JP2023066157A - Filtering device and filtering method - Google Patents
Filtering device and filtering method Download PDFInfo
- Publication number
- JP2023066157A JP2023066157A JP2021176709A JP2021176709A JP2023066157A JP 2023066157 A JP2023066157 A JP 2023066157A JP 2021176709 A JP2021176709 A JP 2021176709A JP 2021176709 A JP2021176709 A JP 2021176709A JP 2023066157 A JP2023066157 A JP 2023066157A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sampling
- signal
- frequency
- period
- extracted
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
Abstract
Description
本発明は、交流信号に対してフィルタリングを行うための技術に関するものである。 The present invention relates to techniques for filtering AC signals.
交流信号に対する位相検波(同期検波ともいう)を行う技術として、アナログ位相検波と数値位相検波(デジタル位相検波ともいう)とが知られている。 Analog phase detection and numerical phase detection (also referred to as digital phase detection) are known as techniques for performing phase detection (also referred to as synchronous detection) for AC signals.
アナログ位相検波では、復調したい信号の各振動数をω0とすると、元の信号に2cosω0tあるいは2sinω0tを乗算し、2倍振動の成分(すなわちcos2ω0tとsin2ω0t)を除去することで、時間によらない定数成分を抽出する。ここで、アナログ位相検波では、ローパスフィルタにより、2倍振動の成分を除去しているので、長時間の積算が必要になるという問題がある。
In analog phase detection, if each frequency of the signal to be demodulated is ω 0 , the original signal is multiplied by 2 cos ω 0 t or 2 sin ω 0 t to remove the double vibration components (i.e.,
これに対して、数値位相検波では、基準周期の整数倍あるいは半整数倍の区間積分を用いて2倍振動の成分を除去できるので、短時間で信号成分を取り出すことができるという特長がある。 On the other hand, the numerical phase detection has the advantage that the signal component can be extracted in a short time because the double vibration component can be removed by using the integral multiple or half integer multiple of the reference period.
ところで、数値位相検波では、積算振動回数(要するに、区間積分に用いた周期の数)が少ないと、ノイズ除去性能が顕著に劣化するという問題がある。これに対して、積算振動回数を増やすと、信号成分を取り出す処理に時間を要してしまうという問題が生じる。つまり、数値位相検波では、処理時間の短縮とノイズ除去性能とがトレードオフの関係となっている。 By the way, in the numerical phase detection, if the number of integrated vibrations (in other words, the number of periods used for the interval integration) is small, there is a problem that the noise removal performance is significantly degraded. On the other hand, if the number of integrated vibrations is increased, there arises a problem that it takes time to extract the signal component. In other words, in numerical phase detection, there is a trade-off relationship between reduction in processing time and noise removal performance.
そこで、本発明者は、数値位相検波を用いながら、短時間での低ノイズの信号抽出処理を行うことができる技術を、下記特許文献1において提案した。すなわち、下記特許文献1の技術では、数値位相検波において積算振動回数の違いによって通過利得の特性が異なることを利用し、複数の積算振動回数による検波結果の線形結合をとることで単独の積算振動回数による検波にはない通過利得の特性を持たせることが出来ることを示した。
Therefore, the inventor of the present invention proposed a technique in Japanese Patent Laid-Open Publication No. 2002-200020, which can perform low-noise signal extraction processing in a short period of time while using numerical phase detection. That is, in the technique of
また、本発明者は、下記特許文献1の技術の発展として、下記特許文献2において、周波数成分の位置を特定の位置とすることにより、多重化された周波数成分の分離に要する時間をより短くできる方法を示した。
In addition, as a development of the technique of
ところで、これらの技術において、フィルタリングの対象となる交流信号は、一般に、時間に対して連続的な関数である。一方、実際の信号の取得(つまりサンプリング)は離散的に行われる。すると、複数の周波数の分離復調において、それぞれ整数値(あるいは半整数値)の積算振動回数を実現できるように、サンプリングの方法を調整する必要が生じる。前記特許文献1(0090段落)では、周波数の逆数がサンプリングレートの逆数の整数倍となるように周波数を設定するという解決方法を提案している。しかしながらこの場合において、前記特許文献2のような効率的なフィルタリングのための周波数配置の条件と整合させようとすると、取りうる周波数の制約が厳しくなってしまう。
By the way, in these techniques, the AC signal to be filtered is generally a continuous function of time. On the other hand, actual signal acquisition (that is, sampling) is performed discretely. Then, in the separation and demodulation of a plurality of frequencies, it becomes necessary to adjust the sampling method so that an integral value (or a half-integer value) of integrated vibration counts can be realized. The aforementioned Patent Document 1 (paragraph 0090) proposes a solution of setting the frequency so that the reciprocal of the frequency is an integral multiple of the reciprocal of the sampling rate. However, in this case, if it is attempted to match the frequency allocation conditions for efficient filtering as in
本発明は、前記した状況に鑑みてなされたものである。本発明の主な目的は、数値位相検波における復調を正確に実現するための技術を提供することである。また、本発明の他の目的は、数値位相検波において抽出する周波数についての設定の自由度を高めることができる技術を提供することである。 The present invention has been made in view of the circumstances described above. A main object of the present invention is to provide a technique for accurately realizing demodulation in numerical phase detection. Another object of the present invention is to provide a technique capable of increasing the degree of freedom in setting frequencies to be extracted in numerical phase detection.
前記した課題を解決する手段は、以下の項目のように記載できる。 Means for solving the above problems can be described as the following items.
