JP2024017952A

JP2024017952A - Motor control method and motor control device

Info

Publication number: JP2024017952A
Application number: JP2022120941A
Authority: JP
Inventors: 憲一森; Kenichi Mori
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2022-07-28
Filing date: 2022-07-28
Publication date: 2024-02-08

Abstract

To secure estimation accuracy of a magnetic pole position without depending on change of a motor rotation number.SOLUTION: A motor control method includes: a rotation number parameter acquisition step of controlling power supplied to a motor on the basis of a predetermined torque command value Tfin* and an estimated magnetic pole position θ' of a motor 200, and acquiring rotation number parameters N', N* suggesting a rotation number N of the motor; and a magnetic position calculation step of calculating the magnetic pole position on the basis of power parameters iddet, iqdet suggesting the power of the motor. Especially, the magnetic position calculation step estimates change dN/dt of a rotation number N from the rotation number parameter, and corrects the magnetic pole position on the basis of the change in the rotation number.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本発明は、モータ制御方法及びモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control method and a motor control device.

特許文献１には、モータの磁極位置を参照して直交する２軸座標系（ｄ軸／ｑ軸座標系）の指令値を求め、当該指令値を用いてモータの駆動制御を行う制御方法が開示されている。この制御方法では、モータに流れる電流の検出値からモータの磁極位置を推定する。 Patent Document 1 discloses a control method in which a command value of an orthogonal two-axis coordinate system (d-axis/q-axis coordinate system) is determined by referring to the magnetic pole position of a motor, and the drive control of the motor is performed using the command value. Disclosed. In this control method, the magnetic pole position of the motor is estimated from the detected value of the current flowing through the motor.

より具体的には、磁極位置を推定するための交流信号を上記指令値のｄ軸成分（ｄ軸指令値）に重畳してモータを駆動させ、その状態で取得される電流検出値のｑ軸成分（ｑ軸電流検出値）に基づいて磁極位置を推定する。 More specifically, an alternating current signal for estimating the magnetic pole position is superimposed on the d-axis component (d-axis command value) of the above command value to drive the motor, and the q-axis of the current detection value obtained in that state is The magnetic pole position is estimated based on the component (q-axis current detection value).

特開平１０－３２３０９９号公報Japanese Patent Application Publication No. 10-323099

しかしながら、制御状態によってはモータ回転数が変化して、電流検出値の変化量が想定よりも大きくなることがある。このようなシーンにおいては、当該電流検出値から得られる磁極位置の推定誤差が大きくなるという問題がある。 However, depending on the control state, the motor rotation speed may change and the amount of change in the detected current value may become larger than expected. In such a scene, there is a problem that the estimation error of the magnetic pole position obtained from the detected current value becomes large.

したがって、本発明の目的は、モータ回転数の変化に依らず磁極位置の推定精度を確保することのできるモータ制御方法及びモータ制御装置を提供することにある。 Therefore, an object of the present invention is to provide a motor control method and a motor control device that can ensure the estimation accuracy of the magnetic pole position regardless of changes in the motor rotation speed.

本発明のある態様によれば、所定のトルク指令値及び推定したモータの磁極位置に基づいてモータに供給する電力を制御するモータ制御方法が提供される。このモータ制御方法は、モータの回転数を示唆する回転数パラメータを取得する回転数パラメータ取得工程と、モータの電力を示唆する電力パラメータに基づいて磁極位置を算出する磁極位置算出工程と、を含む。特に、磁極位置算出工程では、回転数パラメータから回転数の変化を推定し、回転数の変化に基づいて磁極位置を補正する。 According to an aspect of the present invention, a motor control method is provided that controls electric power supplied to a motor based on a predetermined torque command value and an estimated magnetic pole position of the motor. This motor control method includes a rotation speed parameter acquisition step of acquiring a rotation speed parameter that indicates the rotation speed of the motor, and a magnetic pole position calculation step of calculating a magnetic pole position based on a power parameter that indicates the power of the motor. . In particular, in the magnetic pole position calculation step, a change in the rotation speed is estimated from the rotation speed parameter, and the magnetic pole position is corrected based on the change in the rotation speed.

本発明によれば、モータ回転数の変化に依らず磁極位置の推定精度を確保することができる。 According to the present invention, the accuracy of estimating the magnetic pole position can be ensured regardless of changes in the motor rotation speed.

図１は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a motor control device according to an embodiment of the present invention. 図２は、回転状態推定部の構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the rotational state estimation section. 図３は、回転数変化速度及びｑ軸電流に応じた位相誤差補正値の定め方の一例を説明するグラフである。FIG. 3 is a graph illustrating an example of how to determine the phase error correction value according to the rotational speed change rate and the q-axis current. 図４は、電圧振幅比に応じた位相誤差補正値の定め方の一例を説明するグラフである。FIG. 4 is a graph illustrating an example of how to determine a phase error correction value according to a voltage amplitude ratio. 図５は、モータ回転数及び磁極位置の推定の流れを示すフローチャートである。FIG. 5 is a flowchart showing the flow of estimating the motor rotation speed and magnetic pole position.

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

図１は、モータ制御装置１００の構成を示すブロック図である。図１に示すように、モータ制御装置１００としては、モータ２００の磁極位置（回転子位置）や回転数（以下、「モータ回転数Ｎ」と称する）をレゾルバやエンコーダ等のセンサ類で計測する構成に代えて、後述する推定アルゴリズムに基づいて演算し、演算した推定値を用いてインバータ１８を操作しモータ２００に供給する電力を制御する装置を想定する。すなわち、本実施形態のモータ制御装置１００、インバータ１８、及びモータ２００を要素とするモータ制御システムは、位置センサレスのシステムとして構成することができる。特に、制御対象であるモータ２００としては、車載の走行駆動用モータ又は発電用モータを想定する。また、モータ２００は、例えば、三相交流ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータであり、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑとｄ軸インダクタンスＬ_ｄが相互に異なる値を示す突極性モータとして構成される。 FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a motor control device 100. As shown in FIG. 1, the motor control device 100 measures the magnetic pole position (rotor position) and rotational speed (hereinafter referred to as "motor rotational speed N") of the motor 200 using sensors such as a resolver and an encoder. Instead of the configuration, a device is assumed that performs calculations based on an estimation algorithm described later, and uses the calculated estimated values to operate the inverter 18 and control the electric power supplied to the motor 200. That is, the motor control system including the motor control device 100, inverter 18, and motor 200 of this embodiment as elements can be configured as a position sensorless system. In particular, the motor 200 to be controlled is assumed to be an in-vehicle travel drive motor or a power generation motor. Further, the motor 200 is, for example, a three-phase AC IPM (Interior Permanent Magnet) motor, and is configured as a saliency motor in which the q-axis inductance _Lq and the d-axis inductance _Ld have mutually different values.

モータ制御装置１００は、回転数制御部８、トルク指令値選択部９、電流指令生成部１１、第１電圧指令生成部１２、第２電圧指令生成部１３、最終電圧指令生成部１４、制御モード信号生成部１５、座標変換部１６、ＰＷＭ変換部１７、回転状態推定部１９、及び座標変換部２３を備える。そして、モータ制御装置１００は、各部の機能を実現するようにプログラムを備えたコンピュータ（コントローラ）によって構成される。また、当該コンピュータを構成するハードウェアは、一台又は複数台で構成されていても良い。 The motor control device 100 includes a rotation speed control section 8, a torque command value selection section 9, a current command generation section 11, a first voltage command generation section 12, a second voltage command generation section 13, a final voltage command generation section 14, and a control mode. It includes a signal generation section 15, a coordinate transformation section 16, a PWM transformation section 17, a rotation state estimation section 19, and a coordinate transformation section 23. The motor control device 100 is constituted by a computer (controller) equipped with a program to realize the functions of each part. Moreover, the hardware constituting the computer may be composed of one or more hardware.

回転数制御部８は、上位制御装置から入力される回転数指令値Ｎ^＊及び回転状態推定部１９から入力される回転数推定値Ｎ′に基づいて、第１トルク指令値Ｔ_ｒｅｖ ^＊を算出して出力する。 The rotation speed control unit 8 calculates the first torque command value T _rev ^* based on the rotation speed command value N ^* input from the host control device and the rotation speed estimated value N′ input from the rotation state estimation unit 19. and output.

ここで、回転数指令値Ｎ^＊は、例えばモータ２００を所定の駆動源（エンジンなど）により回生させて発電を行う発電機として用いる際に、所望の要求発電電力（エンジントルク×エンジン回転数）から定められるモータ２００の回転数（以下、「モータ回転数Ｎ」とも称する）として定められる。すなわち、回転数指令値Ｎ^＊は、上位制御装置により定められるモータ２００が出力すべき回転数の目標値である。また、回転数推定値Ｎ′は、モータ２００の制御状態に応じて演算されるモータ回転数Ｎの推定値である。回転数推定値Ｎ′は、回転状態推定部１９により、後述する推定アルゴリズム（高周波電圧印加法）にしたがって演算（推定）される。さらに、第１トルク指令値Ｔ_ｒｅｖ ^＊は、上記回転数指令値Ｎ^＊を実現するために目指すべきモータ２００の出力トルクの目標値である。 Here, the rotational speed command value N ^* is the desired required generated power (engine torque x engine rotational speed), for example, when the motor 200 is used as a generator that generates electricity by regenerating it with a predetermined drive source (such as an engine). It is determined as the rotation speed of the motor 200 (hereinafter also referred to as "motor rotation speed N") determined from . That is, the rotation speed command value N ^* is a target value of the rotation speed that the motor 200 should output, which is determined by the host control device. Further, the rotational speed estimated value N' is an estimated value of the motor rotational speed N calculated according to the control state of the motor 200. The rotational speed estimation value N' is calculated (estimated) by the rotational state estimating section 19 according to an estimation algorithm (high frequency voltage application method) which will be described later. Furthermore, the first torque command value T _rev ^* is a target value of the output torque of the motor 200 that should be aimed at in order to realize the rotation speed command value N ^* .

より具体的に、回転数制御部８は、例えば、回転数指令値Ｎ^＊及び回転数推定値Ｎ′の偏差に基づいてＰＩ（Proportional-Integral）制御を実行して第１トルク指令値Ｔ_ｒｅｖ ^＊を算出する。 More specifically, the rotation speed control unit 8 executes PI (Proportional-Integral) control based on the deviation between the rotation speed command value N ^* and the rotation speed estimated value N', and sets the first torque command value T _rev. ^* Calculate.

トルク指令値選択部９は、上位制御装置から入力される制御モード信号Ｍ_ｓｗ１、上位制御装置から入力される第２トルク指令値Ｔ_ｄｒｖ ^＊、及び上述の第１トルク指令値Ｔ_ｒｅｖ ^＊に基づいて、最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊を算出して出力する。 The torque command value selection unit 9 selects a torque command value based on the control mode signal M _sw1 input from the host control device, the second torque command value T _drv ^* input from the host control device, and the above-mentioned first torque command value T _rev ^*. Then, the final torque command value T _fin ^* is calculated and output.

