WO2015005016A1 - Inverter control device and inverter control method - Google Patents

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高橋　直樹
正治　満博
中村　英夫
晶子 二瓶
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日産自動車株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
    • H02P21/0021—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control using different modes of control depending on a parameter, e.g. the speed

Definitions

  • the second motor control means is configured to generate a motor current based on the outputs of the current detector and the position detector. Execute feedback control, determine the phase of the rectangular wave voltage according to the deviation between the estimated torque of the AC motor and the torque command value, and apply the rectangular wave voltage according to the determined phase to the AC motor
  • Patent Document 1 A device for controlling voltage conversion in an inverter is disclosed.
  • FIG. 1 is a block diagram of an inverter control device according to an embodiment of the invention.
  • the inverter control device of this example when the inverter control device of this example is provided in an electric vehicle, the three-phase AC power permanent magnet motor 10 is driven as a travel drive source and coupled to the axle of the electric vehicle.
  • the motor control apparatus of this example is applicable also to vehicles other than electric vehicles, such as a hybrid vehicle (HEV), for example.
  • HEV hybrid vehicle
  • the interference voltage generator 2 stores a map for calculating dq-axis non-interference voltage command values (v * d_dcpl , v * q_dcpl ) using the input value as an index.
  • the dq-axis non-interference voltage command value (v * d_dcpl , v * q_dcpl ) when current flows in the d-axis and q-axis, the interference voltage of ⁇ L d i d on the d- axis and the interference voltage of ⁇ L q i q on the q-axis Therefore , the dq axis non-interference voltage command values (v * d_dcpl , v * q_dcpl ) are voltages for canceling the interference voltage.
  • the coordinate converter 4 receives the dq-axis voltage command value (v * d , v * q ) output from the control mode switch 18 and the electrical angle (phase amount) ( ⁇ comp ) output from the phase compensator 14.
  • the dq-axis voltage command values (v * d , v * q ) of the rotating coordinate system are converted into the u, v, and w-axis voltage command values (v * u , v * v , v * w ).
  • the w-phase current may be detected by the current sensor 9 provided in the w-phase.
  • the voltage amplitude command value (v * a ) When the dq axis voltage command value (v * dv_ini , v * qv_ini ), which is the voltage command value for initialization, is input to the voltage phase controller 17, the voltage amplitude command value (v * a ) and The calculation is performed using the dq-axis voltage command values (v * dv_ini , v * qv_ini ) instead of the voltage phase command value ( ⁇ * ). In the calculation after initialization, the voltage amplitude generation unit 15 and the voltage phase generation are performed. The voltage amplitude command value (v * a ) and the voltage phase command value ( ⁇ * ), which are calculation values of the unit 16, are used for calculation.
  • the coordinate converter 4 performs coordinate conversion using one of the rotation angles of the electrical angle ( ⁇ ) or the electrical angle ( ⁇ comp ), and in the current control mode, The dq-axis voltage command value (v * d , v * q ) calculated by the current vector controller 3 is output to the coordinate converter 4 and the command value is calculated by performing coordinate conversion using the electrical angle ( ⁇ ).
  • the dq axis voltage command values (v * d , v * q ) calculated by the voltage phase controller 17 are output to the coordinate converter 4 and the electrical angle ( ⁇ comp ) is calculated.
  • the command value is calculated, and the motor 10 is controlled based on the command value calculated by the coordinate converter 4.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

A device for controlling an inverter (6) for driving a motor (10) comprises: a current command value calculation means for, based on an input torque command value and a rotating state, calculating a current command value for the motor (10); a phase compensation value calculation means for, based on the rotating state, calculating a phase compensation value for obtaining a predetermined phase margin; a current control means for, based on the detected value of the current detected by a current detection means, the current command value, and the phase compensation value, controlling the current of the motor (10); a voltage command value calculation means for, based on the torque command value and the rotating state, calculating a voltage amplitude command value and a voltage phase command value of the motor (10); a voltage phase control means for correcting the voltage command values of the motor (10) with the phase compensation value and controlling the voltage phase of the motor (10) according to the voltage amplitude command value and the voltage phase command value; and a control mode selection means for selecting either one of a current control mode by the current control means and a voltage phase control mode by the voltage phase control means.

Description

インバータの制御装置及びインバータの制御方法Inverter control device and inverter control method
　本発明は、インバータの制御装置及びインバータの制御方法に関するものである。 The present invention relates to an inverter control device and an inverter control method.
　本出願は、２０１３年７月１１日に出願された日本国特許出願の特願２０１３－１４５３５０に基づく優先権を主張するものであり、文献の参照による組み込みが認められる指定国については、上記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の記載の一部とする。 This application claims priority based on Japanese Patent Application No. 2013-145350 filed on Jul. 11, 2013. For designated countries that are allowed to be incorporated by reference, The contents described in the application are incorporated into the present application by reference and made a part of the description of the present application.
　交流モータを駆動するためのインバータを備えたモータ駆動システムの制御装置において、交流モータのモータ電流を検出し、交流モータの回転位置を検出し、交流モータの運転状態に応じて、インバータにおける電圧変換の制御方式を選択的に設定し、交流モータに矩形波電圧を印加する第１の制御方式を選択した場合に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行ない、パルス幅変調方式に従って交流モータへの印加電圧を制御する第２の制御方式を選択した場合に、トルク指令値に対応する電流指令値に対するモータ電流のフィードバック制御によってトルク制御を行い、第２のモータ制御手段は、電流検出器および位置検出器の出力に基づいて、モータ電流のフィードバック制御を実行し、交流モータの推定トルクとトルク指令値との偏差に応じて、矩形波電圧の位相を決定し、決定された位相に従った矩形波電圧が交流モータへ印加されるように、インバータでの電圧変換を制御するものが開示されている（特許文献１）。 In a motor drive system controller equipped with an inverter for driving an AC motor, the motor current of the AC motor is detected, the rotational position of the AC motor is detected, and the voltage conversion in the inverter is performed according to the operating state of the AC motor. Feedback control that adjusts the phase of the rectangular wave voltage according to the torque deviation with respect to the torque command value when the control method is selectively set and the first control method for applying the rectangular wave voltage to the AC motor is selected. When torque control is performed and the second control method for controlling the voltage applied to the AC motor according to the pulse width modulation method is selected, torque control is performed by feedback control of the motor current with respect to the current command value corresponding to the torque command value. The second motor control means is configured to generate a motor current based on the outputs of the current detector and the position detector. Execute feedback control, determine the phase of the rectangular wave voltage according to the deviation between the estimated torque of the AC motor and the torque command value, and apply the rectangular wave voltage according to the determined phase to the AC motor A device for controlling voltage conversion in an inverter is disclosed (Patent Document 1).
特開２００７－１５９３６８号公報JP 2007-159368 A
　しかしながら、上記のモータ駆動システムの制御装置において、モータ電流のフィードバック制御を行う第２の制御方式で、電圧指令値の位相を進める位相補償を施した場合には、当該第２制御モードから、矩形波電圧の位相を調整する第１の制御方式に切り替わった際に、位相補償により、電圧指令値の電圧位相に大きな偏差が生じてしまい、出力トルクが大きく変動する、という問題があった。 However, in the control device of the motor drive system described above, when the phase compensation for advancing the phase of the voltage command value is performed in the second control method that performs the feedback control of the motor current, the rectangular control is started from the second control mode. When switching to the first control method for adjusting the phase of the wave voltage, there has been a problem that a large deviation occurs in the voltage phase of the voltage command value due to phase compensation, and the output torque varies greatly.
　本発明が解決しようとする課題は、制御モードの切り替える際に、電圧指令値の電圧位相の偏差を抑制しつつ、出力トルクの変動を抑制するインバータの制御装置及び制御方法を提供することである。 The problem to be solved by the present invention is to provide a control device and a control method for an inverter that suppress a variation in output torque while suppressing a deviation in voltage phase of a voltage command value when switching between control modes. .
　本発明は、モータの回転状態に基づき、所定の位相余裕を得るための位相補償量を演算し、モータの電流の検出値、電流指令値、及び位相補償量に基づき、モータの電流を制御する電流制御モードによって、モータを制御し、また、トルク指令値及び当該回転状態に基づきモータの電圧振幅指令値と電圧位相指令値とを演算し、位相補償量でモータの電圧の指令値を補正しつつ、電圧振幅指令値及び電圧位相指令値に基づき、モータの電圧位相を制御する電圧位相制御モードによって、モータを制御し、電流制御モードと電圧位相制御モードとのいずれか一方の制御モードを選択することによって上記課題を解決する。 The present invention calculates a phase compensation amount for obtaining a predetermined phase margin based on the rotation state of the motor, and controls the motor current based on the detected value of the motor current, the current command value, and the phase compensation amount. The motor is controlled by the current control mode, and the motor voltage amplitude command value and the voltage phase command value are calculated based on the torque command value and the rotation state, and the motor voltage command value is corrected by the phase compensation amount. On the other hand, based on the voltage amplitude command value and voltage phase command value, the motor is controlled by the voltage phase control mode for controlling the voltage phase of the motor, and either the current control mode or the voltage phase control mode is selected. This solves the above problem.
　本発明によれば、電流制御モードから電圧位相制御モードに切り替わったとしても、電流制御モードで位相補償に用いた位相補償量で、電圧位相制御モードにおけるモータの電圧の指令値を補正しているため、電圧位相モードで不要な位相補償が施されず、制御モードの切り替える際に、電圧指令値の電圧位相の偏差を抑制しつつ、出力トルクの変動を抑制する、という効果を奏する。 According to the present invention, even when the current control mode is switched to the voltage phase control mode, the command value of the motor voltage in the voltage phase control mode is corrected with the phase compensation amount used for phase compensation in the current control mode. Therefore, unnecessary phase compensation is not performed in the voltage phase mode, and when the control mode is switched, there is an effect that the variation of the output torque is suppressed while suppressing the deviation of the voltage phase of the voltage command value.
本発明の実施形態に係るインバータの制御装置のブロック図である。It is a block diagram of the control apparatus of the inverter which concerns on embodiment of this invention. 図１の電流制御以降判定部のブロック図である。It is a block diagram of the determination part after the current control of FIG. 図１のインバータの制御装置の制御手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the control procedure of the control apparatus of the inverter of FIG. 図１のインバータの制御装置の制御手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the control procedure of the control apparatus of the inverter of FIG. 比較例に係るインバータ制御装置のトルク特性を示し、（ａ）は時間に対する電圧位相制御モードのフラグ特性を示し、（ｂ）は時間に対するトルク指令値及びモータトルクの特性を示すグラフである。The torque characteristic of the inverter control apparatus which concerns on a comparative example is shown, (a) shows the flag characteristic of the voltage phase control mode with respect to time, (b) is a graph which shows the characteristic of the torque command value and motor torque with respect to time. 本発明に係るインバータ制御装置のトルク特性を示し、（ａ）は時間に対する電圧位相制御モードのフラグ特性を示し、（ｂ）は時間に対するトルク指令値及びモータトルクの特性を示すグラフである。The torque characteristic of the inverter control apparatus which concerns on this invention is shown, (a) shows the flag characteristic of the voltage phase control mode with respect to time, (b) is a graph which shows the characteristic of the torque command value and motor torque with respect to time. 本発明の他の実施形態に係るインバータの制御装置のブロック図である。It is a block diagram of the control apparatus of the inverter which concerns on other embodiment of this invention. 図７の電圧位相制御初期化演算器のブロック図である。FIG. 8 is a block diagram of the voltage phase control initialization calculator of FIG. 7. 図７の電流制御初期化演算器のブロック図である。FIG. 8 is a block diagram of the current control initialization calculator of FIG. 7.