(項目1)
交流信号に対するフィルタリングを行うためのフィルタリング装置であって、
サンプリング部と、検波部と、線形結合部とを備えており、
前記サンプリング部は、抽出すべき周波数ごとに対応するサンプリング周期で、前記交流信号のサンプリングを行う構成となっており、
ここで、前記サンプリング周期は、抽出すべき各周波数の1周期又は半周期がサンプリング周期の整数倍となるように設定されており、
前記検波部は、サンプリングされた前記交流信号に対する数値位相検波を行なうことにより、積算振動回数に応じた複数の検波結果を取得する構成となっており、
前記線形結合部は、フィルタ特性に応じた線形係数を用いて前記複数の検波結果の線形結合を行う構成となっている
フィルタリング装置。
(Item 1)
A filtering device for filtering an AC signal,
a sampling unit, a detection unit, and a linear combination unit,
The sampling unit is configured to sample the AC signal at a sampling period corresponding to each frequency to be extracted,
Here, the sampling period is set so that one period or half period of each frequency to be extracted is an integral multiple of the sampling period,
The detection unit is configured to obtain a plurality of detection results corresponding to the number of integrated vibrations by performing numerical phase detection on the sampled AC signal,
The filtering device, wherein the linear combination unit linearly combines the plurality of detection results using a linear coefficient corresponding to a filter characteristic.
(項目2)
前記サンプリング部は、前記交流信号のサンプリングを、前記抽出すべき周波数ごとに対応するサンプリング周期で、並列に行う構成となっている
項目1に記載のフィルタリング装置。
(Item 2)
The filtering device according to
(項目3)
前記サンプリング部は、前記交流信号の周波数の変動に応じて、この変動に追随するように、前記サンプリング周期を変化させるようになっている
項目1に記載のフィルタリング装置。
(Item 3)
The filtering device according to
(項目4)
前記交流信号において抽出すべき周波数成分は、等間隔で配置されている
項目1~3のいずれか1項に記載のフィルタリング装置。
(Item 4)
4. The filtering device according to any one of
(項目5)
さらに出力部を備えており、
前記出力部は、前記線形結合部での線形結合により得られた結果を出力する構成となっている
項目1~4のいずれか1項に記載のフィルタリング装置。
(Item 5)
In addition, it has an output section,
5. The filtering device according to any one of
(項目6)
さらに、線形係数決定部を備えており、
前記線形係数決定部は、前記線形係数間の関係と、前記数値位相検波における全体の通過利得と、目的とするフィルタ特性とを用いて、前記線形係数を算出する構成となっている
項目1~5のいずれか1項に記載のフィルタリング装置。
(Item 6)
Furthermore, it has a linear coefficient determination part,
The linear coefficient determination unit is configured to calculate the linear coefficient using the relationship between the linear coefficients, the overall pass gain in the numerical phase detection, and the target filter characteristics. 6. The filtering device according to any one of 5.
(項目7)
前記異なる周波数に対応する前記サンプリング周期のうちの少なくとも二つが共通となっている
項目1~6のいずれか1項に記載のフィルタリング装置。
(Item 7)
The filtering device according to any one of
(項目8)
交流信号に対するフィルタリングを行うためのフィルタリング方法であって、
抽出すべき周波数ごとに対応するサンプリング周期で、前記交流信号のサンプリングを行うステップと、ここで、前記サンプリング周期は、抽出すべき各周波数の1周期又は半周期がサンプリング周期の整数倍となるように設定されており、
サンプリングされた前記交流信号に対する数値位相検波を行なうことにより、積算振動回数に応じた複数の検波結果を取得するステップと、
フィルタ特性に応じた線形係数を用いて前記複数の検波結果の線形結合を行うステップと
を備えるフィルタリング方法。
(Item 8)
A filtering method for filtering an AC signal, comprising:
sampling the AC signal with a sampling period corresponding to each frequency to be extracted, wherein the sampling period is such that one period or half period of each frequency to be extracted is an integral multiple of the sampling period; is set to
obtaining a plurality of detection results corresponding to the number of integrated vibrations by performing numerical phase detection on the sampled AC signal;
and linearly combining the plurality of detection results using linear coefficients according to filter characteristics.
(項目9)
交流信号に対するフィルタリングを行うためのフィルタリング方法であって、
抽出すべき周波数ごとに対応するサンプリング周期で、前記交流信号のサンプリングを行うステップと、ここで、前記サンプリング周期は、抽出すべき各周波数の1周期又は半周期がサンプリング周期の整数倍となるように設定されており、
サンプリングされた前記交流信号に対する数値位相検波を行なうことにより、前記交流信号に対するフィルタリングを行い、抽出すべき周波数成分を取得するステップと
を備えるフィルタリング方法。
(Item 9)
A filtering method for filtering an AC signal, comprising:
sampling the AC signal with a sampling period corresponding to each frequency to be extracted, wherein the sampling period is such that one period or half period of each frequency to be extracted is an integral multiple of the sampling period; is set to
Filtering the sampled AC signal by performing numerical phase detection on the AC signal to obtain frequency components to be extracted.
(項目10)
項目8又は9に記載の各ステップをコンピュータに実行させるためのコンピュータプログラム。
(Item 10)
A computer program for causing a computer to execute each step according to item 8 or 9.
このコンピュータプログラムは、適宜な記録媒体(例えばCD-ROMやDVDディスクのような光学的な記録媒体、ハードディスクやフレキシブルディスクのような磁気的記録媒体、あるいはMOディスクのような光磁気記録媒体)に格納することができる。このコンピュータプログラムは、インターネットなどの通信回線を介して伝送されることができる。 This computer program is recorded on an appropriate recording medium (for example, an optical recording medium such as a CD-ROM or DVD disk, a magnetic recording medium such as a hard disk or flexible disk, or a magneto-optical recording medium such as an MO disk). can be stored. This computer program can be transmitted via a communication line such as the Internet.
