JP2023161839A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、電気抵抗の同定精度を向上することができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】このモータ制御装置は、電力変換装置（１００）によって駆動されるモータ（２００）の電圧指令を生成する電圧指令作成部（５）を有し、モータの抵抗を同定する抵抗値同定部（５０）と、抵抗値同定部によって同定されたモータの抵抗値を用いてモータの磁極位置を推定する磁極位置推定部（４０）と、を有し、電圧指令作成部は、電力変換装置の主回路における半導体スイッチング素子のオン電圧と、電力変換装置の主回路における還流ダイオードの順電圧降下との内、少なくとも一方に基づいて電圧指令を補正する電圧指令補正部を有し、抵抗値同定部は、電圧指令補正部によって補正された電圧指令に基づいてモータの抵抗を同定する。【選択図】図１

Description

本発明は、同期モータなどのモータの駆動を制御するモータ制御装置に関する。

モータ制御装置に適用されている位置センサレス・ベクトル制御においては、予めモータ制御装置に設定されるモータ定数に基づいて、モータの回転子の位置が推定されるとともに、電圧指令が生成される。

モータ定数の内、電気抵抗は、配線抵抗や巻線温度によって抵抗値が変動する。このため、電気抵抗の実際値を同定して、同定値が、モータ制御装置における電気抵抗の設定値に反映される。

モータ定数である電気抵抗を同定する従来技術として、特許文献１に記載される技術が知られている。

本従来技術においては、モータを回転させずに、磁極位置を任意の位相に固定する位置決めモードにおいて、ｄ軸電流のみが通流される。このときのｄ軸電流指令値（Ｉｄ^＊）と、電流制御器の出力（Ｉｄ^＊＊）と、電気抵抗の設定値（Ｒ^＊）とに基づいて、電気抵抗の抵抗値が同定される（特許文献１に記載の「数式４」参照）。

特開２００７－２２８７６７号公報

上記従来技術では、モータに電流を流す電力変換回路を構成する半導体素子の順電圧によって、同定値と実際値との間に誤差が生じるという問題がある。

そこで、本発明は、電気抵抗の同定精度を向上することができるモータ制御装置を提供する。

上記課題を解決するために、本発明によるモータ制御装置は、電力変換装置によって駆動されるモータの電圧指令を生成する電圧指令作成部を有するものであって、モータの抵抗を同定する抵抗値同定部と、抵抗値同定部によって同定されたモータの抵抗値を用いてモータの磁極位置を推定する磁極位置推定部と、を有し、電圧指令作成部は、電力変換装置の主回路における半導体スイッチング素子のオン電圧と、電力変換装置の主回路における還流ダイオードの順電圧降下との内、少なくとも一方に基づいて電圧指令を補正する電圧指令補正部を有し、抵抗値同定部は、電圧指令補正部によって補正された電圧指令に基づいてモータの抵抗を同定する。

本発明によれば、電気抵抗の同定精度が向上する。したがって、モータの制御精度が向上する。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

一実施例であるモータ駆動装置の構成を示す機能ブロック図である。 電力変換装置１００の主回路構成を示す回路図である。 速度指令ω^＊（ωｃ１^＊，ωｒ^＊）、第１ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊および第１ｑ軸電流指令^＊の時間変化を示す波形図である。 第１速度指令ベクトルＶ１^＊および補正量Ｖ１ｏｎを示す電圧ベクトル図である。 半導体スイッチング素子の電流電圧特性の一例を示す静特性図である。 還流ダイオードの電流電圧特性の一例を示す静特性図である。 任意の２相の巻線、並びに、これら巻線に接続される２相分の主回路部における電流経路を示す回路図である。電流経路にａ相上アームおよびｂ相下アームが含まれる。 任意の２相の巻線、並びに、これら巻線に接続される２相分の主回路部における電流経路を示す回路図である。電流経路にａ相上アームおよびｂ相上アームが含まれる。 任意の２相の巻線、並びに、これら巻線に接続される２相分の主回路部における電流経路を示す回路図である。電流経路にａ相下アームおよびｂ相下アームが含まれる。 第１電圧指令ベクトルＶ１^＊から三相電圧指令を生成する場合における、ＰＷＭ制御された線間電圧Ｖａｂを示す波形図である。 第２電圧指令ベクトルＶ１^＊＊から三相電圧指令を生成する場合における、ＰＷＭ制御された線間電圧Ｖａｂを示す波形図である。

以下、本発明の実施形態について、下記の実施例により、図面を用いながら説明する。各図において、参照番号が同一のものは、同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。

図１は、本発明の一実施例であるモータ駆動装置の構成を示す機能ブロック図である。

本実施例においては、永久磁石同期モータ２００(以下、「ＰＭＳＭ」（Permanent Magnet Synchronous Motorの略)２００と記す）が、電力変換装置１００が出力する三相交流電流によって回転駆動される。電力変換装置１００は、ＰＷＭ制御部１０が生成するＰＷＭパルス信号によって駆動される。なお、本実施例において、電力変換装置１００を構成する主回路は、三相インバータ回路である。

