JP2022188967A - Ｄｃ／ｄｃコンバータおよび電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型化、高効率化、低コスト化の妨げとなることなく、起動時に過大な電流が流れるのを防止することが可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】絶縁トランスＴｒと、１次側回路１１と、２次側回路１２と、制御回路１３とを備える電流共振型のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａであって、制御回路１３は、起動期間において、１次側回路１１のフルブリッジ回路の駆動周波数を共振コイルおよび共振コンデンサで決まる共振周波数よりも大きい第１駆動周波数に設定して周波数制御を開始し、かつ第１レグと第２レグとの間の位相シフト量を所定の第１位相シフト量に設定して位相シフト制御を開始して、起動期間の終了時までに位相シフト量を第１位相シフト量よりも小さい第２位相シフト量まで低減させることを特徴とする。【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータおよび電源装置に関する。

近年、電気自動車用の急速充電器は、電気自動車のバッテリー容量の増加に伴い、１００［ｋＷ］を超える大容量のものが増加しつつある。そのため、急速充電器で使用される電源装置の小型化、高効率化、低コスト化がより重要になっている。

急速充電器の電源装置は、ＡＣ／ＤＣ電源部とＤＣ／ＤＣ電源部とを備える。ＤＣ／ＤＣ電源部として、従来は電圧電流型のＤＣ／ＤＣコンバータが使用されていたが、近年は上記の背景を踏まえて、電流共振技術を利用したＬＬＣ方式、ＣＬＬＣ方式等の電流共振型のＤＣ／ＤＣコンバータが使用されつつある。

充電規格であるＣＨＡｄｅＭＯ規格は、急速充電器の電源装置の出力にダイオードを設けることを規定している。そのため、電源装置の出力を電気自動車のバッテリーに接続した時点では、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子に電気自動車のバッテリー電圧は印加されないので、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は０［Ｖ］である。

したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータでは、出力電圧が０［Ｖ］の状態から起動する必要があり、起動時に出力側のコンデンサに過大な突入電流が流れないよう電流制御を行いながら、出力電圧を徐々に立ち上げる起動制御が必要になる。

特許文献１には、電流共振型コンバータ（電流共振型のＤＣ／ＤＣコンバータ）および昇圧用のＤＣ／ＤＣコンバータを備える電源装置が記載されている。特許文献１に記載の電源装置は、電流共振型コンバータのスイッチング動作を開始する前に昇圧用のＤＣ／ＤＣコンバータを動作させて、電流共振型コンバータの平滑コンデンサの電圧を、昇圧用のＤＣ／ＤＣコンバータの出力先の蓄電池の電圧よりも高い所定電圧に制御する。この制御により、起動時に過大な電流が流れるのを防止できる。しかしながら、特許文献１に記載の電源装置では、昇圧用のＤＣ／ＤＣコンバータを備えることが、電源装置の小型化および低コスト化の妨げとなる。

特許文献２にも、絶縁型共振コンバータ（電流共振型のＤＣ／ＤＣコンバータ）および直流コンバータを備える電源装置が記載されている。特許文献２に記載の電源装置は、起動時に絶縁型共振コンバータの第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子をスイッチングさせてスタートアップ処理を実施し、スタートアップ処理が開始された後に出力電圧の目標値への追従制御を開始する。これにより、起動時の突入電流や電圧サージの発生を抑えるソフトスタートが可能となる。しかしながら、特許文献２に記載の電源装置では、直流コンバータを備えること、および直流コンバータのスイッチング素子を制御して第１の直流電圧（絶縁型共振コンバータの入力電圧）を広い範囲で調整していることが、電源装置の小型化、高効率化、低コスト化の妨げとなる。