(項目11)
交流信号に対するフィルタリングを行うためのフィルタリング装置であって、
サンプリング部と、フィルタ部とを備えており、
前記サンプリング部は、抽出すべき周波数ごとに対応するサンプリング周期で、前記交流信号のサンプリングを行う構成となっており
ここで、前記サンプリング周期は、抽出すべき各周波数の1周期又は半周期がサンプリング周期の整数倍となるように設定されており、
前記フィルタ部は、サンプリングされた前記交流信号に対する数値位相検波を行なうことにより、前記交流信号に対するフィルタリングを行い、抽出すべき周波数成分を取得する構成となっている
フィルタリング装置。
(Item 11)
A filtering device for filtering an AC signal,
It comprises a sampling section and a filter section,
The sampling unit is configured to sample the AC signal at a sampling period corresponding to each frequency to be extracted, wherein the sampling period is one period or half period of each frequency to be extracted. It is set to be an integral multiple of the period,
The filter unit filters the AC signal by performing numerical phase detection on the sampled AC signal, and acquires a frequency component to be extracted.
本発明によれば、数値位相検波における復調を正確に実現することが可能になる。また、本発明によれば、数値位相検波において抽出する周波数についての設定の自由度を高めることも可能になる。 According to the present invention, it is possible to accurately realize demodulation in numerical phase detection. Moreover, according to the present invention, it is possible to increase the degree of freedom in setting the frequencies to be extracted in the numerical phase detection.
以下、本発明の一実施形態に係るフィルタリング装置を、図1を参照しながら説明する。 A filtering device according to an embodiment of the present invention will now be described with reference to FIG.
(本実施形態のフィルタリング装置の構成)
本実施形態のフィルタリング装置は、サンプリング部1と、フィルタ部3とを主要な構成として備えている(図1参照)。さらに、本実施形態のフィルタリング装置は、サンプリングレート記憶部2と出力部4と線形係数決定部5とを追加的な要素として備えている。
(Configuration of filtering device of this embodiment)
The filtering device of this embodiment includes a
(サンプリング部)
サンプリング部1は、抽出すべき周波数ごとに対応するサンプリング周期で、交流信号のサンプリングを行う構成となっている。ここで、サンプリング周期は、抽出すべき各周波数の1周期がサンプリング周期の整数倍となるように設定されている。ここで、異なる周波数に対応する適切なサンプリング周期は、通常は互いに異なると考えられる。ただし、「抽出すべき各周波数の1周期がサンプリング周期の整数倍である」という条件を満たす限り、いずれかのサンプリング周期どうしが共通となっていてもよい。したがって、N個の周波数に対応するサンプリング周期の数Mは、N=M、N>M、M=1のいずれの場合もありうる。詳しいサンプリング動作については後述する。
(Sampling section)
The
(サンプリングレート記憶部)
サンプリングレート記憶部2は、抽出すべき周波数(これは通常既知である)に対応するサンプリング周期を記憶するものである。サンプリングレート記憶部2は、サンプリング部1に、所定のサンプリング周期を提供するようになっている。
(Sampling rate storage unit)
The sampling
(フィルタ部)
本実施形態のフィルタ部3は、検波部31と線形結合部32とから構成されている(図2参照)。
(filter part)
The
検波部31は、サンプリングされた交流信号に対する数値位相検波を行なうことにより、積算振動回数に応じた複数の検波結果を取得するものである。
The
線形結合部32は、フィルタ特性に応じた線形係数を用いて複数の検波結果の線形結合を行うものである。
The linear combining
検波部31及び線形結合部32は、前記した特許文献1又は2と基本的に同様に構成することができる。フィルタ部3の詳しい動作についても後述する。
The
(出力部)
出力部4は、線形結合部32での線形結合により得られた結果を出力する構成となっている。出力部4の出力先としては、例えば、ディスプレイやプリンタであるが、それ以外にも、何らかの記憶手段やリモート機器であってもよい。本実施形態では、何らかの機器にデータを送ることも出力の概念に含める。
(output part)
The
(線形係数決定部)
線形係数決定部5は、線形係数間の関係と、数値位相検波における全体の通過利得と、目的とするフィルタ特性とを用いて、線形結合部32で用いられる線形係数を算出する構成となっている。線形係数の決定手法は前記特許文献1と同様でよい。
(Linear coefficient determination part)
The linear
(本実施形態のフィルタリング方法の手順)
つぎに、前記したフィルタリング装置を用いたフィルタリング方法を、図3をさらに参照しながら説明する。
(Procedure of the filtering method of the present embodiment)
Next, a filtering method using the filtering device described above will be described with further reference to FIG.