ＰＷＭ制御部１０は、ＰＭＳＭ２００に対する三相電圧指令（Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）を変調波とするパルス幅変調によってＰＷＭパルス信号を生成する。三相電圧指令（Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）は、モータ駆動装置が備えるモータ制御装置によって生成される。

以下、本実施例におけるモータ制御装置について説明する。本実施例におけるモータ制御装置においては、位置センサレス・ベクトル制御が適用されている。なお、本実施例においては、マイクロコンピュータなどのコンピュータシステムが、所定のプログラムを実行することにより、モータ制御装置として機能する。

電流指令切替部３１は、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊１およびｑ軸電流指令Ｉｑ^＊１を入力する入力端１１Ｓ１と、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊２およびｑ軸電流指令Ｉｑ^＊２を入力する入力端１１Ｓ２と、を備える。電流指令切替部３１は、ＰＭＳＭ２００の起動時（位置決め時を含む）には、出力を入力端１１Ｓ１に接続し、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊１およびｑ軸電流指令Ｉｑ^＊１を、それぞれ第１ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊および第１ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊として出力する。また、電流指令切替部３１は、ＰＭＳＭ２００のセンサレス制御時には、出力を入力端１１Ｓ２に接続し、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊２およびｑ軸電流指令Ｉｑ^＊２を、それぞれ第１ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊および第１ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊として出力する。

電流制御部４は、第１ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊およびｄ軸電流検出値Ｉｄｃに基づいて、Ｉｄ^＊とＩｄｃが一致するように、比例積分（ＰＩ）制御器によって第２ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊＊を生成する。電流制御部４は、第１ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊およびｑ軸電流検出値Ｉｑｃに基づいて、Ｉｑ^＊とＩｑｃが一致するように、比例積分（ＰＩ）制御器によって第２ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊＊を生成する。

電圧指令作成部５は、第１電圧指令作成部６と、電圧指令補正部７と、第２電圧指令作成部８とを備えている。

第１電圧指令作成部６は、第１ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊および第１ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊、並び後述する速度切替部３２が出力するモータ速度（ω１^＊，ω１ｃ）に基づいて、第１電圧指令ベクトルＶ１^＊を生成する。Ｖ１^＊は、第１ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ^＊および第１ｑ軸電圧指令Ｖｑｃ^＊それぞれｄ軸成分およびｑ軸成分とする。第１電圧指令作成部６は、電流制御に関わるモータモデルの逆モデルを用いて、Ｖｄｃ^＊およびＶｑｃ^＊を演算する。

モータモデルの逆モデルは、後述するように、モータ定数を含む電圧方程式によって表される。本実施例においては、モータ定数が、モータ定数設定部１２に設定されている。モータ定数設定部１２には、モータ定数として、誘起電圧定数（Ｋｅ）、モータ巻線の電気抵抗（Ｒ）、ｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）およびｑ軸インダクタンス（Ｌｑ）が設定されている。なお、図１に示すように、本実施例では、モータ定数設定部１２におけるＫｅ，Ｒ，ＬｄおよびＬｑの各設定値を、Ｋｅ^＊，Ｒ^＊，Ｌｄ^＊およびＬｑ^＊とする。

第２電圧指令作成部８は、電圧指令補正部７によって第２電圧指令作成部８に与えられる補正量Ｖ１ｏｎに基づいて、第１電圧指令ベクトルＶ１^＊を補正することにより、第２電圧指令ベクトルＶ１^＊＊を生成する。

本実施例において、第１電圧指令ベクトルＶ１^＊の補正量Ｖ１ｏｎは、後述するように、電力変換装置１００を構成する三相インバータ回路におけるアームの順電圧、すなわち、半導体スイッチング素子のオン電圧および還流ダイオードの順電圧降下の少なくとも一方に応じて設定される。このような補正により、モータ制御の精度が向上する。

ｄｑ／３相変換部９は、回転座標系における第２電圧指令ベクトルＶ１^＊＊に基づいて、後述するような座標変換により、三相電圧指令、すなわちＵ相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ^＊およびＷ相電圧指令Ｖｗ^＊を生成する。

上述のようなアームの順電圧に基づく補正量Ｖ１ｏｎに応じた補正によって、第２電圧指令ベクトルＶ１^＊＊は、第１電圧指令ベクトルＶ１^＊に対するアームの順電圧の影響が補償されている。したがって、三相電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊は、同影響が補償されている。これにより、ＰＭＳＭ２００の制御精度が向上する。

３相／ｄｑ変換部１１は、三相電流検出値、すなわちＵ相電流検出値Ｉｕ、Ｖ相電流検出値ＩｖおよびＷ相電流検出値Ｉｗに基づいて、座標変換により、前述のｄ軸電流検出値Ｉｄｃおよびｑ軸電流検出値Ｉｑｃを生成する。Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、相電流検出器２０によって検出される。相電流検出器２０としては、例えば、ホールＣＴ（Current Transformer）などが適用される。なお、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの内、任意の二相のみを検出し、残りの相は、三相の電流の和が零になるという関係を用いて、算出してもよい。

