JP2023152052A

JP2023152052A - Electric power conversion device

Info

Publication number: JP2023152052A
Application number: JP2022061981A
Authority: JP
Inventors: 哲也山田; Tetsuya Yamada; 達也古川; Tatsuya Furukawa
Original assignee: Toyota Motor Corp; Soken Inc
Current assignee: Toyota Motor Corp; Soken Inc
Priority date: 2022-04-01
Filing date: 2022-04-01
Publication date: 2023-10-16

Abstract

To provide an electric power conversion device capable of reducing a surge voltage generated in each part of a plurality of coils in an inner part of a dynamo-electric motor without deteriorating a switching loss of the electric power conversion device.SOLUTION: An electric power conversion device is connected between a DC power supply and a dynamo-electric motor having a plurality of coils, and comprises: a plurality of switching elements and a control device. The plurality of switching elements contain a pair of switching elements connected in series between a positive electrode side and a negative electrode side of the DC power supply in each phase of the plurality of coils. The control device controls a switching of the plurality of switching elements. The control device controls the plurality of switching elements so that an inclination of a gain becomes lower an approximation straight line as -20 or -40 dB/dec in a resonance frequency band in a voltage frequency response characteristic indicating an output terminals as an input and the plurality of coils as an output by a gain curve of a frequency gain characteristic of a waveform of a voltage generated between the output terminals of the electric power conversion device or the negative electrode and each output terminal at the time of switching.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本開示は、直流電源から電動機に供給される電力を変換する電力変換装置に関する。 The present disclosure relates to a power conversion device that converts power supplied to a motor from a DC power source.

特許文献１は、直流電源から電動機に供給される電力を変換するインバータ装置（電力変換装置）を開示している。このインバータ装置によれば、スイッチングの途中でゲート抵抗値を切り替えることで、電動機の入力電圧が２段階で立ち上がるスイッチング波形が形成される。そして、電動機の入力端子間で生じるサージ電圧が１段階目のスイッチングと２段階目のスイッチングとの間で逆位相となるように、ゲート抵抗値とスイッチングの切り替えタイミングとが設定される。これにより、電動機の入口に生じるサージ電圧が低減される。 Patent Document 1 discloses an inverter device (power conversion device) that converts power supplied from a DC power source to an electric motor. According to this inverter device, by switching the gate resistance value during switching, a switching waveform is formed in which the input voltage of the motor rises in two stages. Then, the gate resistance value and the switching timing are set so that the surge voltage generated between the input terminals of the motor is in opposite phase between the first-stage switching and the second-stage switching. This reduces the surge voltage that occurs at the inlet of the motor.

特許第５３４１５５７号公報Patent No. 5341557

特許文献１に記載の技術は、電動機と電力変換装置との間にケーブルが介在する構成、すなわち、当該ケーブルによって電動機の入力端子の単一部分でサージ電圧が最も増大されるような構成に対して効果的である。一方で、電動機と電力変換装置とが一体となった機電一体構成のように上記ケーブルを有しない構成では、サージ電圧が電動機の入力端子間よりも電動機の内部のコイル間で大きくなり、また、電動機の各相コイルの多数の箇所でサージ電圧の位相及び電圧値が不規則に変化する。上記技術は、このような構成においては効果的でない。 The technology described in Patent Document 1 is applicable to a configuration in which a cable is interposed between an electric motor and a power conversion device, that is, a configuration in which the surge voltage is increased most at a single portion of the input terminal of the electric motor by the cable. Effective. On the other hand, in a configuration that does not have the above-mentioned cable, such as an integrated mechanical and electrical configuration in which a motor and a power converter are integrated, the surge voltage is larger between the coils inside the motor than between the input terminals of the motor, and The phase and voltage value of the surge voltage change irregularly at many locations in each phase coil of the motor. The techniques described above are not effective in such configurations.

本開示は、上述のような課題に鑑みてなされたものであり、電力変換装置のスイッチング損失を悪化させることなく電動機内部の複数のコイルの各部に生じるサージ電圧を低減可能とする電力変換装置を提供することを目的とする。 The present disclosure has been made in view of the above-mentioned problems, and provides a power conversion device that can reduce surge voltage generated in each part of a plurality of coils inside a motor without worsening switching loss of the power conversion device. The purpose is to provide.

本開示に係る電力変換装置は、直流電源と複数のコイルを有する電動機との間に接続され、複数のスイッチング素子と制御装置とを備える。複数のスイッチング素子は、直流電源の正極側と負極側との間に直列接続された一対のスイッチング素子を複数のコイルの相毎に含む。制御装置は、複数のスイッチング素子のスイッチングを制御する。制御装置は、スイッチング時に電力変換装置の出力端子間又は上記負極と当該出力端子との間に生じる電圧の波形の周波数ゲイン特性のゲイン曲線が、上記出力端子間を入力とし複数のコイル間を出力として示される電圧周波数応答特性における共振周波数帯においてゲインの傾きが－２０又は－４０ｄＢ／ｄｅｃである近似直線を下回るように、複数のスイッチング素子を制御する。 A power conversion device according to the present disclosure is connected between a DC power source and a motor having a plurality of coils, and includes a plurality of switching elements and a control device. The plurality of switching elements includes a pair of switching elements connected in series between the positive electrode side and the negative electrode side of the DC power source for each phase of the plurality of coils. The control device controls switching of the plurality of switching elements. The control device is configured such that a gain curve of a frequency gain characteristic of a voltage waveform generated between the output terminals of the power converter device or between the negative electrode and the output terminal during switching is input between the output terminals and output between the plurality of coils. A plurality of switching elements are controlled so that the slope of the gain is below an approximate straight line of -20 or -40 dB/dec in the resonance frequency band of the voltage frequency response characteristic shown as .

本開示に係る電力変換装置によれば、スイッチング速度を維持したまま、各コイルのサージ周波数成分を差し引いたスイッチング制御を行うことができる。その結果、電力変換装置のスイッチング損失を悪化させることなく、電動機の内部の複数のコイルの各部に生じるサージ電圧を低減することが可能となる。 According to the power conversion device according to the present disclosure, switching control can be performed by subtracting the surge frequency component of each coil while maintaining the switching speed. As a result, it is possible to reduce the surge voltage generated in each part of the plurality of coils inside the electric motor without worsening the switching loss of the power converter.