ここで、制御モード信号Ｍ_ｓｗ１は、制御モードとしてトルク制御モード及び回転数制御モードのいずれを選択すべきかに関する上位制御装置の指令情報を含む信号である。また、第２トルク指令値Ｔ_ｄｒｖ ^＊は、例えばモータ２００を車両の走行駆動源として用いる際に、要求駆動力（アクセルペダルに対する操作量など）に応じたモータ２００の出力トルクの目標値である。 Here, the control mode signal M _sw1 is a signal that includes command information from the host controller regarding which of the torque control mode and the rotation speed control mode should be selected as the control mode. Further, the second torque command value T _drv ^* is a target value of the output torque of the motor 200 according to the required driving force (eg, the amount of operation on the accelerator pedal) when the motor 200 is used as a driving source for a vehicle, for example. .

より具体的に、トルク指令値選択部９は、制御モード信号Ｍ_ｓｗ１を参照して、トルク制御モードの実行が指令されていると判断すると、第２トルク指令値Ｔ_ｄｒｖ ^＊を最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊として演算する。一方、トルク指令値選択部９は、制御モード信号Ｍ_ｓｗ１を参照して、回転数制御モードの実行が指令されていると判断すると、第１トルク指令値Ｔ_ｒｅｖ ^＊を最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊として出力する。 More specifically, when the torque command value selection unit 9 refers to the control mode signal M _sw1 and determines that execution of the torque control mode is instructed, the torque command value selection unit 9 sets the second torque command value T _drv ^* to the final torque command value. Calculate as T _fin ^* . On the other hand, when the torque command value selection unit 9 refers to the control mode signal M _sw1 and determines that execution of the rotation speed control mode is instructed, the torque command value selection unit 9 converts the first torque command value T _rev ^* into the final torque command value T _fin Output as ^* .

電流指令生成部１１は、直流電圧Ｖ_ｄｃ、最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊、及び、回転数推定値Ｎ′に基づいて、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を生成（算出）して出力する。 The current command generation unit 11 generates a d-axis current command value i _d ^* and a q-axis current command value i _q ^* based on the DC voltage V _dc , the final torque command value T _fin ^* , and the estimated rotational speed value N′. Generate (calculate) and output.

ここで、直流電圧Ｖ_ｄｃは、モータ２００の駆動電力を供給するためのバッテリ２１の出力電圧である。直流電圧Ｖ_ｄｃは、電圧センサ２２によって検出される。なお、直流電圧Ｖ_ｄｃを、電圧センサ２２による検出値に代えて、バッテリコントローラ（図示しない）等で得られる推定値として取得しても良い。 Here, the DC voltage V _dc is the output voltage of the battery 21 for supplying driving power for the motor 200. DC voltage V _dc is detected by voltage sensor 22 . Note that instead of the value detected by the voltage sensor 22, the DC voltage V _dc may be obtained as an estimated value obtained by a battery controller (not shown) or the like.

ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊は、モータ２００のｄ軸電流ｉ_ｄについての指令値である。ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊は、モータ２００のｑ軸電流ｉ_ｑについての指令値である。なお、以下では、表記の簡略化のため、ｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑを包括してｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑとも称し、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を包括してｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊とも称する。 The d-axis current command value i _d ^* is a command value for the d-axis current i _d of the motor 200. The q-axis current command value i _q ^* is a command value for the q-axis current i _q of the motor 200 . In addition, in the following, to simplify the notation, the d-axis current i _d and the q-axis current i _q are collectively referred to as the dq-axis current i _d , i _q , and the d-axis current command value i _d ^* and the q-axis current The command value i _q ^* is also collectively referred to as the dq-axis current command value i _d ^* , i _q ^* .

第１電圧指令生成部１２は、最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊、直流電圧Ｖ_ｄｃ、回転数推定値Ｎ′、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊、及びｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの検出値に基づいて、第１のｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊及び第１のｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ１ ^＊（以下、「第１電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊」とも称する）を生成（算出）して出力する。 The first voltage command generation unit 12 generates a final torque command value T _fin ^* , a DC voltage V _dc , an estimated rotational speed value N', a dq-axis current command value i _d ^* , i _q ^* , and a dq-axis current i _d , i Based on the detected value of _q , a first d-axis voltage command value V _d1 ^* and a first q-axis voltage command value V _q1 ^* (hereinafter also referred to as "first voltage command value V _d1 ^* , V _q1 ^* ") ) is generated (calculated) and output.

第１電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊は、いわゆる電流ベクトル制御によってモータ２００を制御するための電圧指令値である。すなわち、第１電圧指令生成部１２は、例えば下記の式（１）にしたがって、ｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑとｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊の偏差（ｉ_ｄ－ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ－ｉ_ｑ ^＊）に基づくＰＩ制御と、ｄｑ軸の非干渉化により、第１電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊を演算する。 The first voltage command values V _d1 ^* , V _q1 ^* are voltage command values for controlling the motor 200 by so-called current vector control. That is ^, the first _voltage command _generation unit ₁₂ calculates the deviation (i _d ^- _i _d ^* , i _q - i _q ^* ) and non-interference of the dq axes to calculate the first voltage command values V _d1 ^* , V _q1 ^* .

なお、式（１）における「ｓ」は微分演算子である。また、「Ｋ_ｐ１」は比例ゲインであり、「Ｋ_ｉ１」は積分ゲインである。さらに、「Ｖ_{ｄ－ｄｃｐｌ} ^＊」はｄ軸干渉電圧であり、「Ｖ_{ｑ－ｄｃｐｌ} ^＊」はｑ軸干渉電圧である。本実施形態では、第１電圧指令生成部１２は、最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊、直流電圧Ｖ_ｄｃ、及び回転数推定値Ｎ′と、ｄ軸干渉電圧Ｖ_{ｄ－ｄｃｐｌ} ^＊及びｑ軸干渉電圧Ｖ_{ｑ－ｄｃｐｌ} ^＊と、を対応付ける干渉電圧テーブル（図示せず）を有する。このため、第１電圧指令生成部１２は、この干渉電圧テーブルを参照することにより、トルク指令値Ｔ^＊、直流電圧Ｖ_ｄｃ、及び回転数推定値Ｎ′に対応するｄ軸干渉電圧Ｖ_{ｄ－ｄｃｐｌ} ^＊及びｑ軸干渉電圧Ｖ_{ｑ－ｄｃｐｌ} ^＊を演算する。干渉電圧テーブルは、実験またはシミュレーション等によって予め設定される。 Note that "s" in equation (1) is a differential operator. Further, “K _p1 ” is a proportional gain, and “K _i1 ” is an integral gain. Further, "V _d-dcpl ^* " is the d-axis interference voltage, and "V _q-dcpl ^* " is the q-axis interference voltage. In the present embodiment, the first voltage command generation unit 12 generates the final torque command value T _fin ^* , the DC voltage V _dc , the estimated rotational speed value N', the d-axis interference voltage V _d-dcpl ^* , and the q-axis interference voltage It has an interference voltage table (not shown) that associates V _q-dcpl ^* with . Therefore, by referring to this interference voltage table, the first voltage command generation unit 12 generates the d-axis interference voltage V d− corresponding to the torque command value T ^* , the DC voltage V _dc , and the estimated rotational speed value N _′ . _dcpl ^* and q-axis interference voltage V _q-dcpl ^* are calculated. The interference voltage table is set in advance by experiment, simulation, or the like.

なお、第１電圧指令生成部１２が第１電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊の演算に用いるｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑは、モータ２００に流れる電流の検出値であって、座標変換部２３から取得される。座標変換部２３は、例えば回転状態推定部１９が出力する位相推定値θ′を用いた座標変換により、電流センサ２４が検出するモータ２００の各相の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗからｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを演算する。具体的には、座標変換部２３は、下記の式（２）にしたがって、ｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを演算する。 Note that the dq-axis currents i _d , i _q used by the first voltage command generation unit 12 to calculate the first voltage command values V _d1 ^* , V _q1 ^* are detected values of the current flowing through the motor 200, and are The information is obtained from the section 23. The coordinate conversion unit 23 converts dq from the currents i _u , i _v , i _w of each phase of the motor 200 detected by the current sensor 24 by coordinate conversion using, for example, the phase estimated value θ' output by the rotational state estimating unit 19. Axis currents i _d and i _q are calculated. Specifically, the coordinate conversion unit 23 calculates the dq-axis currents i _d and i _q according to equation (2) below.

また、本実施形態では、電流センサ２４は、モータ２００のＵ相電流ｉ_ｕとＶ相電流ｉ_ｖを検出し、座標変換部２３は、Ｗ相電流ｉ_ｗを下記の式（３）にしたがって演算により求める。 Further, in this embodiment, the current sensor 24 detects the U-phase current i _u and the V-phase current i _v of the motor 200, and the coordinate conversion unit 23 converts the W-phase current i _w according to the following equation (3). Obtain by calculation.

なお、以下では、上記式（２）及び式（３）に基づいて演算されるｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの値をｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの検出値とみなし、特に検出値であることを明示する場合には「ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ，ｉ_ｑｄｅｔ」、「ｄ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ」、或いは「ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｄｅｔ」と表記する。 Note that in the following, the values of the dq-axis currents i _d , i _q calculated based on the above formulas (2) and (3) are regarded as the detected values of the dq-axis currents i _d , i _q , and in particular, the detected values are When something is clearly indicated, it is written as "dq-axis current detection value i _ddet , i _qdet ,""d-axis current detection value i _ddet ," or "q-axis current detection value i _qdet ."

第２電圧指令生成部１３は、最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊、直流電圧Ｖ_ｄｃ、回転数推定値Ｎ′、及びｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑに基づいて、第２ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊及び第２ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ２ ^＊を生成（演算）する。なお、以下では、第２ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊及び第２ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ２ ^＊を、「第２電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊」とも称する。 The second voltage command generation unit 13 generates a second d-axis voltage command value V _d2 based on the final torque command value T _fin ^* , the DC voltage V _dc , the estimated rotational speed value N', and the dq-axis currents i _d and i _q . ^* and second q-axis voltage command value V _q2 ^* are generated (calculated). Note that, hereinafter, the second d-axis voltage command value V _d2 ^* and the second q-axis voltage command value V _q2 ^* are also referred to as "second voltage command value V _d2 ^* , V _q2 ^* ."

第２電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊は、いわゆる電圧位相制御によってモータ２００を制御するための電圧指令値である。すなわち、第２電圧指令生成部１３は、電圧ノルムＶ_ａに対する指令値である電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊と、電圧位相αに対する指令値である電圧位相指令値α^＊と、を演算し、これらを用いて第２電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊を演算する。 The second voltage command values V _d2 ^* , V _q2 ^* are voltage command values for controlling the motor 200 by so-called voltage phase control. That is, the second voltage command generation unit 13 calculates a ^voltage norm command value V _{a *} , which is a command value for the voltage norm V _a , and a voltage phase command value α ^* , which is a command value for the voltage phase α. The second voltage command values V _d2 ^* and V _q2 ^* are calculated using

具体的には、第２電圧指令生成部１３は、例えば下記の式（４）にしたがって、直流電圧Ｖ_ｄｃと、変調率についての指令値である変調率指令値ＭＦ^＊と、に基づき、電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊を演算する。 Specifically, the second voltage command generation unit 13 generates the voltage based on the DC voltage V _dc and the modulation rate command value MF ^* , which is a command value regarding the modulation rate, according to the following equation (4), for example. Calculate norm command value V _a ^* .