ＷＯ２０１７／０２２４７７号公報 特許第６０２１９７２号公報

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、小型化、高効率化、低コスト化の妨げとなることなく、起動時に過大な電流が流れるのを防止することが可能なＤＣ／ＤＣコンバータおよび電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、
１次側コイルおよび２次側コイルを含む絶縁トランスと、
前記１次側コイルに接続された１次側回路と、
前記２次側コイルに接続された２次側回路と、
前記１次側回路を制御する制御回路と、
を備える電流共振型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記１次側回路は、
第１アームおよび第２アームで構成される第１レグと第３アームおよび第４アームで構成される第２レグとが並列接続されたフルブリッジ回路と、共振コイルと、共振コンデンサと、を備え、
前記第１アームおよび前記第２アームの第１接続点と前記第３アームおよび前記第４アームの第２接続点との間において、前記共振コイル、前記共振コンデンサおよび前記１次側コイルが直列接続されており、
前記第１アーム、前記第２アーム、前記第３アーム、前記第４アームの各アームは、
前記制御回路の制御下でオン／オフするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に逆方向に並列接続されたダイオードと、
前記スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、を備え、
前記制御回路は、
起動してから前記２次側回路の出力電圧が第１目標値に達するまでの起動期間において、前記フルブリッジ回路の駆動周波数を前記共振コイルおよび前記共振コンデンサで決まる共振周波数よりも大きい第１駆動周波数に設定して周波数制御を開始するとともに、
前記第１レグと前記第２レグとの間の位相シフト量を所定の第１位相シフト量に設定して位相シフト制御を開始し、前記起動期間の終了時までに前記位相シフト量を前記第１位相シフト量よりも小さい第２位相シフト量まで低減させることを特徴とする。

この構成によれば、起動期間において周波数制御および位相シフト制御を行うことで、昇圧用のＤＣ／ＤＣコンバータや入力電圧を低下させるためのＤＣ／ＤＣコンバータ等の追加部品を用いることなく、起動時に過大な電流が流れるのを防止することができる。しかも、第１駆動周波数を共振周波数よりも大きく設定しているので、位相シフト制御によりスイッチング素子に貫通電流が発生するのを回避することができる。

前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御回路は、
前記起動期間の終了時までに前記駆動周波数を前記共振周波数以下の第２駆動周波数まで低減させるよう構成できる。

前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御回路は、
前記起動期間のうち、前記位相シフト量を前記第１位相シフト量から前記第１位相シフト量と前記第２位相シフト量との間の第３位相シフト量まで低減させる第１期間に、前記駆動周波数が前記共振周波数よりも常に大きくなるように前記駆動周波数を制御してもよい。

前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御回路は、
前記起動期間において、前記出力電圧の目標値をゼロまたは前記第１目標値よりも小さい第２目標値に設定して前記周波数制御および前記位相シフト制御を開始し、前記目標値を時間の経過に応じて前記第１目標値まで上昇させてもよい。

上記課題を解決するために、本発明に係る電源装置は、
交流入力電圧を直流出力電圧に変換するＡＣ／ＤＣ電源部と、
前記いずれかのＤＣ／ＤＣコンバータを含み、前記直流出力電圧が入力されるＤＣ／ＤＣ電源部と、
前記ＡＣ／ＤＣ電源部および前記ＤＣ／ＤＣ電源部を制御する制御部と、
を備える電源装置であって、
前記制御部は、
前記ＡＣ／ＤＣ電源部を起動させた後に前記ＤＣ／ＤＣ電源部を起動させ、
前記ＤＣ／ＤＣ電源部の起動期間において、前記ＡＣ／ＤＣ電源部の前記直流出力電圧が、前記ＡＣ／ＤＣ電源部が出力可能で、かつ前記ＤＣ／ＤＣ電源部が電力変換動作を実行可能な最低電圧となるように、前記ＡＣ／ＤＣ電源部を制御することを特徴とする。

本発明によれば、小型化、高効率化、低コスト化の妨げとなることなく、起動時に過大な電流が流れるのを防止することが可能なＤＣ／ＤＣコンバータおよび電源装置を提供することができる。

本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 比較例に関する図であって、（Ａ）は起動期間の駆動周波数の変化を示す図、（Ｂ）は起動期間の出力電圧の変化およびスイッチング素子の電流の変化を示す図である。 本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの位相シフト量を示す図であって、（Ａ）は起動期間の開始時の図、（Ｂ）は起動期間の終了時の図である。 本発明に関する図であって、（Ａ）は起動期間の位相シフト量の変化を示す図、（Ｂ）は起動期間の駆動周波数の変化を示す図、（Ｃ）は起動期間の出力電圧の変化およびスイッチング素子の電流の変化を示す図である。 本発明に係る電源装置のブロック図である。 （Ａ）は第１変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。（Ｂ）は第２変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

以下、添付図面を参照して、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータおよび電源装置の実施形態について説明する。