実施の形態に係る電力変換装置を備える電気駆動システムの構成を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing the configuration of an electric drive system including a power conversion device according to an embodiment. スイッチングを１回行った際の電圧波形を示す図（Ａ）と、当該電圧波形の周波数ゲイン特性を示すゲイン線図（Ｂ）である。They are a diagram (A) showing a voltage waveform when switching is performed once, and a gain diagram (B) showing a frequency gain characteristic of the voltage waveform. 図１に示す電動機の回路構成を示す図である。2 is a diagram showing a circuit configuration of the electric motor shown in FIG. 1. FIG. 伝達関数（周波数ゲイン特性及び周波数位相特性）として表された電圧共振の特性の一例を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing an example of voltage resonance characteristics expressed as a transfer function (frequency gain characteristics and frequency phase characteristics). 図２（Ｂ）に示すスイッチング波形の周波数ゲイン特性に対して電圧共振の特性を反映することにより得られる周波数ゲイン特性を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing frequency gain characteristics obtained by reflecting voltage resonance characteristics on the frequency gain characteristics of the switching waveform shown in FIG. 2(B). 図５に示す周波数ゲイン特性に対応する仮想スイッチング波形ＷＦｖ、及び、スイッチング制御により実現されるスイッチング波形ＷＦｒを表した図である。6 is a diagram showing a virtual switching waveform WFv corresponding to the frequency gain characteristic shown in FIG. 5 and a switching waveform WFr realized by switching control. FIG. 図１に示す制御装置に含まれるゲート駆動回路の構成の一例を示す回路図である。2 is a circuit diagram showing an example of the configuration of a gate drive circuit included in the control device shown in FIG. 1. FIG. 図１に示す制御装置に含まれるゲート駆動回路の構成の他の例を示す回路図である。2 is a circuit diagram showing another example of the configuration of a gate drive circuit included in the control device shown in FIG. 1. FIG.

以下、添付図面を参照して、本開示の実施の形態について説明する。ただし、各図において共通する要素には、同一の符号を付して重複する説明を省略又は簡略する。以下に示す実施の形態において各要素の個数、数量、量、範囲等の数に言及した場合、特に明示した場合や原理的に明らかにその数に特定される場合を除いて、その言及した数に、本開示に係る技術思想が限定されるものではない。 Embodiments of the present disclosure will be described below with reference to the accompanying drawings. However, common elements in each figure are denoted by the same reference numerals and redundant explanations will be omitted or simplified. In the embodiments shown below, when referring to the number, amount, amount, range, etc. of each element, the referenced number is unless specifically specified or it is clearly specified in principle. However, the technical idea according to the present disclosure is not limited to the above.

１．電気駆動システムの構成
図１は、実施の形態に係る電力変換装置３０を備える電気駆動システム１の構成を示す回路図である。図１に示す電気駆動システム１は、電動車両に搭載され、当該電動車両を駆動する。電動車両は、例えば、ハイブリッド電気車両（ＨＥＶ）又はバッテリ電気車両（ＢＥＶ）である。 1. Configuration of Electric Drive System FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of an electric drive system 1 including a power conversion device 30 according to an embodiment. The electric drive system 1 shown in FIG. 1 is mounted on an electric vehicle and drives the electric vehicle. The electric vehicle is, for example, a hybrid electric vehicle (HEV) or a battery electric vehicle (BEV).

電気駆動システム１は、直流電源１０（例えば、バッテリ）と、電動機２０と、電力変換装置３０とを備えている。電力変換装置３０は、直流電源１０と電動機２０との間に接続され、直流電源１０から電動機２０に供給される電力を変換するように構成されている。より詳細には、直流電源１０と電力変換装置３０との間には、平滑コンデンサ１２が設けられている。平滑コンデンサ１２は、直流電源１０から電力変換装置３０に入力される電圧を平滑化する。 The electric drive system 1 includes a DC power source 10 (for example, a battery), an electric motor 20, and a power converter 30. The power conversion device 30 is connected between the DC power supply 10 and the electric motor 20 and is configured to convert the electric power supplied from the DC power supply 10 to the electric motor 20. More specifically, a smoothing capacitor 12 is provided between the DC power supply 10 and the power converter 30. Smoothing capacitor 12 smoothes the voltage input from DC power supply 10 to power converter 30 .

電動機２０は、複数相のコイルの一例として、３相のコイル２２（Ｕ相コイル２２Ｕ、Ｖ相コイル２２Ｖ、及びＷ相コイル２２Ｗ；後述の図３参照）を有する。より詳細には、各相のコイル２２は、絶縁被膜に覆われた金属導線を巻き重ねて形成されている。電動機２０は、各相のコイル２２が円状に配置された電機子と、コイル２２に流れる電流によって電機子から生じる回転磁界を利用してトルクを発生させる回転子とを有し、回転子の回転数と電流値に基づいて電力変換装置３０によって駆動される。電動機２０は、車両の図示しない駆動輪を駆動するためのトルクを発生させる。 The electric motor 20 includes three-phase coils 22 (U-phase coil 22U, V-phase coil 22V, and W-phase coil 22W; see FIG. 3 described later) as an example of a plurality of phase coils. More specifically, the coils 22 of each phase are formed by winding metal conductive wires covered with an insulating film. The electric motor 20 has an armature in which coils 22 of each phase are arranged in a circle, and a rotor that generates torque by using a rotating magnetic field generated from the armature by a current flowing through the coil 22. It is driven by the power conversion device 30 based on the rotation speed and current value. The electric motor 20 generates torque for driving drive wheels (not shown) of the vehicle.

電力変換装置３０は、インバータ部３２と、制御装置３４とを備えている。インバータ部３２は、各相のコイル２２の通電を切り替えることにより、平滑コンデンサ１２により平滑化された直流電力を交流電力に変換するように構成されている。インバータ部３２の高電位点Ｈは、高電位側接続線１４を介して直流電源１０の正極に接続されている。また、インバータ部３２の低電位点Ｌは、低電位側接続線１６を介して直流電源１０の負極に接続されている。 Power conversion device 30 includes an inverter section 32 and a control device 34. The inverter unit 32 is configured to convert DC power smoothed by the smoothing capacitor 12 into AC power by switching the energization of the coils 22 of each phase. The high potential point H of the inverter section 32 is connected to the positive electrode of the DC power supply 10 via the high potential side connection line 14. Further, the low potential point L of the inverter section 32 is connected to the negative electrode of the DC power supply 10 via the low potential side connection line 16.

インバータ部３２は、直流電源１０の正極側と負極側との間に直列接続された一対のスイッチング素子３６～４６を電動機２０の相毎に（すなわち、３組）備えている。具体的には、インバータ部３２は、Ｕ相コイル２２Ｕに対応して、インバータ部３２の高電位点Ｈと接続点Ｕとの間に設けられたスイッチング素子３６と、接続点Ｕと低電位点Ｌとの間に設けられたスイッチング素子３８とを備えている。そして、接続点Ｕには、Ｕ相コイル２２Ｕの一端が接続されている。また、インバータ部３２は、Ｖ相コイル２２Ｖに対応して、高電位点Ｈと接続点Ｖとの間に設けられたスイッチング素子４０と、接続点Ｖと低電位点Ｌとの間に設けられたスイッチング素子４２とを備えている。そして、接続点Ｖには、Ｖ相コイル２２Ｖの一端が接続されている。さらに、インバータ部３２は、Ｗ相コイル２２Ｗに対応して、高電位点Ｈと接続点Ｗとの間に設けられたスイッチング素子４４と、接続点Ｗと低電位点Ｌとの間に設けられたスイッチング素子４６とを備えている。そして、接続点Ｗには、Ｗ相コイル２２Ｗの一端が接続されている。 The inverter section 32 includes a pair of switching elements 36 to 46 connected in series between the positive electrode side and the negative electrode side of the DC power supply 10 for each phase of the motor 20 (that is, three sets). Specifically, the inverter section 32 has a switching element 36 provided between the high potential point H and the connection point U of the inverter section 32, and a switching element 36 provided between the connection point U and the low potential point, corresponding to the U-phase coil 22U. The switching element 38 is provided between the switching element 38 and the switching element 38. One end of the U-phase coil 22U is connected to the connection point U. The inverter section 32 also includes a switching element 40 provided between the high potential point H and the connection point V, and a switching element 40 provided between the connection point V and the low potential point L, corresponding to the V-phase coil 22V. A switching element 42 is provided. One end of the V-phase coil 22V is connected to the connection point V. Further, the inverter section 32 includes a switching element 44 provided between the high potential point H and the connection point W, and a switching element 44 provided between the connection point W and the low potential point L, corresponding to the W-phase coil 22W. A switching element 46 is provided. One end of the W-phase coil 22W is connected to the connection point W.