さらに、第２電圧指令生成部１３は、最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊、直流電圧Ｖ_ｄｃ、及び回転数推定値Ｎ′に基づいて、電圧位相目標値α_ｆｆ ^＊を演算する。電圧位相目標値α_ｆｆ ^＊は、フィードフォワード制御による電圧位相αの目標値である。本実施形態では、第２電圧指令生成部１３は、最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊、直流電圧Ｖ_ｄｃ、及び回転数推定値Ｎ′と、電圧位相目標値α_ｆｆ ^＊と、を対応付ける電圧位相目標値テーブル（図示しない）を有する。したがって、第２電圧指令生成部１３は、この電圧位相目標値テーブルを参照することにより、最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊、直流電圧Ｖ_ｄｃ、及び回転数推定値Ｎ′に対応する電圧位相目標値α_ｆｆ ^＊を演算する。電圧位相目標値テーブルは、実験またはシミュレーション等によって予め設定される。 Furthermore, the second voltage command generation unit 13 calculates the voltage phase target value α _ff ^* based on the final torque command value T _fin ^* , the DC voltage V _dc , and the estimated rotational speed value N′. The voltage phase target value α _ff ^* is a target value of the voltage phase α by feedforward control. In the present embodiment, the second voltage command generation unit 13 generates a voltage phase target that associates the final torque command value T _fin ^* , the DC voltage V _dc , and the estimated rotational speed value N' with the voltage phase target value α _ff ^* . It has a value table (not shown). Therefore, by referring to this voltage phase target value table, the second voltage command generation unit 13 determines the voltage phase target value corresponding to the final torque command value T _fin ^* , the DC voltage V _dc , and the estimated rotational speed value N′. Calculate α _ff ^* . The voltage phase target value table is set in advance by experiment, simulation, or the like.

また、第２電圧指令生成部１３は、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ，ｉ_ｑｄｅｔと回転数推定値Ｎ′に基づいて、出力トルクの推定値であるトルク推定値Ｔ_ｅｓｔを演算する。本実施形態では、第２電圧指令生成部１３は、ｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑ及び回転数推定値Ｎ′と、トルク推定値Ｔ_ｅｓｔと、を対応付けるトルク推定値テーブル（図示しない）を有する。したがって、第２電圧指令生成部１３は、このトルク推定値テーブルを参照することにより、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ，ｉ_ｑｄｅｔ及び回転数推定値Ｎ′に対応するトルク推定値Ｔ_ｅｓｔを演算する。トルク推定値テーブルは、実験またはシミュレーション等によって予め設定される。 Further, the second voltage command generation unit 13 calculates an estimated torque value T _est , which is an estimated value of the output torque, based on the dq-axis current detection values i _ddet , i _qdet and the estimated rotational speed value N'. In the present embodiment, the second voltage command generation unit 13 has a torque estimation value table (not shown) that associates the dq-axis currents i _d , i _q and rotational speed estimation value N' with the torque estimation value T _est . . Therefore, the second voltage command generation unit 13 calculates the torque estimated value T _est corresponding to the dq-axis current detected values i _ddet , i _qdet and the rotational speed estimated value N′ by referring to this torque estimated value table. . The torque estimation value table is set in advance by experiment, simulation, or the like.

さらに、第２電圧指令生成部１３は、最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊及びトルク推定値Ｔ_ｅｓｔに基づいて、電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊を演算する。電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊は、電圧位相目標値α_ｆｆ ^＊に対する補正値であり、フィードバック制御によって演算される。例えば、第２電圧指令生成部１３は、下記の式（５）にしたがって、トルク指令値Ｔ^＊とトルク推定値Ｔ_ｅｓｔとの偏差（Ｔ_ｆｉｎ ^＊－Ｔ_ｅｓｔ）に基づくＰＩ制御により、電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊を演算する。 Further, the second voltage command generation unit 13 calculates the voltage phase correction value α _fb ^* based on the final torque command value T _fin ^* and the estimated torque value T _est . The voltage phase correction value α _fb ^* is a correction value for the voltage phase target value α _ff ^* , and is calculated by feedback control. For example, the second voltage command generation unit 13 adjusts the voltage phase by PI control based on the deviation (T _fin ^* - T _est ) between the torque command value T ^* and the estimated torque value T _est according to the following equation (5). A correction value α _fb ^* is calculated.

式（５）における「Ｋ_ｐ２」は比例ゲインであり、「Ｋ_ｉ２」は積分ゲインである。 “K _p2 ” in equation (5) is a proportional gain, and “K _i2 ” is an integral gain.

そして、第２電圧指令生成部１３は、上記のように演算する電圧位相目標値α_ｆｆ ^＊に電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊を加算することで、電圧位相指令値α^＊を演算する。 Then, the second voltage command generation unit 13 calculates the voltage phase command value α ^* by adding the voltage phase correction value α _fb ^* to the voltage phase target value α _ff ^* calculated as described above.

さらに、第２電圧指令生成部１３は、下記の式（６）に示すように、電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊と電圧位相指令値α^＊に基づくベクトル変換により、第２電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊を演算する。 Further, the second voltage command generation unit 13 generates the second voltage command value V _{d2 *} ^by vector conversion based on the voltage norm command value V _a ^* and the voltage phase command value α ^* , as shown in the following equation (6). , V _q2 ^* .

最終電圧指令生成部１４は、制御モード信号生成部１５から入力される制御モード信号Ｍ_ｓｗ２に基づき、第１電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊及び第２電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊の一方を選択し、最終的な電圧指令値である最終電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊として出力する。すなわち、最終電圧指令生成部１４は、制御モード信号Ｍ_ｓｗ２にしたがって、制御モードを、第１電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊を用いる電流ベクトル制御モードと、第２電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊を用いる電圧位相制御モードと、の間で選択的に切り替える。 The final voltage command generation unit 14 generates first voltage command values V _d1 ^* , V _q1 ^* and second voltage command values V _d2 ^* , V _q2 based on the control mode signal M _sw2 input from the control mode signal generation unit 15. ^* is selected and output as final voltage command values V _d ^* and V _q ^* , which are final voltage command values. That is, the final voltage command generation unit 14 changes the control mode to a current vector control mode using the first voltage command values V _d1 ^* , V _q1 ^* and a second voltage command value V _d2 ^* according to the control mode signal M _sw2 . , V _q2 ^* .

そして、本実施形態では、最終電圧指令生成部１４は、制御モード信号Ｍ_ｓｗ２に基づいて選択した第１電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊又は第２電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊に、高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊，Ｖ_ｑｈ ^＊を重畳させて（加算して）出力する。なお、これは、後述するように、回転状態推定部１９により、高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊，Ｖ_ｑｈ ^＊を重畳させた最終電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊に対する応答電力値（応答高周波電流ｉ_ｄｈ，ｉ_ｑｈ）から回転数推定値Ｎ′及び位相推定値θ′を演算するためである。 In the present embodiment, the final voltage command generation unit 14 generates the first voltage command values V _d1 ^* , V _q1 ^* or the second voltage command values V d2 *, V _q2 ^* selected based on the control _mode signal M _sw2 ^. The high frequency voltages V _dh ^* and V _qh ^* are superimposed (added) on and output. Note that ^, as will _be described later, ^the rotational state _estimation ^unit ₁₉ calculates the response power value ( _response ^high -frequency current i This is to calculate the estimated rotational speed value N' and the estimated phase value θ' from _dh , _iqh ).

なお、高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊，Ｖ_ｑｈ ^＊は、下記の式（７）で表される。 Note that the high frequency voltages V _dh ^* and V _qh ^* are expressed by the following equation (7).

ここで、式（７）における「Ｖ_ｈ」は、高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊，Ｖ_ｑｈ ^＊の振幅であり、「ω_ｈ」は周波数である。また、「Ｋ_ｈ」（０≦Ｋ_ｈ≦１）は、ｄｑ軸座標系に対して所定の位相差（後述の位相誤差θ_γ）を持つ２軸制御座標系（γδ軸座標系）における高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊，Ｖ_ｑｈ ^＊の軌跡を定める係数である。特に、Ｋ_ｈ＝０である場合には高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊，Ｖ_ｑｈ ^＊の軌跡はγ軸に沿う直線となり、０＜Ｋ_ｈ＜１である場合の軌跡はγδ軸の原点（ｄｑ軸の原点）を中心とする楕円形状となる。さらに、Ｋ_ｈ＝１である場合の軌跡はγδ軸の原点を中心とする真円形状となる。また、式（７）からわかるように、「Ｋ_ｈ」はｄ軸高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊の振幅に対するｑ軸高周波電圧Ｖ_ｑｈ ^＊の振幅の比を規定する。したがって、以下では説明の便宜のため、当該振幅の比を「電圧振幅比Ｋ_ｈ」とも称する。なお、振幅Ｖ_ｈ、周波数ω_ｈ、及び電圧振幅比Ｋ_ｈは、適合により予め設定される。 Here, "V _h " in Equation (7) is the amplitude of the high-frequency voltages V _dh ^* and V _qh ^* , and "ω _h " is the frequency. In addition, “K _h ” (0≦K _h ≦1) is a high frequency in a two-axis control coordinate system (γδ-axis coordinate system) that has a predetermined phase difference (phase error θ _γ described later) with respect to the dq-axis coordinate system. This is a coefficient that determines the trajectory of voltages V _dh ^* and V _qh ^* . In particular, when K _h = 0, the locus of the high-frequency voltages V _dh ^* and V _qh ^* becomes a straight line along the γ axis, and when 0<K _h <1, the locus follows the origin of the γδ axis (the dq axis). The shape is an ellipse centered at the origin). Further, when K _h =1, the locus has a perfect circular shape centered on the origin of the γδ axis. Furthermore, as can be seen from equation (7), “K _h ” defines the ratio of the amplitude of the q-axis high-frequency voltage V _qh ^* to the amplitude of the d-axis high-frequency voltage V _dh ^* . Therefore, hereinafter, for convenience of explanation, the amplitude ratio will also be referred to as "voltage amplitude ratio K _h ". Note that the amplitude V _h , the frequency ω _h , and the voltage amplitude ratio K _h are set in advance by adaptation.

制御モード信号生成部１５は、直流電圧Ｖ_ｄｃ及び最終電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊に基づいて、制御モード信号Ｍ_ｓｗ２を生成する。 The control mode signal generation unit 15 generates the control mode signal M _sw2 based on the DC voltage V _dc and the final voltage command values V _d ^* , V _q ^* .

具体的には、制御モード信号生成部１５は、下記の式（８）にしたがって、直流電圧Ｖ_ｄｃ及び最終電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊に基づき、変調率ＭＦを演算する。 Specifically, the control mode signal generation unit 15 calculates the modulation factor MF based on the DC voltage V _dc and the final voltage command values V _d ^* , V _q ^* according to the following equation (8).

また、制御モード信号生成部１５は、演算した変調率ＭＦを、予め定められた所定の閾値（変調率閾値ＴＨ_ＭＦ）と比較する。そして、制御モード信号生成部１５は、例えば変調率ＭＦが変調率閾値ＴＨ_ＭＦ未満であるときに、第１電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊（電流ベクトル制御モード）を選択させる制御モード信号Ｍ_ｓｗを生成して出力する。一方、制御モード信号生成部１５は、例えば変調率ＭＦが変調率閾値ＴＨ_ＭＦ以上であるときに、第２電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊（電圧位相制御モード）を選択させる制御モード信号Ｍ_ｓｗ２を生成して出力する。 Furthermore, the control mode signal generation unit 15 compares the calculated modulation factor MF with a predetermined threshold (modulation factor threshold TH _MF ). Then, the control mode signal generation unit 15 generates a control mode signal that causes the first voltage command value V _d1 ^* , V _q1 ^* (current vector control mode) to be selected, for example, when the modulation rate _MF is less than the modulation rate threshold TH MF. Generate and output M _sw . On the other hand, the control mode signal generation unit 15 generates a control mode signal that causes the second voltage command value V _d2 ^* , V _q2 ^* (voltage phase control mode) to be selected, for example, when the modulation rate _MF is equal to or higher than the modulation rate threshold TH MF. Generate and output M _sw2 .