(図3のステップSA-1及びSA-2)
検波対象としての交流信号の入力を受け付けると、サンプリング部1は、抽出すべき周波数に対応するサンプリング周期をサンプリングレート記憶部2から受領し、このサンプリング周期で交流信号のサンプリングを行う。ここで、サンプリング周期は、抽出すべき各周波数の1周期がサンプリング周期の整数倍となるように設定されている。
(Steps SA-1 and SA-2 in FIG. 3)
Upon receiving an input of an AC signal to be detected, the
(図3のステップSA-3)
ついで、サンプリングされた交流信号に対する数値位相検波を行なうことにより、積算振動回数に応じた複数の検波結果を取得する。その後、フィルタ特性に応じた線形係数を用いて複数の検波結果の線形結合を行う。これらの数値位相検波及び線形結合については、前記した特許文献1又は特許文献2に記載の方法を使用できるので、詳しい説明は省略する。用いられる線形係数は、特許文献1と同様にして、線形係数決定部5により決定される。その後、出力部4により、得られたフィルタリング結果を出力する。
(Step SA-3 in FIG. 3)
Then, by performing numerical phase detection on the sampled AC signal, a plurality of detection results corresponding to the number of integrated vibrations are acquired. After that, a plurality of detection results are linearly combined using linear coefficients according to filter characteristics. For these numerical phase detection and linear combination, the methods described in
(フィルタリング装置の原理)
ここで、本実施形態におけるフィルタリング装置の原理について詳しく説明し、その後、具体的な実施例を説明する。以下においては、前記特許文献1における式の引用をA-(**)とし、前記特許文献2における式の引用をB-(**)の形で表記する。
(Principle of filtering device)
Here, the principle of the filtering device according to this embodiment will be described in detail, and then specific examples will be described. Hereinafter, the citation of the formula in
で与えられる(注意:n=半整数の場合も同様の議論は可能であるがここでは簡単化のため自然数の場合のみを考える。)。また簡単化のため以後角振動数を無次
(Note: A similar argument can be made for the case of n=half integer, but here only the case of natural numbers is considered for the sake of simplification.). For the sake of simplification, hereafter the angular frequency is assumed to be infinite
一般に検波したい信号成分の通過利得は実部と虚部で有限かつ等しくある必要がある。簡単のため
という条件を課せば自動的にA-(15)が成り立つ。
In general, the real part and the imaginary part of the signal component to be detected must have a finite and equal passing gain. for simplicity
If the condition is imposed, A-(15) automatically holds.
が成り立てばこれらのノイズを全て除去できることになる。 If this holds, all these noises can be removed.
が成り立てばB-(1)が言える。従って、A-(14)とA-(21)の連立
求める特性のフィルタが完成する。
holds, B-(1) can be said. Therefore, the coalition of A-(14) and A-(21)
A filter with desired characteristics is completed.
が成り立つ必要性がある。ここで
が成り立つため
フィルタが出来上がる。
must be established. here
because
A filter is created.
数にある。従って除去したい周波数をうまく選べば、より積算時間を短縮することが可能である(前記特許文献2参照)。これは、ブロードバンド通信などのように使用する周波数の組をあらかじめ選べる場合に有効である。以下その方法の概要を示す。
in numbers. Therefore, if the frequency to be removed is selected well, it is possible to further shorten the integration time (see
A-(8)とA-(12)より、
From A-(8) and A-(12),
従って
となる。これより、
成分も同時に除去されることを意味する(このことは積算周期が半整数の組の場合でも同様に成り立つ。)。
Therefore
becomes. Than this,
This means that the components are also removed at the same time (this holds true even in the case where the integration period is a set of half-integers).
と置くと、
となる。従って、
and
becomes. Therefore,
ることを意味する。この関係式をうまく利用するには、各々の周波数が一定間隔に並んでいてとりうる周波数帯域の中で高周波側に片寄せされているのが望ましい。そうすることで前記特許文献1の方式よりも全体の積算時間を更に短縮することが出来る。
means that In order to make good use of this relational expression, it is desirable that each frequency be arranged at regular intervals and be biased to the high frequency side in the possible frequency band. By doing so, the overall integration time can be further shortened compared to the method of
前記の理論的説明では、信号が時間に対して連続的な関数として扱われている。一方、実際の信号の取得は垂直・水平軸共に離散的に行われるため、理想的な状況からのずれの影響を考慮する必要がある。とりわけ、有限のサンプリング周期Δtで時系列データを取得した場合に、式A-(7~10)を計算するためには、積分区間がサンプリング周期Δtのちょうど整数倍でなければ非常に困難が伴う。仮に整数倍でない場合、信号の位相と振幅が既知でノイズが全くなければ種々の補間法が使えるが、これはすでに復調・信号分離が済んでいる場合であり解決策にならない。したがって、前記特許文献1の手法で任意の自然数nに対して
整数倍でなければいけない。なお、n=半整数の系列の場合、「復調すべき信号の半周期がサンプリング周期の整数倍になる」ようにする。本実施形態の説明においては、煩雑を避けるためn=整数を仮定しているが、n=半整数の場合は、前記の通り、1周期を半周期と読み替えればよい。ちなみに、離散的Fourier変換(DFT)を基本とした直交周波数分割多重方式(orthogonal frequency- division multiplexing, OFDM)では、Δtの整数倍の区間の中で、最初と最後の位相が同じになる周波数のみを扱うので、そもそもこういった問題は起きない(後述の図5(b)参照)。
The theoretical discussion above treats the signal as a continuous function of time. On the other hand, since actual signal acquisition is performed discretely on both vertical and horizontal axes, it is necessary to consider the influence of deviations from the ideal situation. In particular, when time-series data is acquired with a finite sampling period Δt, it is very difficult to calculate Equations A-(7 to 10) unless the integration interval is just an integer multiple of the sampling period Δt . If it is not an integer multiple, and if the phase and amplitude of the signal are known and there is no noise, various interpolation methods can be used. Therefore, for any natural number n by the method of
Must be an integer multiple. In the case of n=half-integer sequences, "the half-cycle of the signal to be demodulated is an integral multiple of the sampling period". In the description of this embodiment, n is assumed to be an integer to avoid complication, but when n is a half-integer, one cycle can be read as a half-cycle as described above. Incidentally, in orthogonal frequency-division multiplexing (OFDM), which is based on the discrete Fourier transform (DFT), only frequencies where the first and last phases are the same within the interval of integer multiples of Δt are , this kind of problem does not occur in the first place (see FIG. 5(b), which will be described later).