［ＤＣ／ＤＣコンバータ］
図１に、本発明の一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａを示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、絶縁トランスＴｒと、１次側回路１１と、２次側回路１２と、制御回路１３と、各種検出回路（図示せず）を備える電流共振型のコンバータである。

絶縁トランスＴｒは、ｎ１巻線からなる１次側コイルと、センタータップを介して直列接続されたｎ２巻線およびｎ３巻線からなる２次側コイルと、を含む高周波絶縁トランスである。絶縁トランスＴｒは容量に応じて１個または複数個で構成してもよい。

１次側回路１１は、入力端Ｔ１，Ｔ２と、フルブリッジ回路と、共振コンデンサＣｒと、共振コイルＬｒと、励磁コイルＬｍとを備える。共振コイルＬｒは、その一部またはすべてを絶縁トランスＴｒの漏れインダクタンスで構成することができ、励磁コイルＬｍは、絶縁トランスＴｒの励磁インダクタンスで構成することができる。

フルブリッジ回路は、直列接続された第１アームおよび第２アームで構成される第１レグと、直列接続された第３アームおよび第４アームで構成される第２レグとを備える。第１レグと第２レグとは、並列接続される。第１アームは、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１を備える。第２アームは、スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２を備える。第３アームは、スイッチング素子Ｑ３、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３を備える。第４アームは、スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ４、コンデンサＣ４を備える。

スイッチング素子Ｑ１には、高周波でスイッチングが可能なスイッチング素子が用いられる。例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ（窒化ガリウム）－ＭＯＳＦＥＴ等の電力半導体スイッチング素子である。スイッチング素子Ｑ２～Ｑ４についても同様である。

ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１の電流路に逆方向に並列接続される。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードでもよいし、スイッチング素子Ｑ１とは独立した個別ダイオードでもよい。ダイオードＤ２～Ｄ４についても同様である。

コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑ１の電流路およびダイオードＤ１に並列接続される。コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑ１の寄生キャパシタでもよいし、スイッチング素子Ｑ１とは独立した個別コンデンサでもよい。コンデンサＣ２～Ｃ４についても同様である。

スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の第１接続点Ｘ１と、スイッチング素子Ｑ３およびスイッチング素子Ｑ４の第２接続点Ｘ２は、共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒを介してｎ１巻線に直列接続される。励磁コイルＬｍは、ｎ１巻線に並列接続される。

図１では、共振コイルＬｒおよび励磁コイルＬｍを絶縁トランスＴｒのｎ１巻線と別に記載しているが、共振コイルＬｒおよび励磁コイルＬｍは、ｎ１巻線に含めてもよい。さらに、図１では、第１接続点Ｘ１とｎ１巻線との間に共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒを設けているが、ｎ１巻線と第２接続点Ｘ２との間に共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒを設けてもよい。または、共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒの一方を、第１接続点Ｘ１とｎ１巻線との間に設け、他方を、ｎ１巻線と第２接続点Ｘ２との間に設けてもよい。または、共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒの定数を分割して、ｎ１巻線の両側に設けてもよい。

２次側回路１２は、ダイオードＤ５，Ｄ６からなる整流回路と、コンデンサＣｏと、出力端Ｔ３，Ｔ４とを備える。２次側回路１２は、ｎ２巻線およびｎ３巻線の誘起電圧をダイオードＤ５，Ｄ６からなる整流回路で整流し、コンデンサＣｏで平滑することで、直流の電圧（出力電圧Ｖｏ）に変換して出力する。

制御回路１３は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオン／オフさせるためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各駆動回路と、各駆動回路に制御信号を送るための制御信号生成回路とを含む。制御回路１３は、アナログ制御回路で構成されていてもよいし、マイクロコントローラ等を使用したデジタル制御回路で構成されていてもよいし、アナログ制御回路とデジタル制御回路とを組み合わせた回路で構成されていてもよい。

制御回路１３は、電源電圧が供給されると起動し、所定の起動期間に起動制御を実行して、起動期間の終了後の通常期間に通常制御を実行する。起動期間は、例えば、起動してから出力電圧Ｖｏが第１目標値（例えば、４００［Ｖ］）に達するまでの期間である。