なお、電流ベクトル制御モードから電圧位相制御モードへの切り替え判定に用いる変調率閾値ＴＨ_ＭＦと、電圧位相制御モードから電流ベクトル制御モードへの切り替え判定に用いる変調率閾値ＴＨ_ＭＦと、を異なる値に設定しても良い。この場合、電流ベクトル制御モードと電圧位相制御モードの切り替えにヒステリシスを持たせることができるので、各モード間の頻繁な切り替わり（いわゆるチャタリング）が抑制される。 Note that the modulation rate threshold TH _MF used to determine switching from current vector control mode to voltage phase control mode and the modulation rate threshold TH _MF used to determine switching from voltage phase control mode to current vector control mode are set to different values. You can also set it. In this case, since switching between the current vector control mode and the voltage phase control mode can be provided with hysteresis, frequent switching between the modes (so-called chattering) is suppressed.

座標変換部１６は、例えば回転状態推定部１９が出力する位相推定値θ′を用いた座標変換により、最終電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊から、三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を演算する。具体的には、座標変換部１６は、下記の式（９）にしたがって、三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を演算する。 The coordinate transformation unit 16 converts the final voltage command values V _d ^* , V _q ^* into the three-phase voltage command values V u *, V by coordinate transformation using, for example, the phase estimated value θ' output from the rotational state estimation _unit ¹⁹ . Calculate _v ^* and _Vw ^* . Specifically, the coordinate conversion unit 16 calculates three-phase voltage command values V _u ^* , V _v ^* , V _w ^* according to the following equation (9).

ＰＷＭ変換部１７は、直流電圧Ｖ_ｄｃ及び三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に基づいて、インバータ１８のパワー素子を駆動するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成する。具体的には、ＰＷＭ変換部１７は、三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に対応するパワー素子駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊，Ｄ_ｕｌ ^＊，Ｄ_ｖｕ ^＊，Ｄ_ｖｌ ^＊，Ｄ_ｗｕ ^＊，Ｄ_ｗｌ ^＊を生成し、これをインバータ１８に入力する。なお、ＰＷＭ変換部１７は、ＰＷＭ信号を生成するときに、いわゆるデッドタイム補償処理や電圧利用率向上処理を行うことができる。 The PWM converter 17 generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal that drives the power element of the inverter 18 based on the DC voltage V _dc and the three-phase voltage command values V _u ^* , V _v ^* , V _w ^* . Specifically, the PWM converter 17 converts the power element drive signals D _uu ^* , D _ul ^* , D _vu ^* , D _vl ^* , corresponding to the three-phase voltage command values V _u ^* , V _v ^* , V _w ^* , D _wu ^* and D _wl ^* are generated and input to the inverter 18 . Note that the PWM converter 17 can perform so-called dead time compensation processing and voltage utilization rate improvement processing when generating the PWM signal.

インバータ１８は、ＰＷＭ信号にしたがってパワー素子をスイッチングすることにより、バッテリ２１の直流電圧Ｖ_ｄｃを擬似交流電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗに変換し、モータ２００のＵＶＷ各相に入力する。これにより、モータ２００は、最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊に応じたトルクを出力するように制御される。 The inverter 18 converts the DC voltage V _dc of the battery 21 into pseudo AC voltages V u , V v , V _w by switching the power elements according to the PWM signal, and inputs the pseudo AC voltages V _u , V _v , V w to each UVW phase of the motor 200 . Thereby, the motor 200 is controlled to output a torque according to the final torque command value T _fin ^* .

回転状態推定部１９は、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ，ｉ_ｑｄｅｔ、最終電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊、回転数指令値Ｎ^＊、及び制御モード信号Ｍ_ｓｗ１に基づいて、モータ２００の回転状態を推定する。ここで、モータ２００の回転状態とは、モータ２００が有する回転子の動作状態を特定するパラメータをいい、例えば、回転子位置を規定する位相θ、並びに回転子の回転速度を規定する機械角速度、電気角速度ω、及びモータ回転数Ｎ等である。本実施形態では、回転状態推定部１９は、モータ２００の回転状態として、位相θの推定値である位相推定値θ′、及び上述の回転数推定値Ｎ′を演算して出力する。以下、回転状態推定部１９の詳細について説明する。 The rotation state estimating unit 19 determines the rotation state of the motor 200 based on the dq-axis current detection values i _ddet , i _qdet , the final voltage command values V _d ^* , V _q ^* , the rotation speed command value N ^* , and the control mode signal M _sw1 . Estimate the rotation state. Here, the rotational state of the motor 200 refers to a parameter that specifies the operating state of a rotor included in the motor 200, such as a phase θ that defines the rotor position, a mechanical angular velocity that defines the rotational speed of the rotor, These are the electrical angular velocity ω, the motor rotation speed N, etc. In this embodiment, the rotational state estimating unit 19 calculates and outputs a phase estimated value θ', which is an estimated value of the phase θ, and the above-mentioned rotational speed estimated value N' as the rotational state of the motor 200. The details of the rotational state estimating section 19 will be explained below.

図２は、回転状態推定部１９の構成を示すブロック図である。本実施形態の回転状態推定部１９は、モータ２００のｑ軸インダクタンスＬ_ｑとｄ軸インダクタンスＬ_ｄに違いがあることを利用した磁気位置の推定アルゴリズムである高周波電圧印加法（鏡相推定法）によって、位相推定値θ′及び回転数推定値Ｎ′を演算する。 FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the rotational state estimating section 19. As shown in FIG. The rotational state estimation unit 19 of this embodiment uses a high-frequency voltage application method (mirror phase estimation method), which is a magnetic position estimation algorithm that utilizes the difference between the q-axis inductance _Lq and the d-axis inductance _Ld of the motor 200. The estimated phase value θ' and the estimated rotational speed value N' are calculated as follows.

具体的に、回転状態推定部１９は、位相誤差推定部３１、位相推定値演算部３２、回転数推定値演算部３３、位相補正値演算部３４、及び位相誤差補正部３５を備える。 Specifically, the rotational state estimation section 19 includes a phase error estimation section 31 , a phase estimated value calculation section 32 , a rotation speed estimated value calculation section 33 , a phase correction value calculation section 34 , and a phase error correction section 35 .

位相誤差推定部３１は、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ，ｉ_ｑｄｅｔ、及び最終電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊を入力として、位相誤差推定値θ_γ′を演算して出力する。ここで、位相誤差推定値θ_γ′は、ｄｑ軸座標系と予め定めた２軸制御座標系（γδ軸座標系）との間の位相誤差θ_γの推定値である。 The phase error estimator 31 receives the dq-axis current detection values i _ddet , i _qdet and the final voltage command values V _d ^* , V _q ^* as input, calculates and outputs the phase error estimated value θ _γ '. Here, the estimated phase error value θ _γ ' is an estimated value of the phase error θ _γ between the dq-axis coordinate system and the predetermined two-axis control coordinate system (γδ-axis coordinate system).

まず、前提として、上述のように第１電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊又は第２電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊に重畳される高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊，Ｖ_ｑｈ ^＊は、式（７）に示すように、γ軸及びδ軸のそれぞれと一致する方向の長軸及び短軸を有する楕円軌道を描く。そして、高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊，Ｖ_ｑｈ ^＊に対する応答電力値である応答高周波電流ｉ_ｄｈ，ｉ_ｑｈも同様にγδ軸座標系上で楕円軌道を描く。ここで、応答高周波電流ｉ_ｄｈ，ｉ_ｑｈの長軸はｄ軸に対して所定の位相差（以下、「長軸位相θ_γｅ」と称する）の分ずれを生じる。一方で、上述したｄｑ軸座標系とγδ軸座標系の間の位相誤差θ_γ及び長軸位相θ_γｅがともに微小であるときには、これらが相互に一致するものとみなすことができる。このため、長軸位相θ_γｅを求めれば、これを位相誤差θ_γの推定値（以下、「位相誤差推定値θ_γ′」とも称する）とすることができる。 First, as a premise, the high frequency voltages V dh ^* , V _qh ^* superimposed on the first voltage command values V _d1 *, V _q1 ^* or the second ^{voltage command values V d2 *, V q2 *} _as ^described _above ^are expressed by _the formula As shown in (7), an elliptical orbit is drawn with major and minor axes in directions that coincide with the γ and δ axes, respectively. Similarly, the response high-frequency currents i _{dh and} i _qh , which are response power values to the high-frequency voltages V _dh ^* and V _qh ^* , draw elliptical orbits on the γδ-axis coordinate system. Here, the long axes of the response high-frequency currents i _dh , i _qh are shifted by a predetermined phase difference (hereinafter referred to as “long axis phase θ _γe ”) with respect to the d-axis. On the other hand, when the phase error θ _γ and major axis phase θ _γe between the dq-axis coordinate system and the γδ-axis coordinate system described above are both minute, it can be considered that they match each other. Therefore, by determining the major axis phase θ _γe , this can be used as the estimated value of the phase error θ _γ (hereinafter also referred to as "phase error estimated value θ _γ '").

したがって、位相誤差推定部３１は、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ，ｉ_ｑｄｅｔ及び最終電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊から長軸位相θ_γｅを定める下記の演算ロジックを実行して、位相誤差推定値θ_γ′を演算する。 Therefore, the phase error estimating unit 31 executes the following calculation logic to determine the major axis phase θ _γe from the dq-axis current detection values i _ddet , i _qdet and the final voltage command values V _d ^* , V _q ^* , and calculates the phase error. The estimated value θ _γ ' is calculated.

具体的に、位相誤差推定部３１は、例えばバンドパスフィルタ等によるフィルタリング処理によって、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ，ｉ_ｑｄｅｔから応答高周波電流ｉ_ｄｈ，ｉ_ｑｈを抽出する。バンドパスフィルタは、例えば、高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊，Ｖ_ｑｈ ^＊の周波数ω_ｈに応じて、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ，ｉ_ｑｄｅｔから直流成分を除去又は低減するように構成される。次いで、位相誤差推定部３１は、下記の式（１０）及び式（１１）にしたがって、応答高周波電流ｉ_ｄｈ，ｉ_ｑｈの正相成分（同相成分）である［ｃ_ｐ，ｓ_ｐ］と、逆相成分（鏡相成分）である［ｃ_ｎ，ｓ_ｎ］と、を演算する。 Specifically, the phase error estimation unit 31 extracts the response high-frequency currents i dh , i _qh from the dq-axis current detection values i _ddet , i _qdet by filtering using _, for example, a band-pass filter. The bandpass filter is configured to remove or reduce the DC component from the dq-axis current detection values i _ddet and i _qdet , for example, according to the frequency ω _h of the high-frequency voltages V _dh ^* and V _qh ^* . Next, the phase error estimating unit 31 calculates [c _p , _sp ] which are the positive phase components (in-phase components) of the response high frequency currents i _dh , i _qh according to the following equations (10) and (11), [c _n , s _n ], which are antiphase components (mirror phase components), are calculated.