なお、相電流検出器２０に代えて、いわゆる直流母線電流方式（１シャント方式）により、三相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を検出してもよい。この場合、１個のシャント抵抗により、直流母線電流を検出し、検出された直流母線電流から、後述するＰＷＭ制御部１０によって作成されるＰＷＭパルス信号を用いて、三相電流を再現する。

ｄｑ／３相変換部９および３相／ｄｑ変換部１１における座標変換においては、速度切替部３２が出力する、ＰＭＳＭ２００の磁極位置（θｃ^＊，θｃ）が用いられる。

速度切替部３２は、予め設定されている磁極位置指令θｃ^＊および速度指令ω１^＊を入力する入力端１２Ｓ１と、磁極位置推定部４０が生成する磁極位置推定値θｃおよび速度推定値ω１ｃを入力する入力端１２Ｓ２と、を備える。速度切替部３２は、ＰＭＳＭ２００の起動時（位置決め時を含む）には、出力を入力端１２Ｓ１に接続し、ω１^＊を電圧指令作成部５へ出力するとともに、θｃ^＊を３相／ｄｑ変換部１１およびｄｑ／３相変換部９に出力する。また、速度切替部３２は、ＰＭＳＭ２００のセンサレス制御時には、出力を入力端１２Ｓ２に接続し、ω１ｃを速度制御部１５に出力するとともに、電圧指令作成部５へ出力するとともに、θｃを３相／ｄｑ変換部１１およびｄｑ／３相変換部９に出力する。

磁極位置推定部４０は、後述するように、モータ定数設定部１２におけるモータ定数の設定値、第２電圧指令ベクトルＶ１^＊＊、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃおよびｑ軸電流検出値Ｉｑｃに基づいて軸誤差Δθｃを演算する。モータ（本実施例ではＰＭＳＭ２００）とともに回転する回転座標系における座標軸であるｄ－ｑ座標軸と、モータ制御装置において設定されている回転座標系における座標軸であるｄｃ－ｑｃ座標軸との位相ずれである。

適正にセンサレス制御が実行されるようにｄｃ－ｑｃ座標軸をｄ－ｑ座標軸に一致させるために軸誤差Δθｃが零になるようにＰＬＬ制御を行うことによって、速度および磁極位置を推定する技術が知られている。さらに、軸誤差Δθｃが、モータ定数、ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｄ、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに基づいて演算する公知技術が知られている。本実施例における磁極位置推定部４０は、これらの公知技術を用いて、軸誤差Δθｃを演算し、さらに演算した軸誤差Δθｃに基づいて磁極位置推定値θｃおよび速度推定値ω１ｃを生成する。

速度制御部１５は、速度指令ωｒ^＊と、磁極位置推定部４０によって生成される速度推定値ω１ｃとに基づいて、ωｒ_＊とω１ｃとが一致するように、比例積分（ＰＩ）制御器によって、センサレス制御時における前述のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊２およびｑ軸電流指令Ｉｑ^＊２を生成する。

なお、起動時における前述のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊１およびｑ軸電流指令Ｉｑ^＊１は、起動時における前述の速度指令ω１^＊および磁極位置θｃ^＊に応じて設定される。

本実施例におけるモータ制御装置は、さらに、抵抗値同定部５０と、抵抗設定値変更部５１とを備えている。

抵抗値同定部５０は、ＰＭＳＭ２００の起動時における位置決め時に、電流指令切替部３１が出力する第１ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊と、電流制御部４によって作成される第２ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊＊と、モータ定数設定部１２における電気抵抗の設定値Ｒ^＊とに基づいて、電気抵抗の実際値を同定する。抵抗値同定部５０は、後述する演算式（式（１３）参照、図１中にも示す）によって、同定値Ｒ’を演算する。

抵抗設定値変更部５１は、同定値Ｒ’を、モータ定数設定部１２に、新たな設定値Ｒ^＊として設定する。

上述のように、アームの順電圧に基づく補正量Ｖｏｎ１に応じた補正によって、第２電圧指令ベクトルＶ１^＊＊は、第１電圧指令ベクトルＶ１^＊に対するアームの順電圧の影響が補償されている。したがって、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃ、並びに、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃと第１電流指令Ｉｄ^＊とに基づいて生成される第２ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊＊においても同影響が補償される。したがって、アームの順電圧に起因する同定値Ｒ’の実際値に対する誤差が低減される。すなわち、抵抗値同定部５０による電気抵抗の実際値の同定精度が向上する。

電気抵抗の実際値の同定精度が向上するので、磁極位置推定部４０によって演算される軸誤差Δθｃの精度、並びに演算された軸誤差Δθｃに基づいて磁極位置推定部４０によって作成される磁極位置推定値θｃおよび速度推定値ω１ｃの精度が向上する。したがって、センサレスでのＰＭＳＭ２００の制御精度が向上する。

