JP2024063487A - Switching Power Supply Unit - Google Patents
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Abstract
【課題】昇圧用コンデンサへの充電を安定的に行えるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング電源装置1において、NチャネルMOSFETのハイサイドスイッチ2及びローサイドスイッチ3は、入力電圧VINから出力電圧VOUTを生成する。LDO9は、昇圧用コンデンサ11を充電して前記スイッチの駆動用電源を生成する。オフ時間生成部17は、分圧信号FBが目標電圧VREFよりも低下するとスイッチ2のゲート電圧をハイレベルにする。Ton計算部12は、入力電圧VINに依存して定電流の値が調整される電流源回路を有し、定電流により充電されるコンデンサの端子電圧を、出力電圧をα倍した電圧と比較した結果に応じてハイサイドスイッチのゲート電圧をローレベルにする。RSラッチ14は、オフ時間生成部がゲート電圧をハイレベルにする信号を出力している状態では、ゲート電圧をハイレベルにする。【選択図】図1[Problem] To provide a switching power supply device capable of stably charging a boost capacitor. [Solution] In a switching power supply device 1, a high-side switch 2 and a low-side switch 3 of an N-channel MOSFET generate an output voltage VOUT from an input voltage VIN. An LDO 9 charges a boost capacitor 11 to generate a power source for driving the switch. An off-time generating unit 17 sets the gate voltage of the switch 2 to a high level when a voltage division signal FB falls below a target voltage VREF. A Ton calculating unit 12 has a current source circuit in which the value of a constant current is adjusted depending on the input voltage VIN, and sets the gate voltage of the high-side switch to a low level according to the result of comparing the terminal voltage of the capacitor charged by the constant current with a voltage obtained by multiplying the output voltage by α. An RS latch 14 sets the gate voltage to a high level when the off-time generating unit is outputting a signal for setting the gate voltage to a high level. [Selected Figure] FIG.
Description
本発明は、入力電圧をスイッチング素子によりスイッチングして変圧した出力電圧を生成するスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device that generates a transformed output voltage by switching an input voltage using a switching element.
スイッチング電源装置の一種である降圧型のDCDCコンバータでは、入力電圧Vinが出力電圧VOUT付近まで低下した際に、出力電圧の低下を極力抑制するには、可能な限りPWM信号のデューティ比を高くして、ハイサイドスイッチを駆動することが望ましい。 In a step-down DC-DC converter, which is a type of switching power supply device, when the input voltage Vin drops close to the output voltage VOUT, it is desirable to drive the high-side switch with the duty ratio of the PWM signal as high as possible in order to minimize the drop in the output voltage.
その一方で、ハイサイドスイッチにNチャネルMOSFETを用い、そのゲート駆動電圧をブートストラップ回路により生成する場合には、ブートストラップ回路の容量に充電するため、定期的にハイサイドFETのソース電位をローレベルに下げる、つまりハイサイドFETをOFFにする必要がある。ブートストラップ容量、つまり昇圧用コンデンサへの充電が定期的にできなくなると、ハイサイドFETを駆動するのに必要な電圧が得られずハーフオン状態となってしまう。 On the other hand, when an N-channel MOSFET is used for the high-side switch and its gate drive voltage is generated by a bootstrap circuit, the source potential of the high-side FET must be periodically lowered to a low level in order to charge the capacitance of the bootstrap circuit, i.e., the high-side FET must be turned OFF. If it becomes impossible to periodically charge the bootstrap capacitance, i.e. the boost capacitor, the voltage required to drive the high-side FET cannot be obtained and it will enter a half-on state.
上記の課題に対して、入力電圧の低下時に、ハイサイドFETを一定の高デューティ比で動作させることで、出力電圧の低下を最低限にしながら、昇圧用コンデンサへの充電を定期的に行う技術が一般的に用いられる。 To address the above issue, a commonly used technology is to operate the high-side FET at a constant high duty ratio when the input voltage drops, minimizing the drop in output voltage while periodically charging the boost capacitor.