このように構成されたインバータ部３２によれば、上アームを構成するスイッチング素子３６、４０、及び４４により、電動機２０の相毎に高電位点Ｈとコイル２２（図３参照）の一端との間を開閉（オンオフ）することできる。また、下アームを構成するスイッチング素子３８、４２、及び４６により、電動機２０の相毎にコイル２２の当該一端と低電位点Ｌとの間を開閉（オンオフ）することできる。なお、以下の説明では、これらのスイッチング素子３６～４６は、適宜「スイッチング素子ＳＷ」と総称される。スイッチング素子ＳＷは、一例として、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）を素材とする金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。 According to the inverter section 32 configured in this way, the switching elements 36, 40, and 44 that constitute the upper arm control the connection between the high potential point H and one end of the coil 22 (see FIG. 3) for each phase of the motor 20. It is possible to open and close (turn on and off) between the two. In addition, the switching elements 38, 42, and 46 forming the lower arm can open/close (on/off) between the one end of the coil 22 and the low potential point L for each phase of the motor 20. Note that in the following description, these switching elements 36 to 46 will be collectively referred to as "switching elements SW" as appropriate. The switching element SW is, for example, a metal oxide film semiconductor field effect transistor (MOSFET) made of SiC (silicon carbide).

制御装置３４は、上述のように構成されたインバータ部３２を制御する。具体的には、制御装置３４は、スイッチング素子ＳＷのそれぞれが有する動作制御端子４８への電圧又は電流の供給によってスイッチング素子ＳＷのオンオフ（スイッチング）を制御する。スイッチング素子ＳＷがオンとされると、高電位側から低電位側への通電が許容され、スイッチング素子ＳＷがオフとされると、通電が遮断される。制御装置３４は、スイッチング素子ＳＷのスイッチングの制御により、各相に対応する一対のスイッチング素子ＳＷの中間部（上述の各接続点Ｕ、Ｖ、及びＷ）のそれぞれから、電力変換装置３０の出力電圧を生じさせることができる。電力変換装置３０の各相の出力端子５０（５０Ｕ、５０Ｖ、５０Ｗ）は、接続点Ｕ、Ｖ、及びＷにそれぞれ接続されている。 The control device 34 controls the inverter section 32 configured as described above. Specifically, the control device 34 controls on/off (switching) of the switching element SW by supplying voltage or current to the operation control terminal 48 of each switching element SW. When the switching element SW is turned on, energization is allowed from the high potential side to the low potential side, and when the switching element SW is turned off, the energization is interrupted. The control device 34 controls the switching of the switching elements SW to output the output of the power converter 30 from each of the intermediate portions (the above-mentioned connection points U, V, and W) of the pair of switching elements SW corresponding to each phase. A voltage can be generated. Output terminals 50 (50U, 50V, 50W) of each phase of the power converter 30 are connected to connection points U, V, and W, respectively.

制御装置３４は、ＣＰＵ(Central Processing Unit)、メモリ、及び不揮発性の記憶部を含んでおり、各種の演算処理を行う。制御装置３４における演算処理は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理で実現されてもよいし、専用の電子回路によるハードウェア処理で実現されてもよい。 The control device 34 includes a CPU (Central Processing Unit), a memory, and a nonvolatile storage section, and performs various calculation processes. The arithmetic processing in the control device 34 may be realized by software processing by executing a pre-stored program on the CPU, or may be realized by hardware processing by a dedicated electronic circuit.

また、制御装置３４は、インバータ部３２だけでなく、図示省略される電流検出器、電圧検出器、及び回転角センサにも接続されている。電流検出器は、電動機２０の各相のコイル２２を流れる電流を検出する。電圧検出器は、電源電圧（平滑コンデンサ１２の両端の直流電圧）を検出する。回転角センサは、電動機２０の出力軸の回転電気角を検出する。 Further, the control device 34 is connected not only to the inverter unit 32 but also to a current detector, a voltage detector, and a rotation angle sensor (not shown). The current detector detects the current flowing through the coils 22 of each phase of the motor 20. The voltage detector detects the power supply voltage (DC voltage across the smoothing capacitor 12). The rotation angle sensor detects the rotational electrical angle of the output shaft of the electric motor 20.

制御装置３４は、インバータ部３２を制御するために、スイッチング素子ＳＷのオンオフを制御する制御信号（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号）を生成する。ＰＷＭ信号は、電動機２０の回転電気角、各相の電流値、及びトルク指令値に基づいて生成される各相の電圧指令値に基づいて、電動機２０の相毎に生成される。そして、制御装置３４は、生成したＰＷＭ信号に応じて、スイッチング素子ＳＷのオンオフを制御するゲート信号を生成して出力する。スイッチング素子ＳＷがＰＷＭ信号に応じてオンオフされることで、直流電源１０からの直流電力が交流電力に変換され、電動機２０に供給される。より詳細には、各相のコイル２２に電圧が印加され、電動機２０に３相電流が供給される。これにより、電動機２０が駆動される。なお、制御装置３４は、後述の図７又は８に示されるゲート駆動回路５２又は６２を含んでいる。 In order to control the inverter section 32, the control device 34 generates a control signal (PWM (Pulse Width Modulation) signal) that controls on/off of the switching element SW. The PWM signal is generated for each phase of the electric motor 20 based on the rotational electrical angle of the electric motor 20, the current value of each phase, and the voltage command value of each phase generated based on the torque command value. Then, the control device 34 generates and outputs a gate signal that controls on/off of the switching element SW according to the generated PWM signal. By turning on and off the switching element SW in accordance with the PWM signal, DC power from the DC power supply 10 is converted to AC power and supplied to the electric motor 20. More specifically, voltage is applied to the coils 22 of each phase, and three-phase currents are supplied to the motor 20. As a result, the electric motor 20 is driven. Note that the control device 34 includes a gate drive circuit 52 or 62 shown in FIG. 7 or 8, which will be described later.