図２は、本実施例における電力変換装置１００の主回路構成を示す回路図である。

電力変換装置１００の主回路は、６個のアームを有する３相フルブリッジ回路から構成されている。各アームにおいては、半導体スイッチング素子（図２ではＩＧＢＴ）と還流ダイオードとが並列に接続される。

図２に示すように、６個のアームは、Ｕ相上アームＳＷ_ＵＰ、Ｕ相下アームＳＷ_ＵＮ、Ｖ相上アームＳＷ_ＶＰ、Ｖ相下アームＳＷ_ＶＮ、Ｗ相上アームＳＷ_ＷＰ、Ｗ相下アームＳＷ_ＷＮである。

各アームにおける半導体スイッチング素子の制御端子（図２ではＩＧＢＴのゲート端子）には、ＰＷＭ制御部１０によって作成されるＰＷＭパルス信号が、制御信号として印加される。

電力変換装置１００の主回路は、６個のアームにおける各半導体スイッチング素子が、ＰＷＭパルス信号によってオン・オフされることにより、直流電源１０１の直流電圧Ｅｄｃを三相交流電圧に変換する。

各アームにおける半導体スイッチング素子においては、複数の半導体スイッチング素子チップが、並列に、または直並列に、もしくは直並列に接続されていてもよい。また、各アームにおける還流ダイオードにおいては、複数のダイオードチップが、並列に、または直並列に、もしくは直並列に接続されていてもよい。

なお、半導体スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（図２）に限らず、電力用ＭＯＳＦＥＴが適用されてもよい。この場合、電力用ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを還流ダイオードとして用いることができる。

以下、本実施例におけるモータ制御装置の動作について説明する。

図３は、速度指令ω^＊（ωｃ１^＊，ωｒ^＊）、第１ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊および第１ｑ軸電流指令^＊の時間変化を示す波形図である。なお、図中の原点（「０」）において、ＰＭＳＭ２００の起動が開始される。

期間ＡおよびＢにおいて、速度切替部３２（図１）は、速度指令ω１^＊および磁極位置指令θｃ^＊を出力する。また、期間ＡおよびＢにおいて、電流指令切替部３１（図１）は、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊１およびｑ軸電流指令Ｉｑ^＊１を出力する。

期間Ａでは、ω１^＊＝０およびθｃ^＊＝初期値（例えば、０）として、ＰＭＳＭ２００には、ｄ軸電流Ｉｄ１^＊のみを流す。これにより、ＰＭＳＭ２００の回転子の位置をθｃ^＊（初期値）に移動させて、θｃ^＊（初期値）において回転子を停止させる。すなわち、期間Ａにおいて、モータ制御装置は、ＰＭＳＭ２００の回転子磁極の位置決めを実行する。これにより、ＰＭＳＭ２００のｄ－ｑ座標軸と、モータ制御装置におけるｄｃ－ｑｃ軸とが一致する。

この期間Ａにおいて、モータ制御装置は、ＰＭＳＭ２００の巻線の電気抵抗の実際値の同定を実行する。

なお、本実施例では、期間Ａにおいて、ｄ軸電流をランプ状に増やしている。これにより、θｃ^＊（初期値）の回りでの、回転子の回転振動が抑制されるので、回転子を、θｃ^＊（初期値）において速やかに停止させることがではる。

期間Ｂでは、速度指令ω１^＊を、０からセンサレス制御が可能な速度値になるまで、徐々に増加させる。このとき、磁極位置指令θｃ^＊は、ω１^＊に応じて、初期値から増大する。期間Ｂにおいても、ＰＭＳＭ２００には、ｄ軸電流のみを流す。

期間Ｂにおいて、モータ制御装置は、オープン・ループ制御にて速度制御を実行する。ＰＭＳＭ２００回転子は、徐々に増大するθｃ^＊に向かって連続的に移動し、センサレス制御が可能な速度値になるまで徐々に速度を増大させていく。

期間Ｃにおいて、速度切替部３２（図１）は、磁極位置推定値θｃおよび速度推定値ω１ｃを出力する。また、期間Ｃにおいて、電流指令切替部３１（図１）は、速度制御部１５（図１）によって作成されるｄ軸電流指令Ｉｄ^＊２およびｑ軸電流指令Ｉｑ^＊２を出力する。なお、図３において、Ｉｄ^＊２＝０としている。

期間Ｃにおいて、モータ制御装置は、センサレス制御にて、速度が速度指令ωｒ^＊に追従するように速度制御を実行する。

電圧指令作成部５（図１）における第１電圧指令作成部６は、電流制御に関わるモータモデルの逆モデルに基づいて、第１電圧指令ベクトルＶ１^＊（＝（Ｖｄｃ^＊，Ｖｑｃ^＊））を生成する。