　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
《第１実施形態》 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
<< First Embodiment >>
　図１は、発明の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例のインバータ制御装置を電気自動車に設ける場合に、三相交流電力の永久磁石モータ１０は、走行駆動源として駆動し、電気自動車の車軸に結合されている。なお本例のモータ制御装置は、例えばハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電気自動車以外の車両にも適用可能である。 FIG. 1 is a block diagram of an inverter control device according to an embodiment of the invention. Although not shown in detail, when the inverter control device of this example is provided in an electric vehicle, the three-phase AC power permanent magnet motor 10 is driven as a travel drive source and coupled to the axle of the electric vehicle. In addition, the motor control apparatus of this example is applicable also to vehicles other than electric vehicles, such as a hybrid vehicle (HEV), for example.
　本例のインバータ制御装置は、モータ１０の動作を制御する制御装置であって、電流指令生成部１と、干渉電圧生成部２と、電流ベクトル制御器３と、座標変換器４と、ＰＷＭ変換器５と、インバータ（ＩＮＶ）６と、バッテリ７と、電圧センサ８と、電流センサ９と、モータ１０と、磁極位置検出器１１と、回転数演算器１２と、座標変換器１３と、位相補償器１４と、電圧振幅生成部１５と、電圧位相生成部１６と、電圧位相制御器１７と、制御モード切替器１８と、電圧位相制御移行判定部１９と、電流制御移行判定部２０と、制御モード判定部２１とを備えている。 The inverter control device of this example is a control device that controls the operation of the motor 10, and includes a current command generation unit 1, an interference voltage generation unit 2, a current vector controller 3, a coordinate converter 4, and PWM conversion. 5, inverter (INV) 6, battery 7, voltage sensor 8, current sensor 9, motor 10, magnetic pole position detector 11, rotation speed calculator 12, coordinate converter 13, phase A compensator 14, a voltage amplitude generation unit 15, a voltage phase generation unit 16, a voltage phase controller 17, a control mode switch 18, a voltage phase control transition determination unit 19, a current control transition determination unit 20, And a control mode determination unit 21.
　電流指令生成部１及び干渉電圧生成部２には、モータ１０の出力目標値として外部より入力されるトルク指令値（Ｔ＊）、回転数演算器１２の出力である、モータ１０の回転状態を示す回転数（Ｎ）、及び、バッテリ７の検出電圧である電圧（Ｖｄｃ）が入力される。電流指令生成部１には、トルク指令値（Ｔ＊）、回転数（Ｎ）、電圧（Ｖｄｃ）を指標として、ｄｑ軸電流指令値（ｉ＊ ｄ、ｉ＊ ｑ）を演算するためのマップが格納されている。電流指令生成部１は、当該マップを参照することにより、入力されたトルク指令値（Ｔ＊）、回転数（Ｎ）及び電圧（Ｖｄｃ）に対応する、ｄｑ軸電流指令値（ｉ＊ ｄ、ｉ＊ ｑ）を演算し、出力する。これにより、電流指令生成部１は、トルク指令値及びモータ１０の回転状態に基づき、モータ１０の電流指令値（ｉ＊ ｄ、ｉ＊ ｑ）を演算する。ここで、ｄｑ軸は、回転座標系の成分を示している。 In the current command generation unit 1 and the interference voltage generation unit 2, the torque command value (T * ) input from the outside as the output target value of the motor 10, and the rotation state of the motor 10, which is the output of the rotation speed calculator 12, are displayed. The rotation speed (N) indicated and the voltage (V dc ) that is the detection voltage of the battery 7 are input. The current command generator 1 calculates a dq axis current command value (i * d , i * q ) using the torque command value (T * ), the rotation speed (N), and the voltage ( Vdc ) as indices. Contains the map. The current command generation unit 1 refers to the map, and the dq axis current command value (i * d ) corresponding to the input torque command value (T * ), the rotation speed (N) and the voltage (V dc ). , I * q ) is calculated and output. Thereby, the current command generator 1 calculates the current command value (i * d , i * q ) of the motor 10 based on the torque command value and the rotation state of the motor 10. Here, the dq axis represents a component of the rotating coordinate system.
　干渉電圧生成部２は、入力値を指標として、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（ｖ＊ ｄ＿ｄｃｐｌ、ｖ＊ ｑ＿ｄｃｐｌ）を演算するためのマップが格納されている。ｄｑ軸非干渉電圧指令値（ｖ＊ ｄ＿ｄｃｐｌ、ｖ＊ ｑ＿ｄｃｐｌ）について、ｄ軸及びｑ軸に電流が流れると、ｄ軸にはωＬｄｉｄ、ｑ軸にはωＬｑｉｑの干渉電圧が発生するため、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（ｖ＊ ｄ＿ｄｃｐｌ、ｖ＊ ｑ＿ｄｃｐｌ）は当該干渉電圧を打ち消すための電圧である。 The interference voltage generator 2 stores a map for calculating dq-axis non-interference voltage command values (v * d_dcpl , v * q_dcpl ) using the input value as an index. Regarding the dq-axis non-interference voltage command value (v * d_dcpl , v * q_dcpl ), when current flows in the d-axis and q-axis, the interference voltage of ωL d i d on the d- axis and the interference voltage of ωL q i q on the q-axis Therefore , the dq axis non-interference voltage command values (v * d_dcpl , v * q_dcpl ) are voltages for canceling the interference voltage.
　電流ベクトル制御器３は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ＊ ｄ、ｉ＊ ｑ）、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（ｖ＊ ｄ＿ｄｃｐｌ、ｖ＊ ｑ＿ｄｃｐｌ）、及びｄｑ軸電流（ｉｄ、ｉｑ）に基づき、非干渉制御と電流フィードバック制御（ＰＩ制御）を行い（電流ベクトル制御）、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ、ｖ＊ ｑｉ）を、制御モード切替器１８に出力する。電流ベクトル制御器３は、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（ｖ＊ ｄ＿ｄｃｐｌ、ｖ＊ ｑ＿ｄｃｐｌ）に基づく非干渉制御を行いつつ、電流センサ９の検出値に相当するｄｑ軸電流（ｉｄ、ｉｑ）を、ｄｑ軸電流指令値（ｉ＊ ｄ、ｉ＊ ｑ）に追随させるように、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ、ｖ＊ ｑｉ）を演算する。 Current vector controller 3, dq axis current command values (i * d, i * q ), dq -axis non-interacting voltage command value (v * d_dcpl, v * q_dcpl ), and dq-axis current (i d, i q) Based on the above, non-interference control and current feedback control (PI control) are performed (current vector control), and dq-axis voltage command values (v * di , v * qi ) are output to the control mode switch 18. Current vector controller 3, dq-axis non-interacting voltage command value (v * d_dcpl, v * q_dcpl ) while performing the non-interference control based on, dq axis current corresponding to the detected value of the current sensor 9 (i d, i q ) To follow the dq-axis current command value (i * d , i * q ), the dq-axis voltage command value (v * di , v * qi ) is calculated.
　座標変換器４は、制御モード切替器１８から出力されるｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄ、ｖ＊ ｑ）及び位相補償器１４から出力される電気角（位相量）（θｃｏｍｐ）を入力として、下記の式（１）を用いて、回転座標系のｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄ、ｖ＊ ｑ）を固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（ｖ＊ ｕ、ｖ＊ ｖ、ｖ＊ ｗ）に変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 The coordinate converter 4 receives the dq-axis voltage command value (v * d , v * q ) output from the control mode switch 18 and the electrical angle (phase amount) (θ comp ) output from the phase compensator 14. Using the following equation (1), the dq-axis voltage command values (v * d , v * q ) of the rotating coordinate system are converted into the u, v, and w-axis voltage command values (v * u , v * v , v * w ).
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ＰＷＭ変換器５は、入力される三相交流電圧指令値（ｖ＊ ｕ、ｖ＊ ｖ、ｖ＊ ｗ）に基づき、インバータ６のスイッチング素子の駆動信号（Ｄ＊ ｕｕ、Ｄ＊ ｕｌ、Ｄ＊ ｖｕ、Ｄ＊ ｖｌ、Ｄ＊ ｗｕ、Ｄ＊ ｗｌ）を生成し、インバータ６に出力する。スイッチング素子は、駆動信号に基づいてオン及びオフを切り換える。なお、ＰＷＭ変換器５は、駆動信号（Ｄ＊ ｕｕ、Ｄ＊ ｕｌ、Ｄ＊ ｖｕ、Ｄ＊ ｖｌ、Ｄ＊ ｗｕ、Ｄ＊ ｗｌ）を生成する際に、デッドタイム補償や電圧利用率向上処理を行っている。 Based on the input three-phase AC voltage command values (v * u , v * v , v * w ), the PWM converter 5 drives the switching elements of the inverter 6 (D * uu , D * ul , D *). vu , D * vl , D * wu , D * wl ) are generated and output to the inverter 6. The switching element switches on and off based on the drive signal. The PWM converter 5 performs dead time compensation and voltage utilization rate improvement processing when generating drive signals (D * uu , D * ul , D * vu , D * vl , D * wu , D * wl ). It is carried out.
　インバータ６は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のスイッチング素子（図示しない）を対に接続した回路を複数接続した三相インバータ回路により構成され、バッテリ７とモータ１０との間に接続されている。各スイッチング素子には、駆動信号（Ｄ＊ ｕｕ、Ｄ＊ ｕｌ、Ｄ＊ ｖｕ、Ｄ＊ ｖｌ、Ｄ＊ ｗｕ、Ｄ＊ ｗｌ）が入力される。そして、当該スイッチング素子のスイッチング動作により、バッテリ７の直流電圧が交流電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）に変換され、モータ１０に入力される。またモータ１０が発電機として動作する場合には、インバータ６はモータ１０から出力される交流電圧を直流電圧に変換しバッテリ７に出力する。これによりバッテリ７が充電される。 The inverter 6 is constituted by a three-phase inverter circuit in which a plurality of circuits in which switching elements (not shown) such as MOSFETs and IGBTs are connected in pairs are connected, and is connected between the battery 7 and the motor 10. A drive signal (D * uu , D * ul , D * vu , D * vl , D * wu , D * wl ) is input to each switching element. Then, the DC voltage of the battery 7 is converted into AC voltage (v u , v v , v w ) by the switching operation of the switching element, and is input to the motor 10. When the motor 10 operates as a generator, the inverter 6 converts the AC voltage output from the motor 10 into a DC voltage and outputs it to the battery 7. Thereby, the battery 7 is charged.
　バッテリ７は、二次電池を含む直流電源であり、本例の車両の動力源となる。電圧センサ８はバッテリ７の電圧を検出するためのセンサである。 The battery 7 is a DC power source including a secondary battery, and serves as a power source for the vehicle in this example. The voltage sensor 8 is a sensor for detecting the voltage of the battery 7.
　電流センサ９は、Ｕ相及びＶ相にそれぞれ設けられ、相電流（ｉｕ、ｉｖ）を検出し、座標変換器１３に出力する。ｗ相の電流は、電流センサ９により検出されず、代わりに、座標変換器１３は、入力された相電流（ｉｕ、ｉｖ）に基づき、下記の式（２）を用いて、ｗ相の相電流（ｉｗ）を演算する。 The current sensors 9 are provided in the U phase and the V phase, respectively, detect phase currents (i u , i v ), and output them to the coordinate converter 13. The w-phase current is not detected by the current sensor 9. Instead, the coordinate converter 13 uses the following equation (2) based on the input phase current (i u , i v ) to calculate the w-phase The phase current (i w ) is calculated.
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　なお、ｗ相の相電流について、ｗ相に電流センサ９を設け、当該電流センサ９により検出してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 The w-phase current may be detected by the current sensor 9 provided in the w-phase.