そして、回転状態推定部１９は、さらにローパスフィルタ等を用いて、式（１０）及び式（１１）の正相成分［ｃ_ｐ，ｓ_ｐ］及び逆相成分［ｃ_ｎ，ｓ_ｎ］から、周波数２ω_ｈ等の高調波成分を除去又は低減するフィルタリング処理を行う。当該フィルタリング処理後の正相成分［ｃ_ｐ，ｓ_ｐ］と逆相成分［ｃ_ｎ，ｓ_ｎ］は、γδ軸座標系上において長軸位相θ_ｒｅ（位相誤差推定値θ_γ′）に対して対称（鏡相関係）をとる。このため、位相誤差推定部３１は、次式（１２）にしたがって、正相成分［ｃ_ｐ，ｓ_ｐ］及び逆相成分［ｃ_ｎ，ｓ_ｎ］から位相誤差推定値θ_γ′を演算する。 Then, the rotational state estimation unit 19 further uses a low-pass filter or the like to calculate from the positive phase components [c _p , _sp ] and negative phase components [c _n , s _n ] of equations (10) and (11), Filtering processing is performed to remove or reduce harmonic components such as frequency 2ω _h . The positive phase components [c _p , s _p ] and negative phase components [c _n , s _n ] after the filtering process are relative to the long axis phase θ _re (estimated phase error value θ _γ ′) on the γδ axis coordinate system. symmetry (mirror relationship). Therefore, the phase error estimation unit 31 calculates the phase error estimated value θ _γ ' from the positive phase components [c _p , s _p ] and the negative phase components [c _n , s _n ] according to the following equation (12). .

位相推定値演算部３２は、位相誤差補正部３５で演算される補正位相誤差推定値θ_γｃ′に基づいて、次式（１３）のＰＩ制御により、電気角速度ωの推定値である電気角速度推定値ω′を演算して出力する。 The phase estimate calculation unit 32 estimates the electrical angular velocity, which is the estimated value of the electrical angular velocity ω, using the PI control of the following equation (13) based on the corrected phase error estimate θ _γc ′ computed by the phase error correction unit 35. The value ω' is calculated and output.

さらに、位相推定値演算部３２は、次式（１４）にしたがって、電気角速度推定値ω′を積分することにより、位相推定値θ′を演算して出力する。 Further, the phase estimated value calculating section 32 calculates and outputs the phase estimated value θ' by integrating the electrical angular velocity estimated value ω' according to the following equation (14).

回転数推定値演算部３３は、位相推定値演算部３２で演算された電気角速度推定値ω′［ｒａｄ／ｓｅｃ］を単位変換することで回転数推定値Ｎ′［ｒａｄ］を演算して出力する。 The rotational speed estimated value calculation unit 33 calculates and outputs the rotational speed estimated value N′ [rad] by unit converting the electrical angular velocity estimated value ω′ [rad/sec] calculated by the phase estimated value calculation unit 32. do.

位相補正値演算部３４は、制御モード信号Ｍ_ｓｗ１、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｄｅｔ、回転数指令値Ｎ^＊、及び回転数推定値Ｎ′（特に回転数推定値Ｎ′の前回値）を入力として、位相誤差推定値θ_γ′を補正するための補正値である位相誤差補正値Δθ_γを算出して出力する。 The phase correction value calculation unit 34 inputs the control mode signal M _sw1 , the q-axis current detection value i _qdet , the rotation speed command value N ^* , and the rotation speed estimate N' (especially the previous value of the rotation speed estimate N'). Then, a phase error correction value Δθ _γ , which is a correction value for correcting the phase error estimated value θ _γ ', is calculated and output.

より具体的に、位相補正値演算部３４は、制御モード信号Ｍ_ｓｗ１がトルク制御モードを示す場合には、位相推定値演算部３２からフィードバックされる回転数推定値Ｎ′に対してハイパスフィルタ処理等を行うことで回転数変化速度ｄＮ／ｄｔを算出する。一方、位相補正値演算部３４は、制御モード信号Ｍ_ｓｗ１が回転数制御モードを示す場合には、回転数指令値Ｎ^＊に対してハイパスフィルタ処理等を行うことで回転数変化速度ｄＮ／ｄｔを算出する。 More specifically, when the control mode signal M _sw1 indicates the torque control mode, the phase correction value calculation unit 34 performs high-pass filter processing on the rotational speed estimate N' fed back from the phase estimation value calculation unit 32. By doing so, the rotational speed change rate dN/dt is calculated. On the other hand, when the control mode signal M _sw1 indicates the rotation speed control mode, the phase correction value calculation unit 34 performs a high-pass filter process or the like on the rotation speed command value N ^* to calculate the rotation speed change rate dN/dt. Calculate.

また、位相補正値演算部３４は、求めた回転数変化速度ｄＮ／ｄｔの符号に応じて位相誤差補正値Δθ_γの符号を定める。より具体的に位相補正値演算部３４は、回転数変化速度ｄＮ／ｄｔの符号が正である場合（モータ回転数Ｎが増加している場合）には、位相誤差補正値Δθ_γの符号を正に定める（位相誤差推定値θ_γ′に対して増大補正を行う）。また、位相補正値演算部３４は、回転数変化速度ｄＮ／ｄｔの符号が負である場合（モータ回転数Ｎが減少する場合）には、位相誤差補正値Δθ_γの符号を負に定める（位相誤差推定値θ_γ′に対して減少補正を行う）。 Further, the phase correction value calculation unit 34 determines the sign of the phase error correction value Δθ _γ according to the sign of the obtained rotational speed change rate dN/dt. More specifically, when the sign of the rotation speed change rate dN/dt is positive (when the motor rotation speed N is increasing), the phase correction value calculation unit 34 calculates the sign of the phase error correction value Δθ _γ . (increase correction is performed on the estimated phase error value θ _γ ′). Furthermore, when the sign of the rotational speed change rate dN/dt is negative (when the motor rotational speed N decreases), the phase correction value calculation unit 34 sets the sign of the phase error correction value Δθ _γ to be negative ( A reduction correction is performed on the phase error estimate θ _γ ').

さらに、位相補正値演算部３４は、回転数変化速度ｄＮ／ｄｔの大きさ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑｄｅｔの絶対値に基づいて、位相誤差補正値Δθ_γの大きさを定める。特に、位相補正値演算部３４は、回転数変化速度ｄＮ／ｄｔの大きさに応じて暫定位相誤差補正値Δθ_γｐｒｅを定める。当該暫定位相誤差補正値Δθ_γｐｒｅに、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｄｅｔの絶対値の大きさに応じた補正値調節量Δθ_γａｄｊを加算することで最終的な位相誤差補正値Δθ_γを求める。 Furthermore, the phase correction value calculation unit 34 determines the magnitude of the phase error correction value Δθ _γ based on the magnitude of the rotation speed change rate dN/dt and the absolute value of the q-axis current detection value i _qdet . In particular, the phase correction value calculation unit 34 determines the provisional phase error correction value Δθ _γpre according to the magnitude of the rotational speed change rate dN/dt. A final phase error correction value Δθ _γ is obtained by adding a correction value adjustment amount Δθ _γadj according to the magnitude of the absolute value of the q-axis current detection value i _qdet to the provisional phase error correction value Δθ _γpre .

図３は、位相誤差補正値Δθ_γの定め方の一例を説明するグラフである。特に、図３（ａ）は、回転数変化速度ｄＮ／ｄｔの大きさと、暫定位相誤差補正値Δθ_γｐｒｅと、の関係の一例を示す。また、図３（ｂ）は、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｄｅｔの絶対値と、補正値調節量Δθ_γａｄｊと、の関係を示す。 FIG. 3 is a graph illustrating an example of how to determine the phase error correction value Δθ _γ . In particular, FIG. 3(a) shows an example of the relationship between the magnitude of the rotation speed change rate dN/dt and the provisional phase error correction value Δθ _γpre . Further, FIG. 3(b) shows the relationship between the absolute value of the q-axis current detection value i _qdet and the correction value adjustment amount Δθ _γadj .

先ず、図３（ａ）に示すように、位相補正値演算部３４は、所定の基本位相誤差補正値Δθ_γｂを基準として回転数変化速度ｄＮ／ｄｔの大きさの増大に比例して大きい値をとるように補正した暫定位相誤差補正値Δθ_γｐｒｅを定める。なお、基本位相誤差補正値Δθ_γｂは、制御系の特性に応じて適切な可変値又は固定値（０を含む）に定めることができる。 First, as shown in FIG. 3(a), the phase correction value calculation unit 34 calculates a value that is larger in proportion to the increase in the rotational speed change rate dN/dt based on a predetermined basic phase error correction value Δθ _γb . A provisional phase error correction value Δθ _γpre is determined so as to take the value Δθ γpre. Note that the basic phase error correction value Δθ _γb can be set to an appropriate variable value or fixed value (including 0) depending on the characteristics of the control system.

一方、図３（ｂ）に示すように、位相補正値演算部３４は、補正値調節量Δθ_γａｄｊを、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｄｅｔの絶対値が大きいほど大きい値をとるように定める。 On the other hand, as shown in FIG. 3B, the phase correction value calculation unit 34 determines the correction value adjustment amount Δθ _γadj to take a larger value as the absolute value of the q-axis current detection value i _qdet becomes larger.

上記の暫定位相誤差補正値Δθ_γｐｒｅ及び補正値調節量Δθ_γａｄｊの和として得られる位相誤差補正値Δθ_γは、モータ回転数Ｎの変化、及びｑ軸電流ｉ_ｑの大きさと位相誤差推定値θ_γ′の間の正の相関が適切に加味された値として定まることとなる。 The phase error correction value Δθ _γ obtained as the sum of the provisional phase error correction value Δθ _γpre and the correction value adjustment amount Δθ _γadj is determined by the change in the motor rotation speed N, the magnitude of the q-axis current i _q , and the estimated phase error value θ The positive correlation between _γ ' is determined as a value that is appropriately taken into account.

なお、本実施形態では、磁気位置の推定アルゴリズムとして高周波電圧印加法を採用している。そして、当該推定アルゴリズムにおいて、最終電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊に重畳する高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊，Ｖ_ｑｈ ^＊に関しては、ｄ軸高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊の振幅に対するｑ軸高周波電圧Ｖ_ｑｈ ^＊の振幅の比（すなわち、電圧振幅比Ｋ_ｈ）が小さくなるほど位相誤差補正値Δθ_γが大きくなる傾向を示すことがある。したがって、当該傾向を考慮して、補正値調節量Δθ_γａｄｊを、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｄｅｔの絶対値に代えて、上述した電圧振幅比Ｋ_ｈに応じて定める構成を採用しても良い。 Note that in this embodiment, a high frequency voltage application method is adopted as the magnetic position estimation algorithm. In the estimation algorithm ^, regarding the high frequency voltages V _{dh *, V qh * superimposed on the final voltage command values V d} ^* _, ^V _q _* ^, the q-axis high frequency voltage V _qh ^* with respect to the amplitude of the d-axis high frequency voltage V _dh ^* The phase error correction value Δθ _γ may tend to increase as the ratio of the amplitudes (that is, the voltage amplitude ratio K _h ) becomes smaller. Therefore, in consideration of this tendency, a configuration may be adopted in which the correction value adjustment amount Δθ _γadj is determined according to the voltage amplitude ratio K _h described above instead of the absolute value of the q-axis current detection value i _qdet .