モータモデルの逆モデルは、モータのｄ軸電流およびｑ軸電流をそれぞれＩｄおよびＩｑとし、モータのｄ軸電圧およびｑ軸電圧をそれぞれＶｄおよびＶｑとすると、式（１）のような電圧方程式によって表される。

第１電圧指令作成部６は、式（１）において、ＶｄおよびＶｑをそれぞれ第１ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ^＊および第１ｑ軸電圧指令Ｖｑｃ^＊とし、ＩｄおよびＩｑをそれぞれ第二ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊＊および第二ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊＊とし、モータ定数（Ｋｅ，Ｒ，Ｌｄ，Ｌｑ）を設定値（Ｋｅ^＊，Ｒ^＊，Ｌｄ^＊，Ｌｑ^＊）とした式（２）のような電圧方程式を用いている。式（２）におけるω^＊は、速度指令（ωｃ１^＊，ωｒ^＊）である。なお、式（２）は、式（１）における微分項を無視することにより、簡単化されている。

第２電圧指令作成部８（図１）は、式（３）に示すように、第１電圧指令ベクトルＶ１^＊と、上述した補正量Ｖ１ｏｎとの和を演算して、Ｖ１^＊を補正することにより、第２電圧指令ベクトルＶ１^＊＊を作成する。なお、式（３）中において、Ｖｄｃ^＊＊（Ｖ１^＊＊のｄ軸成分）およびＶｑｃ^＊＊（Ｖ１^＊＊のｑ軸成分）は、それぞれ第２ｄ軸電圧指令および第２ｑ軸電圧指令である。

図４は、第１速度指令ベクトルＶ１^＊および補正量Ｖ１ｏｎを示す電圧ベクトル図である。

図４において、α－β座標軸は、静止座標系における座標軸である。θｃは、α－β座標軸に対するｄｃ－ｑｃ座標軸の位相差すなわち回転角度である。

図４におるベクトル間の関係を表す、式（４）～（６）に基づいて、第２電圧指令作成部８（図１）は、第２電圧指令ベクトルＶ１^＊＊（＝（Ｖｄｃ^＊＊，Ｖｑｃ^＊＊））を生成する。

なお、式（４）～（６）におけるθｖ１は、図４に示すように、第１電圧指令ベクトルＶ１^＊とｑｃ軸との位相差であり、式（７）によって演算される。

ここで、電力変換装置１００の主回路（図２参照）を構成するアームの順電圧に基づく第１電圧指令ベクトルＶ１^＊の補正量Ｖｏｎ１について、図５～１１を用いて説明する。

図５は、アームを構成する半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）の電流電圧特性の一例を示す静特性図である。なお、図５におけるＩｃおよびＶｃｅは、それぞれ、ＩＧＢＴのコレクタ電流およびコレクタ・エミッタ間電圧を表す。

電力変換装置１００の通常動作中、ＩＧＢＴの順方向に電流が流れるとき、順電圧の大きさは略一定である。そこで、所定の電流Ｉｃｆ（例えば、定格電流）が流れるときの半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）の電圧降下をオン電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）として、このＶｃｅ（ｓａｔ）がＶｏｎ１の設定に用いられる。

図６は、アームを構成する還流ダイオードの電流電圧特性の一例を示す静特性図である。なお、図６におけるＩａおよびＶａｋは、それぞれ、還流ダイオードのアノード電流およびアノード・カソード間電圧を表す。

電力変換装置１００の通常動作中、還流ダイオードの順方向に電流が流れるとき、順電圧の大きさは略一定である。そこで、所定の電流Ｉｄｆ（例えば、定格電流）が流れるときの還流ダイオードの電圧降下を順電圧降下Ｖｄｆとして、このＶｄｆがＶｏｎ１の設定に用いられる。

図７～９は、３相モータ（本実施例ではＰＳＭＳ２００）の任意の２相（ａ相、ｂ相）の巻線、並びに、これら巻線に接続される２相分の主回路部における電流経路を示す回路図である。

各図において、電流経路は、破線によって示される。また、電流の方向は、破線中の矢印によって示される。したがって、各図において、２相（ａ相、ｂ相）の巻線に流れる電流の方向は同じである。

図７においては、電流経路にａ相上アームおよびｂ相下アームが含まれる。すなわち、ａ相上アームの半導体スイッチング素子およびｂ相下アームの半導体スイッチング素子において、順方向に電流が流れる。

この場合、図７中に示すように、ａ相およびｂ相間の線間電圧をＶａｂとし、直流電源電圧をＥｄｃとし、半導体スイッチング素子のオン電圧をＶｃｅ（ｓａｔ）とすると、Ｖａｂ＝Ｅｄｃ－Ｖｃｅ（ｓａｔ）×２となる。すなわち、Ｖａｂは、Ｅｄｃにはならず、ＥｄｃよりもＶｃｅ（ｓａｔ）の２倍分低くなる。

図８においては、電流経路にａ相上アームおよびｂ相上アームが含まれる。すなわち、ａ相上アームの半導体スイッチング素子およびｂ相上アームの還流ダイオードにおいて、順方向に電流が流れる。