複数の周波数の分離復調を考える場合、各々の周波数の周期がΔtの整数倍であるように各周波数を選択できれば良い。これは、周波数の逆数が整数比になることを意味する。しかしながら、前記特許文献2が示唆するところは、周波数が等間隔であることが、データを効率よく送受信する要件となる。この場合は、各周波数の周期が同時にΔtの整数倍となることを満たすことが難しくなるという問題が生じる。この問題を解決する方法として以下の例を示す。
When considering separation and demodulation of a plurality of frequencies, it is sufficient to select each frequency so that the period of each frequency is an integer multiple of Δt. This means that the reciprocals of the frequencies are integer ratios. However, as suggested by the above-mentioned
(実施例1)
まず、特許文献1の方法において抽出すべき周波数の1周期がΔtの整数倍である必要性はあるが、除去されるべき対象の周波数の1周期は必ずしもΔtの整数倍である必要がないことに着目した。これにより、検波前の同一の入力信号に対し抽出すべき周波数ごとに別々のサンプリング周期でそれぞれ独立にサンプリング及び復調することで、抽出すべき各周波数に対して常に1周期がサンプリング周期の整数倍となるようにすることができる。つまり、抽出されるべき周波数については、積分区間の両端をデータ点として確保することができる。
(Example 1)
First, in the method of
この点を、図4を参照してさらに詳しく説明する。二つの交流信号(図4(a)及び(b)参照)の混合信号(図4(c))から、これら二つの交流信号を検波することを考える。この場合、第1の交流信号(図4(a))に対応するサンプリング周期でのサンプリング(図4(d))を混合信号に対して行う。また、これと前後してあるいは並行して、第2の交流信号(図4(b))に対応するサンプリング周期でのサンプリング(図4(e))を行う。図4において白丸はサンプリング点を示す。ここで、それぞれのサンプリング周期は、抽出すべき周波数の1周期がサンプリング周期の整数倍となるように設定されている。フィルタ部3において、サンプリングされたデータを用いて数値位相検波を行うことにより、図4(f)及び図4(g)に示すように、それぞれの交流信号を抽出することができる。つまり、サンプリングデータを基にして復調を行い、元の波形を再現することができる。
This point will be described in more detail with reference to FIG. Consider the detection of two AC signals from a mixed signal (FIG. 4(c)) of two AC signals (see FIGS. 4(a) and (b)). In this case, the mixed signal is sampled (FIG. 4(d)) at a sampling period corresponding to the first AC signal (FIG. 4(a)). Before, after, or in parallel with this, sampling (FIG. 4(e)) is performed at a sampling period corresponding to the second AC signal (FIG. 4(b)). White circles in FIG. 4 indicate sampling points. Here, each sampling period is set so that one period of the frequency to be extracted is an integral multiple of the sampling period. By performing numerical phase detection using the sampled data in the
(実施例2)
次に、周波数が等間隔で配置されている例を、図5を参照しながら説明する。この例では、11Hz~15Hzの周波数が使用されているとする。従来のOFDM法で必要な振動積算回数を薄い灰色で示す(図5(a))。OFDM法では、同じサンプリング周期を用いていても、考慮しているすべての周波数成分について、検波に必要な積算区間がサンプリング周期の整数倍となるので、そもそも補間の必要がない(図5(b))。つまり、サンプリング周期を調整する必要がない。
(Example 2)
Next, an example in which frequencies are arranged at regular intervals will be described with reference to FIG. For this example, assume that frequencies between 11 Hz and 15 Hz are used. The light gray indicates the number of oscillation integration times required in the conventional OFDM method (Fig. 5(a)). In the OFDM method, even if the same sampling period is used, the integration interval required for detection is an integral multiple of the sampling period for all frequency components under consideration, so interpolation is not necessary in the first place (Fig. 5 (b )). That is, there is no need to adjust the sampling period.
一方、前記特許文献1又は2で示される信号分離方法において必要な振動積算回数を図5において濃い灰色で示す。この方法によればOFDM法より短い時間のデータで復調を行うことができる(図5(a))。ただし、単一のサンプリングレートでデータ取得を行う場合、考慮している全ての周波数成分について検波に必要な積算区間をサンプリング周期の整数倍とすることは難しい。特に、図5のように周波数成分が等間隔で配置されている場合には難しい(図5(c)参照)。
On the other hand, in FIG. 5, dark gray indicates the number of times of vibration integration required in the signal separation method disclosed in
そこで、考慮している各々の周波数成分についてそれぞれ別々のサンプリングレートを用いることで、常に積算区間をサンプリング周期の整数倍とすることができる(図5(d)参照)。以降は、実施例1の場合と同様に、サンプリングされたデータ点を用いて、目的とする周波数の交流信号を抽出することができる。したがって、本実施形態の方法によれば、数値位相検波において抽出する周波数についての設定の自由度を高めることが可能になる。 Therefore, by using a different sampling rate for each frequency component under consideration, the integration interval can always be an integral multiple of the sampling period (see FIG. 5(d)). Thereafter, as in the case of the first embodiment, the sampled data points can be used to extract the AC signal of the target frequency. Therefore, according to the method of this embodiment, it is possible to increase the degree of freedom in setting the frequencies to be extracted in the numerical phase detection.
(実施例3)
サンプリング周期を抽出すべき周波数に連動させるという考え方は、周波数を連続/不連続に掃引する場合にも有効である。周波数掃引の場合の例を、図6を参照して説明する。
(Example 3)
The concept of interlocking the sampling period with the frequency to be extracted is also effective when the frequency is swept continuously/discontinuously. An example for frequency sweeping will now be described with reference to FIG.