　モータ１０は、多相モータであり、インバータ６に接続されている。またモータ１０は発電機としても動作する。磁極位置検出器１１はモータ１０に設けられ、モータ１０の磁極の位置を検出する検出器であり、磁極の位置に応じたＡ相、Ｂ相及びＺ相のパルスをカウントすることで、モータ１０の回転子の位置情報である電気角（θ）を、モータ１０の回転状態を示す検出値として取得し、回転数演算器１２、座標変換器１３、及び位相補償器１４に出力する。回転数演算器１２は、磁極位置検出器１１の電気角（θ）の時間あたりの変化量から、モータ１０の回転数（Ｎ）を演算する。 The motor 10 is a multi-phase motor and is connected to the inverter 6. The motor 10 also operates as a generator. The magnetic pole position detector 11 is a detector that is provided in the motor 10 and detects the position of the magnetic pole of the motor 10, and counts A-phase, B-phase, and Z-phase pulses according to the position of the magnetic pole, thereby Is obtained as a detected value indicating the rotation state of the motor 10 and is output to the rotation speed calculator 12, the coordinate converter 13, and the phase compensator 14. The rotational speed calculator 12 calculates the rotational speed (N) of the motor 10 from the amount of change of the electrical angle (θ) of the magnetic pole position detector 11 per time.
　座標変換器１３は、３相２相変換を行う制御部であり、電流センサ９で検出された電流（ｉｕ、ｉｖ）及び式（２）により演算した電流（ｉｗ）を、電気角（θ）を用いて、下記の式（３）により、固定座標系から回転座標系のｄｑ軸電流（ｉｄ、ｉｑ）に変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 The coordinate converter 13 is a control unit that performs three-phase to two-phase conversion, and converts the current (i u , i v ) detected by the current sensor 9 and the current (i w ) calculated by the equation (2) into an electrical angle. (theta) using, by the following equation (3), to convert the fixed coordinate system dq-axis current of the rotating coordinate system (i d, i q) to.
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　位相補償器１４は、モータ１０の回転状態に基づき、所定の位相余裕を得るための位相補償量（位相補償値）（θｐｍ）を演算するための補償器である。モータ１０の固有の特性として、高周波領域ではゲイン余裕が低下し、また低周波領域では位相余裕が低下する。そのため、位相補償器１４は、これらのゲイン余裕の低下及び位相余裕の低下を抑制するための補償器である。 The phase compensator 14 is a compensator for calculating a phase compensation amount (phase compensation value) (θ pm ) for obtaining a predetermined phase margin based on the rotation state of the motor 10. As a characteristic characteristic of the motor 10, the gain margin decreases in the high frequency region, and the phase margin decreases in the low frequency region. Therefore, the phase compensator 14 is a compensator for suppressing the decrease in the gain margin and the decrease in the phase margin.
　位相補償量（θｐｍ）は、モータ１０の固有の特性に基づいて決まる値であって、予め設定されている値である。本例では、外部から入力されるトルク指令値（Ｔ＊）、バッテリ７の検出電圧（Ｖｄｃ）、モータ１０の角周波数（ω）、及び、モータの温度と、位相補償時間（ｔｐｍ）とを対応づけるルックアップテーブルが位相補償器１４に格納されている。そして、外部から入力されるトルク指令値（Ｔ＊）、バッテリ７の検出電圧（Ｖｄｃ）、モータ１０の回転速度（ω）、及び、モータの温度を入力とし、当該テーブルを参照することで、位相補償時間（ｔｐｍ）を演算する。さらに、角周波数（ω）とテーブルの出力値である位相補償時間（ｔｐｍ）との積をとることで、位相補償値（θｐｍ）が演算される。なお、位相補償値（θｐｍ）の詳細な演算方法等については、日本国特許公開２０１３－０１７３０１号公報を参照されたい。 The phase compensation amount (θ pm ) is a value that is determined based on the unique characteristics of the motor 10 and is a preset value. In this example, the torque command value (T * ) input from the outside, the detection voltage (V dc ) of the battery 7, the angular frequency (ω) of the motor 10, the motor temperature, and the phase compensation time (t pm ) Are stored in the phase compensator 14. Then, the torque command value (T * ) input from the outside, the detection voltage (V dc ) of the battery 7, the rotational speed (ω) of the motor 10, and the temperature of the motor are input, and the table is referred to. The phase compensation time (t pm ) is calculated. Further, the phase compensation value (θ pm ) is calculated by taking the product of the angular frequency (ω) and the phase compensation time (t pm ) that is the output value of the table. For detailed calculation method of the phase compensation value (θ pm ), refer to Japanese Patent Publication No. 2013-017301.
　そして、位相補償器１４は、下記の式（４）で示されるように、電気角（θ）に、位相補償値（θｐｍ）を加算することで、電気角（θｃｏｍｐ）を演算し、座標変換器４に出力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 Then, the phase compensator 14 calculates the electrical angle (θ comp ) by adding the phase compensation value (θ pm ) to the electrical angle (θ) as shown in the following equation (4), It is output to the coordinate converter 4.
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　すなわち、座標変換器４では、式（４）で示されるように、電気角（θ）に位相補償量（θｐｍ）を加算した電気角を用いて、座標変換を行っていることになる。そのため、本例では、電流制御モードにおいて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄ、ｖ＊ ｑ）の位相を、モータ１０の回転方向に、位相補償量（θｐｍ）分、進めることで、位相を補償し、位相余裕を高めている。 That is, the coordinate converter 4 performs coordinate conversion using an electrical angle obtained by adding the phase compensation amount (θ pm ) to the electrical angle (θ), as shown by the equation (4). Therefore, in this example, in the current control mode, the phase of the dq-axis voltage command values (v * d , v * q ) is advanced by the phase compensation amount (θ pm ) in the rotation direction of the motor 10, Is compensated for and the phase margin is increased.
　以上の構成により、電流フィールド制御ループにより、モータ１０の電流を制御している（この制御モードを電流制御モードと称す。）。また、本例では、電圧位相制御により、モータの電圧位相を制御している。電圧位相制御は、モータ１０に印加する電圧（疑似電圧）を、バッテリ７の電圧に基づく所定電圧で維持させつつ、位相を変化させることで、トルクを制御する制御であり、言い換えると、矩形波制御である（この制御モードを、電圧位相制御モードと称す。）。以下、電圧位相制御を行うための構成について、説明する。 With the above configuration, the current of the motor 10 is controlled by the current field control loop (this control mode is referred to as a current control mode). In this example, the voltage phase of the motor is controlled by voltage phase control. The voltage phase control is a control for controlling the torque by changing the phase while maintaining the voltage (pseudo voltage) applied to the motor 10 at a predetermined voltage based on the voltage of the battery 7, in other words, a rectangular wave. (This control mode is referred to as a voltage phase control mode.) Hereinafter, a configuration for performing voltage phase control will be described.
　電圧振幅生成部１５及び電圧位相生成部１６は、トルク指令値（Ｔ＊）と、回転数（Ｎ）、及び、バッテリ７の電圧（Ｖｄｃ）が入力される。電圧振幅生成部１５には、トルク指令値（Ｔ＊）、回転数（Ｎ）、電圧（Ｖｄｃ）を指標として、（ｉ＊ ｄ、ｉ＊ ｑ）を出力するためのマップが格納されている。電圧振幅生成部１５は、当該マップを参照することにより、入力されたトルク指令値（Ｔ＊）、回転数（Ｎ）及び電圧（Ｖｄｃ）に対応する、電圧振幅指令値（Ｖ＊ ａ）を演算し、電圧位相制御器１７に出力する。 The voltage amplitude generator 15 and the voltage phase generator 16 are input with the torque command value (T * ), the rotation speed (N), and the voltage (V dc ) of the battery 7. The voltage amplitude generation unit 15 stores a map for outputting (i * d , i * q ) using the torque command value (T * ), the rotation speed (N), and the voltage ( Vdc ) as indices. Yes. The voltage amplitude generation unit 15 refers to the map, and the voltage amplitude command value (V * a ) corresponding to the input torque command value (T * ), rotation speed (N), and voltage ( Vdc ). Is output to the voltage phase controller 17.
　電圧位相生成部１６は、入力値を指標として、電圧位相指令値（α＊）を演算するためのマップが格納されている。電圧位相生成部１６は、当該マップを参照することにより、入力されたトルク指令値（Ｔ＊）、回転数（Ｎ）及び電圧（Ｖｄｃ）に対応する、電圧位相指令値（α＊）を演算し、電圧位相制御器１７に出力する。これにより、電圧振幅生成部１５及び電圧位相生成部１６は、モータ１０の回転状態及びトルク指令値に基づき、電圧振幅指令値（Ｖ＊ ａ）及び電圧位相指令値（α＊）を演算する。 The voltage phase generator 16 stores a map for calculating the voltage phase command value (α * ) using the input value as an index. The voltage phase generator 16 refers to the map to obtain a voltage phase command value (α * ) corresponding to the input torque command value (T * ), the rotation speed (N), and the voltage (V dc ). Calculate and output to the voltage phase controller 17. Accordingly, the voltage amplitude generator 15 and the voltage phase generating unit 16, based on the rotation state and the torque command value of the motor 10, and calculates the voltage amplitude command value (V * a) and the voltage phase command value (α *).
　電圧位相制御器１７は、電圧振幅指令値（Ｖ＊ ａ）及び電圧位相指令値（α＊）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）を演算する。また、電圧位相制御器１７は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）を演算する際、電圧位相指令値（α＊）から位相補償量（θｐｍ）を減算する減算処理を行うことで、位相補償量（θｐｍ）でモータ１０の電圧の指令値を補正している。減算処理は、以下の式（５）で表され、電圧位相指令値（α＊）から位相補償量（θｐｍ）の差分をとり、補正後電圧位相指令値（α＊ ｃｏｍｐ）を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 The voltage phase controller 17 calculates a dq axis voltage command value (v * dv , v * qv ) based on the voltage amplitude command value (V * a ) and the voltage phase command value (α * ). Further, the voltage phase controller 17 performs a subtraction process for subtracting the phase compensation amount (θ pm ) from the voltage phase command value (α * ) when calculating the dq axis voltage command value (v * dv , v * qv ). By doing so, the command value of the voltage of the motor 10 is corrected by the phase compensation amount (θ pm ). Subtraction processing is represented by the following formula (5), takes the difference between the voltage phase command value phase compensation quantity from the (alpha *) (theta pm), we calculate the corrected voltage phase command value (alpha * comp).
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　そして、電圧位相制御器１７は、以下の式（６）で示されるように、補正された補正後電圧位相指令値（α＊ ｃｏｍｐ）及び電圧振幅指令値（Ｖ＊ ａ）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）を演算し、制御モード切替器１８に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 The voltage phase controller 17 then calculates the dq axis based on the corrected voltage phase command value (α * comp ) and the voltage amplitude command value (V * a ) as indicated by the following equation (6). The voltage command values (v * dv , v * qv ) are calculated and output to the control mode switch 18.
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　制御モード切替器１８は、制御モード判定部２１で判定された制御モードの判定結果に基づいて、ｄｑ軸電流指令値（ｖ＊ ｄｉ、ｖ＊ ｑｉ）又はｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）のいずれか一方を選択して、座標変換器４に出力することで、制御モードを切り替える。制御モード判定部２１の判定結果が電流制御モードである場合には、制御モード切替器１８は、ｄｑ軸電流指令値（ｖ＊ ｄｉ、ｖ＊ ｑｉ）を座標変換器４に出力する。一方、制御モード判定部２１の判定結果が電圧位相制御モードである場合には、制御モード切替器１８は、ｄｑ軸電流指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）を座標変換器４に出力する。 Based on the control mode determination result determined by the control mode determination unit 21, the control mode switch 18 is configured to output a dq-axis current command value (v * di , v * qi ) or a dq-axis voltage command value (v * dv , v * qv ) is selected and output to the coordinate converter 4 to switch the control mode. When the determination result of the control mode determination unit 21 is the current control mode, the control mode switch 18 outputs the dq axis current command value (v * di , v * qi ) to the coordinate converter 4. On the other hand, when the determination result of the control mode determination unit 21 is the voltage phase control mode, the control mode switch 18 outputs the dq axis current command value (v * dv , v * qv ) to the coordinate converter 4. .