付け加えると、上述のように構成された電気駆動システム１は、電力変換装置３０と電動機２０とが一体となった機電一体構成を採用しており、電力変換装置３０と電動機２０との間の接続のためにケーブルを有していない。具体的には、電力変換装置３０の３相の出力端子５０（５０Ｕ、５０Ｖ、及び５０Ｗ）と電動機２０の入力端子２４（２４Ｕ、２４Ｖ、及び２４Ｗ；図３参照）との間は、例えばバスバ２６（２６Ｕ、２６Ｖ、及び２６Ｗ；図３参照）を介して電気的に接続されている。 In addition, the electric drive system 1 configured as described above employs an integrated electromechanical configuration in which the power conversion device 30 and the electric motor 20 are integrated, and the connection between the power conversion device 30 and the electric motor 20 is Doesn't have a cable for it. Specifically, a bus bar is connected between the three-phase output terminal 50 (50U, 50V, and 50W) of the power converter 30 and the input terminal 24 (24U, 24V, and 24W; see FIG. 3) of the electric motor 20. 26 (26U, 26V, and 26W; see FIG. 3).

２．スイッチング制御
２－１．サージ電圧に関する課題
電力変換装置による電圧のスイッチング（オンオフ）により電動機が駆動される電気駆動システムでは、スイッチング素子のオンオフに伴い、サージ電圧が発生する。ここでいうサージ電圧は、スイッチング時に、電力変換装置、電力変換装置と電動機との間の接続ケーブル、及び電動機のそれぞれが有するインダクタンス成分及びキャパシタンス成分に起因する共振（電圧共振）によって発生する。発生したサージ電圧は、電動機に過電圧として印加される。近接するコイル間又はコイルと対地の間でサージ電圧が発生した場合、部分放電が発生し、電動機の劣化を招く恐れがある。このため、当該サージ電圧を低減する必要がある。より詳細には、例えば、電動機と電力変換装置とが数メートルといった比較的長いケーブルによって接続された構成を有する従来型のＨＥＶ用の電気駆動システムでは、ケーブルのインダクタンスに起因して数メガから数十メガＨｚの帯域のサージ電圧の影響が大きく、そのため電動機の入力端子で過電圧が生じていた。 2. Switching control 2-1. Problems related to surge voltage In an electric drive system in which a motor is driven by voltage switching (on/off) by a power conversion device, surge voltage is generated as switching elements are turned on and off. The surge voltage referred to here is generated during switching due to resonance (voltage resonance) caused by the inductance component and capacitance component of the power converter, the connection cable between the power converter and the motor, and the motor. The generated surge voltage is applied to the motor as an overvoltage. If a surge voltage occurs between adjacent coils or between a coil and the ground, partial discharge may occur, leading to deterioration of the motor. Therefore, it is necessary to reduce the surge voltage. More specifically, for example, in a conventional HEV electric drive system having a configuration in which an electric motor and a power converter are connected by a relatively long cable of several meters, the cable inductance is The influence of surge voltage in the 10 megahertz band was large, and as a result, overvoltage occurred at the input terminals of the motor.

上述の課題に対し、特許文献１に記載のように、スイッチング波形（電力変換装置の出力電圧波形）の立ち上がりを高速としたまま、スイッチング素子の動作制御によってスイッチング速度を段階的に切り替え、且つその切り替えのタイミングを電動機の入力端子で生じるサージ電圧が逆位相となるよう設定することで、サージ電圧を低減する手法が提案されている。しかしながら、近年のＨＥＶ又はＢＥＶ用の電気駆動システムは、航続距離を増加させるために電力変換装置と電動機との間のケーブルを削減し、できるだけ小型化及び軽量化された構成を有することが求められる。このような構成においては、ケーブルの削減に伴い、電動機内部のコイルが有するインダクタンス、及びコイル間に生じるキャパシタンスによって生じる共振現象が支配的となる。このため、電動機の入力端子ではなく電動機内部のコイル間で生じるサージ電圧が絶縁設計上の問題となる。また、コイルの形態及び配置に関し、コイルは、電動機内部において数十メートルに及ぶ金属導線が緻密に集積し且つ巻かれることによって形成されており、サージ電圧の電圧値、位相、及び周波数の振る舞いは、電動機内のコイル位置によって様々に変化する。このように電動機内の各部で様々に振る舞いを変えるサージ電圧の低減のためには、電動機内部の多数の個所のコイルで生じる電圧を同時に低減させる必要がある。しかしながら、電動機の入力端子のような単一の箇所のサージ電圧の振る舞いに基づいてスイッチング波形を決定する上記手法では、このような要求を満たすことは困難である。さらに、例えば電力変換装置のスイッチング速度そのものを低下させ、内包される高周波成分を減少させることとすれば、電動機内部の大半のコイルでサージ電圧を低減させることができる。しかしながら、スイッチング速度を下げることは、電力変換装置のスイッチング損失の増加に繋がってしまう。 To address the above-mentioned problem, as described in Patent Document 1, the switching speed is changed in stages by controlling the operation of the switching element while keeping the rising speed of the switching waveform (output voltage waveform of the power converter) high. A method has been proposed for reducing surge voltage by setting the switching timing so that the surge voltage generated at the input terminal of the motor is in opposite phase. However, in recent years, electric drive systems for HEVs or BEVs are required to reduce the number of cables between the power converter and the electric motor, and to have a configuration that is as compact and lightweight as possible in order to increase the cruising range. . In such a configuration, as the number of cables is reduced, the resonance phenomenon caused by the inductance of the coil inside the motor and the capacitance generated between the coils becomes dominant. For this reason, the surge voltage generated not at the input terminal of the motor but between the coils inside the motor poses a problem in insulation design. Regarding the form and arrangement of the coil, the coil is formed by densely integrating and winding several tens of meters of metal conductor wire inside the motor, and the behavior of the voltage value, phase, and frequency of the surge voltage is , varies depending on the coil position within the motor. In order to reduce the surge voltage, which behaves differently in various parts of the motor, it is necessary to simultaneously reduce the voltages generated in the coils at many locations inside the motor. However, it is difficult to satisfy such requirements with the above-mentioned method of determining a switching waveform based on the behavior of a surge voltage at a single location such as an input terminal of a motor. Furthermore, for example, by reducing the switching speed of the power converter itself to reduce the included high frequency components, it is possible to reduce the surge voltage in most of the coils inside the motor. However, lowering the switching speed leads to an increase in switching loss of the power converter.

２－２．対策
本実施形態の電気駆動システム１のように機電一体構成を有する電気駆動システムでは、上述のように、電動機のサージ電圧の挙動は、電動機内部に多数存在するコイルの箇所毎に不規則に変化し、また、電動機内部のコイル間で生じるサージ電圧が電動機の入力端子間に生じる電圧を上回る。 2-2. Countermeasures In an electric drive system having an integrated mechanical and electrical configuration like the electric drive system 1 of this embodiment, the behavior of the surge voltage of the motor changes irregularly depending on the location of the many coils inside the motor, as described above. However, the surge voltage generated between the coils inside the motor exceeds the voltage generated between the input terminals of the motor.