掃引の場合、周波数の変化に応じてサンプリングレートを連動させ、常に周波数の1周期がサンプリング周期Δtのちょうど整数倍になるように、サンプリング部1がデータのサンプリングを行う(図6(a)参照)。図6(a)において横軸は実際の時間である。参考のため、サンプリングの間を等間隔に置き直した図を図6(b)に示す。図6(b)の横軸は変換された時間である。周波数の変化に応じてサンプリングレートを連動させることにより、常に周波数の1周期がサンプリング周期のちょうど整数倍になるようにデータのサンプリングを行うことができる。以降は、実施例1の場合と同様に、サンプリングされたデータ点を用いて、目的とする周波数の交流信号を抽出することができる。
In the case of sweeping, the sampling rate is interlocked according to frequency changes, and the
以上説明したように、本実施形態の方法では、周波数ごとに別々のサンプリング周期を与えるので、抽出したい周波数の周期が常にサンプリング周期の整数倍となり、結果として各々の周波数に対し積分区間を正確に振動周期の整数倍にすることができる。ただし、前記したように、複数の周波数に対して共通のサンプリング周期を用いることはありうる。 As described above, in the method of the present embodiment, since a separate sampling period is given for each frequency, the period of the frequency to be extracted is always an integral multiple of the sampling period. It can be an integer multiple of the oscillation period. However, as described above, it is possible to use a common sampling period for a plurality of frequencies.
一般に、信号検出の時間分解能を上げるには変調に用いる周波数を上げるのが常道であるが、放送や電気通信のように法的に使用を許可された周波数帯域が限定されているなどの理由から安易に周波数を上げられない場合には、前記特許文献1及び2の信号処理方式はとりわけ効力を発揮する。例えば、これらの文献の技術によれば、放送・通信分野で現在使用されている直交周波数分割多重方式(orthogonal frequency-division multiplexing, OFDM)よりも短い時間幅の情報を用いて、さまざまな周波数成分で構成されるいわゆるブロードバンド信号を復調できる。したがって、ビヨンド5Gを含む放送・通信分野において、信号密度向上による通信の高速化・耐障害性・耐干渉性の改善が期待できる。また、医療分野では超音波診断装置、MRIなどのイメージング装置において高速化・高解像度化が期待できる。センサ分野では電子コンパス、加速度センサ、ミリ波レーダー、超音波ソナーなどの自動運転技術に必要なデバイスにおける感度、時間応答および混線防止性能の向上に資すると考えられる。
In general, the usual way to increase the time resolution of signal detection is to increase the frequency used for modulation. If the frequency cannot be increased easily, the signal processing methods of
ブロードバンド信号の復調における数値処理部分がシングルコア主流の時代は、高速Fourier変換(FFT)による離散的Fourier変換(DFT)を基本としたOFDMが圧倒的に効率的な信号復調・分離の方法であった。他方、マルチコア(並列処理)が主流の現在においては、本実施形態のように、抽出したい周波数ごとに別々のサンプリング周期で同一信号を並列してデータ取得・処理する場合は、各コア間の処理が独立に行えるので有利である。例えば、前記した実施例2において、各々のサンプリングレートを各コア(つまりサンプリング部1)に割り当てて並列処理を行うことにより、複数周波数の抽出に要する時間を短縮することができる。 In the days when the numerical processing part of broadband signal demodulation was mainly single-core, OFDM based on discrete Fourier transform (DFT) by fast Fourier transform (FFT) was an overwhelmingly efficient method of signal demodulation and separation. rice field. On the other hand, at present, when multi-core (parallel processing) is the mainstream, as in this embodiment, when the same signal is acquired and processed in parallel at different sampling periods for each frequency to be extracted, the processing between each core is can be performed independently. For example, in the second embodiment described above, by assigning each sampling rate to each core (that is, the sampling unit 1) and performing parallel processing, it is possible to shorten the time required to extract a plurality of frequencies.
また、ミリ波レーダー、超音波ソナーなどでよく用いられる周波数掃引技法では数値位相検波を短時間で効率的に扱う手法がなかった。これらにおいても前記実施例3の方法を適用することにより実用化を図ることができる。 In addition, there was no method for handling numerical phase detection efficiently in a short period of time in the frequency sweep technique, which is often used in millimeter-wave radar, ultrasonic sonar, and the like. Practical use can be achieved also in these cases by applying the method of the third embodiment.
なお、本発明の内容は、前記実施形態に限定されるものではない。本発明は、特許請求の範囲に記載された範囲内において、具体的な構成に対して種々の変更を加えうるものである。 In addition, the contents of the present invention are not limited to the above embodiments. The present invention allows various changes to be made to the specific configuration within the scope of the claims.
例えば、前記した実施形態では、フィルタ部3を検波部31と線形結合部32とから構成したが、両者の機能を一つの機能ブロックで実現することができる。本実施形態のフィルタ部3は、前記した検波及び線形結合と数学的に等価な処理を行うものを含んでおり、例えば、検波と線形結合を別々の処理として分離して行う必要はない。要するに、フィルタ部3としては、サンプリングされた交流信号に対する数値位相検波を行なうことにより、交流信号に対するフィルタリングを行い、抽出すべき周波数成分を取得する構成であればよい。
For example, in the above-described embodiment, the
また、前記した各構成要素は、機能ブロックとして存在していればよく、独立したハードウエアとして存在しなくても良い。また、実装方法としては、ハードウエアを用いてもコンピュータソフトウエアを用いても良い。さらに、本発明における一つの機能要素が複数の機能要素の集合によって実現されても良く、本発明における複数の機能要素が一つの機能要素により実現されても良い。 Further, each component described above may exist as a functional block, and does not have to exist as independent hardware. Moreover, as an implementation method, either hardware or computer software may be used. Furthermore, one functional element in the present invention may be implemented by a set of multiple functional elements, and multiple functional elements in the present invention may be implemented by one functional element.
