JP2023012880A - 位置センサ - Google Patents

Abstract

【課題】外部のノイズ発生源、特にパルス信号で制御される同期モータ、が影響する環境下においても、誤検出を回避し、高速で高性能な位置検出が可能な位置センサを提供する。【解決手段】位置センサは、励磁コイルと検出コイルを有するセンサ部と、ＣＰＵとＤＡＣとＡＤＣを有する制御部とを備えている。ＤＡＣ及びＡＤＣは同一のクロック信号により同期して動作し、励磁コイルには、ＤＡＣにより生成された励磁信号が印加される。制御部は、検出コイルからの出力信号を、励磁信号の所定のタイミングに同期して検出し、出力信号と励磁信号とからセンサ部と被測定対象物との距離を算出することが可能であり、さらに制御部は、モータのコントローラから制御パルス信号を入力し、予測されるノイズ発生時刻でのセンサ部と被測定対象物との距離の出力を回避する。【選択図】図１

Description

本発明は、位置センサに関するものである。

パルス信号により制御されるリニアモータやステッピングモータ等の同期モータは、デジタル制御可能なモータとして広く用いられている。このような電動モータは、磁界の変化にともない、周囲に電気ノイズを発生させることがある。
モータにより駆動された対象物の位置制御等の目的で、モータとともに位置検出装置を使用する場合、この電気ノイズは誤検出を招くおそれがある。リニアスケールを設け光学式位置検出装置を採用することにより電気ノイズを回避することは可能であるが、光学式位置検出装置は一般に高額であり、製造コスト低減のために磁気式位置検出装置の採用が要望される。
例えば、特許文献１は、磁気式位置検出装置を用いた、カーテン等の開閉装置のリニアモータの制御について開示する。発生するノイズの特性を利用し、ノイズと判断すべき検出信号を無効化する回路を用いて誤検出を回避する方法を開示する。
また、差動接続したコイルを用いてノイズを相殺する磁気式位置検出装置が知られている。（例えば特許文献２、３）

特開平９－５１６８８号公報 特開２０２０－１７３２３２号公報 特開２０１９－１５６５７号公報

特許文献１のように、ノイズと予想される検出信号を無効化する方法では、電子回路が複雑になるという問題があり、またこの方法を利用できる条件が非常に限られてしまうという問題がある。
差動接続を用いた位置検出装置の場合、検出器の構成が複雑になるため、一般に小型化が困難になるという問題がある。
また、ノイズフィルター回路によりノイズを回避することは可能であるが、ノイズフィルタ回路は、実質的に積分回路であり、検出器の応答性が低下することがある。

本発明は、外部のノイズ発生源、特にパルス信号で制御される同期モータ、が影響する環境下においても、高速で高性能な位置検出が可能であり、また低コストで、小型化が可能な位置センサの提供を課題とする。

本発明にかかる位置センサは、
励磁コイル及び検出コイルを有するセンサ部と、制御部とを備え、
前記制御部は、演算処理部とデジタルアナログ変換器とアナログデジタル変換器とを有し、
前記演算処理部と前記デジタルアナログ変換器と前記アナログデジタル変換器とはいずれも同一のクロック信号により同期して動作し、
前記励磁コイルには、前記デジタルアナログ変換器により生成された励磁信号が印加され、
前記演算処理部は、前記検出コイルからの出力信号を、前記励磁信号の所定のタイミングと同期して、前記アナログデジタル変換器により検出し、
同期して検出した前記出力信号と前記励磁信号とから前記センサ部と被測定対象物との距離を算出して出力することが可能であり、
前記制御部は、
パルス信号により制御可能なモータへ制御パルス信号を生成するコントローラから前記制御パルス信号を入力し、
前記制御パルス信号から前記モータ起因のノイズ発生時刻を予測し、前記ノイズ発生時刻での前記センサ部と前記被測定対象物との距離の出力を回避することを特徴とする。

このような位置センサの構成とすることにより、パルス信号により制御されるモータに起因したノイズの影響を回避しながら、位置検出が可能となる。

本発明にかかる位置センサは、
複数のセンサ部と、制御部とを備え、
前記複数のセンサ部のそれぞれは、励磁コイル及び検出コイルを有し、
前記制御部は、演算処理部とデジタルアナログ変換器とアナログデジタル変換器とを有し、
前記演算処理部と前記デジタルアナログ変換器と前記アナログデジタル変換器とはいずれも同一のクロック信号により同期して動作し、
前記制御部は、前記複数のセンサ部から１つの指定センサ部を順次選択し
前記指定センサ部の前記励磁コイルには、前記デジタルアナログ変換器により生成された励磁信号が排他的に印加され、
前記演算処理部は、前記指定センサ部の検出コイルからの出力信号を、前記励磁信号の所定のタイミングと同期して、前記アナログデジタル変換器により検出し、
前記指定センサ部からの前記出力信号と前記指定センサ部へ印加した前記励磁信号とから、前記指定センサ部と被測定対象物との距離を算出することを特徴とする。

また、本発明にかかる位置センサは、
前記制御部は、
パルス信号により制御可能なモータへ制御パルス信号を生成するコントローラから前記制御パルス信号を入力し、
前記制御パルス信号から前記モータ起因のノイズ発生時刻を予測し、前記ノイズ発生時刻での前記指定センサ部と前記被測定対象物との距離の出力を回避することを特徴とする。

このような構成の位置センサとすることにより、複数のセンサ部が互いに干渉し合い、ノイズ発生原因となって、誤検出を招くことを防止することができる。
また、外部モータのノイズの影響も回避することも可能となる。

また、本発明にかかる位置センサは、
前記励磁信号がピークとなるタイミングで前記出力信号を検出することを特徴とする。

位置センサは、励磁信号に正確に同期して検出コイルの出力信号を検知することで、高速に、ノイズの影響が極力少ない状態で、被測定物対象物の位置を検出することができる。
シンプルな回路構成により位置センサを構成することができ、小型化、低コスト化を実現することも可能となる。
励磁信号が、ピーク、すなわち極大又は極小となるタイミングで、位置の検出が可能である。

また、本発明にかかる位置センサは、
前記励磁信号が階段関数からなる三角波であることを特徴とする。

デジタルアナログ変換器に生成される階段関数からなる三角波を励磁信号として使用するため、位相ずれがなく検出コイルの出力信号を検知することにより、正確に高速に位置検出が可能となる。

また、本発明にかかる位置センサは、
前記制御部は、前記出力信号を平均化することを特徴とする。

デジタルアナログ変換器により生成される特別な励磁信号を用い、励磁信号と同期して出力信号を検出することができるため、検出コイルの出力信号のノイズの低減のための平均化手法が容易となる。