このような課題に鑑み、本実施形態では、スイッチングに伴う電力変換装置３０の損失悪化を招くことなく電動機２０の内部の複数のコイル２２間で生じるサージ電圧を低減させるために、電力変換装置３０のスイッチング波形が、次のように手法に従って定められる。 In view of such problems, in this embodiment, the power converter 30 is designed to reduce the surge voltage generated between the plurality of coils 22 inside the electric motor 20 without causing loss deterioration in the power converter 30 due to switching. The switching waveform of is determined according to the following method.

すなわち、制御装置３４は、スイッチング時に電力変換装置３０の出力端子５０間又は直流電源１０の負極と出力端子５０との間に生じる電圧の波形の周波数ゲイン特性のゲイン曲線が、出力端子５０間を入力とし複数のコイル２２間を出力として示される電圧周波数応答特性（後述の図５参照）における共振周波数帯（例えば、図５の共振周波数ｆａ、ｆｂ付近の帯域）においてゲインの傾きが－２０又は－４０ｄＢ／ｄｅｃである近似直線を下回るように、複数のスイッチング素子ＳＷを制御する。このようなスイッチング素子ＳＷの制御を実現する具体的な手法が、図２～８を参照して次のように説明される。 That is, the control device 34 controls the gain curve of the frequency gain characteristic of the voltage waveform generated between the output terminals 50 of the power conversion device 30 or between the negative electrode and the output terminal 50 of the DC power supply 10 during switching to The slope of the gain is −20 or The plurality of switching elements SW are controlled so as to fall below an approximate straight line of -40 dB/dec. A specific method for realizing such control of the switching element SW will be explained as follows with reference to FIGS. 2 to 8.

図２は、スイッチングを１回行った際の電圧波形を示す図（Ａ）と、当該電圧波形の周波数ゲイン特性を示すゲイン線図（Ｂ）である。より詳細には、図２（Ａ）は、スイッチング時に電力変換装置３０の出力端子５０間又は直流電源１０の負極と出力端子５０との間に生じる電圧の波形（スイッチング波形）、換言すると、電力変換装置３０からの出力電圧の波形を示している。図２（Ｂ）に示すゲイン線図は、横軸が対数目盛りで表された周波数であり、縦軸がゲインである片対数グラフによって表されている。 FIG. 2 is a diagram (A) showing a voltage waveform when switching is performed once, and a gain diagram (B) showing a frequency gain characteristic of the voltage waveform. More specifically, FIG. 2A shows the waveform (switching waveform) of the voltage generated between the output terminals 50 of the power converter 30 or between the negative electrode and the output terminal 50 of the DC power supply 10 during switching, in other words, the voltage waveform (switching waveform) The waveform of the output voltage from the converter 30 is shown. The gain diagram shown in FIG. 2(B) is represented by a semi-logarithmic graph in which the horizontal axis is frequency expressed on a logarithmic scale and the vertical axis is gain.

図２（Ａ）に示すスイッチング波形における電圧の立ち上がり時間Ｔｒは、予め定められたものである。図２（Ｂ）に示す周波数ゲイン特性は、図２（Ａ）に示すスイッチング波形を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することによって得られる。このように得られた周波数ゲイン特性は、ゲインの傾きが－２０ｄＢ／ｄｅｃと－４０ｄＢ／ｄｅｃである２つの近似直線を有するものとなる。そして、これらの近似直線の変曲箇所は、立ち上がり時間Ｔｒに対応した周波数値（１／（π・Ｔｒ））で示される。 The voltage rise time Tr in the switching waveform shown in FIG. 2(A) is predetermined. The frequency gain characteristic shown in FIG. 2(B) is obtained by performing fast Fourier transform (FFT) on the switching waveform shown in FIG. 2(A). The frequency gain characteristic thus obtained has two approximate straight lines with gain slopes of -20 dB/dec and -40 dB/dec. The points of inflection of these approximate straight lines are indicated by a frequency value (1/(π·Tr)) corresponding to the rise time Tr.

図３は、図１に示す電動機２０の回路構成を示す図である。図３に示す例では、各相のコイル２２Ｕ、２２Ｖ、及び２２Ｗは、複数のコイルを直列に接続して構成されている。電動機２０の各コイル２２が示す電圧共振の特性は、図３に示すように電圧Ｖｉｎに対する電圧Ｖｏｕｔの応答、すなわち増幅率Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎとして計測することができる。電圧Ｖｉｎは、電動機２０の入口（入力端子２４）に入力された電圧（換言すると、出力端子５０間の電圧）である。電圧Ｖｏｕｔは、各コイル２２の特定箇所で検出された電圧である。電圧Ｖｏｕｔの例として、図３には、Ｕ相のコイル２２Ｕに含まれる複数のコイルのうちで入力端子２４Ｕに近い側から１つ目及び２つ目のコイル間とＶ相のコイル２２Ｖの入力端子２４Ｖとの間の電圧Ｖｏｕｔ＿１と、Ｕ相のコイル２２Ｕの両端電圧Ｖｏｕｔ＿１とが表されている。図３及び後述の図４～図６は、Ｕ相とＶ相との間の電圧の関係を例に挙げて説明されるが、他の２相間の電圧の関係についても同様である。 FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of electric motor 20 shown in FIG. 1. In the example shown in FIG. 3, the coils 22U, 22V, and 22W of each phase are configured by connecting a plurality of coils in series. The voltage resonance characteristics exhibited by each coil 22 of the electric motor 20 can be measured as a response of the voltage Vout to the voltage Vin, that is, an amplification factor Vout/Vin, as shown in FIG. The voltage Vin is the voltage input to the entrance (input terminal 24) of the electric motor 20 (in other words, the voltage between the output terminals 50). The voltage Vout is a voltage detected at a specific location of each coil 22. As an example of the voltage Vout, FIG. 3 shows the voltage between the first and second coils from the side closer to the input terminal 24U among the plurality of coils included in the U-phase coil 22U, and the input voltage of the V-phase coil 22V. The voltage Vout_1 between the terminal 24V and the voltage Vout_1 across the U-phase coil 22U is shown. Although FIG. 3 and FIGS. 4 to 6 described later will be explained using the voltage relationship between the U phase and the V phase as an example, the same applies to the voltage relationship between the other two phases.

図４は、伝達関数（周波数ゲイン特性及び周波数位相特性）として表された電圧共振の特性の一例を示す図である。図４には、電圧Ｖｉｎに対する電圧Ｖｏｕｔ＿１の応答に関するゲイン曲線と、電圧Ｖｉｎに対する電圧Ｖｏｕｔ＿２の応答に関するゲイン曲線とが例示されている。電圧Ｖｏｕｔ＿１の例では、周波数値ｆｂにおいてゲインが極大値をとる。すなわち、周波数値ｆｂは共振周波数に相当する。同様に、電圧Ｖｏｕｔ＿２の例では、周波数値ｆａにおいてゲインが極大値をとる。すなわち、周波数値ｆａは共振周波数に相当する。なお、周波数値ｆｂは、周波数値ｆａに対して高周波側に位置している。 FIG. 4 is a diagram showing an example of voltage resonance characteristics expressed as a transfer function (frequency gain characteristics and frequency phase characteristics). FIG. 4 illustrates a gain curve regarding the response of the voltage Vout_1 to the voltage Vin and a gain curve regarding the response of the voltage Vout_2 to the voltage Vin. In the example of voltage Vout_1, the gain takes a maximum value at frequency value fb. That is, the frequency value fb corresponds to the resonant frequency. Similarly, in the example of voltage Vout_2, the gain takes a maximum value at the frequency value fa. That is, the frequency value fa corresponds to the resonant frequency. Note that the frequency value fb is located on the higher frequency side with respect to the frequency value fa.