さらに、機能要素は、物理的に離間した位置に配置されていてもよい。この場合、機能要素どうしがネットワークにより接続されていても良い。グリッドコンピューティング又はクラウドコンピューティングにより機能を実現し、あるいは機能要素を構成することも可能である。 Furthermore, the functional elements may be arranged at physically separated locations. In this case, functional elements may be connected by a network. It is also possible to implement functions or configure functional elements by means of grid computing or cloud computing.
1 サンプリング部
2 サンプリングレート記憶部
3 フィルタ部
31 検波部
32 線形結合部
4 出力部
5 線形係数決定部
1 Sampling
Claims (11)
サンプリング部と、検波部と、線形結合部とを備えており、
前記サンプリング部は、抽出すべき周波数ごとに対応するサンプリング周期で、前記交流信号のサンプリングを行う構成となっており、
ここで、前記サンプリング周期は、抽出すべき各周波数の1周期又は半周期がサンプリング周期の整数倍となるように設定されており、
前記検波部は、サンプリングされた前記交流信号に対する数値位相検波を行なうことにより、積算振動回数に応じた複数の検波結果を取得する構成となっており、
前記線形結合部は、フィルタ特性に応じた線形係数を用いて前記複数の検波結果の線形結合を行う構成となっている
フィルタリング装置。 A filtering device for filtering an AC signal,
a sampling unit, a detection unit, and a linear combination unit,
The sampling unit is configured to sample the AC signal at a sampling period corresponding to each frequency to be extracted,
Here, the sampling period is set so that one period or half period of each frequency to be extracted is an integral multiple of the sampling period,
The detection unit is configured to obtain a plurality of detection results corresponding to the number of integrated vibrations by performing numerical phase detection on the sampled AC signal,
The filtering device, wherein the linear combination unit linearly combines the plurality of detection results using a linear coefficient corresponding to a filter characteristic.
請求項1に記載のフィルタリング装置。 The filtering device according to claim 1, wherein the sampling section is configured to perform sampling of the AC signal in parallel at sampling periods corresponding to the frequencies to be extracted.
請求項1に記載のフィルタリング装置。 The filtering device according to claim 1, wherein the sampling section changes the sampling period according to fluctuations in the frequency of the AC signal so as to follow the fluctuations.
請求項1~3のいずれか1項に記載のフィルタリング装置。 The filtering device according to any one of claims 1 to 3, wherein the frequency components to be extracted from the AC signal are arranged at regular intervals.
前記出力部は、前記線形結合部での線形結合により得られた結果を出力する構成となっている
請求項1~4のいずれか1項に記載のフィルタリング装置。 In addition, it has an output section,
The filtering device according to any one of claims 1 to 4, wherein the output section is configured to output a result obtained by linear combination in the linear combination section.
前記線形係数決定部は、前記線形係数間の関係と、前記数値位相検波における全体の通過利得と、目的とするフィルタ特性とを用いて、前記線形係数を算出する構成となっている
請求項1~5のいずれか1項に記載のフィルタリング装置。 Furthermore, it has a linear coefficient determination part,
2. The linear coefficient determination unit is configured to calculate the linear coefficient using the relationship between the linear coefficients, the overall pass gain in the numerical phase detection, and the target filter characteristics. 6. The filtering device according to any one of 1 to 5.
請求項1~6のいずれか1項に記載のフィルタリング装置。 The filtering device according to any one of claims 1 to 6, wherein at least two of said sampling periods corresponding to said different frequencies are common.
抽出すべき周波数ごとに対応するサンプリング周期で、前記交流信号のサンプリングを行うステップと、ここで、前記サンプリング周期は、抽出すべき各周波数の1周期又は半周期がサンプリング周期の整数倍となるように設定されており、
サンプリングされた前記交流信号に対する数値位相検波を行なうことにより、積算振動回数に応じた複数の検波結果を取得するステップと、
フィルタ特性に応じた線形係数を用いて前記複数の検波結果の線形結合を行うステップと
を備えるフィルタリング方法。 A filtering method for filtering an AC signal, comprising:
sampling the AC signal with a sampling period corresponding to each frequency to be extracted, wherein the sampling period is such that one period or half period of each frequency to be extracted is an integral multiple of the sampling period; is set to
obtaining a plurality of detection results corresponding to the number of integrated vibrations by performing numerical phase detection on the sampled AC signal;
and linearly combining the plurality of detection results using linear coefficients according to filter characteristics.
抽出すべき周波数ごとに対応するサンプリング周期で、前記交流信号のサンプリングを行うステップと、ここで、前記サンプリング周期は、抽出すべき各周波数の1周期又は半周期がサンプリング周期の整数倍となるように設定されており、
サンプリングされた前記交流信号に対する数値位相検波を行なうことにより、前記交流信号に対するフィルタリングを行い、抽出すべき周波数成分を取得するステップと
を備えるフィルタリング方法。 A filtering method for filtering an AC signal, comprising:
sampling the AC signal with a sampling period corresponding to each frequency to be extracted, wherein the sampling period is such that one period or half period of each frequency to be extracted is an integral multiple of the sampling period; is set to
Filtering the sampled AC signal by performing numerical phase detection on the AC signal to obtain frequency components to be extracted.