この場合、図８中に示すように、線間電圧をＶａｂとし、半導体スイッチング素子のオン電圧をＶｃｅ（ｓａｔ）とし、還流ダイオードの順電圧降下をＶｄｆとすると、Ｖａｂ＝－（Ｖｃｅ（ｓａｔ）＋Ｖｄｆ）となる。すなわち、Ｖａｂは、０にはならず、Ｖｃｅ（ｓａｔ）とＶｄｆを足し合わせた大きさの負の電圧となる。

図９においては、電流経路にａ相下アームおよびｂ相下アームが含まれる。すなわち、ａ相下アームの還流ダイオードおよびｂ相下アームの半導体スイッチング素子において、順方向に電流が流れる。

この場合、図９中に示すように、図８の場合と同様に、Ｖａｂは、０にはならず、Ｖｃｅ（ｓａｔ）とＶｄｆを足し合わせた大きさの負の電圧となる。

図１０は、第１電圧指令ベクトルＶ１^＊から三相電圧指令を生成する場合における、ＰＷＭ制御された線間電圧Ｖａｂを示す波形図である。図１０におけるＶａｂは、図７～９と同様に、３相モータの任意の２相（ａ相、ｂ相）間の線間電圧である。

図１０には、ａ相電圧指令Ｖａ＊およびｂ相電圧指令Ｖｂ＊並びにキャリア信号Ｓｃの波形図が併記されているとともに、ａ相上下アーム（ＳＷ_ａＰ，ＳＷ_ａＮ）およびｂ相上下アーム（ＳＷ_ｂＰ，ＳＷ_ｂＮ）のオン・オフ状態を示すタイムチャートが併記されている。

線間電圧Ｖａｂは、オン期間、すなわちａ相上アームＳＷ_ａＰおよびｂ相下アームＳＷ_ｂＮがオンである期間（前述の図７の場合に相当）において、前述のように、Ｅｄｃ－Ｖｃｅ（ｓａｔ）×２となる。

線間電圧Ｖａｂは、オフ期間、すなわちａ相上下アーム（ＳＷ_ａＰ，ＳＷ_ａＮ）がオンである期間（前述の図８の場合に相当）、並びにｂ相上下アーム（ＳＷ_ｂＰ，ＳＷ_ｂＮ）がオンである期間（前述の図９の場合に相当）のオンである期間において、前述のように、－（Ｖｃｅ（ｓａｔ）＋Ｖｄｆ）となる。

したがって、オン期間における、Ｅｄｃに対するＶａｂの誤差（Ｖａｂ－Ｅｄｃ）は、－Ｖｃｅ（ｓａｔ）×２となる。また、オフ期間における、０Ｖに対するＶａｂの誤差（Ｖａｂ－０）は、－（Ｖｃｅ（ｓａｔ）＋Ｖｄｆ）となる。

これらの誤差は、Ｖ１＊に対するアームの順電圧に影響を示している。そこで、本実施例では、補正量Ｖ１ｏｎをこれらの誤差に基づいて設定する。ただし、オン期間とオフ期間とでは、誤差の大きさが異なるため、本実施例では、キャリア信号Ｓｃの半周期（Ｔｃ／２）において平均化した誤差に基づいて補正量Ｖ１ｏｎを設定する。

Ｖａｂのデューティをｄ（＝Ｔｏｎ／（Ｔｃ／２））とすると、平均化されたオン期間における誤差は、－Ｖｃｅ（ｓａｔ）×２×ｄとなり、平均化されたオフ期間における誤差は、－－（Ｖｃｅ（ｓａｔ）＋Ｖｄｆ）×（１－ｄ）となる。これら平均化された誤差を足し合わせたＶａｂの平均電圧誤差に基づく式（８）によりＶ１ｏｎが設定される。なお、式（８）中では、オン電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）をＶｃｅと略記されている。

なお、式（８）では、実効値からピーク値への変換、および線間電圧から相電圧への変換のために、「２^１／２／３^１／２」が係数として乗算されている。

電圧指令補正部７（図１）は、式（８）に基づいて、次の（１）～（４）のいずれかの手段によって、Ｖ１ｏｎを設定する。

（１）ＰＷＭ周期（ＴｃもしくはＴｃ／２）毎に設定されるデューティｄに対して、式（８）によりＶ１ｏｎを演算する。

（２）デューティ１００％（ｄ＝１）とみなして、Ｖ１ｏｎ＝ｋ・（－２×Ｖｃｅ（ｓａｔ））とする。なお。ｋ＝２^１／２／３^１／２である（以下、同様）。

（３）デューティ０％（ｄ＝０）とみなして、Ｖ１ｏｎ＝ｋ・（－（Ｖｃｅ（ｓａｔ）＋Ｖｄｆ））とする。

（４）モータ電流値に応じたデューティ値に対して、式（８）によりＶ１ｏｎを演算する。

手段（１）および（４）では、Ｖ１^＊の補正の精度が向上する。また、手段（２）および（３）では、モータ制御装置の演算負荷を増大させずに、Ｖ１^＊を補正することができる。