より具体的には、図４に示すように、位相誤差補正値Δθ_γを、電圧振幅比Ｋ_ｈが小さいほど大きい値をとるように定める。これにより、上記傾向を示すシーンにおいても、当該位相誤差推定値θ_γ′の精度を確保することができる。 More specifically, as shown in FIG. 4, the phase error correction value Δθ _γ is determined to take a larger value as the voltage amplitude ratio K _h becomes smaller. This makes it possible to ensure the accuracy of the estimated phase error value θ _γ ' even in scenes exhibiting the above-mentioned tendency.

また、補正値調節量Δθ_γａｄｊをｑ軸電流検出値ｉ_ｑｄｅｔの絶対値に応じて定める構成に代え、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊から演算されるｑ軸電流推定値ｉ_ｑｅｓｔの絶対値に応じて定める構成を採用しても良い。この場合、ｑ軸電流推定値ｉ_ｑｅｓｔは、例えば、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊に対して、当該ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊から実ｑ軸電流までの応答特性を考慮して定めたフィルタにより処理するなどの方法で演算することができる。 Also, instead of determining the correction value adjustment amount Δθ _γadj according to the absolute value of the q-axis current detected value i _qdet , the correction value adjustment amount Δθ γadj is determined based on the absolute value of the q-axis current estimated value i _qest calculated from the q-axis current command value i _q ^* . A configuration determined accordingly may be adopted. In this case, the q-axis current estimated value i _{q est} is determined by taking into account the response characteristics from the q-axis current command value i _q ^* to ^the actual q-axis current, _for example. Calculations can be performed using methods such as processing using a filter.

図２に戻り、位相誤差補正部３５は、位相誤差推定値θ_γ′及び位相誤差補正値Δθ_γに基づいて、補正位相誤差推定値θ_γｃ′を演算する。位相誤差補正部３５は、例えば加算器によって構成される。このため、本実施形態では、位相誤差補正部３５は、位相誤差推定値θ_γ′に位相誤差補正値Δθ_γを加算することにより、補正位相誤差推定値θ_γｃ′を求める。 Returning to FIG. 2, the phase error correction unit 35 calculates a corrected phase error estimate θ _γc ′ based on the phase error estimate θ γ ′ and the phase error correction value _Δθ _γ . The phase error correction section 35 is configured by, for example, an adder. Therefore, in this embodiment, the phase error correction unit 35 obtains the corrected phase error estimate θ _γc ′ by adding the phase error correction value Δθ _γ to the phase error estimate θ _γ ′.

そして、位相誤差補正部３５で演算された補正位相誤差推定値θ_γｃ′は、位相推定値演算部３２に入力される。これにより、位相推定値演算部３２で演算される位相推定値θ′及び電気角速度推定値ω′は、回転数変化速度ｄＮ／ｄｔ及びｑ軸電流ｉ_ｑに応じて調節された位相誤差補正値Δθ_γに基づいて補正された値となる。また、回転数推定値演算部３３において、この電気角速度推定値ω′から演算される回転数推定値Ｎ′も同様である。 The corrected phase error estimation value θ _γc ' calculated by the phase error correction section 35 is input to the phase estimation value calculation section 32. As a result, the phase estimated value θ' and electrical angular velocity estimated value ω' calculated by the phase estimated value calculation unit 32 are phase error correction values adjusted according to the rotational speed change rate dN/dt and the q-axis current i _q . The value is corrected based on Δθ _γ . The same applies to the rotational speed estimate N' calculated from the electrical angular velocity estimated value ω' in the rotational speed estimated value calculation section 33.

次に、本実施形態のモータ制御方法におけるモータ２００の磁極位置を推定する（位相推定値θ′を求める）ための演算ロジックを、フローチャートを参照して説明する。 Next, the calculation logic for estimating the magnetic pole position of the motor 200 (determining the estimated phase value θ') in the motor control method of this embodiment will be explained with reference to a flowchart.

図５は、モータ２００の磁極位置の推定ロジックの一例を示すフローチャートである。なお、以下の各処理は、モータ制御装置１００により所定の演算周期で繰り返し実行される。 FIG. 5 is a flowchart illustrating an example of the logic for estimating the magnetic pole position of the motor 200. Note that each of the following processes is repeatedly executed by the motor control device 100 at a predetermined calculation cycle.

図示のように、先ずステップＳ１０において、最終電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｄｅｔ、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊、回転数指令値Ｎ^＊、回転数推定値Ｎ′、及び制御モード信号Ｍ_ｓｗ２を取得する。 As shown in the figure, first, in step S10, final voltage command values V _d ^* , V _q ^* , d-axis current detection value i _ddet , q-axis current detection value i _qdet , q-axis current command value i _q ^* , rotation speed command The value N ^* , the estimated rotational speed value N', and the control mode signal M _sw2 are obtained.

ステップＳ２０において、上述した位相誤差推定部３１の演算ロジックにしたがい、位相誤差推定値θ_γ′を演算する。 In step S20, an estimated phase error value θ _γ ' is calculated according to the calculation logic of the phase error estimator 31 described above.

ステップＳ３０において、上述した位相補正値演算部３４の演算ロジックにしたがい、回転数変化速度ｄＮ／ｄｔを算出する。特に、制御モード信号Ｍ_ｓｗ２を参照して現在の制御モードがトルク制御モードと判断される場合には、回転数推定値Ｎ′から回転数変化速度ｄＮ／ｄｔを算出する。一方、現在の制御モードが回転数制御モードと判断される場合には、回転数指令値Ｎ^＊から回転数変化速度ｄＮ／ｄｔを求める。 In step S30, the rotation speed change rate dN/dt is calculated according to the calculation logic of the phase correction value calculation section 34 described above. In particular, when the current control mode is determined to be the torque control mode with reference to the control mode signal M _sw2 , the rotation speed change rate dN/dt is calculated from the rotation speed estimate N'. On the other hand, if the current control mode is determined to be the rotation speed control mode, the rotation speed change rate dN/dt is determined from the rotation speed command value N ^* .

ステップＳ４０において、ｑ軸電流ｉ_ｑの絶対値（ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｄｅｔ又はｑ軸電流推定値ｉ_{ｑ_ｅｓｔ}の絶対値）を演算する。 In step S40, the absolute value of the _q -axis current iq (the absolute value of the q-axis current detected value _iqdet or the q-axis current estimated value _{iq_est} ) is calculated.

ステップＳ５０において、上述した位相補正値演算部３４の演算ロジックにしたがい、位相誤差補正値Δθ_γを演算する。特に、回転数変化速度ｄＮ／ｄｔ及びｑ軸電流ｉ_ｑの絶対値に基づいて、図３で説明した演算ロジックにより最終的な位相誤差補正値Δθ_γを求める。 In step S50, phase error correction values Δθ _γ are calculated according to the calculation logic of the phase correction value calculation unit 34 described above. In particular, the final phase error correction value Δθ _γ is determined by the calculation logic explained in FIG. 3 based on the rotation speed change rate dN/dt and the absolute value of the q-axis current i _q .

ステップＳ６０において、上述した位相誤差補正部３５の演算ロジックにしたがい、補正位相誤差推定値θ_γｃ′を演算する。特に、ステップＳ２０で求めた位相誤差推定値θ_γ′に、ステップＳ５０で求めた位相誤差補正値Δθ_γを加算することで補正位相誤差推定値θ_γｃ′を求める。 In step S60, a corrected phase error estimated value θ _γc ' is calculated according to the calculation logic of the phase error correction section 35 described above. In particular, the corrected phase error estimate θ _γc ′ is obtained by adding the phase error correction value Δθ _γ obtained in step S50 to the phase error estimate θ _γ ′ obtained in step S20.

ステップＳ７０において、上述した位相推定値演算部３２の演算ロジックにしたがい、位相誤差補正値Δθ_γから位相推定値θ′及び電気角速度推定値ω′を演算する。また、上述した回転数推定値演算部３３の演算ロジックにしたがい、電気角速度推定値ω′から回転数推定値Ｎ′を演算する。 In step S70, the phase estimated value θ' and the electrical angular velocity estimated value ω' are calculated from the phase error correction values Δθ _γ according to the calculation logic of the phase estimated value calculation unit 32 described above. Further, according to the calculation logic of the rotation speed estimated value calculating section 33 described above, the rotation speed estimated value N' is calculated from the electrical angular velocity estimated value ω'.

以上説明した本実施形態のモータ制御方法による作用効果をまとめて説明する。 The effects of the motor control method of the present embodiment described above will be summarized.

本実施形態によれば、所定のトルク指令値（最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊）及び推定したモータ２００の磁極位置（位相推定値θ′）に基づいてモータ２００に供給する電力を制御するモータ制御方法が提供される。 According to the present embodiment, the motor control controls the electric power supplied to the motor 200 based on the predetermined torque command value (final torque command value T _fin ^* ) and the estimated magnetic pole position of the motor 200 (phase estimated value θ'). A method is provided.

このモータ制御方法は、モータ２００の回転数（モータ回転数Ｎ）を示唆する回転数パラメータ（回転数推定値Ｎ′、回転数指令値Ｎ^＊、電気角速度推定値ω′）を取得する回転数パラメータ取得工程と、モータ２００の電力を示唆する電力パラメータ（ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ，ｉ_ｑｄｅｔなど）に基づいて磁極位置を算出する磁極位置算出工程（位相誤差推定部３１、位相推定値演算部３２、位相補正値演算部３４、位相誤差補正部３５）と、を含む。 This motor control method uses a rotation speed to obtain rotation speed parameters (rotation speed estimate N', rotation speed command value N ^* , electrical angular velocity estimated value ω') that suggest the rotation speed of the motor 200 (motor rotation speed N). a parameter acquisition step, and a magnetic pole position calculation step ( _phase error estimation unit 31 _, phase estimated value calculation 32, a phase correction value calculation section 34, and a phase error correction section 35).

そして、磁極位置算出工程（位相補正値演算部３４）では、回転数パラメータからモータ回転数Ｎの変化を推定し、モータ回転数Ｎの変化に基づいて磁極位置を補正する。 Then, in the magnetic pole position calculation step (phase correction value calculation unit 34), a change in the motor rotation speed N is estimated from the rotation speed parameter, and the magnetic pole position is corrected based on the change in the motor rotation speed N.

これにより、モータ回転数Ｎの変化を加味した上で適切に調節された磁極位置の推定値を定めることができる。このため、モータ回転数Ｎが変化するシーンにおいても、モータ２００の磁気位置の推定精度を維持することができ、これに起因するトルク制御における脱調等の発生を抑制することができる。結果として、磁気位置センサを用いずに実行し得るモータ制御のトルク範囲をより拡大することができる。 Thereby, it is possible to determine an appropriately adjusted estimated value of the magnetic pole position, taking into account the change in the motor rotational speed N. Therefore, even in a scene where the motor rotation speed N changes, the estimation accuracy of the magnetic position of the motor 200 can be maintained, and occurrence of step-out in torque control caused by this can be suppressed. As a result, the torque range of motor control that can be executed without using a magnetic position sensor can be further expanded.