そして、電圧Ｖｏｕｔ＿１の例では、ゲインの大きい共振周波数ｆｂ近傍の周波数帯（共振周波数帯）が、Ｕ相のコイル２２Ｕに含まれる複数のコイルのうちで入力端子２４Ｕに近い側から１つ目及び２つ目のコイル間とＶ相のコイル２２Ｖの入力端子２４Ｖとの間で生じるサージ電圧の帯域を示している。電圧Ｖｏｕｔ＿２の例では、ゲインの大きい共振周波数ｆａ近傍の周波数帯（共振周波数帯）が、コイル２２Ｕの両端で生じるサージ電圧の帯域を示している。つまり、電動機２０のコイル２２で生じるサージ電圧は、電力変換装置３０のスイッチングによって生じて電動機２０に入力される電圧Ｖｉｎと、電動機２０の内部のコイル２２に至るまでの上記増幅率を示す伝達関数とを周波数軸上で掛け合わせることによって表される。 In the example of the voltage Vout_1, the frequency band (resonant frequency band) near the resonance frequency fb with a large gain is the first coil from the side closest to the input terminal 24U among the plurality of coils included in the U-phase coil 22U. It shows the band of surge voltage that occurs between the second coil and the input terminal 24V of the V-phase coil 22V. In the example of the voltage Vout_2, a frequency band (resonant frequency band) near the resonant frequency fa with a large gain indicates the band of the surge voltage generated at both ends of the coil 22U. In other words, the surge voltage generated in the coil 22 of the electric motor 20 is generated by the switching of the power converter 30 and is input to the electric motor 20 by a transfer function that indicates the amplification factor up to the coil 22 inside the electric motor 20. It is expressed by multiplying on the frequency axis.

この理論に基づくことで、電動機２０の内部のコイル２２（より詳細には、１又は複数のコイル箇所）で生じるサージ電圧を低減するような仮想的なスイッチング波形（後述の仮想スイッチング波形ＷＦｖ）の形状は、次に図５及び６を参照して説明されるように導くことができる。 Based on this theory, a virtual switching waveform (virtual switching waveform WFv described later) that reduces the surge voltage generated in the coil 22 (more specifically, one or more coil locations) inside the electric motor 20 can be created. The shape can then be derived as described with reference to FIGS. 5 and 6.

図５は、図２（Ｂ）に示すスイッチング波形の周波数ゲイン特性に対して電圧共振の特性を反映することにより得られる周波数ゲイン特性を示す図である。上述の図２（Ｂ）に示す周波数ゲイン特性は、予め定められた立ち上がり時間Ｔｒを有するスイッチング波形（図２（Ａ）参照）に対応する周波数ゲイン特性である。この図２（Ｂ）に示すような周波数ゲイン特性を示すゲイン曲線に含まれるゲインの傾きが－２０ｄＢ／ｄｅｃと－４０ｄＢ／ｄｅｃである２つの近似直線から電動機２０のコイル２２が示す伝達特性（電圧共振の特性）の共振周波数ｆａ及びｆｂのゲインを差し引くことにより、図５に示すような周波数ゲイン特性を示すゲイン曲線が得られる。 FIG. 5 is a diagram showing frequency gain characteristics obtained by reflecting voltage resonance characteristics on the frequency gain characteristics of the switching waveform shown in FIG. 2(B). The frequency gain characteristic shown in FIG. 2(B) described above is a frequency gain characteristic corresponding to a switching waveform (see FIG. 2(A)) having a predetermined rise time Tr. The transfer characteristic exhibited by the coil 22 of the electric motor 20 ( By subtracting the gains of the resonance frequencies fa and fb of the voltage resonance characteristic), a gain curve showing a frequency gain characteristic as shown in FIG. 5 is obtained.

次に、図６は、図５に示す周波数ゲイン特性に対応する仮想スイッチング波形ＷＦｖ、及び、スイッチング制御により実現されるスイッチング波形ＷＦｒを表した図である。図６中の実線で示す仮想スイッチング波形（電圧波形）ＷＦｖは、例えば高速フーリエ逆変換を利用して、図５に示す周波数ゲイン特性から導くことができるものである。図６に示すように、仮想スイッチング波形ＷＦｖによれば、本実施形態に係る対策を伴わない通常のスイッチング波形ＷＦｎ（破線）と比較すると分かるように、電圧の立ち上がり速度を維持したまま立ち上がり後半の電圧波形形状のみが電動機の特性（より詳細には、本実施形態のスイッチング制御が適用される電動機の電圧共振の特性）に基づいて形状変更された姿となる。また、仮想スイッチング波形ＷＦｖを定める本手法によれば、図３～５に示す例のように複数のコイル箇所のサージ電圧を想定した場合であっても、同時にサージ低減効果が得られる仮想スイッチング波形ＷＦｖを定めることができる。付け加えると、図６に示されるような仮想スイッチング波形ＷＦｖは、サージ電圧の低減が要求される１又は複数のコイル箇所を対象として、例えば事前に求めておくことができる。 Next, FIG. 6 is a diagram showing a virtual switching waveform WFv corresponding to the frequency gain characteristic shown in FIG. 5 and a switching waveform WFr realized by switching control. The virtual switching waveform (voltage waveform) WFv shown by the solid line in FIG. 6 can be derived from the frequency gain characteristic shown in FIG. 5 using, for example, fast Fourier inverse transform. As shown in FIG. 6, according to the virtual switching waveform WFv, as can be seen from the comparison with the normal switching waveform WFn (broken line) that does not involve the countermeasures according to the present embodiment, the voltage rises in the second half while maintaining the voltage rise speed. Only the voltage waveform shape is changed based on the characteristics of the motor (more specifically, the voltage resonance characteristics of the motor to which the switching control of this embodiment is applied). In addition, according to this method of determining the virtual switching waveform WFv, even if surge voltages are assumed at multiple coil locations as in the examples shown in FIGS. 3 to 5, the virtual switching waveform can simultaneously obtain the surge reduction effect. WFv can be defined. In addition, the virtual switching waveform WFv as shown in FIG. 6 can be obtained in advance, for example, targeting one or more coil locations where surge voltage reduction is required.

そのうえで、制御装置３４は、仮想スイッチング波形ＷＦｖを時間全域で下回るスイッチング波形ＷＦｒ（一点鎖線）が実現されるように複数のスイッチング素子ＳＷを制御する。スイッチング波形ＷＦｒを実現するためのスイッチング制御は、例えば、次の図７又は８に示すゲート駆動回路５２又は６２を利用して行うことができる。 Then, the control device 34 controls the plurality of switching elements SW so that a switching waveform WFr (dotted chain line) that is lower than the virtual switching waveform WFv over the entire time period is realized. Switching control for realizing the switching waveform WFr can be performed using, for example, a gate drive circuit 52 or 62 shown in FIG. 7 or 8 below.