図１１は、Ｖ１ｏｎに応じて補正された第１電圧指令ベクトルＶ１^＊、すなわち第２電圧指令ベクトルＶ１^＊＊から三相電圧指令を生成する場合における、ＰＷＭ制御された線間電圧Ｖａｂを示す波形図である。図１１におけるＶａｂは、図１０と同様に、３相モータの任意の２相（ａ相、ｂ相）間の線間電圧である。

図１１には、図１０と同様に、ａ相電圧指令Ｖａ^＊およびｂ相電圧指令Ｖｂ^＊並びにキャリア信号Ｓｃの波形図が併記されているとともに、ａ相上下アーム（ＳＷ_ａＰ，ＳＷ_ａＮ）およびｂ相上下アーム（ＳＷ_ｂＰ，ＳＷ_ｂＮ）のオン・オフ状態を示すタイムチャートが併記されている。さらに、図１１には、補正されたａ相電圧指令Ｖａ^＊＊およびｂ相電圧指令Ｖｂ^＊＊の波形図が併記されている。

図１１に示すように、Ｖ１^＊＊によるＶａｂのオン期間（Ｔｏｎ’）は、Ｖ１^＊によるＶａｂ（点線）のオン期間（Ｔｏｎ）よりも大きくなる。これにより、モータ電流に対するアームの順電圧の影響が低減される。

ｄｑ／３相変換部９（図１）は、式（９）および式（１０）に基づいて、第２電圧指令ベクトルＶ１^＊＊、すなわち第２ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ^＊＊および第２ｑ軸電圧指令Ｖｑｃ^＊＊
を三相電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する。式（９）中のθｃは、磁極位置推定部４０（図１）によって作成される磁極位置推定値である。

まず、ｄｑ／３相変換部９は、式（９）に基づき、Ｖｄｃ^＊＊およびＶｑｃ^＊＊を、静止座標系における二相電圧ＶαおよびＶβに変換する。次に、ｄｑ／３相変換部９は、式（１０）に基づき、ＶαおよびＶβを、Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する。

これらＶｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を変調波とするＰＷＭ制御により、Ｖ１ｏｎによるＶ１＊の補正が、図１１に示すような線間電圧ＶａｂのＴｏｎすなわちパルス幅に反映される。

磁極位置推定部４０（図１）は、式（１１）に基づき、軸誤差Δθｄｃを演算する。なお、式（１１）の導出方法は公知である。

上述の式（２）に基づけば、式（１１）の右辺における逆正接関数の変数を示す分数式の分母は、誘起電圧（ω^＊Ｋｅ^＊）に相当する。このため、図３に示したように、期間Ｂにおいて回転子速度が、センサレス制御が可能な速度値に達したら、期間Ｃにおけるセンサレス制御に移行する。

式（１１）は、モータ定数設定部１２（図１）に設定される巻線の電気抵抗の設定値Ｒ^＊を含んでいる。したがって、電気抵抗の実際値を同定して、設定値Ｒ^＊を同定値Ｒ’に変更することにより、軸誤差の演算精度が向上する。

なお、式（１１）は、近似して用いてもよい。たとえば、軸誤差が０に近い場合、式（１１）中の分数式が、近似的に軸誤差に等しくなる。

抵抗値同定部５０（図１）は、上述のように、ＰＭＳＭ２００の起動時における位置決め時（図３（期間Ａ）参照）に、ＰＭＳＭ２００の巻線の電気抵抗の実際値の同定を実行する。

位置決め時において、回転子速度は０であり、モータ巻線には予め設定されたｄ軸電流のみを流す。したがって、式（１）において、ＩｄおよびＩｑは、それぞれＩｄ^＊（＝Ｉｄ１^＊）および０であり、ωＬｑ，ωＬｄ，ωＫｅは０である。また、式（２）においては、Ｉｑ^＊＊は０であり、ω^＊Ｌｑ^＊，ω^＊Ｌｄ^＊，ω^＊Ｋｅ^＊は０である。

位置決め時において、ＰＭＳＭ２００のｄ－ｑ座標軸と、モータ制御装置におけるｄｃ－ｑｃ座標軸が一致する。したがって、式（１）におけるＶｄおよびＶｑは、それぞれ、式（２）におけるＶｄｃ^＊およびＶｑｃ^＊と等しくなる。

式（２）と同様に式（１）における微分項（ｓＬｄ，ｓＬｑ）を無視した上で、位置決め時において、式（１）および式（２）を適用することにより、式（１２）に示すような、Ｒ（実際値），Ｒ^＊（設定値），Ｉｄ^＊＊，Ｉｄ^＊の間の関係が導出される。