本発明は、外部のノイズ発生源、特にパルス信号で制御される同期モータ、が影響する環境下においても、高速で高性能な位置検出が可能であり、また低コストで、小型化が可能な位置センサの提供が可能となる。

図１（Ａ）は、実施形態１の位置センサ（位置検出装置）１の主な構成を示す構成図であり、図１（Ｂ）、（Ｃ）はセンサ部５を示す模式図である。 図２は、ＤＡＣ４２から出力された励磁信号の例を示すグラフである。図２（Ａ）は励磁信号が三角波である例を示すグラフであり、図２（Ｂ）はその一部を拡大したグラフであり、図２（Ｃ）は励磁信号が鋸波である例を示すグラフである。 図３は、励磁コイル２に印加した励磁信号と、検出コイル３から出力された出力信号の実測値を示すグラフである。図３（Ａ）は励磁信号の周波数が１ｋＨｚ、図３（Ｂ）は励磁信号の周波数が２ｋＨｚの例を示す。 図４は、ピーク位置Ｐ近傍の階段状の励磁信号を示すグラフである。 図５は、平均化手法３を説明するためのグラフであり、複数のピークを有する励磁コイル２の励磁信号と検出コイル３の出力信号との対応、及びピーク－ピーク間隔を示すグラフである。 図６（Ａ）は、モータ９の駆動時に電源ラインに発生するノイズを示すグラフ、図６（Ｂ）はモータ９の例であるリニアモータの主要構成図である。 図７（Ａ）は、センサ部５に印加する励磁信号と、センサ部５からの出力信号と、予測されるノイズ発生時刻を示すグラフである。図７（Ｂ）は、ノイズ回避のため、ノイズ発生時刻と重なるピークを含む励磁信号の三角波を排除した励磁信号を示すグラフである。 図８（Ａ）は複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄを備えた位置センサ１の主要構成を示す概念図である。図８（Ｂ）は、複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄに印加する励磁信号の例を示すグラフである。（実施形態２）

（実施形態１）
図１（Ａ）は、実施形態１の位置センサ（位置検出装置）１の主な構成を示す構成図であり、図１（Ｂ）、（Ｃ）はセンサ部５を示す模式図である。
以下、図１を参照し、位置センサ１について説明する。
なお、位置センサ１は、センサ部５と被対象物６との距離を測定することにより、センサ部５の位置から被対象物６の位置を検出できる。そのため、「位置」と「距離」とを同意として記載することがある。

位置センサ１は、励磁コイル２と検出コイル３とを有するセンサ部５及び制御装置４（センサ制御部）を備えている。
また、図１（Ｂ）、（Ｃ）に示すように、センサ部５は励磁コイル２及び検出コイル３を備えている。図１（Ｂ）は、励磁コイル２と検出コイル３とを直列に配置した例を示し、図１（Ｃ）は、検出コイル３の外周に励磁コイル２を配置した例を示す。励磁コイル２と検出コイル３と配置は、いずれの配置を用いてもよい。センサ部５を設置する場所、用途に応じて、励磁コイル２と検出コイル３との配置は適宜選択することができる。
センサ部５は、コンデンサ（容量）を含まない構成とすることができ、ＲＬ回路で構成され得る。

制御装置４は、励磁コイル２に入力信号を供給するとともに、検出コイル３からの出力信号を入力し、センサ部５と被測定対象物６との距離、すなわち位置情報又は位置情報を反映した電気信号に変換し、外部に出力する。

制御装置４は、ＣＰＵ（演算処理部）４１、ＤＡＣ（デジタルアナログ変換器）４２、ＡＤＣ（アナログデジタル変換器）４３、記憶装置４４及びＩＯ（入出力部）４５を備えた１つの半導体装置で構成され、同一のクロック信号により、ＣＰＵ４１とＤＡＣ４２とＡＤＣ４３とがいずれも同期して動作する。

なお、クロック信号は、制御装置４に内蔵された発振器により生成された信号をクロック源として生成されてもよいが、外部の水晶発振器等の発振器により生成された信号をクロック源として生成されてもよい。
ＣＰＵ４１とＤＡＣ４２とＡＤＣ４３とが同一のクロック信号により同期して動作すれば、クロック信号の生成回路は公知のいずれの回路を使用してもよい。なお、位置センサ１の小型化の観点からは、内蔵発振器を用いることが好適である。

ＣＰＵ４１は記憶装置４４に保存されたプログラムに従ってＤＡＣ４２、ＡＤＣ４３を動作させるとともに、ＡＤＣ４３から出力された信号を処理し、処理結果を記憶装置４４に保存することができる。

制御装置４のＩＯ４５を介して、ＣＰＵ４１は外部との通信が可能であり、測定結果等を外部に出力することができるとともに、外部からの信号を受信することができる。例えば、外部からＣＰＵ４１に指令（測定の開始、終了等）を入力することもできる。
ＩＯ４５は信号線Ｌ１を介して外部との通信を行う。
なお、制御装置４には、不図示の電源から電力が供給される。電源は、例えば電池や、商用の交流電力を直流電力に変換するコンバータ等を使用できる。

モータ９の動力は、伝達機構１０（動力伝達機構）により被測定対象物６に伝達され、所望の方向に所望の速度で被測定対象物６を移動させる。
モータ９は、パルス信号により制御することが可能なステッピングモータ、スイッチドリラクタンスモータ、サーボモータやリニアＤＣモータ等の同期モータである。モータ９は、電力制御装置１１により信号線Ｌ１９を介して、パルス信号の形態で電力が供給され、制御される。
電力制御装置１１は、ドライバ１１１とコントローラ（モータ制御部）１１２とを備えている。コントローラ１１２はモータ９を制御するパルス信号（制御パルス信号）を生成し、ドライバ１１１を介してモータ９に出力する。

コントローラ１１２は、信号線Ｌ１０を介して外部から入力される指令に従ってモータ９に出力するパルス信号（例えば、ＨとＬの２電圧を有する信号）の幅及び周期を制御する。
また、コントローラ１１２は、信号線Ｌ１１を介してドライバ１１１にパルス信号を出力し、ドライバ１１１は入力したパルス信号に従って（同期して）、駆動電流（駆動電力）を信号線Ｌ１９を介してモータ９に供給する。
なお、コントローラ１１２がモータ９を直接駆動できるパルス信号を供給可能な場合、ドライバ１１１を省略してもよい。

コントローラ１１２からドライバ１１１へ出力する出力信号は、信号線Ｌ１４を介して制御装置４のＩＯ４５にも入力される。例えば、信号線Ｌ１１を分岐して制御装置４に出力してもよい。
コントローラ１１２の出力信号を出力する信号線Ｌ１４を利用することで、既存のモータ９のコントローラ１１２を利用することが可能である。
ＩＯ４５の信号線Ｌ１１の入力インピーダンスを十分高く設定することで、モータ９の制御に影響を与えることはない。

このように、モータ９を制御するパルス信号は、制御装置４のＩＯ４５を介してＣＰＵ４１にも入力されるため、制御装置４のＣＰＵ４１はモータ９の駆動状態、又は動作するタイミングを認識することができる。

まず、位置センサ１による位置検出機構について以下に詳細に説明する。
制御装置４は、ＤＡＣ４２を用いて、デジタル処理により励磁コイル２に入力する励磁信号を生成することが可能である。制御装置４は、モータ９を制御するパルス信号に同期して励磁信号を生成することが可能である。
なお、位置センサ１は、必要に応じて、励磁信号を増幅する入力信号増幅装置７（励磁信号増幅装置）を備えてもよい。入力信号増幅装置７は、励磁信号を積分することなく、そのままの波形を維持して増幅するため、位相ずれは生じない。ＤＡＣ４２により生成された励磁信号が、励磁コイル２を励磁するのに必要な電力を有しない場合、入力信号増幅装置７は、ＤＡＣ４２により生成された励磁信号を、励磁コイル２を励磁するのに十分な電力を有する励磁信号に増幅することができる。
従って、ＤＡＣ４２から出力される励磁信号により励磁コイル２を励磁できる場合、入力信号増幅装置７を省略してもよい。

なお、ＤＡＣ４２の出力は、一般に電圧出力が多いため、以下では電圧出力の例について説明するが、ＤＡＣ４２の出力が電流出力の場合も同様であり、励磁信号がＤＡＣ４２からの電流出力信号であってもよい。

励磁コイル２に励磁信号が印加されると、電磁結合により検出コイル３に出力信号が誘導される。検出コイル３から出力される出力信号は、制御装置４のＡＤＣ４３に入力される。
なお、位置センサ１は、必要に応じて出力信号増幅装置８（検出信号増幅装置）を備えてもよい。例えば、検出コイル３から出力される出力信号が微弱な場合、ＡＤＣ４３の入力レンジに合わせて、出力信号増幅装置８により増幅することが可能である。出力信号増幅装置８は、出力信号の波形をそのまま維持しながら増幅し、位相ずれが生じない。
なお、入力信号増幅装置７及び出力信号増幅装置８の設置位置は、センサ部５や制御装置４に応じて、適宜設定することができる。

位置センサ１の被測定対象物６は、磁気応答部材であり、磁性金属又は非磁性金属である。検出コイル３からの出力信号は、励磁コイル２と検出コイル３との相互インダクタンスに依存する。相互インダクタンスは、センサ部５と被測定対象物６との相対的な距離ｄに依存して変化する。位置センサ１は、相互インダクタンスの変化から、センサ部５と被測定対象物６との距離ｄを検出することが可能であり、位置センサ１の既知の位置情報から被測定対象物６の位置を検出することが可能である。

相互インダクタンスは、励磁コイル２に印加する入力信号である励磁信号と検出コイル３から出力される出力信号との関係、例えば強度比から算出することができる。
位置センサ１は、同一クロック信号により動作するＤＡＣ４２とＡＤＣ４３とにより、励磁信号の生成と出力信号の検知とを同期させることができる。そのため、位置センサ１は、任意のタイミングにおいて出力信号を検出することが可能である。
位置センサ１は、所定のタイミング、具体的には励磁信号がピークとなるタイミングにおいて、出力信号を検知し、励磁信号と出力信号との関係から距離ｄを測定する。

従来の位置センサの場合、励磁信号の振幅と出力信号の振幅とから距離ｄを算出するため、所定の周期毎に出力信号の振幅を計測する必要がある。そのため、出力信号の振幅の計測に時間がかかり、高速な位置検出が困難である。また計測中にノイズが混入する確率も高くなる。
しかし、位置センサ１は、励磁信号の特定のタイミング、具体的にはピークとなる瞬間毎に出力信号を取得し、距離ｄの算出を行うため、高速な位置検出が可能であり、さらにノイズの影響が小さい。

なお、位置センサ１による検出タイミングは、上記のように励磁信号が極大となるピーク位置の他、励磁信号が極小となるボトム（トラフ）であってもよい。
以下、ピーク位置での検出コイル３からの出力信号の検出の例について説明するが、励磁信号のボトム位置での検出コイル３からの出力信号の検出についても同様である。
励磁信号が極値を示す位置、又は励磁信号の時間変化の傾きの符号が正から負又は負から正に転ずる位置をピーク位置と称するものであり、ピークとは極大に限定的に解釈するものではなく、極小も含み、極値となる位置を示すものとする。

制御装置４は、検出コイル３の出力信号をＡＤＣ４３により数値化することにより、出力信号の電圧値を計測することができる。励磁信号はＤＡＣ４２により生成されたものであるから、制御装置４は、出力信号を計測したタイミングにおける励磁信号である入力信号の電圧値も認識している。そのため、所定のタイミングで、励磁信号と出力信号との関係からインダクタンス変化を反映する計測値を算出することが可能である。

制御装置４の記憶装置４４には、予め上記計測値と距離ｄとの相関データを例えばデータテーブル又は関係式として保存されている。
制御装置４のＣＰＵ４１は、相関データと上記計測値とから距離ｄを算出することができ、ＩＯ４５を介して外部に距離ｄ又は距離ｄを反映する電気信号を出力することができる。なお、距離ｄを反映する電気信号はデジタル信号でもアナログ信号でもよい。

従来、励磁コイル２を励磁する励磁信号は、別途設けられた発振器で生成された正弦波が使用されてきた。しかし、以下に説明するように、位置センサ１の制御装置４は、励磁信号を三角波、又は鋸波として生成することができ、別途の発振器を必要としない。
制御装置４が励磁信号を発生するために、クロック信号のカウント数と励磁信号の電圧との関係を指定するテーブル（励磁信号生成テーブルと称す。）が記憶装置４４に保存されている。励磁信号生成テーブルは半周期のクロックカウント数と励磁信号の電圧との関係が指定されている。
ＣＰＵ４１は記憶装置４４から励磁信号生成テーブルを読み出し、ＤＡＣ４２を制御して、クロック信号のカウント数に応じて励磁信号生成テーブルに指定された電圧を励磁信号として生成する。
このように制御装置４のＤＡＣ４２は、ソフト的に所定の周波数の励磁信号を生成することができる。

励磁信号生成テーブルは、例えば初期状態のクロックカウント数を０、励磁信号の電圧を０Ｖとし、初期状態から、所定のクロックカウント数（クロック単位数ΔＣ）毎、例えば１０カウント毎に、ＤＡＣ４２から出力される励磁信号の電圧を一定電圧（出力変化量ΔＶ）増大させ、励磁信号の電圧が最大値Ｖｍａｘとなるピーク位置Ｐのクロックカウント数（Ｃｐ）、例えば５００（＝Ｃｐ＝５０＊ΔＣ）を超えると、所定のクロックカウント数毎に励磁信号の電圧を一定電圧（単位数Δ）減少させ、半周期の最後のクロックカウント数、例えば１０００において励磁信号の電圧を初期状態の０Ｖとなるよう構成されている。
ここでクロック単位数ΔＣは自然数、出力変化量（ΔＶ）はＤＡＣ４２の分解能の自然数倍である。

励磁信号生成テーブルは、半周期単位で、例えば２次元配列（０、０）、（ΔＣ、ΔＶ）、（２ΔＣ、２ΔＶ）・・・（Ｃｐ、Ｖｍａｘ）、（Ｃｐ－ΔＣ、Ｖｍａｘ－ΔＶ）・・・（２Ｃｐ、０）として記憶装置４４に保存できる。
なお、励磁信号生成テーブルの代わりに、半周期単位で励磁信号の電圧とクロックカウント数との関係を示す一次式として保存してもよい。しかし、テーブルとして記憶することにより、励磁信号の出力処理を高速に実行することができる。

図２は、ＤＡＣ４２から出力された励磁信号の例を示すグラフである。図２（Ａ）は励磁信号が三角波である例を示すグラフであり、図２（Ｂ）はその一部を拡大したグラフであり、図２（Ｃ）は励磁信号が鋸波である例を示すグラフである。図２において横軸はクロックカウント数、縦軸は電圧である。

図２（Ａ）、（Ｃ）に示すように、デジタル処理によりＤＡＣ４２が直接出力する信号波形は、三角波、又は鋸波である。信号電圧は、巨視的には、図中Ｐで示すピーク位置までクロックカウント数とともに線形に増大し、その後クロックカウント数とともに線形に減少する。
図２（Ｂ）はピーク位置（Ｐ）近傍の励磁信号波形を示す。図２（Ｂ）中点線で示すように、信号波形は、ピーク位置（Ｐ）を境に、巨視的な傾斜が正から負に転じる。励磁信号波形は、図２（Ｂ）中のＰで示すピーク位置まで、離散的にクロックカウント数とともに変化し、微視的に階段状に増大減少し、ピーク位置Ｐを境に減少する。

各階段の平坦部（ステップ領域と称す。）のクロックカウント数はクロック単位数ΔＣであり、１以上の値である。クロック単位数ΔＣを２以上の値とすることで、後述するように、特別なノイズ除去方法が可能となる。

このように励磁信号は、励磁信号は、階段関数から構成された三角波又は鋸波であり、図２（Ａ）、（Ｃ）に示すように、巨視的には三角波又は鋸波であるが、図２（Ｂ）に示すように微視的には階段状の波形を有し、階段状の三角波又は鋸波である。励磁信号は、微視的に昇圧と保持とを繰り返しながら巨視的に増大し、ピークを越えると、微視的に降圧と保持とを繰り返しながら巨視的に減少する。

クロックカウント数に従って、信号波形が形成されるため、波形のピーク位置は明確に確定される。また、励磁信号生成テーブルにより励磁信号を生成する場合、ＣＰＵの負荷を少なくし、ピーク位置がずれることはなく、高速に励磁信号発生処理を実行することが可能となる。

図２（Ｃ）に示すように、励磁信号は、三角波の他に鋸波であってもよい。鋸波の場合、ピーク位置（Ｐ）を超えると、励磁信号の電圧が０Ｖとなり、再びクロックカウント数とともに励磁信号の電圧が増加する。
なお、鋸波は、三角波において、ピーク前後で傾斜角を異なるよう構成されたものであると考えられるため、「三角波」との表記は鋸波を含むものとする。

ＤＡＣ４２が生成した階段状の三角波の励磁信号は、平滑化することなく、励磁コイル２に入力される。従って、ＤＡＣ４２が生成した信号は位相がずれることなく、励磁コイル２に入力される。微視的に階段状の励磁信号により電磁誘導されながら、検出コイル３から出力信号が出力され、ＡＤＣ４３に入力される。

ＣＰＵ４１は、所定のタイミングでＡＤＣ４３を駆動し、検出コイル３の出力信号をデジタル化する。例えばＤＡＣ４２の出力信号のピーク位置Ｐにおいて、ＡＤＣ４３を駆動し検出コイル３の出力信号をデジタル変換し、数値データ化する。数値化された出力信号のデータは、記憶装置４４に保存される。
制御装置４のＣＰＵ４１は、ＤＡＣ４２から生成される励磁信号のピーク位置と同一のクッロクカウント数において、ＡＤＣ４３に入力された検出コイル３からの出力信号を数値化し、計測することができる。センサ部５及び制御装置４には位相をずらすコンデンサを用いていないため、正確にピーク位置での励磁信号と出力信号との関係（例えば比）を認識し、算出することが出来る。

図３は、位置センサ１において、励磁コイル２にＤＡＣ４２で生成した三角波の励磁信号を入力し、検出コイル３から出力された出力信号を示すグラフである。Ｖｉは励磁信号、Ｖｏは出力信号であり、それぞれ実測データである。図３（Ａ）は励磁信号の周波数が１ｋＨｚ、図３（Ｂ）は励磁信号の周波数が２ｋＨｚの例を示す。

図３（Ａ）、（Ｂ）に示すように、励磁信号がピークとなる位置Ｐにおいて、出力信号もピークとなり、いずれの場合においても位相ずれが発生していないことが理解できる。
このように、ＤＡＣ４２により指定された励磁信号のピーク位置Ｐにおいて、正確にＡＤＣ４３により出力信号の値を検知し、数値化できることが実証された。

図３（Ａ）に示すように、１ＫＨｚの励磁信号に対する出力信号は、ピーク位置Ｐの前にほぼ平坦な領域を有する。一方、図３（Ｂ）に示すように２ｋＨｚの励磁信号に対する出力信号は、平坦な領域がなく、励磁信号に対して出力信号の応答性が高い。そのため、励磁信号の周波数を高くすることで、高速で高精度な測定が可能である。

このような高い周波数の励磁信号であっても、同一クロックでＤＡＣ４２とＡＤＣ４３とが動作するため、出力信号を正確に励磁信号と同期させて測定することができる。
図３（Ａ）に示すように出力信号が最小となる位置からピーク位置Ｐまでの時間（以下、ピーク周期と称す。）が時定数の５倍以上となる場合には、ピーク位置Ｐ直前の領域では、信号波形はほぼ平坦な飽和領域となる。しかし、図３（Ｂ）に示すように出力信号ピーク周期が時定数の３．５倍以下、好適には３倍以下となるように励磁信号の周波数を決定することで、出力信号が大きくなり、高いＳ／Ｎ比を得ることができ、高精度な位置検出が可能である。

図３に示すように、検出コイル３の出力信号を検出するタイミングは一部（一瞬）であり、殆どの出力信号はＡＤＣ４３によりデジタル化されない。
従って、ノイズが入力される確率は非常に少ない。また、ＡＤＣ４３を駆動する時間が少なく、位置センサ１の消費エネルギーの低減に寄与する。

なお、励磁信号の周波数は図３に示す例に限定するものではない。周波数として、例えば３０ｋＨｚ～０．１ｋＨｚを採用できる。センサ部５の設置状態、センサ部５と制御装置４との距離、被測定対象物６に対する応答性等に応じて、周波数は適宜設定可能である。例えば、高速性が要求される場合には高い周波数を採用し、センサ部５と制御装置４との距離が長い場合には低い周波数を採用する。

制御装置４は、各クロックカウント数毎に（又は、励磁信号を昇圧若しくは降圧する所定のクロック単位数毎に、）励磁信号と出力信号を検知し、距離ｄを算出できる。そのため、移動平均等のデジタル処理により、ノイズを除去することも可能である。
以下、ノイズ低減のための平均化手法について説明する。
下記の平均化処理により得られた各平均値は、ランダムなノイズが低減され、被測定対象物６までの距離ｄの算出に利用できる。
なお、以下では単純移動平均により平均値を算出しているが、適宜加重移動平均により平均値を算出してもよい。例えば、各タイミングで、出力信号を励磁信号で除した値を使用してもよい。

（平均化手法１）
図４は、ピーク位置Ｐ近傍の階段状の励磁信号を示すグラフである。
ＤＡＣ４２から生成される励磁信号は、クロック単位数ΔＣ毎に、昇圧又は降圧される。
励磁信号は、階段状の三角波で構成されているため、ピーク位置Ｐにおいてクロック単位数ΔＣの間は励磁信号の電圧が一定に維持される。なお、この電圧が一定に維持される期間がステップ領域に相当する。
クロック単位数ΔＣが２以上の場合には、複数のクロックカウント（クロック信号が”Ｈ（ハイ）”となる状態）が含まれているため、クロック単位数ΔＣの各クロックカウントにおいて出力信号を平均化することができる。
ピーク位置のカウント数Ｃにおける出力信号の電圧をＶｏ（Ｃ）とし、ピーク位置Ｃｐにおける出力信号の平均値を＜Ｖｏ（Ｃｐ）＞とする。
図４に示すように、Ｃｐをピーク位置での最初のクロックカウントとすると、＜Ｖｏ（Ｃｐ）＞は以下の式で定義される。
＜Ｖｏ（Ｃｐ）＞＝ΣＶｏ（Ｃ） ・・・（式－１）
積算範囲Ｃ＝Ｃｐ～Ｃｐ+ΔＣ。

このようにピーク位置Ｐを有するステップ領域において、全て又は少なくともその一部の複数クロックカウントにおける出力信号を検出し、平均を求めることで、ランダムノイズを低減することができる。

（平均化手法２）
クロック単位数ΔＣの連続するクロックカウントを１つの集団（グループ）として、ピーク位置Ｐ近傍の複数のクロック単位数ΔＣの集団に対して、出力信号の平均化処理を行うことができる。
具体的には、図４に示すように、ピーク位置Ｐのクロックカウントの位置からｎクロック単位数ΔＣ、例えば５ΔＣ前の出力信号を、クロック単位数ΔＣの集団毎に検出し、平均化してもよい。すなわち、ピーク位置のカウント数がＣｐである場合、カウント数がＣｐ－ｎ＊ΔＣからＣｐの範囲で検出コイルの出力信号を検出し、取得した出力信号を平均化してもよい。
出力信号Ｖｏの平均値＜Ｖｏ＞は以下の式で定義される。
＜Ｖｏ＞＝ΣＶｏ（Ｃｐ－ｋ＊ΔＣ）／（ｎ＋１） ・・・（式－２）
積算範囲ｋ＝０～ｎ、ｎは自然数であり、例えば２～１０。
なお、平均化処理１と平均化処理２とを組み合わせ、Ｖｏ（Ｃｐ－ｋ＊ΔＣ）として、平均化処理１によりクロック単位数ΔＣの集団の範囲で平均化した＜Ｖｏ（Ｃｐ－ｋ＊ΔＣ）＞を用いてもよい。

なお、ＤＡＣ４２で生成される励磁信号の電圧は、例えば励磁信号生成テーブルにより指定されている。その励磁信号の指定値をカウント数がＣｐ－ｎからＣｐの範囲で平均化し、励磁信号の平均値＜Ｖｉ＞として、被測定対象物６までの距離ｄの算出に利用してもよい。また、クロックカウントＣｐ－ｋ＊ΔＣでの励磁信号の電圧をＶｉ（Ｃｐ－ｋ＊ΔＣ）とし、Ｖｏ（Ｃｐ－ｋ＊ΔＣ）の代わりに、励磁信号と出力信号の強度比であるＶｏ（Ｃｐ－ｋ＊ΔＣ）／Ｖｉ（Ｃｐ－ｋ＊ΔＣ）を用いて、強度比の平均値を算出してもよい。この場合、加重移動平均を算出することになる。

上記はカウント数がＣｐ－ｎ＊ΔＣからＣｐまでの範囲で平均化処理を行ったが、出力信号波形に応じて、カウント数がＣｐからＣｐ＋ｎ＊ΔＣまでの範囲で平均化処理を行ってもよく、カウント数がＣｐ－ｎ＊ΔＣからＣｐ＋ｎ＊ΔＣまでの範囲で平均化処理を行ってもよい。
例えば、図３（Ａ）に示される出力信号の場合、カウント数がＣｐ－ｎ＊ΔＣからＣｐまでの範囲での平均化処理が好適であるが、図３（Ｂ）に示される出力信号の場合、いずれの範囲で平均化処理を行ってもよい。出力信号の波形に応じて平均化範囲を設定すればよい。

平均化手法２は、励磁信号がピークとなるタイミングの近傍、すなわちピークを含む所定のクロックカウント数の期間で、検出コイル３からの出力信号を平均化するため、平均化手法１と比較すると長期間での平均値を算出することになるが、出力信号の一部のみを用いて距離ｄの算出を行うため、高速な距離の算出（位置検出）が可能である。

（平均化手法３）
図５は、複数のピークを有する励磁コイル２の励磁信号と検出コイル３の出力信号との対応、及びピーク－ピーク間隔を示すグラフである。
図５に示すように、連続する複数のピーク位置Ｐでの出力信号の電圧を平均化することができる。１つのピーク位置Ｐから次のピーク位置までのクロックカウント数（ピーク位置からピーク位置までの間隔）をＣｆとする。１つのピーク位置のカウント数がＣｐであり、カウント数Ｃにおける出力信号の電圧をＶｏ（Ｃ）とすると、出力信号の電圧平均値＜Ｖｏ＞は以下の式で定義される。
＜Ｖｏ＞＝ΣＶｏ（Ｃｐ＋ｋ＊Ｃｆ）／（ｎ＋１） ・・・（式－３）
積算範囲ｋ＝０～ｎ、ｎは自然数であり、例えば２～１０。
平均化手法３は、励磁信号がピークとなる複数のタイミングにおいて、出力信号を平均化すものであり、平均化手法１、２と比較して、長期間での平均値を算出することになる。

なお、平均化手法１、２と平均化手法３との組み合わせも可能である。
すなわち、連続する複数のピーク位置において、それぞれ平均化手法１、２により出力信号の電圧の平均値＜Ｖｏ＞を算出し、得られた複数の平均値＜Ｖｏ＞を平均化手法３により平均化してもよい。
例えば最初のピーク位置における平均化手法１、２による平均値＜Ｖｏ＞を＜Ｖｏ＞_１とし、ｍ番目のピーク位置における平均値＜Ｖｏ＞を＜Ｖｏ＞_ｍとすると、＜Ｖｏ＞の平均化手法３を応用した平均値＜＜Ｖｏ＞＞は以下の式で定期される。
＜＜Ｖｏ＞＞＝Σ＜Ｖｏ＞_ｋ／ｍ ・・・（式－８）
積算範囲ｋ＝１～ｍ、ｍは自然数であり、例えば２～１０。

なお、出力信号に対して平均化処理を行ったが、検出した各出力信号に対して距離ｄを算出し、距離ｄに対して、上記平均化手法１～３を施し、距離ｄのノイズを低減してもよい。

このように、位置センサ１は、単純な構成でありながら、正確で高精度な位置検出が可能である。
また主要な構成部品である制御装置４は、ＤＡＣとＡＤＣとを備えた市販のマイコンを用いることができ、小型で低コストな位置センサ１の製造を可能とすることができる。
さらに、検出コイル３からの出力信号の計測は、間欠的に実行されるため、消費電力を抑えることも可能である。そのため、位置センサ１を電池駆動することも可能であり、別途の電源供給を必要とせず、各種の装置に容易に組み込むことを可能とする。
さらに、クロックカウント毎又はクロック単位数ΔＣ毎に、励磁信号と同時した出力信号を検出できるため、種々の平均化処理によるノイズ低減対策を適用することができる。

上記のとおり位置センサ１は、位置検出のタイミングを制御装置４のＣＰＵ４１により制御可能であるという特性を備えている。この特性を利用して、パルス信号により制御される同期モータであるモータ９に起因してノイズが発生する環境下においても、ノイズを回避して位置検出が可能となる。

図６（Ａ）は、モータ９を駆動した際に電源ライン等に発生するノイズ信号の例を示すグラフである。横軸は時間であり、縦軸は電源電圧を示す。図６（Ｂ）は、モータ９としてリニアモータの例を示し、モータ９の主要な構成要素の模式図を示す。
ノイズはパルス信号に重畳するが、図６（Ａ）はノイズ成分を示すものであり、電源ラインのグランド側の例を示す。
なお、ノイズは、リニアモータを駆動する電源ラインを介して位置センサ１の電源ラインやグランド線等に重畳することがある。特に、位置センサ１の電源を、モータ９の電源と共有する場合、ノイズの影響は大きくなる。

図６（Ａ）中矢印により示すように、一定の周期のノイズがピークとして観察される。
発生したノイズ信号が、検出コイル３の出力信号に混入すると、位置を誤検出することになる。
図６（Ｂ）に示す例においては、モータ９は、例えば３つの電磁コイル２０ａ、２０ｂ、２０ｃから構成された電機子２１と、Ｎ極及びＳ極とを有する円柱状の永久磁石を密着して交互に逆向きに並べられた界磁２２とを備えている。電機子２１と界磁２２の一方が固定子、他方が可動子となる。
コントローラ１１２は電機子２１の各電磁コイル２０ａ、２０ｂ、２０ｃに印加するパルス状の駆動電流のタイミング（周期、幅、デューティ等）を制御することで、電磁力により可動子を移動させ、可動子の位置や移動速度を制御することができる。
パルス状の駆動電流（パルス信号）によりモータ９を駆動させると、例えば電機子２１と界磁２２、特に各永久磁石の接合部との間で磁界が変化する際にノイズが発生する。また、ステッピングモータのように、可動子が回転する場合も同様に、コントローラ１１２は可動子の回転角や、回転速度を制御することができる。

このように、パルス信号により制御されるモータ９の場合、ノイズの発生タイミングは、モータ９を制御するコントローラ１１２からの出力パルス信号により確定される。
ノイズの発生タイミング又は周期は、例えば電源電圧が所定の閾値以上となるタイミングを計測することにより検出することができる。制御装置４はコントローラ１１２からの制御信号を信号線Ｌ１４及びＩＯ４５を介して受信することができる（図１参照）。
予めノイズの発生タイミングとコントローラ１１２の出力パルス信号との相関関係データを取得しておき、相関関係データは制御装置４の記憶装置４４に保存されている。

制御装置４の記憶装置４４に保存された上記相関関係データを用いることにより、ＣＰＵ４１は、モータ９の制御信号であるコントローラ１１２の制御パルス信号（出力パルス信号）を、ＩＯ４５を介して受信すると、モータ９によりノイズが発生するタイミングを認識（又は予測）することができる。
実使用状態では、一般に、パルス信号により制御される同期モータ（モータ９）は、パルス信号を生成するコントローラ１１２と組合わせて使用されているため、位置センサ１は既存のコントローラ１１２を活用することができる。そのため、位置センサ１は、モータ９を使用する装置や設備に複雑な改良を加えることなく、容易に、幅広く対応することができる。

図７（Ａ）は、センサ部５の励磁コイル２に印加する励磁信号と、検出コイル３からの出力信号と、予測されるノイズ発生時刻（図中矢印で示される）を示すグラフである。
ノイズ発生時刻はコントローラ１１２から出力されるモータ９の制御信号と記憶装置４４に保存された相関関係データから予測することが可能である。図７（Ａ）に示すように、時刻ｔｘにおいて、励磁信号のピークＰｘの時刻とノイズ発生時刻とが重なることが理解できる。
図７（Ｂ）は、ノイズ回避のため、ノイズが発生する予測時刻（以下、ノイズ発生予測時刻と称することがある。）と重なるピークを含む励磁信号の三角波を排除した励磁信号を示すグラフである。

モータ９起因のノイズの影響を回避するため、制御装置４はノイズ発生予測時刻にピークＰｘを有する（又はノイズ発生予測時刻とピーク時刻が重なる）励磁信号の三角波、又は鋸波を発生させず、被測定対象物６の位置の検出を行わないか、又は検出コイル３からの出力信号を用いて被測定対象物６の位置の算出を行わないように構成することができる。
すなわち、位置センサ１は、ノイズ発生予測時刻において、位置（距離）を測定することを回避（停止）することで、ノイズによる誤検出を回避する。

具体的には、制御装置４のＣＰＵ４１はコントローラ１１２の出力パルス信号を受信しながらノイズが発生する時刻ｔｘを予測し（ノイズ発生予測時刻を算出し）、時刻ｔｘが励磁信号のピークＰｘと重なることを認識（又は予測）すると、その時刻ｔｘを含む三角波又は鋸波の生成時刻においては、センサ部５を駆動しないように制御する。ＣＰＵ４１は、具体的には励磁コイル２に励磁信号を印加せず（図７（Ｂ）参照）、検出コイル３からの出力信号を受信しないように制御する。又は、ＣＰＵ４１は、モータ９のノイズが励磁信号のピークＰｘと時刻ｔｘとが重なることを認識（又は予測）すると、時刻ｔｘにおいては、ＡＤＣ４３を介して取得する検出コイル３の出力信号のデータを使用せず、距離ｄの算出を停止するように制御することができる。
いずれの場合においても、ＣＰＵ４１は、距離ｄの算出に関して、モータ９のノイズ発生予測時刻に同期して、検出コイル３からの出力信号をデジタル的に排除するように構成される。
なお、励磁コイル２に励磁信号を印加しないよう構成した場合、消費エネルギーを低減できるという効果がある。

位置センサ１は、短時間又は瞬間的に（励磁信号のピーク時刻において）位置検出が可能であるため、モータ９のノイズ発生タイミングを回避して、被測定対象物６の距離ｄを計測することが可能であり、正確に位置検出が可能となる。

なお、位置センサ１は、モータ９のコントローラ１１２と連動して、ノイズの影響を排除しながら被測定対象物６の位置を検出するものであり、被測定対象物６の形態は限定されない。図１（Ａ）に示す例においては、被測定対象物６はモータ９により移動する例を示したが、その例に限定されない。例えば、被測定対象物６は、モータ９により移動する物体上に固定された物、モータ９の近傍に存在する物やモータ９自体であってもよい。

位置センサ１が、モータ９のノイズの影響下にある場合においても、位置センサ１は、モータ９のコントローラ１１２の出力信号を受信して、モータ９起因のノイズの発生時刻を予測し、ノイズの混入を回避しながら被測定対象物６の位置を計測することができる。

（実施形態２）
位置センサ１は複数のセンサ部５を備えることにより、モータ９起因のノイズを回避しながら多点測定を可能とすることもできる。
また、複数のセンサ部５が近接して配置された場合には、各センサ部５の動作自体が互いに干渉し、誤検出を招く場合がある。
例えば、１つのセンサ部５の励磁コイル２に印加された励磁信号により発生した磁界が、隣接する他のセンサ部５の検出コイル３にまで及ぶと、当該検出コイル３の出力信号に影響を与えることがある。複数のセンサ部５が存在する場合、複数のセンサ部５のそれぞれに対して、その他のセンサ部５の磁界は外部のノイズ発生源となることがある。
実施形態２においては、複数のセンサ部５が近接して配置された場合においても、互いに干渉することなく、１つの位置センサ１により正確に多点の位置計測が可能となる。
なお、センサ部５の励磁コイル２に励磁信号を印加することを、単にセンサ部５に励磁信号を印加すると表現し、センサ部５の検出コイル３から出力信号が出力されることを、単にセンサ部５から出力信号が出力されると表現することがある。

図８（Ａ）は複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄを備えた位置センサ１の主要構成を示す概念図である。
図８（Ｂ）は、複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄの励磁コイル２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄに印加する励磁信号の例を示すグラフである。図８（Ｂ）において縦軸は励磁信号の電圧、横軸は時間を示す。
図８においては４つのセンサ部５を備えた例を示すが、センサ部５の数は４に限定するものではない。

図８（Ａ）に示すように、制御装置４と複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄのそれぞれとは、励磁信号線Ｌ５７ａ、Ｌ５７ｂ、Ｌ５７ｃ、Ｌ５７ｄ及び検出信号線Ｌ５８ａ、Ｌ５８ｂ、Ｌ５８ｃ、Ｌ５８ｄにより電気的に接続されている。
制御装置４は、複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄのそれぞれに、励磁信号線Ｌ５７ａ、Ｌ５７ｂ、Ｌ５７ｃ、Ｌ５７ｄを介して励磁信号を出力し、複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄのそれぞれから、検出信号線Ｌ５８ａ、Ｌ５８ｂ、Ｌ５８ｃ、Ｌ５８ｄを介して検出信号を入力することができる。
制御装置４は、複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄに対応した被測定対象６との距離をそれぞれ算出し、複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄのそれぞれに対応した距離の算出値を信号線Ｌ１を介して外部に出力する。
なお、制御装置４は複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄが接続可能なようにＩＯ４５は複数の入出力ポートを備えた構成とすることができる。

複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄの励磁コイル２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄの磁場が互いに干渉することを避けるため、同時に複数の励磁コイル２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄに励磁信号が印加されないように、励磁信号を印加するタイミングを制御する。
まず、制御装置４は、複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄのうち１つ、例えば第１のセンサ部５ａを選択して、排他的に励磁信号を印加し、第１のセンサ部５ａの出力信号のみを受信する。
なお、選択された１つのセンサ部５を、単に指定センサ部５と称することがある。