（ゲート駆動回路の構成例）
図７は、図１に示す制御装置３４に含まれるゲート駆動回路の構成の一例を示す回路図である。図７に示す例では、制御装置３４は、ゲート駆動回路５２を含んでいる。なお、図７では、制御装置３４の構成要素のうち、ゲート駆動回路５２以外のＣＰＵ等の構成要素が制御部３４ａとして表されている。また、図７では、スイッチング素子ＳＷは、図１に示す６つのスイッチング素子３６～４６のそれぞれに相当している。すなわち、ゲート駆動回路５２は、スイッチング素子３６～４６のそれぞれに対して個別に備えられている。このことは、次の図８に示す例も同様である。 (Example of configuration of gate drive circuit)
FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of the configuration of a gate drive circuit included in the control device 34 shown in FIG. 1. In the example shown in FIG. 7, the control device 34 includes a gate drive circuit 52. Note that, in FIG. 7, among the components of the control device 34, components such as a CPU other than the gate drive circuit 52 are represented as a control section 34a. Furthermore, in FIG. 7, the switching element SW corresponds to each of the six switching elements 36 to 46 shown in FIG. 1. That is, the gate drive circuit 52 is provided individually for each of the switching elements 36 to 46. This also applies to the example shown in FIG. 8 below.

ゲート駆動回路５２は、スイッチング素子ＳＷの動作制御端子（ゲート端子）４８に接続されている。ゲート駆動回路５２は、抵抗値の異なる複数の抵抗器（一例として、３つの抵抗器５４、５６、及び５８）と、これらの抵抗器５４、５６、及び５８の何れか１つを選択して動作制御端子４８と制御部３４ａとの間を接続する切替スイッチ６０とを備える。 The gate drive circuit 52 is connected to an operation control terminal (gate terminal) 48 of the switching element SW. The gate drive circuit 52 includes a plurality of resistors having different resistance values (for example, three resistors 54, 56, and 58), and selects one of these resistors 54, 56, and 58. A changeover switch 60 is provided to connect between the operation control terminal 48 and the control section 34a.

ゲート駆動回路５２には、制御部３４ａから同電位の電圧が供給される。この際、上述の構成を有するゲート駆動回路５２によれば、制御部３４ａと動作制御端子４８との間に接続される抵抗器５４～５８に応じて異なるゲート電圧が動作制御端子４８に印加されることになる。その結果、動作制御端子４８への異なるゲート電圧印加に応じて、スイッチング出力電圧（電力変換装置３０の出力電圧）の立ち上がり時間Ｔｒが異なるものとなる。このため、ゲート駆動回路５２によれば、動作制御端子４８に接続された抵抗器５４～５８をスイッチング動作の過程で切り替えることにより、抵抗値の切り替え（換言すると、ゲート電流の調節）を利用して図６に示すようなスイッチング波形ＷＦｒを実現することが可能となる。これにより、サージ電圧低減効果を維持したままスイッチングを実行することが可能となる。 The gate drive circuit 52 is supplied with a voltage of the same potential from the control section 34a. At this time, according to the gate drive circuit 52 having the above-described configuration, different gate voltages are applied to the operation control terminal 48 depending on the resistors 54 to 58 connected between the control section 34a and the operation control terminal 48. That will happen. As a result, the rise time Tr of the switching output voltage (output voltage of the power converter 30) differs depending on the application of different gate voltages to the operation control terminal 48. Therefore, according to the gate drive circuit 52, by switching the resistors 54 to 58 connected to the operation control terminal 48 in the process of switching operation, switching of the resistance value (in other words, adjustment of the gate current) is utilized. Thus, it becomes possible to realize a switching waveform WFr as shown in FIG. This makes it possible to perform switching while maintaining the surge voltage reduction effect.

図８は、図１に示す制御装置３４に含まれるゲート駆動回路の構成の他の例を示す回路図である。図８に示す例では、制御装置３４は、ゲート駆動回路６２を含んでいる。なお、図８では、制御装置３４の構成要素のうち、ゲート駆動回路６２以外のＣＰＵ等の構成要素が制御部３４ｂとして表されている。ゲート駆動回路６２は、動作制御端子４８に接続されている。ゲート駆動回路６２は、動作制御端子４８に接続された複数のトランジスタ６４を、定電圧電源６６とともに含んでいる。定電圧電源６６の出力電圧は、動作制御端子４８に供給されるゲート電源電圧となる。 FIG. 8 is a circuit diagram showing another example of the configuration of the gate drive circuit included in the control device 34 shown in FIG. 1. In the example shown in FIG. 8, the control device 34 includes a gate drive circuit 62. Note that, in FIG. 8, among the components of the control device 34, components such as a CPU other than the gate drive circuit 62 are represented as a control section 34b. Gate drive circuit 62 is connected to operation control terminal 48 . The gate drive circuit 62 includes a plurality of transistors 64 connected to the operation control terminal 48 and a constant voltage power supply 66. The output voltage of the constant voltage power supply 66 becomes the gate power supply voltage supplied to the operation control terminal 48.

上述のような構成を有するゲート駆動回路６２を利用することにより、スイッチング波形ＷＦｒ（図６参照）は、抵抗器を使うことなく、オンとされるトランジスタ６４の数の制御によって動作制御端子４８に流入するゲート電流を調節する手法を用いて実行されてもよい。 By using the gate drive circuit 62 having the above-described configuration, the switching waveform WFr (see FIG. 6) can be applied to the operation control terminal 48 by controlling the number of transistors 64 turned on without using a resistor. It may also be performed using a technique of adjusting the incoming gate current.

３．効果
以上説明した本実施形態に係るスイッチング制御によれば、スイッチング時に電力変換装置３０の出力端子５０間又は直流電源１０の負極と出力端子５０との間に生じる電圧の波形の周波数ゲイン特性のゲイン曲線が、出力端子５０間を入力とし複数のコイル２２間を出力として示される電圧周波数応答特性（図５参照）における共振周波数帯（例えば、図５の共振周波数ｆａ、ｆｂ付近の帯域）においてゲインの傾きが－２０又は－４０ｄＢ／ｄｅｃである近似直線を下回るように、複数のスイッチング素子ＳＷが制御される。これにより、スイッチング速度を維持したまま、各コイル２２のサージ周波数成分を差し引いたスイッチング制御を行うことができる。その結果、電力変換装置３０のスイッチング損失を悪化させることなく、電動機２０の内部の複数のコイル２２の各部に生じるサージ電圧を低減することが可能となる。 3. Effects According to the switching control according to the present embodiment described above, the gain of the frequency gain characteristic of the voltage waveform generated between the output terminals 50 of the power converter 30 or between the negative electrode and the output terminal 50 of the DC power supply 10 during switching The curve shows the gain in the resonance frequency band (for example, the band near the resonance frequencies fa and fb in FIG. 5) in the voltage frequency response characteristic (see FIG. 5) where the input is between the output terminals 50 and the output is between the plurality of coils 22. The plurality of switching elements SW are controlled so that the slope of the curve is below an approximate straight line of -20 or -40 dB/dec. Thereby, switching control can be performed by subtracting the surge frequency component of each coil 22 while maintaining the switching speed. As a result, it is possible to reduce the surge voltage generated in each part of the plurality of coils 22 inside the electric motor 20 without worsening the switching loss of the power conversion device 30.