したがって、電気抵抗の実際値を同定したときの同定値Ｒ’は式（１３）によって表される。すなわち、位置決め時においては、モータ制御装置の内部パラメータであるＲ^＊，Ｉｄ^＊＊，Ｉｄ^＊によって、電気抵抗の実際値を同定できる。

抵抗値同定部５０（図１）は、ＰＭＳＭ２００を起動するたびに、回転子磁極の位置決め時に式（１３）に基づいてＰＭＳＭ２００の巻線の電気抵抗の実際値を同定する。

上述したように、Ｖ１ｏｎによるＶ１＊の補正は、モータ電流に反映される。したがって、比較的簡単な式（１３）を用いながらも、電気抵抗の実際値の同定精度が向上する。これにより、軸誤差の推定精度が向上する。

また、本実施例によれば、モータの高効率化のために巻線の抵抗が低減される場合においても、電気抵抗の実際値を精度よく同定することができる。特に、上述した図７～９に示す電流経路において巻線抵抗による電圧降下よりもアームの順電圧の方が支配的になる場合に、本実施例による抵抗同定手段は有効となる。すなわち、モータ巻線による電圧降下≦オン電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）×２となる場合、モータ巻線による電圧降下≦オン電圧Ｖｃｅ＋順電圧降下Ｖｄｆとなる場合、本実施例による抵抗同定手段は有効である
上述のように、本実施例によれば、モータ巻線の実際値の同定精度が向上する。したがって、位置センサレス制御の精度が向上する。

なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した各実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、削除、置き換え、他の構成の追加をすることが可能である。

例えば、制御対象の交流モータは、ＰＭＳＭに限らず、巻線界磁型同期電動機などでもよい。

また、ＰＭＳＭは、埋込磁石型および表面磁石型のいずれでもよいし、外転型および内転型のいずれでもよい。

また、上記実施例によるモータ制御装置は、交流モータと、交流モータを駆動する電力変換装置と、電力変換装置を制御する制御装置を備える各種のモータ駆動システムにおいて、この制御装置として適用できる。

４…電流制御部、５…電圧指令作成部、６…第１電圧指令作成部、７…電圧指令補正部、８…第２電圧指令作成部、９…ｄｑ／３相変換部、１０…ＰＷＭ制御部、１１…３相／ｄｑ変換部、１２…モータ定数設定部、１５…速度制御部、２０…相電流検出器、３１…電流指令切替部、３２…速度切替部、４０…磁極位置推定部、５０…抵抗値同定部、５１…抵抗設定値変更部、１００…電力変換装置、１０１…直流電源、２００…ＰＭＳＭ

Claims (11)

1. 電力変換装置によって駆動されるモータの電圧指令を生成する電圧指令作成部を有するモータ制御装置において、
   前記モータの抵抗を同定する抵抗値同定部と、
   前記抵抗値同定部によって同定された前記モータの抵抗値を用いて前記モータの磁極位置を推定する磁極位置推定部と、
   を有し、
   前記電圧指令作成部は、前記電力変換装置の主回路における半導体スイッチング素子のオン電圧と、前記電力変換装置の前記主回路における還流ダイオードの順電圧降下との内、少なくとも一方に基づいて前記電圧指令を補正する電圧指令補正部を有し、
   前記抵抗値同定部は、前記電圧指令補正部によって補正された前記電圧指令に基づいて前記モータの前記抵抗を同定することを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記電圧指令作成部は、前記抵抗値同定部によって同定された前記モータの前記抵抗値を用いて前記電圧指令を生成することを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記抵抗値同定部によって同定される前記モータの前記抵抗による電圧降下は、前記オン電圧の２倍以下であることを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記抵抗値同定部によって同定される前記モータの前記抵抗による電圧降下は、前記オン電圧と前記順電圧降下との和以下であることを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記半導体スイッチング素子はＩＧＢＴであることを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記抵抗値同定部は、前記電圧指令補正部によって補正された前記電圧指令に応じたモータ電流に基づいて前記モータの前記抵抗を同定することを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記磁極位置推定部は、前記抵抗値同定部によって同定された前記モータの前記抵抗値を用いて前記モータの速度を推定することを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記電圧指令補正部は、前記電力変換装置に用いられる前記半導体スイッチング素子の前記オン電圧と、前記電力変換装置に用いられる前記還流ダイオードの順電圧降下とに基づいて前記電圧指令を補正する。
9. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記電圧指令補正部は、補正前の前記電圧指令に対して、前記オン電圧×２×（２^１／２／３^１／２）を加算することを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記電圧指令補正部は、補正前の前記電圧指令に対して、（前記オン電圧＋前記順電圧降下）×（２^１／２／３^１／２）を加算することを特徴とするモータ制御装置。
11. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記電圧指令補正部は、補正前の前記電圧指令に対して、（前記オン電圧＋前記順電圧降下）×（２^１／２／３^１／２）から（前記オン電圧×２×（２^１／２／３^１／２））までの間の電圧を加算することを特徴とするモータ制御装置。

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