　電圧位相制御器１７により演算されたｄｑ軸電流指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）が制御モード切替器１８を介して、座標変換器４に出力されると、座標変換器４は、上記と同様に、位相補償器１４から出力される電気角（θｃｏｍｐ）を用いて、固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（ｖ＊ ｕ、ｖ＊ ｖ、ｖ＊ ｗ）に変換し、ＰＷＭ変換器５に出力される。このとき、ｄｑ軸電流指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）の位相成分は、電圧位相制御器１７の減算処理によって、位相補償量（θｐｍ）分、モータ１０の回転方向とは逆方向に補正されている。一方、座標変換器４では、電圧指令値の位相成分が、位相補償量（θｐｍ）分、モータ１０の回転方向に補正されている。すなわち、電圧位相制御時には、位相余裕の補償の影響が相殺されるように、電圧の指令値の位相成分が補正されている。 When the dq axis current command values (v * dv , v * qv ) calculated by the voltage phase controller 17 are output to the coordinate converter 4 via the control mode switch 18, the coordinate converter 4 Similarly to the voltage command values (v * u , v * v , v * w ) of the fixed coordinate system u, v, and w axes using the electrical angle (θ comp ) output from the phase compensator 14. The signal is converted and output to the PWM converter 5. At this time, the phase component of the dq axis current command value (v * dv, v * qv ) is the subtraction processing of the voltage phase controller 17, a phase compensation amount (theta pm) component, a direction opposite to the rotation direction of the motor 10 It has been corrected. On the other hand, in the coordinate converter 4, the phase component of the voltage command value is corrected in the rotation direction of the motor 10 by the phase compensation amount (θ pm ). That is, at the time of voltage phase control, the phase component of the voltage command value is corrected so that the influence of phase margin compensation is offset.
　電圧位相制御移行判定部１９は、トルク指令値（Ｔ＊）、モータ１０の回転数（Ｎ）、及び、バッテリ７の電圧（Ｖｄｃ）に基づき、電流制御モードから電圧位相制御モードに移行するか否かを判定している。電圧位相制御移行判定部１９には、電流制御モードから電圧位相制御モードへの切り替えを判定するためのトルク閾値が予め設定されている。トルク閾値は、モータ１０の回転数（Ｎ）及びバッテリ７の電圧（Ｖｄｃ）と相関性を有しており、電圧位相制御移行判定部１９には、この相関性を表すマップが予め格納されている。 The voltage phase control shift determination unit 19 shifts from the current control mode to the voltage phase control mode based on the torque command value (T * ), the rotation speed (N) of the motor 10 and the voltage (V dc ) of the battery 7. It is determined whether or not. The voltage phase control transition determining unit 19 is preset with a torque threshold value for determining switching from the current control mode to the voltage phase control mode. The torque threshold value has a correlation with the rotation speed (N) of the motor 10 and the voltage (V dc ) of the battery 7, and the voltage phase control transition determination unit 19 stores a map representing this correlation in advance. ing.
　電圧位相制御移行判定部１９は、マップを参照しつつ、モータ１０の回転数（Ｎ）及びバッテリ７の電圧（Ｖｄｃ）に対応するトルク閾値を演算する。そして、電圧位相制御移行判定部１９は、トルク指令値（Ｔ＊）とトルク閾値とを比較し、電圧位相制御移行判定部１９は、トルク指令値（Ｔ＊）がトルク閾値より高い場合に、電流制御モードから電圧位相制御モードに移行する、と判定する。電圧位相制御移行判定部１９は、電流制御モードから電圧位相制御モードに移行すると判定した場合には、電圧位相モードへ移行するための要求信号を、制御モード判定部２１に出力する。なお、トルク閾値は、制御モードの切り替えを判定するための閾値である。 The voltage phase control transition determination unit 19 calculates a torque threshold corresponding to the rotation speed (N) of the motor 10 and the voltage (V dc ) of the battery 7 while referring to the map. Then, the voltage phase control transition determination unit 19 compares the torque command value (T * ) with the torque threshold value, and the voltage phase control transition determination unit 19 determines that the torque command value (T * ) is higher than the torque threshold value. It is determined that the current control mode shifts to the voltage phase control mode. When the voltage phase control transition determination unit 19 determines to shift from the current control mode to the voltage phase control mode, the voltage phase control transition determination unit 19 outputs a request signal for shifting to the voltage phase mode to the control mode determination unit 21. The torque threshold value is a threshold value for determining switching of the control mode.
　電流制御移行判定部２０は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ＊ ｄ、ｉ＊ ｑ）及びｄｑ軸電流（ｉｄ、ｉｑ）に基づき、電圧位相制御モードから電流制御モードに移行するか否かを判定している。図２は、電流制御移行判定部２０のブロック図である。 Current control shift determining unit 20, based on the dq axis current command values (i * d, i * q ) and dq-axis current (i d, i q), whether to shift from the voltage phase control mode to the current control mode Is judged. FIG. 2 is a block diagram of the current control transition determination unit 20.
　図２に示すように、電流制御移行判定部２０は、規範応答フィルタ２０１と、加算器２０２、２０３と、電流振幅比較器２０４とを有している。規範応答フィルタ２０１は、所定の時定数（τｉａ）を含んだ１次遅れフィルタである。なお、図２の規範応答フィルタ２０１の一般式のうち、ｓはラプラス変換子を表す。ｄｑ軸電流指令値（ｉ＊ ｄ、ｉ＊ ｑ）は、規範応答フィルタ２０１によりフィルタ処理を施される。フィルタ処理後に、それぞれの二乗値は、加算器２０２で加算される。そして、この二重和（ｉ＊ ａ＿ＬＰＦ ２）は、電流振幅比較器２０４に入力される。 As illustrated in FIG. 2, the current control transition determination unit 20 includes a normative response filter 201, adders 202 and 203, and a current amplitude comparator 204. The normative response filter 201 is a first-order lag filter including a predetermined time constant (τ ia ). In the general formula of the normative response filter 201 in FIG. 2, s represents a Laplace transformer. The dq axis current command values (i * d , i * q ) are subjected to filter processing by the normative response filter 201. After the filtering process, each square value is added by the adder 202. This double sum (i * a_LPF 2 ) is input to the current amplitude comparator 204.
　ｄｑ軸電流（ｉｄ、ｉｑ）の二重値は加算器２０３で加算され、この二重和（ｉａ ２）は、電流振幅比較器２０４に入力される。電流振幅比較器２０４は、それぞれの二重和（ｉ＊ ａ＿ＬＰＦ ２、ｉａ ２）を比較しつつ、以下の表１に基づき、電流制御移行を判定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000007
 The double value of the dq-axis current (i d , i q ) is added by the adder 203, and this double sum (i a 2 ) is input to the current amplitude comparator 204. The current amplitude comparator 204 compares the respective double sums (i * a_LPF 2 , i a 2 ) and determines the current control transition based on Table 1 below.
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000007
　二重和（ｉ＊ ａ＿ＬＰＦ ２）が二重和（ｉａ ２）以下である場合には、電流制御移行判定部２０は、電圧位相制御モードから電流制御モードに移行すると判定し、電流制御モードへ移行するための要求信号を、制御モード判定部２１に出力する。一方、二重和（ｉ＊ ａ＿ＬＰＦ ２）が二重和（ｉａ ２）より高いである場合には、電流制御移行判定部２０は、電圧位相制御モードから電流制御モードに移行すると判定せず、制御モード変更の要求信号を、出力しない。 When the double sum (i * a_LPF 2 ) is less than or equal to the double sum (i a 2 ), the current control transition determination unit 20 determines to transition from the voltage phase control mode to the current control mode, and the current control mode A request signal for shifting to is output to the control mode determination unit 21. On the other hand, when the double sum (i * a_LPF 2 ) is higher than the double sum (i a 2 ), the current control shift determination unit 20 does not determine that the voltage phase control mode shifts to the current control mode. The control mode change request signal is not output.
　制御モード判定部２１は、電圧位相制御移行判定部１９及び電流制御移行判定部２０からの要求信号に基づき、電圧位相制御モード又は電流制御モードのいずれか一方の制御モードとするか判定する。具体的には、制御モード判定部２１は、電流制御モードでモータ１０を制御しているときに、電圧位相制御移行判定部１９から、電圧位相制御モードへ移行するための要求信号を受信した場合には、制御モード判定部２１は、電流制御モードから電圧位相制御モードへ切り替えると判定する。一方、制御モード判定部２１は、電圧位相制御モードでモータ１０を制御しているときに、電流制御移行判定部２０から、電流制御モードへ移行するための要求信号を受信した場合には、制御モード判定部２１は、電圧位相制御モードから電流制御モードへ切り替えると判定する。そして、制御モード判定部２１は、判定結果を制御モード切替器１８に出力する。 The control mode determination unit 21 determines whether to use either the voltage phase control mode or the current control mode based on the request signals from the voltage phase control transition determination unit 19 and the current control transition determination unit 20. Specifically, the control mode determination unit 21 receives a request signal for shifting to the voltage phase control mode from the voltage phase control transition determination unit 19 while controlling the motor 10 in the current control mode. The control mode determination unit 21 determines to switch from the current control mode to the voltage phase control mode. On the other hand, when the control mode determination unit 21 receives the request signal for shifting to the current control mode from the current control shift determination unit 20 while controlling the motor 10 in the voltage phase control mode, The mode determination unit 21 determines to switch from the voltage phase control mode to the current control mode. Then, the control mode determination unit 21 outputs the determination result to the control mode switch 18.
　次に、図３及び図４を用いて、本例のインバータの制御装置の制御フローを説明する。図３は、電流制御モード時の制御手順を示すフローチャートである。図４は、電圧位相制御モード時の制御手順を示すフローチャートである。 Next, the control flow of the inverter control device of this example will be described with reference to FIGS. FIG. 3 is a flowchart showing a control procedure in the current control mode. FIG. 4 is a flowchart showing a control procedure in the voltage phase control mode.
　まず、電流制御のフローを説明する。図３に示すように、ステップＳ１１にて、図１の制御ブロックを有したコントローラは、外部からトルク指令値（Ｔ＊）を取得しつつ、電圧センサ８等の各種センサの検出値に基づいて、ｄｑ軸電流（ｉｄ、ｉｑ）、電気角（θ）、バッテリ電圧（Ｖｄｃ）、モータ回転数（Ｎ）を取得する。 First, the flow of current control will be described. As shown in FIG. 3, in step S11, the controller having the control block of FIG. 1 acquires the torque command value (T * ) from the outside, and based on the detection values of various sensors such as the voltage sensor 8. , Dq axis current (i d , i q ), electrical angle (θ), battery voltage (V dc ), and motor rotation speed (N).