サンプリング部と、フィルタ部とを備えており、
前記サンプリング部は、抽出すべき周波数ごとに対応するサンプリング周期で、前記交流信号のサンプリングを行う構成となっており
ここで、前記サンプリング周期は、抽出すべき各周波数の1周期又は半周期がサンプリング周期の整数倍となるように設定されており、
前記フィルタ部は、サンプリングされた前記交流信号に対する数値位相検波を行なうことにより、前記交流信号に対するフィルタリングを行い、抽出すべき周波数成分を取得する構成となっている
フィルタリング装置。 A filtering device for filtering an AC signal,
It comprises a sampling section and a filter section,
The sampling unit is configured to sample the AC signal at a sampling period corresponding to each frequency to be extracted, wherein the sampling period is one period or half period of each frequency to be extracted. It is set to be an integral multiple of the period,
The filter unit filters the AC signal by performing numerical phase detection on the sampled AC signal, and acquires a frequency component to be extracted.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021176709A JP7024983B1 (en) | 2021-10-28 | 2021-10-28 | Filtering device and filtering method |
PCT/JP2022/039434 WO2023074598A1 (en) | 2021-10-28 | 2022-10-24 | Filtering device and filtering method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021176709A JP7024983B1 (en) | 2021-10-28 | 2021-10-28 | Filtering device and filtering method |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP7024983B1 JP7024983B1 (en) | 2022-02-24 |
JP2023066157A true JP2023066157A (en) | 2023-05-15 |
Family
ID=81124367
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2021176709A Active JP7024983B1 (en) | 2021-10-28 | 2021-10-28 | Filtering device and filtering method |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP7024983B1 (en) |
WO (1) | WO2023074598A1 (en) |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08186608A (en) * | 1994-12-28 | 1996-07-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Adjustment method for orthogonal detector, adjustment auxiliary device and demodulation device with adjustment auxiliary function |
US6519368B1 (en) * | 2000-11-28 | 2003-02-11 | Sony Corporation | Resolution enhancement by nearest neighbor classified filtering |
US7869497B2 (en) * | 2002-08-30 | 2011-01-11 | Nxp B.V. | Frequency-domain decision feedback equalizing device and method |
JP4794596B2 (en) * | 2008-04-04 | 2011-10-19 | パナソニック株式会社 | Physical quantity detection circuit, physical quantity sensor device |
JP2013205093A (en) * | 2012-03-27 | 2013-10-07 | Mitsubishi Electric Corp | Digital phase detector |
FR3010268B1 (en) * | 2013-09-03 | 2015-09-11 | Orange | METHOD AND DEVICE FOR TRANSMITTING BLOCKS OF COMPLEX DATA SYMBOLS, METHOD AND DEVICE FOR RECEIVING AND CORRESPONDING COMPUTER PROGRAMS. |
US9772385B2 (en) * | 2015-04-09 | 2017-09-26 | International Business Machines Corporation | Rotating magnetic field hall measurement system |
JP7062302B2 (en) * | 2017-03-09 | 2022-05-06 | 裕幸 三田村 | Filtering device and filtering method |
JP6905265B2 (en) * | 2018-04-10 | 2021-07-21 | 裕幸 三田村 | Filtering device and filtering method |
-
2021
- 2021-10-28 JP JP2021176709A patent/JP7024983B1/en active Active
-
2022
- 2022-10-24 WO PCT/JP2022/039434 patent/WO2023074598A1/en unknown
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP7024983B1 (en) | 2022-02-24 |
WO2023074598A1 (en) | 2023-05-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4081526B2 (en) | Sampling method, reconstruction method and apparatus for sampling and / or reconfiguring a signal | |
TWI436623B (en) | Method for receiving ofdm symbol and apparatus thereof, receiver | |
TW200421756A (en) | Frequency synchronization apparatus and method for OFDM systems | |
KR100256470B1 (en) | Ofdm demodulation circuit | |
KR101687658B1 (en) | Method and system for inverse Chirp-z transformation | |
CN109076040A (en) | Phase compensation device, phase compensating method and communication device | |
KR100886613B1 (en) | Frequency resolution improvement method for fmcw radar | |
WO2023074598A1 (en) | Filtering device and filtering method | |
JP2005516434A (en) | Demodulation of multicarrier phase modulated signals | |
CN108292991A (en) | Data phase hunting gear, data phase follow method and communication device | |
JP6726131B2 (en) | Wireless communication system | |
JP7062302B2 (en) | Filtering device and filtering method | |
CN101789833B (en) | Whip transmission characteristics measurement device | |
JP2001045081A (en) | Signal processing method | |
JP6905265B2 (en) | Filtering device and filtering method | |
CN115267351A (en) | Digital-analog hybrid synchronous detection method and related device for weak signals | |
US10271821B2 (en) | Method of ultrasound imaging and ultrasound scanner | |
JP7068601B2 (en) | Multitone signal detection device, multitone signal detection method and program | |
Susaki | A fast algorithm for high-accuracy frequency measurement: Application to ultrasonic Doppler sonar | |
JP6922429B2 (en) | Noise suppression device, measurement system, noise suppression method and program | |
JP6233820B2 (en) | Sensing data transfer capability of phase generated carrier | |
KR102091578B1 (en) | Beamformer and method of beamforming for cavitation monitoring | |
JP5218020B2 (en) | Apparatus and program for embedding and extracting digital watermark information | |
CN106230483A (en) | A kind of high-speed sampling playback device | |
JP2914979B2 (en) | Frequency converter |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20211111 |
|
A871 | Explanation of circumstances concerning accelerated examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A871 Effective date: 20211111 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20220111 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20220117 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20220201 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20220202 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 7024983 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |