JP2022518826A - Ｎ個のスイッチングセルを伴うブーストコンバータを制御するための方法 - Google Patents

Ｎ個のスイッチングセルを伴うブーストコンバータを制御するための方法 Download PDF

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Abstract

本発明は、Ｎが非ゼロの自然数である、Ｎ個のスイッチングセル（Ｃｅｌｌ１～ＣｅｌｌＮ）を伴う同期ブーストコンバータ（２）を制御するための方法であって、ブーストコンバータは、入力として、ＤＣ電圧（Ｖｉｎ）を電圧源から受け、出力として、入力電圧（Ｖｉｎ）以上の出力電圧（Ｖｏｕｔ）を動的負荷に供給し、方法は、－ ブーストコンバータ（２）においての総エネルギー誤差（φ）を推定するステップと、－ ブーストコンバータの出力電力値（Ｐｏｕｔ）の変動を、総エネルギー誤差の推定の関数として推定するステップと、－ ブーストコンバータの動的負荷出力電力（Ｐｏｕｔ）の値を、動的負荷出力電力値（Ｐｏｕｔ）の変動の推定の関数として推定するステップと、－ 各々の電流セルに対する電流セットポイントを、動的負荷出力電力（Ｐｏｕｔ）の値の関数として算出するステップとを含む、方法に関係する。【選択図】図４

Description

本発明は、Ｎ個のスイッチングセルを伴うブーストコンバータを制御するための方法に関係する。
本発明は、ＤＣ電圧を上昇させるコンバータである、ステップアップコンバータとしても知られている、ＤＣ／ＤＣブーストコンバータに関係する。
ハイブリッドまたは電気の自動車の分野において、ブーストコンバータ２が、図１において表されるように、電気牽引機械４を備える電気的組立体１０において使用されることが知られている。
そのような電気的組立体１０において、ブーストコンバータ２は、動的電流源であると考えられる、電圧インバータ３および電気機械４の上流に配される。
ブーストコンバータ２は、しかしながら、電気的源１および入力フィルタの下流に配置される。
ブーストコンバータ２は、ＤＣ－ＤＣコンバータである。そのブーストコンバータの目標は、それゆえに、そのブーストコンバータが供給する負荷に、入力において測定されるＤＣ電圧以上のＤＣ電圧を提供することである。
このタイプのコンバータは、非最小位相システムである。具体的には、Ｈ（ｓ）により表象される、出力電圧を制御動作に結び付ける伝達関数は、複素平面において、正の実数部分を有する零点を呈する。
動作の所与の安定化された点の周囲に小信号モデルおよび線形化を適用することにより、伝達関数Ｈ（ｓ）は、後に続く形式をとる。
Figure 2022518826000002
ここで、ｚ１＞０、ｐ１＜０、およびｐ２＜０は、それぞれ、伝達関数Ｈ（ｓ）の零点および極である。
他方では、ブーストコンバータ２は、初期には入力の変動に対して逆である出力応答を呈する非最小位相システムである。出力は、安定化された点に収束する前に発散する傾向にある。このことは、出力電圧の同期外れ位相と呼称される。その上、一方ではそのブーストコンバータの様々な状態と、他方では制御動作との間の関係性は、非線形である。
さらには、一般的な問題は、Ｎが非ゼロの自然数である、Ｎ個のスイッチングセルＣｅｌｌ１～ＣｅｌｌＮを伴うブーストコンバータを、特に、スイッチングセルが、ダイオードを内包する受動ブーストコンバータと対照的に、半導体、例えばＭＯＳＦＥＴにより形成される、図２において表されるような同期ブーストコンバータを、安定的および急速な様式で制御することの問題である。
従来技術から特に注目すべきは、Ｎが非ゼロの自然数である、Ｎ個の位相を伴うブーストコンバータを制御するための方法を説明する文書、米国特許出願公開第２０１７／０２５７０３８Ａ１号である。この方法は、システムのスイッチング周波数を修正することを目標とし、ＤＣバスの共振周波数を回避するために、様々なセルの制御作用の間に位相差を加える。しかしながら、そのような解決策は、同時的に安定的、動的、および高速である制御を達成することを可能にしない。
ゆえに、本発明は、ブーストコンバータ、および、より詳しくは、同期ブーストコンバータの制御を、より安定的に、および、より高速にすることを目標とする。
この最終目的のために、Ｎが非ゼロの自然数である、Ｎ個のスイッチングセルを伴う同期ブーストコンバータを制御するための方法であって、前記ブーストコンバータは、入力において、ＤＣ電気電圧を電圧源から受け、出力において、入力電圧以上の出力電圧を動的負荷に提供し、方法は、
－ 前記入力および出力電圧の測定の値を獲得するためのステップと、
－ 各々のスイッチングセルにおいて測定される入力電流を獲得するためのステップと
を含み、
方法は、さらには、
－ 前記ブーストコンバータにおいての総エネルギー誤差を、前記入力電圧、前記出力電圧、および前記測定される入力電流の関数として推定するためのステップと、
－ ブーストコンバータの出力電力値における変動を、総エネルギー誤差の前記推定の関数として推定するためのステップと、
－ ブーストコンバータの前記動的負荷出力電力の値を、動的負荷出力電力値における変動の前記推定の関数として推定するためのステップと、
－ 各々のスイッチングセルに対する電流セットポイントを、前記動的負荷出力電力の前記値の関数として算出するためのステップと、
－ 各々のスイッチングセルを、前記算出される電流セットポイントの関数として制御するためのステップと
を含む、方法が提案される。
かくして、方法は、推定される電力が、電力コンバータの入力において総電力に向かって収束する際の因となる、制御動作に到達することを可能にする。
この方法により、ブーストコンバータの出力電圧は、相対的に良好なシステム安定性を確実にし、外乱に関連した制御システムの応答性および動態を最適化しながら、ユーザによりセットされるセットポイント電圧に調整され得る。
有利には、および、非限定的な様式で、ブーストコンバータの動的負荷出力電力値における変動は、総エネルギー誤差の前記推定についての比例制御により推定される。かくして、相対的に高速の、および安定的な収束による、推定される値が取得され得る。
有利には、および、非限定的な様式で、ブーストコンバータの前記動的負荷出力電力（Ｐｏｕｔ）の値は、総エネルギー誤差の前記推定についての比例積分制御により推定される。かくして、相対的に高速の、および安定的な収束による、推定される値が取得され得る。
有利には、および、非限定的な様式で、前記ブーストコンバータにおいての総エネルギー誤差を推定するための前記ステップは、ブーストコンバータの入力電力と動的負荷出力電力との間の差の関数、および、前記ブーストコンバータの線形表現を規定する出力ベクトルの関数である。かくして、総エネルギー誤差の相対的に高い信頼性の推定が取得され得る。
有利には、および、非限定的な様式で、前記出力ベクトルは、各々のスイッチングセルに対しての、前記スイッチングセルのインダクタンスの値と、前記対応するスイッチングセルにおいての測定される入力電流の二乗との積の離散的総和の関数として、および、ブーストコンバータの出力容量の値と、前記出力電圧の二乗との積の関数として算出される。かくして、ブーストコンバータの線形化を形成する出力ベクトルが、相対的に急速に、および高い信頼性で決定され得る。
本発明は、さらには、ＤＣ電気源と、Ｎ個のスイッチングセルを伴うブーストコンバータと、ＤＣ／ＡＣ電圧コンバータと、電気機械と、先に説明されたような方法を実施するのに適した前記ブーストコンバータのための制御デバイスとを備える電気的組立体に関係する。
本発明は、さらには、そのような電気的組立体を備える自動車に関係する。
本発明の他の特徴および利点は、本発明の個別の実施形態の、後に続く説明を読むことを機に、より明確になることになり、その実施形態は、添付される図面への参照を伴って、指示ということで、ただし、非限定的な様式で与えられる。
本発明に応じた電気的供給組立体の原理の線図である。 本発明の第１の実施形態に応じて制御される、Ｎが非ゼロの自然数、この事例においては３より大である、Ｎ個の位相を伴うブーストコンバータの概略線図である。 ブーストコンバータのスイッチングセル、および、そのブーストコンバータの動作モードの各々に対する等価回路に対する概略線図である。 ブーストコンバータの各々のスイッチングセルの入力においての電流セットポイントの推定器の図式的表示の図である。
本発明の第１の実施形態において、図１から４を参照して、Ｎ個のスイッチングセルＣｅｌｌ１～ＣｅｌｌＮを伴う電圧ステップアップコンバータに対する厳密フィードバック線形化による非線形制御の方法が説明される。
図２を参照すると、各々のスイッチングセルＣｅｌｌ１～ＣｅｌｌＮは、２つの制御スイッチＳ１～ＳＮおよび
Figure 2022518826000003
と、インダクタンスＬ１～ＬＮとを備える。
この方法は、制御されることになるシステムが呈する非線形性に対して補償することを可能にする。
この補償の形式は、システムの構造に結び付けられる。例ということでは、減算による、
Figure 2022518826000004
により表象される非線形項に対して補償するために、システムの入力においての制御ベクトルｕ、および非線形項
Figure 2022518826000005
は、加算
Figure 2022518826000006
の形式で、一体で出現しなければならない。
他方では、除算による
Figure 2022518826000007
に対して補償するために、制御ベクトルｕおよび非線形項は、乗算
Figure 2022518826000008
の形式で、一体で出現しなければならない。
Ｎ個のスイッチングセルを伴うブーストコンバータ２の式は、後に続くようなものである。
Figure 2022518826000009
式（１）は、後に続くようなアフィン非線形方程式の汎用形式で表現され得る。
Figure 2022518826000010
かくして、式（２）は、次式となる。
Figure 2022518826000011
ここで、
・Ｘ∈Ｒｎ＝（ｉ１ ｉ２ … ｉＮ Ｖｏｕｔ）ｔ システムの状態変数のベクトル、
・ｕ（ｔ）＝（α１ … αＮ）∈Ｒｍは、システムへの入力と考えられる制御ベクトルを表し、αｋは、第ｋのスイッチングセルのスイッチＳｋに付与されるデューティサイクルであり、１－αｋは、第ｋのスイッチングセルのスイッチ
Figure 2022518826000012
に付与されるデューティサイクルである。
・ｆ（Ｘ）およびｇ（Ｘ）は、無制限に微分可能な非線形関数であり、
・（Ｌ１、Ｌ２、…、ＬＮ）およびＣｏｕｔは、それぞれ、各々のスイッチングセルのインダクタンス、および、ブーストコンバータの出力においてのキャパシタであり、
・ｉ１、ｉ２、…、ｉＮおよびＶｏｕｔは、それぞれ、各々のインダクタンスにおいての電流、および、ブーストコンバータ２の出力電圧であり、
・Ｐｏｕｔは、出力においてブーストコンバータ２に接続される動的負荷の電力である。
ここから以降、図３および４を参照しての説明において、ブーストコンバータ２を、単に単一のスイッチングセルに対して説明することになる。
さらにはブースト２と呼ばれるブーストコンバータ２は、２つの動作モード：ブースト２のインダクタンスＬ１が充電され、これに対し、出力においてのキャパシタＣｏｕｔが放電する、第１のモード３１；および、ブースト２のインダクタンスＬ１が放電し、これに対し、出力においてのキャパシタＣｏｕｔが充電される、第２のモード３２を呈する。
第１のモード３１は、後に続く電気的方程式により律される。
Figure 2022518826000013
この第１のモード３１においてのエネルギー変動の関連として、インダクタンスに貯蔵されるエネルギーに対する方程式は、形式
Figure 2022518826000014
のものである。かくして、後者の時間における変動は、後に続く形式をとる。
Figure 2022518826000015
その上、キャパシタに貯蔵されるエネルギーに対する方程式は、形式
Figure 2022518826000016
のものである。かくして、後者の時間における変動は、後に続く形式をとる。
Figure 2022518826000017
第２のモード３２は、後に続く電気的方程式により律される。
Figure 2022518826000018
このモードにおいてのエネルギー変動の見地において、
－ インダクタンスに貯蔵されるエネルギーの時間における変動は、後に続く形式をとる。
Figure 2022518826000019
－ キャパシタに貯蔵されるエネルギーの時間における変動は、後に続く形式をとる。
Figure 2022518826000020
それゆえに、Ｅｔにより表象される、システムに貯蔵される総エネルギーにおける変動は、
Figure 2022518826000021
および
Figure 2022518826000022
である。
一般的には、後に続く出力ベクトルが、Ｎ個のスイッチングセルを伴うコンバータの事例に対する、システムの総体的線形化を可能にする。
Figure 2022518826000023
式（１２）に対する１次微分は、後に続く式を与える。
Figure 2022518826000024
そこで、式（１３）は、コンバータにより散逸させられる損失を表す、時間の関数としてのシステムにおいての総エネルギーにおける変動に対応する。
ＤＣ／ＤＣコンバータにより吸収される総電流のセットポイント
Figure 2022518826000025
を推定することが求められる。そこで、効率ηの電力コンバータに対して、および、電力の保存の定理に応じて、後に続く数式が取得される。
Figure 2022518826000026
ここで、
Figure 2022518826000027
および
Figure 2022518826000028
である。
かくして、入力電流は、次式となる。
Figure 2022518826000029
ゆえに、後に続く方程式の系となる。
Figure 2022518826000030
ここで、
Ｐｍｉｎ≦Ｐｏｕｔ＝∫σ・ｄτ≦Ｐｍａｘ （１７）
である。
後に続く２つの事例の間で、区別の一線が画され、
－ 過渡状態において、σ≠０であり、Ｐｏｕｔは可変であり、
－ 定常状態において、σ＝０であり、Ｐｏｕｔは一定である。
他方では、表現式（１３）を取り上げると、この式は、２つの項から組成される。
第１の項
Figure 2022518826000031
は、コンバータにより吸収される総電力を表す。インダクタンスにおいての入力電圧および電流は、センサを使用して物理的に測定される２つの変数である。かくして、コンバータにより吸収される総電力が知られる。
第２の項、Ｐｏｕｔは、負荷より吸収される有用な電力を表す。後者は、測定されるのではなく、推定され得る。かくして、その電力は、
Figure 2022518826000032
により表象される。
ゆえに、式
Figure 2022518826000033
は、次式となる。
Figure 2022518826000034
かくして、推定誤差は、次式となる。
Figure 2022518826000035
Figure 2022518826000036
のとき、次式となる。
Figure 2022518826000037
式
Figure 2022518826000038
を推定誤差の関数として表現することにより、後に続く数式：
Figure 2022518826000039
および
Figure 2022518826000040
が取得され、ここで、ｋ１およびｋ２は、決定されることになる観測器の利得である。
これらの式が、推定誤差項
Figure 2022518826000041
が組み込まれるルーエンバーガー観測器の形式をとるということに留意されたい。
この項の目的は、推定される状態を、経時的に現実状態に向かって御することである。
式（２２）に対して、および、適切な展開の後に、次式となる。
Figure 2022518826000042
式（２１）に対して、および、適切な展開の後に、次式となる。
Figure 2022518826000043
ここで、
Figure 2022518826000044
である。
電力コンバータにおいての総エネルギー誤差、すなわち、出力ｙとその出力の推定との間の差を表し、ここでｙはシステムに貯蔵されるエネルギーを表すベクトルである、式（２５）。
式（２）は、推定される電力が、誤差φに作用する比例積分制御器を使用して取得されるということを確定するために使用される。
それゆえに、定常状態において、ゼロに向かう誤差φの安定的漸近収束は、次式を与える。
Figure 2022518826000045
ここで、
Figure 2022518826000046
である。
ゆえに、所与の動作点に対して、次式となる。
Figure 2022518826000047
それゆえに、式（２７）の微分は、次式を示唆する。
Figure 2022518826000048
および、それゆえに、次式となる。
Figure 2022518826000049
この手法により、推定される電力は、電力コンバータにより吸収される総入力電力に向かって収束する。
かくして、システムの効率の概念は、この手法によって消滅し、入力においてのセットポイント電流は、後に続く表現式に向かって収束する。
Figure 2022518826000050
それゆえに、各々のスイッチングセルｋにおいてのセットポイント電流は、次式により与えられる。
Figure 2022518826000051
観測器の利得ｋ１およびｋ２は、次いで、後に続く式
Figure 2022518826000052
から決定される。
Figure 2022518826000053
ここで、ｗｎ＝２πｆｎは、推定器の通過帯域であり、ここで、例えばｆｎ＝［１００Ｈｚ；６００Ｈｚ］であり、ξ＞０は、減衰係数である。
ゆえに、ゼロに向かう誤差φの安定的漸近収束が、ｋ１およびｋ２の正値に対してもたらされる。

Claims (6)

  1. Ｎが非ゼロの自然数である、Ｎ個のスイッチングセル（Ｃｅｌｌ１～ＣｅｌｌＮ）を伴う同期ブーストコンバータ（２）を制御するための方法であって、前記ブーストコンバータ（２）は、入力において、ＤＣ電気電圧（Ｖｉｎ）を電圧源から受け、出力において、入力電圧（Ｖｉｎ）以上の出力電圧（Ｖｏｕｔ）を動的負荷に提供し、前記方法は、
    － 前記入力電圧（Ｖｉｎ）および出力電圧（Ｖｏｕｔ）の測定の値を獲得するためのステップと、
    － 各々のスイッチングセルにおいて測定される入力電流を獲得するためのステップと
    を含む、方法において、
    前記方法は、
    － 前記ブーストコンバータ（２）においての総エネルギー誤差（φ）を、前記入力電圧、前記出力電圧、および前記測定される入力電流の関数として推定するためのステップと、
    － 前記ブーストコンバータの動的負荷出力電力値（Ｐｏｕｔ）における変動を、前記総エネルギー誤差（φ）の前記推定の関数として推定するためのステップと、
    － 前記ブーストコンバータの前記動的負荷出力電力（Ｐｏｕｔ）の値を、前記総エネルギー誤差（φ）の前記推定の関数として推定するためのステップと、
    － 各々のスイッチングセル（Ｃｅｌｌ１～ＣｅｌｌＮ）に対する電流セットポイントを、前記動的負荷出力電力（Ｐｏｕｔ）の前記値の関数として算出するためのステップと、
    － 各々のスイッチングセル（Ｃｅｌｌ１～ＣｅｌｌＮ）を、前記算出される電流セットポイントの関数として制御するためのステップと
    を含み、
    前記ブーストコンバータ（２）においての前記総エネルギー誤差（φ）を推定するための前記ステップは、追加的には、前記ブーストコンバータ（２）の前記入力においての電力と前記動的負荷出力電力（Ｐｏｕｔ）との間の差の関数、および、前記ブーストコンバータの線形表現を規定する出力ベクトル（ｙ）の関数である
    ことを特徴とする、方法。
  2. 前記ブーストコンバータの動的負荷出力電力値（Ｐｏｕｔ）における前記変動は、前記総エネルギー誤差の前記推定についての比例制御により推定されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  3. 前記ブーストコンバータ（２）の前記動的負荷出力電力（Ｐｏｕｔ）の前記値は、前記総エネルギー誤差の前記推定についての比例積分制御により推定されることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
  4. 前記出力ベクトル（ｙ）は、各々のスイッチングセル（Ｃｅｌｌ１～ＣｅｌｌＮ）に対しての、前記スイッチングセル（Ｃｅｌｌ１～ＣｅｌｌＮ）のインダクタンス（Ｌ１～ＬＮ）の値と、対応するスイッチングセル（Ｃｅｌｌ１～ＣｅｌｌＮ）においての前記測定される入力電流（ｉ１～ｉＮ）の二乗との積の離散的総和の関数として、および、前記ブーストコンバータ（２）の出力容量（Ｃｏｕｔ）の値と、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）の二乗との積の関数として算出されることを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
  5. ＤＣ電気源（１）と、Ｎ個のスイッチングセルを伴うブーストコンバータ（２）と、ＤＣ／ＡＣ電圧コンバータ（３）と、電気機械（４）と、請求項１から４のいずれか一項に記載の方法を実施するのに適した前記ブーストコンバータのための制御デバイスとを備える電気的組立体（１０）。
  6. 請求項５に記載の電気的組立体（１０）を備える自動車。
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