　ステップＳ１２にて、電圧位相制御移行判定部１９は、回転数（Ｎ）及びバッテリ７の電圧（Ｖｄｃ）に基づいて、トルク閾値（Ｔｔｈ）を演算する。ステップＳ１３にて、電圧位相制御移行判定部１９は、トルク指令値（Ｔ＊）とトルク閾値（Ｔｔｈ）とを比較する。トルク指令値（Ｔ＊）がトルク閾値（Ｔｔｈ）以上である場合には、電流制御モードから電圧位相制御モードへ移行するために、電圧位相制御移行判定部１９は、電圧位相制御モードへの移行の要求信号を、制御モード判定部２１に出力しつつ、ステップＳ２０に移る。ステップＳ２０では、後述する電圧位相制御モードの制御フローが行われる。 In step S <b> 12, the voltage phase control transition determination unit 19 calculates a torque threshold (T th ) based on the rotation speed (N) and the voltage (V dc ) of the battery 7. In step S13, the voltage phase control shift determination unit 19 compares the torque command value (T * ) with the torque threshold value (T th ). When the torque command value (T * ) is equal to or greater than the torque threshold value (T th ), the voltage phase control transition determination unit 19 shifts to the voltage phase control mode in order to shift from the current control mode to the voltage phase control mode. While outputting the shift request signal to the control mode determination unit 21, the process proceeds to step S20. In step S20, a control flow in a voltage phase control mode described later is performed.
　一方、トルク指令値（Ｔ＊）がトルク閾値（Ｔｔｈ）未満である場合には、電圧位相制御移行判定部１９は、電圧位相制御モードへの移行の要求信号を出力せずに、電流制御モードが維持され、ステップＳ１４～Ｓ１７の電流制御処理が行われる。 On the other hand, when the torque command value (T * ) is less than the torque threshold value (T th ), the voltage phase control transition determination unit 19 outputs the current control without outputting a request signal for transition to the voltage phase control mode. The mode is maintained, and the current control process in steps S14 to S17 is performed.
　ステップＳ１４にて、電流指令生成部１は、電流指令値（ｉ＊ ｄ、ｉ＊ ｑ）を生成する。ステップＳ１５にて、電流ベクトル制御器３は、電流ベクトル制御により、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ、ｖ＊ ｑｉ）を演算する。ステップＳ１６にて、座標変換器４は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄ、ｖ＊ ｑ）を、位相補償後の電気角（θｃｏｍｐ）を用いて、三相交流電圧指令値（ｖ＊ ｕ、ｖ＊ ｖ、ｖ＊ ｗ）に変換する。そして、ステップＳ１７にて、ＰＷＭ変換器は、三相交流電圧指令値（ｖ＊ ｕ、ｖ＊ ｖ、ｖ＊ ｗ）に基づき、インバータ６のスイッチング信号を生成して、インバータ６のスイッチング動作により、モータ１０が制御される。 In step S14, the current command generation unit 1 generates a current command value (i * d, i * q ). In step S15, the current vector controller 3 calculates dq-axis voltage command values (v * di , v * qi ) by current vector control. In step S16, the coordinate converter 4 uses the dq-axis voltage command value (v * d , v * q ) as the three-phase AC voltage command value (v * ) using the phase compensated electrical angle (θ comp ) . u , v * v , v * w ). In step S17, the PWM converter generates a switching signal of the inverter 6 based on the three-phase AC voltage command values (v * u , v * v , v * w ), and performs the switching operation of the inverter 6. The motor 10 is controlled.
　次に、電圧位相制御のフローを説明する。図４に示すように、ステップＳ２１にて、図１の制御ブロックを有したコントローラは、外部からトルク指令値（Ｔ＊）を取得しつつ、電圧センサ８等の各種センサの検出値に基づいて、ｄｑ軸電流（ｉｄ、ｉｑ）、電気角（θ）、バッテリ電圧（Ｖｄｃ）、モータ回転数（Ｎ）を取得する。 Next, the flow of voltage phase control will be described. As shown in FIG. 4, in step S21, the controller having the control block of FIG. 1 acquires the torque command value (T * ) from the outside, and based on the detection values of various sensors such as the voltage sensor 8. , Dq axis current (i d , i q ), electrical angle (θ), battery voltage (V dc ), and motor rotation speed (N).
　ステップＳ２２にて、電流制御移行判定部２０は、電流値（ｉ＊ ａ＿ＬＰＦ ２、ｉａ ２）を演算する。ステップＳ２３にて、電流制御移行判定部２０は、電流値（ｉ＊ ａ＿ＬＰＦ ２）と電流値（ｉａ ２）とを比較する、電流値（ｉａ ２）が電流値（ｉ＊ ａ＿ＬＰＦ ２）以上である場合には、電圧位相制御モードから電流制御モードへ移行するために、電流制御移行判定部２０は、電流制御モードへの移行の要求信号を、制御モード判定部２１に出力しつつ、ステップＳ１０に移る。ステップＳ１０では、前述した電流制御モードの制御フローが行われる。 In step S22, the current control transition determination unit 20 calculates a current value (i * a_LPF 2 , i a 2 ). In step S23, the current control shift determining unit 20, a current value (i * a_LPF 2) and current (i a 2) is compared with the current value (i a 2) a current value (i * a_LPF 2) In the case of the above, in order to shift from the voltage phase control mode to the current control mode, the current control transition determination unit 20 outputs a request signal for transition to the current control mode to the control mode determination unit 21. Control goes to step S10. In step S10, the control flow of the current control mode described above is performed.
　一方、電流値（ｉ＊ ａ＿ＬＰＦ ２）が電流値（ｉａ ２）未満である場合には、電流制御移行判定部２０は、電流制御モードへの移行の要求信号を出力せずに、電圧位相制御モードが維持され、ステップＳ２４～Ｓ２８の電圧位相制御処理が行われる。 On the other hand, when the current value (i * a_LPF 2 ) is less than the current value (i a 2 ), the current control transition determination unit 20 outputs the voltage phase without outputting the request signal for transition to the current control mode. The control mode is maintained, and the voltage phase control process of steps S24 to S28 is performed.
　ステップＳ２４にて、電圧振幅生成部１５及び電圧位相生成部１６は、電圧振幅指令値（Ｖ＊ ａ）及び電圧位相指令値（α＊）を演算する。ステップＳ２５にて、電圧位相制御器１７は、電圧位相指令値（α＊）から位相補償量（θｐｍ）を減算することで、補正後電圧位相指令値（α＊ ｃｏｍｐ）を演算する。 In step S24, the voltage amplitude generator 15 and the voltage phase generating unit 16 calculates the voltage amplitude command value (V * a) and the voltage phase command value (α *). At step S25, the voltage phase controller 17 is subtracted from the voltage phase command value (alpha *) phase compensation amount (theta pm), calculates the corrected voltage phase command value (α * comp).
　ステップＳ２６にて、電圧位相制御器１７は補正後電圧位相指令値（α＊ ｃｏｍｐ）及び電圧振幅指令値（Ｖ＊ ａ）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）を演算する。ステップＳ２７にて、座標変換器４は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄ、ｖ＊ ｑ）を、位相補償後の電気角（θｃｏｍｐ）を用いて、三相交流電圧指令値（ｖ＊ ｕ、ｖ＊ ｖ、ｖ＊ ｗ）に変換する。そして、ステップＳ２８にて、ＰＷＭ変換器は、三相交流電圧指令値（ｖ＊ ｕ、ｖ＊ ｖ、ｖ＊ ｗ）に基づき、インバータ６のスイッチング信号を生成して、インバータ６のスイッチング動作により、モータ１０が制御される。 In step S26, the voltage phase controller 17 calculates the dq axis voltage command values (v * dv , v * qv ) based on the corrected voltage phase command value (α * comp ) and the voltage amplitude command value (V * a ). Calculate. In step S27, the coordinate converter 4 converts the dq-axis voltage command value (v * d , v * q ) into the three-phase AC voltage command value (v * ) using the phase compensated electrical angle (θ comp ) . u , v * v , v * w ). In step S28, the PWM converter generates a switching signal of the inverter 6 based on the three-phase AC voltage command values (v * u , v * v , v * w ), and performs the switching operation of the inverter 6. The motor 10 is controlled.
　次に、本発明の効果について、図５及び図６を用いて説明する。図５は、比較例に係るインバータ制御装置におけるトルク特性を説明するためのグラフであり、（ａ）は時間に対する電圧位相制御モードのフラグ特性を示し、（ｂ）は時間に対するトルク指令値及びモータトルクの特性を示すグラフである。なお、比較例では、電圧位相制御モードにおいて、本発明のような位相補償量（θｐｍ）に基づく電圧の指令値の補正を行っておらず、図１の電圧位相制御器１７に相当する機能ブロックでは、電圧位相指令値（α＊）から位相補償量（θｐｍ）を減算する処理を行うことなく、電圧位相指令値（α＊）及び電圧振幅指令値（Ｖ＊ ａ）からｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）を演算している。 Next, the effect of this invention is demonstrated using FIG.5 and FIG.6. 5A and 5B are graphs for explaining torque characteristics in the inverter control device according to the comparative example, in which FIG. 5A shows the flag characteristics of the voltage phase control mode with respect to time, and FIG. 5B shows the torque command value and motor with respect to time. It is a graph which shows the characteristic of a torque. In the comparative example, in the voltage phase control mode, the voltage command value based on the phase compensation amount (θ pm ) is not corrected as in the present invention, and the function corresponds to the voltage phase controller 17 in FIG. the block, the voltage phase command value (alpha *) from the phase compensation amount (theta pm) without performing the process of subtracting a voltage phase command value (alpha *) and a voltage amplitude command value (V * a) from dq-axis voltage Command values (v * dv , v * qv ) are calculated.
　図６は、本発明に係るインバータ制御装置におけるトルク特性を説明するためのグラフであり、（ａ）は時間に対する電圧位相制御モードのフラグ特性を示し、（ｂ）は時間に対するトルク指令値及びモータトルクの特性を示すグラフである。 6A and 6B are graphs for explaining torque characteristics in the inverter control device according to the present invention, in which FIG. 6A shows flag characteristics of the voltage phase control mode with respect to time, and FIG. 6B shows torque command values and motors with respect to time. It is a graph which shows the characteristic of a torque.
　また、図５及び図６に示す特性の条件として、時間（ｔａ）で、トルクステップ応答（例えば、回転数が９０００［ｒｐｍ］であり、トルク０から５０［Ｎｍ］に変化する場合）に相当するトルク指令値が入力されて、時間（ｔａ）のタイミングで、制御モードが電流制御モードから電圧位相制御モードへ切り替わった、とする。 Further, as a condition of characteristics shown in FIGS. 5 and 6, at time (t a), the torque step response (e.g., a rotational speed is 9000 [rpm], vary from zero torque to 50 [Nm]) in is input torque command value corresponding to the, at the timing of time (t a), the control mode is switched from current control mode to voltage phase control mode, and to.
　本発明では、電圧位相制御モードにおいて、位相余裕の補償の影響が、位相補償量（θｐｍ）に基づき電圧の指令値を補正することで、相殺される。そのため、図６に示すように、時間（ｔａ）以降、トルクの定常偏差が小さく、トルク指令値に対してモータトルクが滑らかに推移していることが確認できる。また、本発明では、電圧位相が過渡的な偏差をもっていないため、モータトルクがトルク指令値に対してオーバシュートしおらず、トルク応答性が良好になっている。 In the present invention, in the voltage phase control mode, the effect of phase margin compensation is canceled by correcting the voltage command value based on the phase compensation amount (θ pm ). Therefore, as shown in FIG. 6, it can be confirmed that the steady-state torque deviation is small after time (t a ), and the motor torque smoothly changes with respect to the torque command value. In the present invention, since the voltage phase does not have a transient deviation, the motor torque does not overshoot the torque command value, and the torque response is good.
　上記のように、本例では、モータ１０の回転状態に基づき、位相補償量（θｐｍ）を演算し、モータ１０の電流の検出値、電流指令値、及び位相補償量（θｐｍ）に基づき、モータ１０の電流を制御する電流制御モードによって、モータを制御し、また、トルク指令値（Ｔ＊）及びモータ１０の回転状態に基づきモータの電圧振幅指令値（Ｖ＊ ａ）と電圧位相指令値（α＊）とを演算し、位相補償量（θｐｍ）でモータ１０の電圧の指令値（α＊）を補正しつつ、電圧振幅指令値（Ｖ＊ ａ）及び電圧位相指令値に基づき、モータの電圧位相を制御する電圧位相制御モードによって、モータを制御し、電流制御モードと電圧位相制御モードとのいずれか一方の制御モードを選択する。 As described above, in the present embodiment, based on the rotation state of the motor 10, calculates a phase compensation amount (theta pm), the detection value of the current of the motor 10, the current command value, and based on the phase compensation amount (theta pm) The motor is controlled by a current control mode for controlling the current of the motor 10, and the voltage amplitude command value (V * a ) and voltage phase command of the motor are controlled based on the torque command value (T * ) and the rotation state of the motor 10. calculating a value (α *), while correcting the command value of the voltage of the motor 10 in the phase compensation amount (theta pm) a (alpha *), based on the voltage amplitude command value (V * a) and the voltage phase command value The motor is controlled by the voltage phase control mode for controlling the voltage phase of the motor, and one of the current control mode and the voltage phase control mode is selected.
　これにより、電流制御モードから電圧位相制御モードに切り替わったとしても、電圧位相モードで不要な位相補償が施されない。また、電流制御にモードにおいて位相余裕を補償するために変更した電圧指令値と、電圧位相制御で設定する電圧指令値との間で段差が小さく、連続的に切り替わるため、制御モードの切り替え時のトルク段差が抑制される。その結果として、本例は、制御モードの切り替える際に、電圧指令値の電圧位相の偏差を抑制しつつ、出力トルクの変動を抑制することができる。 Therefore, even if the current control mode is switched to the voltage phase control mode, unnecessary phase compensation is not performed in the voltage phase mode. In addition, there is a small step between the voltage command value changed to compensate the phase margin in the current control mode and the voltage command value set in the voltage phase control, and the switching is continuously performed. Torque step is suppressed. As a result, this example can suppress fluctuations in the output torque while suppressing the deviation of the voltage phase of the voltage command value when the control mode is switched.
　また本例は、電圧位相指令値（α＊）から位相補償量（θｐｍ）を減算する減算処理により補正された電圧位相指令値（α＊ ｃｏｍｐ）、及び、電圧振幅指令値（Ｖ＊ ａ）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）を演算し、座標変換器４において、電気角（θｃｏｍｐ）を用いて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）を電圧指令値（ｖ＊ ｕ、ｖ＊ ｖ、ｖ＊ ｗ）に変換し、電圧指令値（ｖ＊ ｕ、ｖ＊ ｖ、ｖ＊ ｗ）に基づいて、モータ１０の電圧位相を制御する。これにより、電圧位相制御モード時には、位相余裕の補償の影響が相殺されるため、制御モードの切り替える際に、電圧指令値の電圧位相の偏差を抑制しつつ、出力トルクの変動を抑制することができる。 The present embodiment, the voltage phase command value (alpha *) from the phase compensation amount (theta pm) voltage phase command value corrected by the subtraction processing for subtracting the (alpha * comp), and the voltage amplitude command value (V * a ) Based on the dq axis voltage command value (v * dv , v * qv ) and the coordinate converter 4 using the electrical angle (θ comp ) to calculate the dq axis voltage command value (v * dv , v *). converts qv) voltage command value (v * u, v * v , v * w) , based on voltage command value (v * u, v * v , v * w) , controls the voltage phase of the motor 10 To do. As a result, in the voltage phase control mode, the effect of compensation of the phase margin is offset, so that when the control mode is switched, fluctuations in the output torque can be suppressed while suppressing the voltage phase deviation of the voltage command value. it can.
　なお、図１に示すように、本例は、電圧位相制御に係る構成をフィードフォワード型の制御系としたが、電流センサ９の検出値からトルク推定値を演算し、トルク推定値をフィードバックさせる制御系であっても、図６と同様の特性を得ることができる。なお、トルク推定値は、モータ１０の定数と、電流センサ９の検出値から理論式により演算すればよい。 As shown in FIG. 1, in this example, the configuration relating to the voltage phase control is a feedforward type control system. However, the estimated torque value is calculated from the detected value of the current sensor 9 and the estimated torque value is fed back. Even in the control system, the same characteristics as in FIG. 6 can be obtained. The estimated torque value may be calculated by a theoretical formula from the constant of the motor 10 and the detected value of the current sensor 9.
　また、電流制御モードに係る構成のうち、非干渉制御に係る構成をフィードフォワード側の制御系としたが、検出電流に基づくフィードバック側の制御系であってもよい。 Further, among the configurations related to the current control mode, the configuration related to the non-interference control is the control system on the feedforward side, but the control system on the feedback side based on the detected current may be used.
　また、図６を用いた本発明の効果の説明では、電流制御モードから電圧位相制御モードへの切り替えを例としたが、電圧位相制御モードから電流制御モードへの切り替えであっても、同様の効果を奏する。 Further, in the explanation of the effect of the present invention using FIG. 6, the switching from the current control mode to the voltage phase control mode is taken as an example, but the same is true even when switching from the voltage phase control mode to the current control mode. There is an effect.
　上記の電流指令生成部１が本発明の「電流指令値演算手段」に相当し、位相補償器１４が本発明の「位相補償量演算手段」に相当し、電流ベクトル制御器３、座標変換器４が本発明の「電流制御手段」に相当し、電圧振幅生成部１５及び電圧位相生成部１６が本発明の「電圧指令値演算手段」に相当し、電圧位相制御器１７及び座標変換器４が本発明の「電圧位相制御手段」に相当し、制御モード切替器１８及び制御モード判定部２１が本発明の「制御モード選択手段」に相当し、座標変換器４が本発明の「座標変換手段」に相当する。 The current command generator 1 corresponds to the “current command value calculation means” of the present invention, the phase compensator 14 corresponds to the “phase compensation amount calculation means” of the present invention, the current vector controller 3, the coordinate converter 4 corresponds to the “current control unit” of the present invention, the voltage amplitude generation unit 15 and the voltage phase generation unit 16 correspond to the “voltage command value calculation unit” of the present invention, and the voltage phase controller 17 and the coordinate converter 4. Corresponds to the “voltage phase control means” of the present invention, the control mode switch 18 and the control mode determination unit 21 correspond to “control mode selection means” of the present invention, and the coordinate converter 4 corresponds to “coordinate conversion of the present invention. It corresponds to “means”.
《第２実施形態》
　図７は、発明の他の実施形態に係るインバータの制御装置のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、電圧位相制御初期化演算器２２、電流制御初期化演算器２３、及びトルク演算器２４を設ける点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、その記載を援用する。 << Second Embodiment >>
FIG. 7 is a block diagram of an inverter control apparatus according to another embodiment of the invention. This example differs from the first embodiment described above in that a voltage phase control initialization calculator 22, a current control initialization calculator 23, and a torque calculator 24 are provided. Other configurations are the same as those in the first embodiment described above, and the description thereof is incorporated.
　図７に示すように、本発明の他の実施形態に係るインバータの制御装置は、電流指令生成部１等に加えて、電圧位相制御初期化演算器２２、電流制御初期化演算器２３、及びトルク演算器２４を備えている。 As shown in FIG. 7, an inverter control device according to another embodiment of the present invention includes a voltage phase control initialization calculator 22, a current control initialization calculator 23, in addition to the current command generator 1 and the like. A torque calculator 24 is provided.
　座標変換器４は、制御モード判定部２１からの出力に基づき、座標変換する際の回転角を、電気角（θ）又は電気角（θｃｏｍｐ）のいずれか一方の回転角を用いて座標変換をする。すなわち、制御モード判定部２１の出力から、電流制御モードで制御する場合には、座標変換器４は、制御モード切替器１８から出力されるｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄ、ｖ＊ ｑ）を、電気角（θｃｏｍｐ）を用いて座標変換する。一方、制御モード判定部２１の出力から、電圧位相制御モードで制御する場合には、座標変換器４は、制御モード切替器１８から出力されるｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄ、ｖ＊ ｑ）を、電気角（θ）を用いて座標変換する。電流制御モードにおける座標変換器４の演算式は以下の式（７）で表され、電圧位相制御モードにおける座標変換器４の演算式は以下の式（８）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 The coordinate converter 4 converts the rotation angle at the time of coordinate conversion based on the output from the control mode determination unit 21 using either the electrical angle (θ) or the electrical angle (θ comp ). do. That is, when the control is performed in the current control mode from the output of the control mode determination unit 21, the coordinate converter 4 outputs the dq axis voltage command values (v * d , v * q ) output from the control mode switch 18. Is transformed using an electrical angle (θ comp ). On the other hand, from the output of the control mode determination unit 21, when controlled by the voltage phase control mode, the coordinate converter 4, dq-axis voltage command value outputted from the control mode switching unit 18 (v * d, v * q ) Is transformed using the electrical angle (θ). An arithmetic expression of the coordinate converter 4 in the current control mode is expressed by the following expression (7), and an arithmetic expression of the coordinate converter 4 in the voltage phase control mode is expressed by the following expression (8).
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　電圧位相制御初期化演算器２２の構成を、図８に示す。図８は、電圧位相制御初期化演算器２２のブロック図である。 FIG. 8 shows the configuration of the voltage phase control initialization calculator 22. FIG. 8 is a block diagram of the voltage phase control initialization calculator 22.
　図８に示すように、電圧位相制御初期化演算器２２は、電流制御モードから電圧位相制御モードに切り替え時の直前又は切り替え時に、電流ベクトル制御器３で演算されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ＿ｚ、ｖ＊ ｑｉ＿ｚ）を、位相補償量（θｐｍ）を用いて、座標変換することで、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ＿ｉｎｉ、ｖ＊ ｑｖ＿ｉｎｉ）を演算し、電圧位相制御器１７に出力する。すなわち、電圧位相制御初期化演算器２２は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ＿ｚ、ｖ＊ ｑｉ＿ｚ）の位相を、位相補償量（θｐｍ）分、モータ１０の回転方向に補正し、補正されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ＿ｉｎｉ、ｖ＊ ｑｖ＿ｉｎｉ）を、電圧位相制御器１７に出力することで、電圧位相制御器１７を初期化する。電圧位相制御初期化演算器２２は、電流制御モードから電圧位相制御モード切り替え時に動作する。ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ＿ｚ、ｖ＊ ｑｉ＿ｚ）は、モード切り替え時の前に演算された前回値である。前回値は、モードの切り替えと、電圧の位相値の演算のタイミングが同期した場合には、モードの切り替え時、または、モードの切り替えの直前の演算値とすればよい。 As shown in FIG. 8, the voltage phase control initialization calculator 22 has a dq-axis voltage command value (v) calculated by the current vector controller 3 immediately before or when switching from the current control mode to the voltage phase control mode. * Di_z , v * qi_z ) is subjected to coordinate conversion using the phase compensation amount (θ pm ) to calculate dq axis voltage command values (v * dv_ini , v * qv_ini ), and the voltage phase controller 17 Output. That is, the voltage phase control initialization calculator 22 corrects the phase of the dq-axis voltage command values (v * di_z , v * qi_z ) by the amount of phase compensation (θ pm ) in the rotational direction of the motor 10 and is corrected. The dq axis voltage command values (v * dv_ini , v * qv_ini ) are output to the voltage phase controller 17 to initialize the voltage phase controller 17. The voltage phase control initialization calculator 22 operates when switching from the current control mode to the voltage phase control mode. The dq-axis voltage command values (v * di_z , v * qi_z ) are the previous values calculated before the mode switching. The previous value may be the calculated value at the time of switching the mode or immediately before the switching of the mode when the timing of the mode switching and the calculation of the voltage phase value are synchronized.
　ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ＿ｉｎｉ、ｖ＊ ｑｖ＿ｉｎｉ）が電圧位相制御器１７に入力されると、電圧位相制御器１７は、電圧振幅生成部１５及び電圧位相生成部１６で演算される電圧振幅指令値（ｖ＊ ａ）及び電圧位相指令値（α＊）の変わりに、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ＿ｉｎｉ、ｖ＊ ｑｖ＿ｉｎｉ）を用いて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）を演算する。これにより、電圧位相制御器１７は初期化される。 When the dq axis voltage command value (v * dv_ini , v * qv_ini ) is input to the voltage phase controller 17, the voltage phase controller 17 calculates the voltage amplitude calculated by the voltage amplitude generator 15 and the voltage phase generator 16. Instead of the command value (v * a ) and the voltage phase command value (α * ), the dq-axis voltage command value (v * dv , v * ) is obtained using the dq-axis voltage command value (v * dv_ini , v * qv_ini ) . qv ). Thereby, the voltage phase controller 17 is initialized.
　電流制御初期化演算器２３の構成を、図９に示す、図９は電流制御初期化演算器２３のブロック図である。 FIG. 9 shows a configuration of the current control initialization calculator 23, and FIG. 9 is a block diagram of the current control initialization calculator 23.
　図９に示すように、電流制御初期化演算器２３は、電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替えた時の直前又は切り替え時に、電圧位相制御器１７で演算されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ＿ｚ、ｖ＊ ｑｖ＿ｚ）を、位相補償値（－θｐｍ）を用いて、座標変換することで、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ＿ｉｎｉ、ｖ＊ ｑｉ＿ｉｎｉ）を演算し、電流ベクトル制御器３に出力する。すなわち、電流制御初期化演算器２３は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ＿ｚ、ｖ＊ ｑｖ＿ｚ）の位相を、位相補償値（θｐｍ）分、モータ１０の回転方向と逆方向に補正し、補正されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ＿ｉｎｉ、ｖ＊ ｑｉ＿ｉｎｉ）を、電流ベクトル制御器３に出力することで、電流ベクトル制御器３を初期化する。電流制御初期化演算器２３は、電圧位相制御モードから電流制御モード切り替え時に動作する。ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ＿ｚ、ｖ＊ ｑｉ＿ｚ）は、上記のｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ＿ｚ、ｖ＊ ｑｉ＿ｚ）と同様に、モード切り替え時の前に演算された前回値である。 As shown in FIG. 9, the current control initialization calculator 23 has a dq-axis voltage command value (v) calculated by the voltage phase controller 17 immediately before or when the voltage phase control mode is switched to the current control mode. * Dv_z , v * qv_z ) is subjected to coordinate conversion using the phase compensation value (-θ pm ) to calculate dq axis voltage command values (v * di_ini , v * qi_ini ), and the current vector controller 3 Output to. That is, the current control initialization calculator 23 corrects the phase of the dq axis voltage command values (v * dv_z , v * qv_z ) by the phase compensation value (θ pm ) in the direction opposite to the rotation direction of the motor 10, By outputting the corrected dq axis voltage command values (v * di_ini , v * qi_ini ) to the current vector controller 3, the current vector controller 3 is initialized. The current control initialization calculator 23 operates when switching from the voltage phase control mode to the current control mode. The dq-axis voltage command values (v * dv_z , v * qi_z ) are the previous values calculated before the mode switching, similar to the dq-axis voltage command values (v * di_z , v * qi_z ).
　ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ＿ｉｎｉ、ｖ＊ ｑｉ＿ｉｎｉ）が電流ベクトル制御器３に入力されると、電流ベクトル制御器３は、電流指令生成部１で演算されたｄｑ軸電圧指令値（ｉ＊ ｄ、ｉ＊ ｑ）及び干渉電圧生成部２で演算されたｄｑ軸非干渉電圧指令値（ｖ＊ ｄ＿ｄｃｐｌ、ｖ＊ ｑ＿ｄｃｐｌ）の代わりに、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ＿ｉｎｉ、ｖ＊ ｑｉ＿ｉｎｉ）を用いて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ、ｖ＊ ｑｉ）を演算する。これにより、電流ベクトル制御器３は初期化される。電圧位相制御器１７は、初期化後の演算では、電流指令生成部１及び干渉電圧生成部２の演算値に基づいて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ｄｉ、ｖ＊ｑｉ）を演算する。 When the dq-axis voltage command values (v * di_ini , v * qi_ini ) are input to the current vector controller 3, the current vector controller 3 reads the dq-axis voltage command values (i *) calculated by the current command generator 1 . d, i * q) and calculated by the interference voltage generator 2 a dq-axis non-interacting voltage command value (v * d_dcpl, v * q_dcpl instead, dq axis voltage command values) (v * di_ini, v * qi_ini) Is used to calculate dq-axis voltage command values (v * di , v * qi ). Thereby, the current vector controller 3 is initialized. In the calculation after initialization, the voltage phase controller 17 calculates the dq axis voltage command values (v * di, v * qi) based on the calculation values of the current command generation unit 1 and the interference voltage generation unit 2.
　トルク演算器２４は、トルク指令値（Ｔ＊）、モータ１０の回転数（Ｎ）、バッテリ７の電圧（Ｖｄｃ）、及びｄｑ軸電流（ｉｄ、ｉｑ）に基づき、トルク推定値（Ｔｃａｌ）を演算し、電圧位相制御器１７に出力する。トルク演算器２４には、トルク指令値（Ｔ＊）、モータ１０の回転数（Ｎ）、及びバッテリ７の電圧（Ｖｄｃ）を指標として、磁石磁束（Φａ）及びｄｑ軸リアクタンス（Ｌｄ、Ｌｑ）を演算するためのマップが予め格納されている。当該マップにより示される相関性は、モータ１０の所定の温度において、実験又は解析により予め決まる。そして、トルク演算器２４は、マップを参照しつつ、トルク指令値（Ｔ＊）、回転数（Ｎ）及び電圧（Ｖｄｃ）に対応する磁石磁束（Φａ）及びｄｑ軸リアクタンス（Ｌｄ、Ｌｑ）を演算する。 Torque calculator 24, the torque command value (T *), the rotational speed of the motor 10 (N), the voltage of the battery 7 (V dc), and dq-axis current (i d, i q) on the basis of the torque estimated value ( T cal ) is calculated and output to the voltage phase controller 17. The torque calculator 24 uses the torque command value (T * ), the rotation speed (N) of the motor 10 and the voltage (V dc ) of the battery 7 as indexes, and the magnetic flux (Φ a ) and dq axis reactance (L d , L q ) is stored in advance. The correlation indicated by the map is determined in advance by experiment or analysis at a predetermined temperature of the motor 10. Then, the torque calculator 24 refers to the map, the magnet magnetic flux (Φ a ) corresponding to the torque command value (T * ), the rotation speed (N) and the voltage (V dc ), and the dq axis reactance (L d , Lq ) is calculated.
　次に、トルク演算器２４は、磁石磁束（Φａ）及びｄｑ軸リアクタンス（Ｌｄ、Ｌｑ）に対して、以下の式（９）を用いて、トルク推定値（Ｔｃａｌ）を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　なお、ｐは極対数を示す。 Next, the torque calculator 24 calculates the estimated torque value (T cal ) using the following equation (9) for the magnet magnetic flux (Φ a ) and the dq axis reactance (L d , L q ). .
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 P represents the number of pole pairs.
　電圧位相制御器１７は、トルク指令値（Ｔ＊）とトルク推定値（Ｔｃａｌ）との差分に対して、式（１０）に示すように、ＰＩ制御の処理によって、増幅された値を、トルクフィードバック電圧位相（αＦＢ）として演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 　なお、Ｋｐは比例ゲインを示し、Ｋｐは積分ゲインを示す。 The voltage phase control unit 17, on the difference between the torque command value (T *) and the torque estimate (T cal), as shown in equation (10), by treatment of the PI control, the amplified values, Calculated as the torque feedback voltage phase (α FB ).
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 Incidentally, K p denotes a proportional gain, K p denotes an integral gain.
　次に、電圧位相制御器１７は、式（１１）に示すように、電圧位相指令値（α＊）に、トルクフィードバック電圧位相（αＦＢ）を加算することで、最終電圧位相指令値（α＊ ｆｉｎ）を演算する。 Next, the voltage phase controller 17 adds the torque feedback voltage phase (α FB ) to the voltage phase command value (α * ) as shown in the equation (11), so that the final voltage phase command value (α * Fin ) is calculated.
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　電圧位相制御器１７は、式（１２）に示すように、最終電圧位相指令値（α＊ ｆｉｎ）及び電圧振幅位相値（ｖａ ＊）から、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ、ｖ＊ ｑｖ）を演算し、制御モード切替器１８に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 The voltage phase control unit 17, as shown in equation (12), the final voltage phase command value (alpha * fin) and the voltage amplitude and phase values from (v a *), dq-axis voltage command value (v * dv, v * qv ) is calculated and output to the control mode switch 18.
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　上記の電圧位相制御器１７は、初期化の電圧指令値である、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ＿ｉｎｉ、ｖ＊ ｑｖ＿ｉｎｉ）が入力された場合には、電圧振幅指令値（ｖ＊ ａ）及び電圧位相指令値（α＊）の代わりに、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ＿ｉｎｉ、ｖ＊ ｑｖ＿ｉｎｉ）を用いて演算を行うが、初期化後の演算では、電圧振幅生成部１５及び電圧位相生成部１６の演算値である電圧振幅指令値（ｖ＊ ａ）及び電圧位相指令値（α＊）を用いて、演算する。 When the dq axis voltage command value (v * dv_ini , v * qv_ini ), which is the voltage command value for initialization, is input to the voltage phase controller 17, the voltage amplitude command value (v * a ) and The calculation is performed using the dq-axis voltage command values (v * dv_ini , v * qv_ini ) instead of the voltage phase command value (α * ). In the calculation after initialization, the voltage amplitude generation unit 15 and the voltage phase generation are performed. The voltage amplitude command value (v * a ) and the voltage phase command value (α * ), which are calculation values of the unit 16, are used for calculation.
　上記のように、本例は、座標変換器４において、電気角（θ）又は電気角（θｃｏｍｐ）のいずれか一方の回転角を用いて座標変換を行い、電流制御モードの場合には、電流ベクトル制御器３により演算されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄ、ｖ＊ ｑ）を座標変換器４に出力して、電気角（θ）を用いて座標変換して指令値を演算し、電圧位相制御モードの場合には、電圧位相制御器１７により演算されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄ、ｖ＊ ｑ）を座標変換器４に出力して、電気角（θｃｏｍｐ）を用いて座標変換して指令値を演算し、座標変換器４で演算された指令値に基づいてモータ１０を制御する。これにより、電流制御モードと電圧位相制御モードを切り替えるトルク制御系において、電流制御時のみ位相余裕が補償される構成となるため、電圧位相モードで不要な位相補償が施されず、出力トルクの変動を抑制することができる。 As described above, in this example, the coordinate converter 4 performs coordinate conversion using one of the rotation angles of the electrical angle (θ) or the electrical angle (θ comp ), and in the current control mode, The dq-axis voltage command value (v * d , v * q ) calculated by the current vector controller 3 is output to the coordinate converter 4 and the command value is calculated by performing coordinate conversion using the electrical angle (θ). In the voltage phase control mode, the dq axis voltage command values (v * d , v * q ) calculated by the voltage phase controller 17 are output to the coordinate converter 4 and the electrical angle (θ comp ) is calculated. Using the coordinate conversion, the command value is calculated, and the motor 10 is controlled based on the command value calculated by the coordinate converter 4. As a result, in the torque control system that switches between the current control mode and the voltage phase control mode, the phase margin is compensated only during current control, so unnecessary phase compensation is not performed in the voltage phase mode, and fluctuations in output torque occur. Can be suppressed.
　また本例は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ＿ｚ、ｖ＊ ｑｉ＿ｚ）の位相を、位相補償値（θｐｍ）分、モータ１０の回転方向に補正し、補正されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ＿ｉｎｉ、ｖ＊ ｑｖ＿ｉｎｉ）を用いて、電圧位相制御器１７を初期化する。これにより、電流制御モードから電圧位相制御モードへの切り替え時に、不要なトルク段差を発生させることなく滑らかな切り替えを行うことができる。 Further, in this example, the phase of the dq axis voltage command values (v * di_z , v * qi_z ) is corrected in the rotation direction of the motor 10 by the phase compensation value (θ pm ), and the corrected dq axis voltage command value ( The voltage phase controller 17 is initialized using v * dv_ini , v * qv_ini ). Thus, when switching from the current control mode to the voltage phase control mode, smooth switching can be performed without generating an unnecessary torque step.
　また本例は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｖ＿ｚ、ｖ＊ ｑｖ＿ｚ）の位相を、位相補償値（θｐｍ）分、モータ１０の回転方向と逆方向に補正し、補正されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ ｄｉ＿ｉｎｉ、ｖ＊ ｑｉ＿ｉｎｉ）を用いて、電流ベクトル制御器３を初期化する。これにより、電圧位相制御モードから電流制御モードへの切り替え時に、不要なトルク段差を発生させることなく滑らかな切り替えを行うことができる。 Further, in this example, the phase of the dq axis voltage command values (v * dv_z , v * qv_z ) is corrected in the direction opposite to the rotation direction of the motor 10 by the phase compensation value (θ pm ), and the corrected dq axis voltage is corrected. The current vector controller 3 is initialized using the command values (v * di_ini , v * qi_ini ). Thereby, when switching from the voltage phase control mode to the current control mode, smooth switching can be performed without generating an unnecessary torque step.
　さらに、本発明のインバータ制御装置のトルク応答は、実施形態１に係るインバータ制御装置のトルク応答（図６を参照）と同様の特性を得ることができる。 Furthermore, the torque response of the inverter control device of the present invention can obtain the same characteristics as the torque response (see FIG. 6) of the inverter control device according to the first embodiment.
１…電流指令生成部
３…電流ベクトル制御器
４…座標変換器
１５…電圧振幅生成部
１６…電圧位相生成部
１７…電圧位相制御器
１８…制御モード切替器
２１…制御モード判定部
２２…電圧位相制御初期化制御器
２３…電流制御初期化制御器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Current command generation part 3 ... Current vector controller 4 ... Coordinate converter 15 ... Voltage amplitude generation part 16 ... Voltage phase generation part 17 ... Voltage phase controller 18 ... Control mode switch 21 ... Control mode determination part 22 ... Voltage Phase control initialization controller 23 ... Current control initialization controller

Claims (6)

  1. モータを駆動するインバータの制御装置において、
    　前記モータの回転状態を検出する回転状態検出手段と、
    　前記モータの電流を検出する電流検出手段と、
    　入力されるトルク指令値及び前記回転状態に基づき、前記モータの電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、
    　前記回転状態に基づき、所定の位相余裕を得るための位相補償量を演算する位相補償量演算手段と、
    　前記電流検出手段により検出される前記電流の検出値、前記電流指令値、及び前記位相補償量に基づき、前記モータの電流を制御する電流制御手段と、
    　前記トルク指令値及び前記回転状態に基づき前記モータの電圧振幅指令値と電圧位相指令値とを演算する電圧指令値演算手段と、
    　前記位相補償量で前記モータの電圧の指令値を補正し、前記電圧振幅指令値及び前記電圧位相指令値に基づき、前記モータの電圧位相を制御する電圧位相制御手段と、
    　前記電流制御手段による電流制御モードと、前記電圧位相制御手段による電圧位相制御モードとのいずれか一方の制御モードを選択する制御モード選択手段とを備える
    ことを特徴とするインバータの制御装置。     In the control device of the inverter that drives the motor,
    Rotation state detection means for detecting the rotation state of the motor;
    Current detecting means for detecting the current of the motor;
    Current command value calculation means for calculating a current command value of the motor based on the input torque command value and the rotation state;
    A phase compensation amount calculating means for calculating a phase compensation amount for obtaining a predetermined phase margin based on the rotation state;
    Current control means for controlling the current of the motor based on the detected value of the current detected by the current detection means, the current command value, and the phase compensation amount;
    Voltage command value calculating means for calculating a voltage amplitude command value and a voltage phase command value of the motor based on the torque command value and the rotation state;
    A voltage phase control means for correcting the voltage value of the motor with the phase compensation amount, and controlling the voltage phase of the motor based on the voltage amplitude command value and the voltage phase command value;
    A control apparatus for an inverter, comprising: a control mode selection unit that selects one of a current control mode by the current control unit and a voltage phase control mode by the voltage phase control unit.
  2. 請求項１記載のインバータの制御装置において、
    　入力される指令値を、前記モータの位相に前記位相補償量を加算した回転角を用いて座標変換する座標変換手段を備え、
    前記電流制御手段は、
    　前記電流の検出値を前記電流指令値に追随させる前記モータの第１電圧指令値を演算し、
    　前記第１電圧指令値を前記座標変換手段に出力して、前記座標変換手段により座標変換された指令値で前記モータの電流を制御し、
    前記電圧位相制御手段は、
    　前記電圧位相指令値から前記位相補償量を減算する減算処理により補正された前記電圧位相指令値、及び、前記電圧振幅指令値に基づき、第２電圧指令値を演算し、
    　前記第２電圧指令値を前記座標変換手段に出力して、前記座標変換手段により座標変換された指令値で前記モータの電圧位相を制御する
    ことを特徴とするインバータの制御装置。     The inverter control device according to claim 1,
    Coordinate conversion means for converting the input command value using a rotation angle obtained by adding the phase compensation amount to the phase of the motor,
    The current control means includes
    Calculating a first voltage command value of the motor for causing the detected value of the current to follow the current command value;
    Outputting the first voltage command value to the coordinate conversion means, and controlling the current of the motor with the command value coordinate-converted by the coordinate conversion means;
    The voltage phase control means includes
    Based on the voltage phase command value corrected by the subtraction process for subtracting the phase compensation amount from the voltage phase command value, and the voltage amplitude command value, a second voltage command value is calculated,
    The inverter control device, wherein the second voltage command value is output to the coordinate conversion means, and the voltage phase of the motor is controlled by the command value coordinate-converted by the coordinate conversion means.
  3. 請求項１記載のインバータの制御装置において、
    　入力される指令値を、前記モータの位相に相当する第１回転角、又は、前記位相に前記位相補償量を加算した第２回転角のいずれか一方の回転角を用いて座標変換する座標変換手段を備え、
    前記電流制御手段は、
    　前記電流の検出値を前記電流指令値に追随させる前記モータの第３電圧指令値を演算し、
    　前記第３電圧指令値を前記座標変換手段に出力して、前記座標変換手段により前記第１回転角を用いて座標変換された指令値で前記モータの電流を制御し、
    前記電圧位相制御手段は、
    　前記電圧位相指令値、及び、前記電圧振幅指令値に基づき、第４電圧指令値を演算し、
    　前記第４電圧指令値を前記座標変換手段に出力して、前記座標変換手段により前記第２回転角を用いて座標変換された指令値で前記モータの電圧位相を制御する
    ことを特徴とするインバータの制御装置。     The inverter control device according to claim 1,
    Coordinate transformation that transforms the input command value using either the first rotation angle corresponding to the phase of the motor or the second rotation angle obtained by adding the phase compensation amount to the phase. With means,
    The current control means includes
    Calculating a third voltage command value of the motor for causing the detected value of the current to follow the current command value;
    Outputting the third voltage command value to the coordinate conversion means, and controlling the current of the motor with the command value coordinate-converted by the coordinate conversion means using the first rotation angle;
    The voltage phase control means includes
    Based on the voltage phase command value and the voltage amplitude command value, a fourth voltage command value is calculated,
    The inverter that outputs the fourth voltage command value to the coordinate conversion means and controls the voltage phase of the motor with the command value coordinate-converted by the coordinate conversion means using the second rotation angle. Control device.
  4. 請求項３記載のインバータの制御装置において、
    前記電圧位相制御手段は、
    　前記電流制御モードから前記電圧位相制御モードへ切り替える際には、モードの切り替え時の直前又は切り替え時に演算された前記第３電圧指令値の位相を、前記位相補償量分、前記モータの回転方向に補正し、かつ、補正された電圧指令値を用いて、前記第４電圧指令値を演算する演算器を初期化する
    ことを特徴とするインバータの制御装置。     The control device for an inverter according to claim 3,
    The voltage phase control means includes
    When switching from the current control mode to the voltage phase control mode, the phase of the third voltage command value calculated immediately before or at the time of switching the mode is set in the rotational direction of the motor by the phase compensation amount. A control device for an inverter, comprising: correcting and initializing a computing unit that calculates the fourth voltage command value using the corrected voltage command value.
  5. 請求項３又は４記載のインバータの制御装置において、
    前記電流制御手段は、
    　前記電圧位相制御モードから前記電流制御モードへ切り替える際には、モードの切り替え時の直前又は切り替え時に演算された前記第４電圧指令値の位相を、前記位相補償量分、前記モータの回転方向と逆方向に補正し、かつ、補正された電圧指令値を用いて、前記第３電圧指令値を演算する演算器を初期化する
    ことを特徴とするインバータの制御装置。     In the control apparatus of the inverter according to claim 3 or 4,
    The current control means includes
    When switching from the voltage phase control mode to the current control mode, the phase of the fourth voltage command value calculated immediately before or at the time of switching the mode is the phase compensation amount, and the rotation direction of the motor. A control device for an inverter, characterized in that an arithmetic unit for correcting the third voltage command value is initialized using the corrected voltage command value in the reverse direction.
  6. モータを駆動するインバータの制御方法において、
    　前記モータの回転状態を検出する工程と、
    　前記モータの電流を検出する電流検出工程と、
    　入力されるトルク指令値及び前記回転状態に基づき、前記モータの電流指令値を演算する工程と、
    　前記回転状態に基づき、所定の位相余裕を得るための位相補償値を演算する工程と、
    　前記電流検出工程により検出される前記電流の検出値、前記電流指令値、及び前記位相補償値に基づき、前記モータの電流を制御する電流制御工程と、
    　前記トルク指令値及び前記回転状態に基づき前記モータの電圧振幅指令値と電圧位相指令値とを演算する工程と、
    　前記位相補償値で前記モータの電圧の指令値を補正し、前記電圧振幅指令値及び前記電圧位相指令値に基づき、前記モータの電圧位相を制御する電圧位相制御工程と、
    　前記電流制御工程による電流制御モードと、前記電圧位相制御工程による電圧位相制御モードとのいずれか一方の制御モードを選択する工程とを含む
    インバータの制御方法。     In the control method of the inverter that drives the motor,
    Detecting the rotational state of the motor;
    A current detection step of detecting the current of the motor;
    A step of calculating a current command value of the motor based on the input torque command value and the rotation state;
    Calculating a phase compensation value for obtaining a predetermined phase margin based on the rotation state;
    A current control step of controlling the current of the motor based on the detected value of the current detected by the current detection step, the current command value, and the phase compensation value;
    Calculating a voltage amplitude command value and a voltage phase command value of the motor based on the torque command value and the rotation state;
    A voltage phase control step of correcting the voltage value of the motor with the phase compensation value and controlling the voltage phase of the motor based on the voltage amplitude command value and the voltage phase command value;
    A method for controlling an inverter, comprising: a step of selecting any one of a current control mode by the current control step and a voltage phase control mode by the voltage phase control step.
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