付け加えると、本実施形態の手法によれば、コイル２２毎に変化する周波数特性を任意の数のコイル箇所を対象として反映し、内包させた単一の電圧波形（仮想スイッチング波形ＷＦｖ（図６参照）））を見い出すことができる。換言すると、複数のコイル２２に対するサージ低減が可能なスイッチング電圧波形を見い出すことができる。そして、当該仮想スイッチング波形ＷＦｖを時間全域で下回るスイッチング波形ＷＦｒ（図６参照）が実現されるようにスイッチング制御が実行される。これにより、電動機２０の内部の複数のコイル２２に対して生じるサージ電圧を低減することが可能となる。 In addition, according to the method of this embodiment, a single voltage waveform (virtual switching waveform WFv (see FIG. 6 ))) can be found. In other words, a switching voltage waveform that can reduce surges for the plurality of coils 22 can be found. Then, switching control is performed so that a switching waveform WFr (see FIG. 6) that is lower than the virtual switching waveform WFv over the entire time period is realized. This makes it possible to reduce the surge voltage generated in the plurality of coils 22 inside the electric motor 20.

４．変形例
（変形例１）
上述した実施の形態に係るスイッチング制御は、駆動条件によらずに実行されてもよいし、あるいは、発生するサージ電圧の大きい駆動条件のみを対象として次のように実行されてもよい。すなわち、そのようなサージ電圧の大きい駆動条件を電動機２０の回転数（回転子の回転数）とトルク指令値に基づいて予め定めておき、当該駆動条件下でのみ、上述のスイッチング制御が実行されてもよい。このように、サージ電圧の大きな駆動条件のみで上述のスイッチング制御を実行することにより、制御負荷を低減しつつサージ電圧の低減を効果的に行えるようになる。 4. Variation (Modification 1)
The switching control according to the embodiment described above may be executed regardless of the driving conditions, or may be executed as follows only under the driving conditions where the generated surge voltage is large. That is, the driving conditions for such a large surge voltage are determined in advance based on the rotational speed of the electric motor 20 (rotor rotational speed) and the torque command value, and the above-mentioned switching control is executed only under the driving conditions. You can. In this way, by performing the above-described switching control only under the driving conditions where the surge voltage is large, it becomes possible to effectively reduce the surge voltage while reducing the control load.

（変形例２）
また、図３に示す電動機２０のように各相のコイルが複数のコイルを直列に接続して構成されている電動機を対象とする例では、仮想スイッチング波形ＷＦｖは、次のように形成されてもよい。すなわち、仮想スイッチング波形ＷＦｖの形成に用いられる共振周波数ｆとして、電動機２０の入力端子２４に近い側から数えて２つ目以降のコイル２２が示す共振周波数ｆが用いられてもよい。そして、入力端子２４に近い側から数えて１つ目のコイル２２が有する絶縁性能が、上記２つ目以降のコイル２２が有する絶縁性能よりも高められてもよい。このような変形例２によれば、次のような効果が得られる。すなわち、機電一体構成が採用されていても、電動機の入力端子間に生じるサージ電圧が大きくなる構成も想定される。変形例２によれば、このような構成において、入力端子間に生じるサージ電圧については上述の絶縁性能の向上によって対応しつつ、電動機２０の内部で生じるサージ電圧については上述の実施の形態に係るスイッチング制御によって低減できるようになる。これにより、当該構成において、電動機２０の体格増加を最小限にしつつ、良好なサージ対策を実現できる。 (Modification 2)
Furthermore, in an example targeting a motor in which each phase coil is configured by connecting a plurality of coils in series, such as the motor 20 shown in FIG. 3, the virtual switching waveform WFv is formed as follows. Good too. That is, as the resonant frequency f used to form the virtual switching waveform WFv, the resonant frequency f shown by the second and subsequent coils 22 counted from the side closer to the input terminal 24 of the electric motor 20 may be used. The insulation performance of the first coil 22 counted from the side closer to the input terminal 24 may be higher than the insulation performance of the second and subsequent coils 22. According to such modification example 2, the following effects can be obtained. That is, even if a mechanical and electrical integrated configuration is adopted, a configuration in which the surge voltage generated between the input terminals of the motor becomes large is also assumed. According to the second modification, in such a configuration, the surge voltage generated between the input terminals is dealt with by improving the insulation performance described above, and the surge voltage generated inside the electric motor 20 is dealt with according to the above embodiment. This can be reduced by switching control. Thereby, in this configuration, it is possible to realize good surge countermeasures while minimizing the increase in the size of the electric motor 20.

１電気駆動システム
１０直流電源
１２平滑コンデンサ
２０電動機
２２（２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗ）電動機のコイル
２４（２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗ）電動機の入力端子
２６（２６Ｕ、２６Ｖ、２６Ｗ）バスバ
３０電力変換装置
３２インバータ部
３４制御装置
３４ａ、３４ｂ制御部
３６、３８、４０、４２、４４、４６スイッチング素子
４８動作制御端子
５０（５０Ｕ、５０Ｖ、５０Ｗ）電力変換装置の出力端子
５２、６２ゲート駆動回路
５４、５６、５８抵抗器
６０切替スイッチ
６４トランジスタ
６６定電圧電源 1 Electric drive system 10 DC power supply 12 Smoothing capacitor 20 Motor 22 (22U, 22V, 22W) Motor coil 24 (24U, 24V, 24W) Motor input terminal 26 (26U, 26V, 26W) Bus bar 30 Power converter 32 Inverter Section 34 Control device 34a, 34b Control section 36, 38, 40, 42, 44, 46 Switching element 48 Operation control terminal 50 (50U, 50V, 50W) Output terminal 52, 62 of power converter device Gate drive circuit 54, 56, 58 Resistor 60 Selector switch 64 Transistor 66 Constant voltage power supply

Claims

A power conversion device connected between a DC power source and an electric motor having a plurality of coils,
a plurality of switching elements including a pair of switching elements connected in series between the positive electrode side and the negative electrode side of the DC power source for each phase of the plurality of coils;
a control device that controls switching of the plurality of switching elements;
Equipped with
The control device is configured such that a gain curve of a frequency gain characteristic of a voltage waveform generated between the output terminals of the power converter device or between the negative electrode and the output terminal during the switching is configured such that a gain curve of a frequency gain characteristic of a voltage waveform occurs between the output terminals and the plurality of output terminals. A power conversion device that controls the plurality of switching elements so that the slope of the gain is below an approximate straight line of -20 or -40 dB/dec in a resonance frequency band in a voltage frequency response characteristic shown as an output between the coils.