次に、第１のセンサ部５ａと異なる第２のセンサ部５ｂを選択して排他的に励磁信号を印加し、第２のセンサ部５ｂの出力信号のみを受信する。
以下順次、制御装置４は、複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄのうちの１つのセンサ部５のみを選択（指定）して、指定センサ部５のみに励磁信号を排他的に印加し、指定センサ部５の出力信号のみを受信する。制御装置４は指定センサ部５と被対象物６との距離を算出することができる。

図８（Ｂ）は複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄに励磁信号を順次排他的に印加するタイミングを示す。４つのセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄを有する場合について説明するが、センサ部５の台数は４に限定されない。
Ｔａの期間に第１のセンサ部５ａに励磁信号を印加し、その後Ｔｂの期間に第２のセンサ部５ｂに励磁信号を印加する。励磁信号は、１つの制御装置４から供給されるため、Ｔａの期間とＴｂの期間とは互いに重ならない。
以下同様に、Ｔｃの期間に第３のセンサ部５ｃに、Ｔｄの期間に第４のセンサ部５ｄに１つの制御装置４から励磁信号が供給される。

なお、第４のセンサ部５ｄに印加する励磁信号のグラフに記載されているように、励磁信号が、モータ９からのノイズが発生するタイミング（ノイズ発生予測時刻）ｔｘを含む場合、特に励磁信号のピークＰｘがノイズ発生予測時刻ｔｘと重なることが予測される場合には、制御装置４から第４のセンサ部５ｄに励磁信号の供給を行わないように制御するか、または、第４のセンサ部５ｄからの出力信号により、距離の算出を行わないように制御する。

以上のように、制御装置４は、複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄから順次選択された１つのみに励磁信号を印加し、複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄのうちの２つ以上に同時に励磁信号を印加されないように制御しているため、複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄは、互いに干渉することなく距離の測定が可能となる。
さらに外部のモータ９からのノイズの影響を排除することも可能である。

なお、実施形態２の位置センサ１は、外部のモータ９からのノイズの影響が無い、又はモータ９等の外的ノイズ発生原因が存在しない場合にも、複数のセンサ部５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄの相互干渉を防止しながら多点測定を行うことが可能であるという特別の効果を奏することができる。
この場合、制御装置４は、モータ９のコントローラ１１２等との電気的接続は不要である。

本発明にかかる位置センサは、外部ノイズ、特にパルス制御の同期モータによるノイズが影響する環境下においても、簡単な構成でありながら、高速で正確に被測定対象物までの距離を測定することができる。簡単な構成であり、従来より小型で、低コストで位置センサを製造することも可能となる。
また、本位置センサは、既存の同期モータと連携させることが可能であり、多点測定も可能であり、様々な用途、場面に適用することが可能であり、産業上の利用可能性は大きい。

１ 位置センサ（位置検出装置）
２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ 励磁コイル
３ 検出コイル
４ 制御装置
４１ ＣＰＵ（演算処理部）
４２ ＤＡＣ（デジタルアナログ変換器）
４３ ＡＤＣ（アナログデジタル変換器）
４３ａ 第１のＡＤＣ
４３ｂ 第２のＡＤＣ
４４ 記憶装置
４５ ＩＯ（入出力部）
５、５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ センサ部
６ 被測定対象物
７ 入力信号増幅装置（励磁信号増幅装置）
８ 出力信号増幅装置（検出信号増幅装置）
９ モータ
１０ 伝達機構（動力伝達機構）
１１ 電力制御装置
１１１ ドライバ
１１２ コントローラ（モータ制御部）
Ｌ１１ 信号線
２０ａ、２０ｂ、２０ｃ 電磁コイル
２１ 電機子
２２ 界磁
Ｌ１０ 信号線
Ｌ１１ 信号線
Ｌ１４ 信号線
Ｌ５７ａ、Ｌ５７ｂ、Ｌ５７ｃ、Ｌ５７ｄ 励磁信号線
Ｌ５８ａ、Ｌ５８ｂ、Ｌ５８ｃ、Ｌ５８ｄ 検出信号線

Claims (6)

1. 励磁コイル及び検出コイルを有するセンサ部と、制御部とを備え、
   前記制御部は、演算処理部とデジタルアナログ変換器とアナログデジタル変換器とを有し、
   前記演算処理部と前記デジタルアナログ変換器と前記アナログデジタル変換器とはいずれも同一のクロック信号により同期して動作し、
   前記励磁コイルには、前記デジタルアナログ変換器により生成された励磁信号が印加され、
   前記演算処理部は、前記検出コイルからの出力信号を、前記励磁信号の所定のタイミングと同期して、前記アナログデジタル変換器により検出し、
   同期して検出した前記出力信号と前記励磁信号とから前記センサ部と被測定対象物との距離を算出して出力することが可能であり、
   前記制御部は、
   パルス信号により制御可能なモータへ制御パルス信号を生成するコントローラから前記制御パルス信号を入力し、
   前記制御パルス信号から前記モータ起因のノイズ発生時刻を予測し、前記ノイズ発生時刻での前記センサ部と前記被測定対象物との距離の出力を回避することを特徴とする位置センサ。
2. 複数のセンサ部と、制御部とを備え、
   前記複数のセンサ部のそれぞれは、励磁コイル及び検出コイルを有し、
   前記制御部は、演算処理部とデジタルアナログ変換器とアナログデジタル変換器とを有し、
   前記演算処理部と前記デジタルアナログ変換器と前記アナログデジタル変換器とはいずれも同一のクロック信号により同期して動作し、
   前記制御部は、前記複数のセンサ部から１つの指定センサ部を順次選択し
   前記指定センサ部の前記励磁コイルには、前記デジタルアナログ変換器により生成された励磁信号が排他的に印加され、
   前記演算処理部は、前記指定センサ部の検出コイルからの出力信号を、前記励磁信号の所定のタイミングと同期して、前記アナログデジタル変換器により検出し、
   前記指定センサ部からの前記出力信号と前記指定センサ部へ印加した前記励磁信号とから、前記指定センサ部と被測定対象物との距離を算出することを特徴とする位置センサ。
3. 前記制御部は、
   パルス信号により制御可能なモータへ制御パルス信号を生成するコントローラから前記制御パルス信号を入力し、
   前記制御パルス信号から前記モータ起因のノイズ発生時刻を予測し、前記ノイズ発生時刻での前記指定センサ部と前記被測定対象物との距離の出力を回避することを特徴とする請求項２記載の位置センサ。
4. 前記励磁信号がピークとなるタイミングで前記出力信号を検出することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載の位置センサ。
5. 前記励磁信号が階段関数からなる三角波であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項記載の位置センサ。
6. 前記制御部は、前記出力信号を平均化することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項記載の位置センサ。

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