スイッチング電源装置の制御方式であるCOT(Constant On Time)制御では、ON時間が固定され、OFF時間がフィードバック制御によって決定されることで出力電圧が制御される。そのため、スイッチのON/OFFタイミングが一定周期で決定されず、で昇圧用コンデンサへの充電を安定的に行うことが難しい。また、出力電圧が低下した際にはON時間が短くなるように制御されるので、十分に高いデューティ比が得られないという課題があった。 In COT (Constant On Time) control, a control method for switching power supplies, the ON time is fixed and the OFF time is determined by feedback control, thereby controlling the output voltage. As a result, the ON/OFF timing of the switch is not determined at a constant cycle, making it difficult to stably charge the boost capacitor. In addition, when the output voltage drops, the ON time is controlled to be shorter, which creates the problem of not being able to obtain a sufficiently high duty ratio.
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ハイサイドスイッチにNチャネルMOSFETを使用する構成においても、昇圧用コンデンサへの充電を安定的に行うことができるスイッチング電源装置を提供することにある。 The present invention was made in consideration of the above circumstances, and its purpose is to provide a switching power supply device that can stably charge the boost capacitor even in a configuration that uses an N-channel MOSFET for the high-side switch.
請求項1記載のスイッチング電源装置によれば、少なくともNチャネルMOSFETであるハイサイドスイッチにより入力電圧をスイッチングさせて変圧した出力電圧を生成する。ブートストラップ回路は、一端がハイサイドスイッチの低電位側導通端子に接続される昇圧用コンデンサを有し、ハイサイドスイッチを駆動する駆動用電源を生成する。
According to the switching power supply device of
オフ時間生成部は、出力電圧の分圧信号が目標電圧よりも低下すると、ハイサイドスイッチのゲート電圧をハイレベルにする。オン時間計算部は、入力電圧に依存して定電流の値が調整される電流源回路を有し、その定電流により充電されるコンデンサの端子電圧を、出力電圧をゲイン倍した電圧と比較した結果に応じてハイサイドスイッチのゲート電圧をローレベルにする。ハイレベル優先部は、オフ時間生成部がゲート電圧をハイレベルにする信号を出力している状態では、ゲート電圧を優先的にハイレベルにする。 The off-time generation unit sets the gate voltage of the high-side switch to a high level when the divided voltage signal of the output voltage falls below the target voltage. The on-time calculation unit has a current source circuit in which the value of a constant current is adjusted depending on the input voltage, and sets the gate voltage of the high-side switch to a low level according to the result of comparing the terminal voltage of a capacitor charged by the constant current with a voltage obtained by multiplying the output voltage by a gain. The high-level priority unit prioritizes setting the gate voltage to a high level when the off-time generation unit is outputting a signal to set the gate voltage to a high level.
このように構成すれば、たとえオフ時間生成部がハイサイドスイッチのゲート電圧をハイレベルにする制御と、オン時間計算部が前記ゲート電圧をローレベルにする制御とが競合しても、ゲート電圧はハイレベル優先部によってハイレベルを維持することになる。したがって、ブートストラップ回路の昇圧用コンデンサを、より長い時間に亘って充電することができる。 In this configuration, even if the off-time generating unit's control to set the gate voltage of the high-side switch to a high level conflicts with the on-time calculating unit's control to set the gate voltage to a low level, the high-level priority unit maintains the gate voltage at a high level. Therefore, the boost capacitor of the bootstrap circuit can be charged for a longer period of time.
請求項2記載のスイッチング電源装置によれば、ローレベル設定部は、ゲート電圧がハイレベルを示す時間が閾値を超えるとゲート電圧を強制的にローレベルにする。これにより、入力電圧が低下したことに伴いゲート電圧がハイレベルを示す時間が長くなった場合でも、ローレベル設定部がハイサイドスイッチをオフさせることで昇圧用コンデンサを確実に充電することができる。
According to the switching power supply device of
(第1実施形態)
以下、第1実施形態について説明する。図1に示す本実施形態のスイッチング電源装置1は、COT制御による降圧型のスイッチング電源である。電源VINとグランドとの間には、何れもNチャネルMOSFETであるハイサイドスイッチ2及びローサイドスイッチ3の直列回路が接続されている。スイッチ2及び3の共通接続点とグランドとの間には、インダクタ4及びコンデンサ5の直列回路が接続されている。
First Embodiment
A first embodiment will now be described. A switching
ハイサイドスイッチ2、ローサイドスイッチ3のゲートには、それぞれドライバ6、反転ドライバ7を介してゲート駆動信号が与えられる。ドライバ6,7の入力端子には、ANDゲート8の出力端子が接続されており、当該出力端子からはPWM(Pulse Width Modulation)信号が入力される。
A gate drive signal is applied to the gates of the high-
LDO(Low Drop Out)9は、入力電圧VINを昇圧してドライバ6,7の駆動電源を生成し、これらに供給する。LDO9の出力端子は、ドライバ7の電源端子に直接接続されていると共に、ダイオード10を介してドライバ6の電源端子に接続されている。ダイオード10のカソードとスイッチ2及び3の共通接続点との間には、昇圧用コンデンサ11が接続されている。上記の共通接続点には、ハイサイドスイッチ2の低電位側導通端子であるソースが接続されている。LDO9及び昇圧用コンデンサ11は、ブートストラップ回路に相当する。
The LDO (Low Drop Out) 9 boosts the input voltage VIN to generate and supply the drive power supply for the
Ton計算部12には、入力電圧VIN,出力電圧VOUTと共に、デューティ制御信号DがNOTゲート13を介して入力されている。Ton計算部12は、これらの入力信号に基づきRSラッチ14のリセット信号Rを生成してリセット端子Rに出力する。
The
コンデンサ5には、抵抗素子15a及び15bの直列回路が接続されている。抵抗素子15a及び15bの共通接続点は、コンパレータ16の非反転入力端子に接続されている。コンパレータ16の反転入力端子には、基準電圧又は目標電圧VREFが与えられており、コンパレータ16の出力端子は、RSラッチ14のセット端子Sに接続されている。抵抗素子15及びコンパレータ16は、オフ時間生成部17を構成している。
A series circuit of
RSラッチ14は、出力端子Qより上記のデューティ制御信号Dを生成し、ANDゲート8の一方の入力端子に出力する。ON時間カウンタ18の入力端子は、スイッチ2及び3の共通接続点に接続されており、出力端子はANDゲート8の他方の入力端子に接続されている。RSラッチ14は、セット信号、リセット信号が同時に入力されるとセットを優先して出力端子Qをハイレベルにするラッチであり、ハイレベル優先部に相当する。
The
図2に示すように、Ton計算部12は、電源VINとグランドとの間に接続される電流源回路21及びコンデンサ22の直列回路、反転入力端子に出力電圧VOUTのα倍値が入力され、非反転入力端子が電流源回路21及びコンデンサ22の共通接続点に接続されると共に、スイッチ回路23を介してグランドに接続される比較回路;コンパレータ24で構成されている。電流源回路21は、入力電圧VINに比例した定電流I(=G×VIN)を供給する。
As shown in FIG. 2, the
スイッチ回路23は、デューティ制御信号Dの反転である信号DBによってONされる。オフ時間生成部17は、出力電圧VOUTを分圧した電圧FBを基準電圧VREFと比較した結果に応じてRSフリップフロップ14をセットし、デューティ制御信号Dをハイレベルにする。Tonは信号Dがハイレベルを維持する時間であり、コンデンサ22への定電流充電で決定される。コンデンサ22の容量をCとすると、
Ton=(VOUT×C)/(G×VIN)
となる。つまり、時間Tonは入力電圧VINに反比例する。
The
Ton = (VOUT x C) / (G x VIN)
In other words, the time Ton is inversely proportional to the input voltage VIN.
ローレベル設定部に相当するON時間カウンタ18は、ハイサイドスイッチ2がON状態を維持している時間をカウントするカウンタである。図3に示すように、ON時間カウンタ18は、直列に接続された8個のDフリップフロップ25a~25h、バッファ26、セレクタ27及びNOTゲート28を備えている。各Dフリップフロップ25の反転出力端子は、それぞれの入力端子Dに接続されている。
The ON
初段のDフリップフロップ25aのクロック端子及びセレクタ27の「1」側には、CLK生成回路19よりクロック信号CLKが入力されている。スイッチ2及び3の共通接続点の電圧をSWとすると、電圧SWは、バッファ26を介してセレクタ27の「0」側に入力されている。セレクタ27の出力端子は、各Dフリップフロップ25の負論理のリセット端子Rに接続されている。セレクタ27の「1,0」の切替え制御は、最終段のDフリップフロップ25hの非反転出力により行われる。また、Dフリップフロップ25hの非反転出力端子は、NOTゲート28を介してANDゲート8の入力端子に与えられている。
The clock signal CLK is input from the
図4に示すように、クロック信号CLKのパルスカウント数が「8」に達するまでは、NOTゲート28の出力信号MAXonはハイレベルを示している。同カウント数が「8」に達すると、信号MAXonはクロック信号CLKの半周期だけローレベルに変化する。
As shown in FIG. 4, the output signal MAXon of the
次に、本実施形態の作用について説明する。図5に示すように、は、電圧FBが基準電圧VREFを下回るとRSラッチ14がセットされ、PWM信号が立ち上がる。同時に、Ton計算部12のスイッチ回路23がOFFになり、コンデンサ22が定電流Iで充電される。コンデンサ22の端子電圧が出力電圧VOUTのα倍値に達すると、コンパレータ24の出力信号がローレベルからハイレベルに変化して、RSラッチ14がリセットされる。RSラッチ14がセットされてからリセットされるまでの間が、時間Tonとなる。これは、通常のCOT制御である。
Next, the operation of this embodiment will be described. As shown in FIG. 5, when the voltage FB falls below the reference voltage VREF, the
一方、図6及び図7に示すように、入力電圧VINが出力電圧VOUTより高い状態から次第に低下すると、それに伴い出力電圧VOUTが低下しないように、ハイサイドスイッチ2のオン時間が次第に長くなる。入力電圧VINが出力電圧VOUTよりも低くなると、上記のオン時間はより長くなるため、昇圧用コンデンサ11の充電電荷が枯渇するおそれがある。
On the other hand, as shown in Figures 6 and 7, when the input voltage VIN gradually decreases from a state where it is higher than the output voltage VOUT, the on-time of the high-
そこで、本実施形態では、ON時間カウンタ18が電圧SWをモニタすることでハイサイドスイッチ2がON状態を維持する時間を計測し、その時間が閾値であるクロックパルス数「8」に相当する時間に達すると信号MAXonをローレベルにして、ANDゲート8を介してハイサイドスイッチ2を強制的にOFFにしている。このタイミングで、昇圧用コンデンサ11は充電される。
In this embodiment, the
以上のように本実施形態によれば、スイッチング電源装置1は、NチャネルMOSFETであるハイサイドスイッチ2及びローサイドスイッチ3により入力電圧VINをスイッチングさせて降圧した出力電圧VOUTを生成する。LDO9は、昇圧用コンデンサ11を充電することで、スイッチ2及び3を駆動する駆動用電源を生成する。
As described above, according to this embodiment, the switching
オフ時間生成部17は、分圧信号FBが目標電圧VREFよりも低下すると、ハイサイドスイッチ2のゲート電圧をハイレベルにする。Ton計算部12は、入力電圧VINに依存して定電流Iの値が調整される電流源回路21を有し、定電流Iにより充電されるコンデンサ22の端子電圧を、出力電圧をα倍した電圧と比較した結果に応じてハイサイドスイッチ2のゲート電圧をローレベルにする。RSラッチ14は、オフ時間生成部17がゲート電圧をハイレベルにする信号を出力している状態では、ゲート電圧を優先的にハイレベルにする。
The off-
このように構成すれば、たとえオフ時間生成部17がハイサイドスイッチ2のゲート電圧をハイレベルにする制御と、Ton計算部12がゲート電圧をローレベルにする制御とが競合しても、ゲート電圧はRSラッチ14によってハイレベルを維持することになる。したがって、COT制御においても昇圧用コンデンサ11を、より長い時間に亘って充電することができる。
With this configuration, even if the control by the off-
そして、ON時間カウンタ18は、ハイサイドスイッチ2のゲート電圧がハイレベルを示す時間が閾値を超えるとゲート電圧を強制的にローレベルにする。これにより、入力電圧VINが低下したことに伴いゲート電圧がハイレベルを示す時間が長くなった場合でも、Ton計算部12がハイサイドスイッチ2をオフさせることで、昇圧用コンデンサ11を確実に充電することができる。
The
(第2実施形態)
以下、第1実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図8に示すように、第2実施形態のスイッチング電源装置1Aは、ON時間カウンタ18の入力端子が、スイッチ2及び3の共通接続点に替えて、ハイサイドスイッチ2のゲートに接続されている点のみが相違している。
Second Embodiment
In the following, the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and their explanations are omitted, and only the different parts are explained. As shown in Fig. 8, the switching power supply device 1A of the second embodiment differs only in that the input terminal of the
(第3実施形態)
図9に示すように、第3実施形態は、ON時間カウンタ18に替えてON時間カウンタ30を用いる。ON時間カウンタ30は、Ton計算部12と同様な構成であり、電源VDDとグランドとの間に接続される電流源回路31及びコンデンサ32の直列回路、非反転入力端子に基準電圧が入力され、反転入力端子が電流源回路31及びコンデンサ32の共通接続点に接続されると共に、スイッチ回路33を介してグランドに接続されるコンパレータ34で構成されている。スイッチ回路33のON/OFFは、Ton計算部12と同様にNOTゲート13により制御される。
Third Embodiment
9, the third embodiment uses an
図10に示すように、ON時間カウンタ30の動作は、コンパレータ34がコンデンサ32の端子電圧Vcountを基準電圧と比較し、前者のレベルが後者のレベルを上回ると信号MAXonをローレベルにする。これにより、ハイサイドスイッチ2をOFFさせて、昇圧用コンデンサ11を充電させる。
As shown in FIG. 10, the
(第4実施形態)
図11に示すように、第4実施形態のスイッチング電源装置41は、ON時間カウンタ18に替えて、BT-SW間電圧検出部42を用いている。BT-SW間電圧検出部42は、ダイオード10のカソードBTと、ハイサイドスイッチ2のソースSWとの間に接続されている。尚、反転ドライバ7の駆動用電源も、ダイオード10のカソードから供給されている。
Fourth Embodiment
11, a switching
図12に示すように、BT-SW間電圧検出部42は、端子BT、SW間に接続される抵抗素子43a及び43bの直列回路、NチャネルMOSFET44並びに抵抗素子45a及び45bの直列回路、バッファ46を備えている。FET44のゲートは、抵抗素子43a及び43bの共通接続点に接続されている。NOTゲート46の入力端子は、抵抗素子45a及び45bの共通接続点に接続されている。NOTゲート46の出力端子は、ANDゲート8の入力端子に接続されている。
As shown in FIG. 12, the BT-SW
図13に示すように、BT-SW間電圧検出部42では、BT-SW間電圧が高く、FET44のゲート電圧が閾値を超えていればFET44はONしているので、バッファ46を介して出力される信号BT-PORはハイレベルを示す。BT-SW間電圧が低下してFET44のゲート電圧が閾値を下回ると、FET44はターンOFFする。これにより、信号BT-PORはローレベルに変化する。
As shown in FIG. 13, in the BT-SW
(その他の実施形態)
図14は、スイッチングを行うパワーステージについて、その他の構成例を示すもので、ローサイドスイッチ3に替えて、ダイオード47を配置している。
Ton時間計算部18のカウント数は「8」に限らない。
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。
Other Embodiments
FIG. 14 shows another example of the configuration of a power stage that performs switching, in which a
The count number of the Ton
Although the present disclosure has been described based on the embodiment, it is understood that the present disclosure is not limited to the embodiment or structure. The present disclosure also encompasses various modifications and modifications within the equivalent range. In addition, various combinations and forms, and other combinations and forms including only one element, more than one element, or less than one element, are also within the scope and concept of the present disclosure.
図面中、1はスイッチング電源装置、2はハイサイドスイッチ、3はローサイドスイッチ、8はANDゲート、9はLDO、11は昇圧用コンデンサ、12はTon計算部、14はRSラッチ、17はオフ時間生成部、18はON時間カウンタ、21は電流源回路、23はスイッチ回路、24はコンパレータを示す。 In the drawing, 1 is a switching power supply device, 2 is a high-side switch, 3 is a low-side switch, 8 is an AND gate, 9 is an LDO, 11 is a boost capacitor, 12 is a Ton calculation unit, 14 is an RS latch, 17 is an off-time generation unit, 18 is an on-time counter, 21 is a current source circuit, 23 is a switch circuit, and 24 is a comparator.
Claims (6)
一端が前記ハイサイドスイッチの低電位側導通端子に接続される昇圧用コンデンサ(11)を有し、前記ハイサイドスイッチを駆動する駆動用電源を生成するブートストラップ回路(9)と、
前記出力電圧の分圧信号が目標電圧よりも低下すると前記ハイサイドスイッチのゲート電圧をハイレベルにするオフ時間生成部(17)と、
前記入力電圧に依存して定電流の値が調整される電流源回路(21)を有し、前記定電流により充電されるコンデンサ(22)の端子電圧を、前記出力電圧をゲイン倍した電圧と比較した結果に応じて前記ハイサイドスイッチのゲート電圧をローレベルにするオン時間計算部(12)と、
前記オフ時間生成部が前記ゲート電圧をハイレベルにする信号を出力している状態では、前記ゲート電圧を優先的にハイレベルにするハイレベル優先部(14)とを備えるスイッチング電源装置。 A high-side switch (2) which is at least an N-channel MOSFET is used to switch an input voltage to generate a transformed output voltage.
a bootstrap circuit (9) having a boost capacitor (11) whose one end is connected to a low potential side conduction terminal of the high side switch and which generates a drive power supply for driving the high side switch;
an off-time generating unit (17) that sets a gate voltage of the high-side switch to a high level when the divided voltage signal of the output voltage falls below a target voltage;
an on-time calculation unit (12) that has a current source circuit (21) in which a value of a constant current is adjusted depending on the input voltage, and that sets a gate voltage of the high-side switch to a low level depending on a result of comparing a terminal voltage of a capacitor (22) that is charged by the constant current with a voltage obtained by multiplying the output voltage by a gain;
a high level priority section (14) that prioritizes setting the gate voltage to a high level when the off-time generation section is outputting a signal for setting the gate voltage to a high level.
前記ランプ波信号と基準電圧とを比較する比較する比較回路(34)とを備える請求項2記載のスイッチング電源装置。 The low level setting unit (30) includes a ramp signal generating unit that generates a ramp signal by combining a current source (31), a capacitor (32) that is charged by the current of the current source, and a discharging switching element (33) that discharges the capacitor during a period in which the gate voltage indicates a low level;
3. The switching power supply according to claim 2, further comprising a comparison circuit (34) for comparing the ramp wave signal with a reference voltage.
前記出力電圧と前記ランプ波信号とを比較する比較する比較回路(24)とを備える請求項1から5の何れか一項に記載のスイッチング電源装置。 The on-time calculation unit (12) includes a ramp signal generation unit that generates a ramp signal by combining the current source circuit and a discharging switching element (23) that discharges the capacitor during a period in which the gate voltage indicates a low level;
6. The switching power supply device according to claim 1, further comprising a comparison circuit (24) for comparing the output voltage with the ramp wave signal.
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