one end is grounded and whose other end is supplied with the first inverting output current, and an inverting input end which is grounded and which is applied to a non-inverting input end. Accordingly, a second voltage controlled current source that outputs a second inverted output current converted by a second voltage-current conversion coefficient; and one end connected to the input terminal and the second inverted output current at the other end. A second capacitor which is applied, and the second capacitor which is applied to the non-inverting input terminal by grounding the inverting input
The third inverting output current and the non-inverting output current converted by the third voltage-current conversion coefficient according to the voltage at the other end of the capacitor are output, and the non-inverting output current is output to the other capacitor of the first capacitor. A third voltage controlled current source for returning to the other end of the second capacitor to return the inverted output current to the other end of the second capacitor; and an output terminal connected to the other end of the second capacitor, The voltage-current conversion coefficient and the third voltage-current conversion coefficient have different ratios.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63333222A JP2507010B2 (en) | 1988-12-29 | 1988-12-29 | Filter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63333222A JP2507010B2 (en) | 1988-12-29 | 1988-12-29 | Filter circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02179111A JPH02179111A (en) | 1990-07-12 |
| JP2507010B2 true JP2507010B2 (en) | 1996-06-12 |
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ID=18263683
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63333222A Expired - Fee Related JP2507010B2 (en) | 1988-12-29 | 1988-12-29 | Filter circuit |
Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JP2507010B2 (en) |
Families Citing this family (1)
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|---|---|---|---|---|
| JP2007019908A (en) | 2005-07-08 | 2007-01-25 | Niigata Seimitsu Kk | Filter circuit |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5651651A (en) * | 1979-10-03 | 1981-05-09 | Hitachi Ltd | Humidity-sensitive semiconductor element and its manufacture |
-
1988
- 1988-12-29 JP JP63333222A patent/JP2507010B2/en not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 柳沢建、金光磐「アクティブフィルタの設計」１９７３年１２月５日、株式会社産報１４１頁〜１５１頁第９章Ｂｉｇｕａｄ回路に関する記載 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02179111A (en) | 1990-07-12 |
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