特に、回転数パラメータ取得工程では、磁極位置を推定するための推定信号を生成し、モータ２００に供給すべき電力を規定する電力指令値に推定信号を重畳し、電力パラメータに基づいて、推定信号を重畳した電力指令値に応じた応答電力値を算出し、応答電力値に基づいて回転数パラメータを演算する。 In particular, in the rotation speed parameter acquisition step, an estimated signal for estimating the magnetic pole position is generated, the estimated signal is superimposed on a power command value that defines the power to be supplied to the motor 200, and the estimated signal is generated based on the power parameter. A response power value corresponding to the superimposed power command value is calculated, and a rotation speed parameter is calculated based on the response power value.

これにより、磁極位置の補正演算のために用いる回転数パラメータを、現実のモータ２００の回転数の変化が好適に反映された値として定めるための演算ロジックが実現される。 As a result, calculation logic for determining the rotation speed parameter used for the correction calculation of the magnetic pole position as a value that suitably reflects changes in the actual rotation speed of the motor 200 is realized.

より詳細に、本実施形態のモータ制御方法では、上記電圧指令値はｄｑ軸電圧指令値（第１電圧指令値Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊又は第２電圧指令値Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊）を含み、推定信号はｄｑ軸高周波電圧（高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊，Ｖ_ｑｈ ^＊）を含み、応答電力値はｄｑ軸応答高周波電流（応答高周波電流ｉ_ｄｈ，ｉ_ｑｈ）を含み、電力パラメータはｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを含む。 More specifically, in the motor control method of this embodiment, the voltage command value is a dq-axis voltage command value (first voltage command value V _d1 ^* , V _q1 ^* or second voltage command value V _d2 ^* , V _q2 ^* ). , the estimated signal includes the dq-axis high-frequency voltage (high-frequency voltage V _dh ^* , V _qh ^* ), the response power value includes the dq-axis response high-frequency current (response high-frequency current i _dh , i _qh ), and the power parameter is dq Includes shaft currents i _d and i _q .

そして、回転数パラメータ取得工程では、ｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの検出値（ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ，ｉ_ｑｄｅｔ）に対してフィルタ処理を行うことで応答高周波電流ｉ_ｄｈ，ｉ_ｑｈを演算し、応答高周波電流ｉ_ｄｈ，ｉ_ｑｈに基づいて、ｄｑ軸座標系と予め設定した２軸制御座標系（γδ座標系）との位相差として定まる位相誤差推定値θ_γ′を演算し、位相誤差推定値θ_γ′を所定の誤差補正値（位相誤差補正値Δθ_γ）により補正して補正位相誤差推定値θ_γｃ′を演算し、補正位相誤差推定値θ_γｃ′に基づいて、回転数パラメータとしての電気角速度推定値ω′及び回転数推定値Ｎ′を演算する。 In the rotation speed parameter acquisition step, the response high frequency currents i _dh , i _qh are obtained by filtering the detected values of the dq-axis currents i d , i _q (dq-axis current detection values i _ddet _, i _qdet ). Based on the response high-frequency currents i _dh , i _qh , an estimated phase error value θ _γ ′ determined as the phase difference between the dq-axis coordinate system and a preset two-axis control coordinate system (γδ coordinate system) is calculated; The phase error estimate θ _γ ′ is corrected by a predetermined error correction value (phase error correction value Δθ _γ ) to calculate the corrected phase error estimate θ _γc ′, and the rotation is performed based on the corrected phase error estimate θ _γc ′. An estimated electrical angular velocity value ω' and an estimated rotational speed value N' as numerical parameters are calculated.

そして、磁極位置算出工程では、電気角速度推定値ω′に基づいて、上記磁極位置を示唆するモータ２００の位相推定値θ′を演算し、モータ回転数Ｎの変化として回転数推定値Ｎ′の変化を演算し、位相誤差補正値Δθ_γを回転数推定値Ｎ′の変化に応じて増減させる（図３（ａ）参照）。 Then, in the magnetic pole position calculation step, an estimated phase value θ' of the motor 200 indicating the magnetic pole position is calculated based on the electrical angular velocity estimated value ω', and the estimated rotational speed value N' is calculated as a change in the motor rotational speed N. The change is calculated, and the phase error correction value Δθ _γ is increased or decreased in accordance with the change in the estimated rotational speed value N' (see FIG. 3(a)).

これにより、電圧指令値に高周波電圧信号を重畳させることでモータ２００の磁極位置を推定する推定アルゴリズム（高周波電圧印加法）の採用を前提とした場合に、モータ回転数Ｎの変化を加味して磁極位置の演算値を適切に補正するためのより具体的な制御ロジックが実現される。 As a result, when adopting an estimation algorithm (high-frequency voltage application method) that estimates the magnetic pole position of the motor 200 by superimposing a high-frequency voltage signal on the voltage command value, it is possible to take into account changes in the motor rotation speed N. A more specific control logic for appropriately correcting the calculated value of the magnetic pole position is realized.

特に、この場合、磁極位置算出工程では、回転数推定値Ｎ′の変化とｑ軸電流ｉ_ｑとに基づいて、位相誤差補正値Δθ_γを調節する。 Particularly in this case, in the magnetic pole position calculation step, the phase error correction value Δθ _γ is adjusted based on the change in the rotation speed estimate N' and the q-axis current i _q .

これにより、モータ回転数Ｎの変化に加え、ｑ軸電流ｉ_ｑと位相誤差補正値Δθ_γの相関が考慮されたより適切な磁極位置の推定値を定めることができる。 As a result, a more appropriate estimated value of the magnetic pole position can be determined in which the correlation between the q-axis current i _q and the phase error correction value Δθ _γ is taken into consideration in addition to the change in the motor rotation speed N.

また、磁極位置算出工程では、ｑ軸電流ｉ_ｑの絶対値が大きいほど、位相誤差補正値Δθ_γを大きくする（図３（ｂ）参照）。 Furthermore, in the magnetic pole position calculation step, the larger the absolute value of the q-axis current i _q , the larger the phase error correction value Δθ _γ (see FIG. 3(b)).

これにより、ｑ軸電流ｉ_ｑの絶対値が大きくなるほど位相誤差補正値Δθ_γが大きくなる傾向が考慮されたより適切な磁極位置の推定値を定めることができる。 Thereby, a more appropriate estimated value of the magnetic pole position can be determined, taking into account the tendency that the phase error correction value Δθ _γ increases as the absolute value of the q-axis current i _q increases.

さらに、磁極位置算出工程では、回転数推定値Ｎ′の変化方向（回転数変化速度ｄＮ／ｄｔの正負）に応じて、位相誤差補正値Δθ_γの正負を切り替える。 Further, in the magnetic pole position calculation step, the positive or negative of the phase error correction value Δθ _γ is switched depending on the direction of change of the rotational speed estimate N' (positive or negative of the rotational speed change rate dN/dt).

これにより、モータ回転数Ｎの増減方向に応じて位相誤差補正値Δθ_γが異なる符号をとる傾向が考慮されたより適切な磁極位置の推定値を定めることができる。 This makes it possible to determine a more appropriate estimated value of the magnetic pole position that takes into consideration the tendency for the phase error correction values Δθ _γ to take different signs depending on the direction of increase or decrease in the motor rotational speed N.

また、磁極位置算出工程では、回転数推定値Ｎ′の変化量（回転数変化速度ｄＮ／ｄｔの大きさ）が大きいほど、位相誤差補正値Δθ_γを大きくする。 In addition, in the magnetic pole position calculation step, the larger the amount of change in the estimated rotational speed value N' (the magnitude of the rotational speed change rate dN/dt), the larger the phase error correction value Δθ _γ .

これにより、モータ回転数Ｎの増減量が大きくなるにつれて増大する位相誤差補正値Δθ_γの傾向が考慮されたより適切な磁極位置の推定値を定めることができる。 Thereby, it is possible to determine a more appropriate estimated value of the magnetic pole position that takes into account the tendency of the phase error correction value Δθ _γ to increase as the increase or decrease in the motor rotational speed N increases.

さらに、磁極位置算出工程において、回転数推定値Ｎ′の変化と、ｄ軸高周波電圧Ｖ_ｄｈ ^＊に対するｑ軸高周波電圧Ｖ_ｑｈ ^＊の振幅比（電圧振幅比Ｋ_ｈ）と、に基づいて位相誤差補正値Δθ_γを調節する構成を採用することもできる。特に、この場合、電圧振幅比Ｋ_ｈが小さいほど、位相誤差補正値Δθ_γを大きくする（図４参照）。 Furthermore, in the magnetic pole position calculation step, the phase error is calculated based on the change in the rotational speed estimate N' and the amplitude ratio of the q-axis high-frequency voltage V _qh ^* to the d-axis high-frequency voltage V _dh ^* (voltage amplitude ratio K _h ). It is also possible to adopt a configuration in which the correction values Δθ _γ are adjusted. Particularly in this case, the smaller the voltage amplitude ratio K _h is, the larger the phase error correction value Δθ _γ is (see FIG. 4).

これにより、電圧振幅比Ｋ_ｈの減少に応じて増大する位相誤差補正値Δθ_γの傾向が考慮されたより適切な磁極位置の推定値を定めることができる。 Thereby, a more appropriate estimated value of the magnetic pole position can be determined in consideration of the tendency of the phase error correction value Δθ _γ to increase as the voltage amplitude ratio K _h decreases.

さらに、本実施形態のモータ制御方法は、所定の制御モード信号Ｍ_ｓｗ１に応じて、回転数制御モード及びトルク制御モードの何れかを選択するモード選択工程（トルク指令値選択部９）をさらに含む。 Furthermore, the motor control method of the present embodiment further includes a mode selection step (torque command value selection unit 9) for selecting either the rotation speed control mode or the torque control mode according to the predetermined control mode signal M _sw1 . .

特に、回転数制御モードは、モータ２００が出力すべき回転数としての回転数指令値Ｎ^＊から定まる第１トルク指令値Ｔ_ｒｅｖ ^＊を最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊として定め、第１トルク指令値Ｔ_ｒｅｖ ^＊及び回転数推定値Ｎ′に基づいて電力指令値を算出する制御モードである。また、トルク制御モードは、モータ２００が出力すべきトルクとして定まる第２トルク指令値Ｔ_ｄｒｖ ^＊を最終トルク指令値Ｔ_ｆｉｎ ^＊として定め、第２トルク指令値Ｔ_ｄｒｖ ^＊及び回転数推定値Ｎ′に基づいて電力指令値を算出する制御モードである。 In particular, in the rotation speed control mode, the first torque ^command value T _rev * determined from the rotation speed command value N ^* as the rotation speed that the motor 200 should output is determined as the final torque command value T _fin ^* , and the first torque command value This is a control mode in which a power command value is calculated based on T _rev ^* and rotational speed estimated value N'. In addition, in the torque control mode, the second torque command value T _drv ^* , which is determined as the torque that the motor 200 should output, is determined as the final torque command value T _fin ^* , and the second torque command value T _drv ^* and the estimated rotational speed value N' This is a control mode in which the power command value is calculated based on.

そして、回転数制御モードを選択した場合には、上記回転数パラメータ取得工程において、回転数指令値Ｎ^＊を上記回転数パラメータとして演算する。一方、トルク制御モードを選択した場合には、回転数推定値Ｎ′を上記回転数パラメータとして演算する。 When the rotation speed control mode is selected, the rotation speed command value N ^* is calculated as the rotation speed parameter in the rotation speed parameter acquisition step. On the other hand, when the torque control mode is selected, the estimated rotational speed value N' is calculated as the rotational speed parameter.

これにより、モータ２００を車両の走行駆動源として主に力行作動させることを想定したトルク制御モード、及びモータ２００を車載の発電機として主に回生作動させることを想定した回転数制御モードの双方を選択的に実行し得る制御系において、モータ回転数Ｎの変化を加味して適切に磁極位置を推定するための具体的な制御ロジックが実現される。 As a result, both the torque control mode, which assumes that the motor 200 is mainly operated in power running as a driving source for the vehicle, and the rotational speed control mode, which is assumed that the motor 200 is mainly operated regeneratively, as an on-board generator, can be operated. In a control system that can be selectively executed, a specific control logic for appropriately estimating the magnetic pole position by taking into account changes in the motor rotation speed N is realized.

特に、回転数制御モードでは、上位制御装置などにより定められたモータ回転数Ｎの目標値に相当する回転数指令値Ｎ^＊の変化を参照して位相誤差補正値Δθ_γが演算されることとなる。このため、当該演算結果である位相誤差補正値Δθ_γのチャタリング（振動）が抑制される。より具体的には、現在の制御系内の状態量に応じて定まる回転数推定値Ｎ′は、制御状態によってはその変化方向（増減方向）が短時間の間に頻繁に切り替わることが想定される。このため、回転数推定値Ｎ′の変化を直接参照すると、当該変化方向の頻繁な切り替わりに起因して演算結果である位相誤差補正値Δθ_γも振動することが想定される。これに対して、回転数推定値Ｎ′に比べて変化方向の切り替わりの少ない回転数指令値Ｎ^＊の変化を参照することで、演算結果である位相誤差補正値Δθ_γの振動が抑制され、最終的な磁極位置（位相推定値θ′）に対する補正演算におけるチャタリング（頻繁な増減補正の切り替わり）を抑制することができる。 In particular, in the rotation speed control mode, the phase error correction value Δθ _γ is calculated with reference to the change in the rotation speed command value N ^* corresponding to the target value of the motor rotation speed N determined by the host controller etc. Become. Therefore, chattering (vibration) of the phase error correction value Δθ _γ , which is the calculation result, is suppressed. More specifically, it is assumed that the direction of change (increase/decrease direction) of the rotational speed estimate N', which is determined according to the current state quantity in the control system, changes frequently in a short period of time depending on the control state. Ru. Therefore, if the change in the estimated rotational speed value N' is directly referred to, it is assumed that the phase error correction value Δθ _γ , which is the calculation result, also oscillates due to the frequent switching of the direction of change. On the other hand, by referring to the change in the rotational speed command value N ^* , which changes direction less than the estimated rotational speed value N', the vibration of the phase error correction value Δθ _γ , which is the calculation result, is suppressed. Chattering (frequent changes in increase/decrease correction) in the correction calculation for the final magnetic pole position (estimated phase value θ') can be suppressed.

さらに、本実施形態では、上記モータ制御方法の実行に適したモータ制御装置１００が提供される。 Furthermore, in this embodiment, a motor control device 100 suitable for executing the above motor control method is provided.

このモータ制御装置１００は、モータ２００の回転数（モータ回転数Ｎ）を示唆する回転数パラメータ（回転数推定値Ｎ′、回転数指令値Ｎ^＊、電気角速度推定値ω′）を取得する回転数パラメータ取得部と、モータ２００の電力を示唆する電力パラメータ（ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄｄｅｔ，ｉ_ｑｄｅｔなど）に基づいて磁極位置を算出する磁極位置算出部（位相誤差推定部３１、位相推定値演算部３２、位相補正値演算部３４、位相誤差補正部３５）と、を有する。 This motor control device 100 is configured to rotate to obtain rotation speed parameters (rotation speed estimate N', rotation speed command value N ^* , electric angular velocity estimate ω') that suggest the rotation speed of the motor 200 (motor rotation speed N). a magnetic pole position calculation unit ( _phase error estimation unit 31 _, phase estimation value It has a calculation section 32, a phase correction value calculation section 34, and a phase error correction section 35).

そして、磁極位置算出部（位相補正値演算部３４）は、回転数パラメータからモータ回転数Ｎの変化を推定し、モータ回転数Ｎの変化に基づいて磁極位置を補正する。 Then, the magnetic pole position calculation section (phase correction value calculation section 34) estimates a change in the motor rotation speed N from the rotation speed parameter, and corrects the magnetic pole position based on the change in the motor rotation speed N.

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態及び各変形例で説明した構成は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を限定する趣旨ではない。 Although the embodiments of the present invention have been described above, the configurations described in the above embodiments and each modification example merely show a part of the application examples of the present invention, and are not intended to limit the technical scope of the present invention. do not have.

例えば、上記実施形態では、ｄｑ軸間のインダクタンス差を利用した高周波電圧印加法（鏡相推定法）を前提として、モータ回転数Ｎの変化を参照して位相推定値θ′を補正する例を説明した。しかしながら、これに限られず、他の推定アルゴリズムを前提として、モータ回転数Ｎの変化に基づいて位相推定値θ′を補正する例を採用しても良い。例えば、モータ２００の磁束或いは誘起電圧のオブザーバを定め、当該オブザーバを用いて各種制御値から回転数推定値Ｎ′及び位相推定値θ′を求める推定アルゴリズムを前提とし、モータ回転数Ｎの変化を参照して位相推定値θ′を補正する構成を採用することも可能である。 For example, in the above embodiment, an example in which the estimated phase value θ' is corrected with reference to a change in the motor rotation speed N is premised on a high-frequency voltage application method (mirror phase estimation method) that utilizes the inductance difference between the d and q axes. explained. However, the present invention is not limited to this, and an example in which the estimated phase value θ' is corrected based on a change in the motor rotation speed N may be adopted on the premise of another estimation algorithm. For example, assuming an estimation algorithm in which an observer for the magnetic flux or induced voltage of the motor 200 is determined and the estimated rotational speed value N' and the estimated phase value θ' are obtained from various control values using the observer, changes in the motor rotational speed N are It is also possible to adopt a configuration in which the estimated phase value θ' is corrected by referring to it.

８回転数制御部
９トルク指令値選択部
１１電流指令生成部
１２第１電圧指令生成部
１３第２電圧指令生成部
１４最終電圧指令生成部
１８インバータ
１９回転状態推定部
３１位相誤差推定部
３２位相推定値演算部
３３回転数推定値演算部
３４位相補正値演算部
３５位相誤差補正部
１００モータ制御装置
２００モータ 8 Rotation speed control unit 9 Torque command value selection unit 11 Current command generation unit 12 First voltage command generation unit 13 Second voltage command generation unit 14 Final voltage command generation unit 18 Inverter 19 Rotation state estimation unit 31 Phase error estimation unit 32 Phase Estimated value calculation unit 33 Rotation speed estimated value calculation unit 34 Phase correction value calculation unit 35 Phase error correction unit 100 Motor control device 200 Motor

Claims

A motor control method for controlling electric power supplied to the motor based on a predetermined torque command value and an estimated magnetic pole position of the motor, the method comprising:
a rotation speed parameter acquisition step of acquiring a rotation speed parameter indicating the rotation speed of the motor;
a magnetic pole position calculation step of calculating the magnetic pole position based on a power parameter indicating power of the motor,
In the magnetic pole position calculation step,
estimating a change in the rotation speed from the rotation speed parameter;
correcting the magnetic pole position based on the change in the rotation speed;
Motor control method.

The motor control method according to claim 1,
In the rotation speed parameter acquisition step,
generating an estimation signal for estimating the magnetic pole position;
superimposing the estimated signal on a power command value that defines the power to be supplied to the motor;
Based on the power parameter, calculate a response power value according to the power command value on which the estimated signal is superimposed;
calculating the rotation speed parameter based on the response power value;
Motor control method.

The motor control method according to claim 2,
The power command value includes a dq-axis voltage command value,
The estimated signal includes a dq-axis high frequency voltage,
The response power value includes a dq-axis response high frequency current,
the power parameter includes dq-axis current;
In the rotation speed parameter acquisition step,
calculating the dq-axis response high frequency current by performing filter processing on the detected value of the dq-axis current;
Based on the dq-axis response high-frequency current, calculate an estimated phase error value determined as a phase difference between the dq-axis coordinate system and a preset two-axis control coordinate system,
correcting the phase error estimate by a predetermined error correction value to calculate a corrected phase error estimate;
Based on the corrected phase error estimate, calculate an electrical angular velocity estimate and a rotational speed estimate as the rotational speed parameter,
In the magnetic pole position calculation step,
calculating an estimated phase of the motor that indicates the magnetic pole position based on the estimated electrical angular velocity;
calculating a change in the estimated rotational speed as a change in the rotational speed;
increasing or decreasing the error correction value according to a change in the rotational speed estimate;
Motor control method.

4. The motor control method according to claim 3,
In the magnetic pole position calculation step,
adjusting the error correction value based on the change in the rotational speed estimate and the q-axis current;
Motor control method.

5. The motor control method according to claim 4,
In the magnetic pole position calculation step,
The larger the absolute value of the q-axis current is, the larger the error correction value is.
Motor control method.

4. The motor control method according to claim 3,
In the magnetic pole position calculation step,
Switching the positive or negative of the error correction value according to the direction of change of the rotational speed estimate;
Motor control method.

4. The motor control method according to claim 3,
In the magnetic pole position calculation step,
The larger the amount of change in the estimated rotational speed value, the larger the error correction value;
Motor control method.

4. The motor control method according to claim 3,
In the magnetic pole position calculation step,
adjusting the error correction value based on a change in the rotational speed estimate and an amplitude ratio of the q-axis high-frequency voltage to the d-axis high-frequency voltage;
The smaller the amplitude ratio, the larger the error correction value;
Motor control method.

The motor control method according to any one of claims 3 to 8,
further comprising a mode selection step of selecting either a rotation speed control mode or a torque control mode according to a predetermined control mode signal,
In the rotation speed control mode, a first torque command value determined from a rotation speed command value as the rotation speed to be output by the motor is set as the torque command value, and the first torque command value and the rotation speed estimated value are set as the first torque command value. a control mode in which the power command value is calculated based on the
In the torque control mode, a second torque command value that is determined as the torque that the motor should output is determined as the torque command value, and the power command value is calculated based on the second torque command value and the estimated rotational speed value. control mode,
When the rotation speed control mode is selected,
In the rotation speed parameter acquisition step, calculating the rotation speed command value as the rotation speed parameter,
When the torque control mode is selected, calculating the rotation speed estimate as the rotation speed parameter;
Motor control method.

A motor control device that controls electric power supplied to the motor based on a predetermined torque command value and an estimated magnetic pole position of the motor,
a rotation speed parameter acquisition unit that acquires a rotation speed parameter indicating the rotation speed of the motor;
a magnetic pole position calculation unit that calculates the magnetic pole position based on a power parameter indicating power of the motor;
The magnetic pole position calculation unit includes:
estimating a change in the rotation speed from the rotation speed parameter;
correcting the magnetic pole position based on the change in the rotation speed;
Motor control device.