制御回路１３は、起動期間において、出力電圧Ｖｏの目標値をゼロまたは第１目標値よりも小さい第２目標値に設定して出力制御（後述する位相シフト制御および周波数制御）を開始し、時間の経過に応じて目標値を第１目標値まで所定の電圧ステップまたは電圧変化率で上昇させる。電圧ステップまたは電圧変化率の値は、適宜設定できる。なお、起動期間には、出力端Ｔ３，Ｔ４に接続された負荷への給電は行われず、通常期間の開始時に、負荷への給電が開始される。

電流共振型のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａでは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を、共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒで決まる第１共振周波数（本発明の「共振周波数」に相当）よりも大きい駆動周波数でオン／オフさせた場合、出力ゲインが１より低下する。しかしながら、駆動周波数の変化に対して出力ゲインの低下の割合は少なく、制御性がよくない。このため、通常制御時の制御回路１３は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動周波数を、出力ゲインが１となる第１共振周波数以下で、かつ励磁コイルＬｍを含めて決定される第２共振周波数以上の周波数範囲内の値に設定して、出力電圧Ｖｏまたは出力電流の制御を行う。

なお、コンデンサＣｏに電荷が蓄積されていない起動期間に、制御回路１３が通常制御を実行すると、コンデンサＣｏに過電流が流れるため、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に過電流が流れ、共振コンデンサＣｒに過電圧が発生してしまう。この対策として起動期間にスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動周波数を第１共振周波数よりも大きくすることが考えられるが、その場合、駆動周波数の制御とは別に過電流を制限する必要がある。さらに、駆動周波数を第１共振周波数よりも大きくし過ぎると、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング損失が増大し、かつスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各駆動回路の電力消費も大きくなるため、むやみに駆動周波数を大きくすることはできない。

図２に、比較例として、制御回路１３が単に駆動周波数の制御のみを実行した時の、駆動周波数、出力電圧Ｖｏおよびスイッチング素子Ｑ１の電流の変化を示す。同図の０～９５［ｍｓ］が起動期間であり、９５［ｍｓ］以降が通常期間である。また、共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒで決まる共振周波数は、１２８［ｋＨｚ］である。

図２（Ａ）に示すように、制御回路１３は、起動期間の開始時にスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動周波数を共振周波数よりも大きい第１駆動周波数ｆ１（ｆ１＝１５０［ｋＨｚ］）に設定して周波数制御を開始し、起動期間の終了時（９５［ｍｓ］）に共振周波数よりも小さい第２駆動周波数ｆ２（ｆ２＝１０３［ｋＨｚ］）になるように駆動周波数を低減させる。なお、通常期間の１００［ｍｓ］の時点において、駆動周波数は１００［ｋＨｚ］になる。

制御回路１３が単に駆動周波数の制御のみを実行した場合、図２（Ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏは、０［Ｖ］から４００［Ｖ］まで上昇するが、起動期間の開始時には、スイッチング素子Ｑ１に約２００［Ａ］の過電流が流れてしまう。

そこで、本実施形態では起動制御として、周波数制御とともに位相シフト制御が実行される。具体的には、制御回路１３は、起動期間において、第１レグ（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２）と第２レグ（スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４）との間の位相シフト量を所定の第１位相シフト量に設定して位相シフト制御を開始し、起動期間の終了時までに第１位相シフト量よりも小さい第２位相シフト量になるまで位相シフト量を低減させる。

図３（Ａ）に、第１位相シフト量θ１で位相シフト制御を実行したときのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン／オフのタイミングを示す。第１位相シフト量θ１は、１８０度または１８０度に近い角度（例えば、１５０度以上の角度）である。図３（Ｂ）に、第２位相シフト量θ２で位相シフト制御を実行したときのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン／オフのタイミングを示す。第２位相シフト量θ２は、０度または０度に近い角度（例えば、３０度以下の角度）である。制御回路１３は、起動期間において、位相シフト量が第１位相シフト量θ１から第２位相シフト量θ２になるように、一定時間毎に一定量または連続的に位相シフト量を低減させる。

図４に、制御回路１３が起動制御（位相シフト制御および周波数制御）を実行した時の、位相シフト量、駆動周波数、出力電圧Ｖｏおよびスイッチング素子Ｑ１の電流の変化を示す。同図の０～９５［ｍｓ］が起動期間であり、９５［ｍｓ］以降が通常期間である。また、共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒで決まる共振周波数は、１２８［ｋＨｚ］である。

図４（Ａ）に示すように、制御回路１３は、起動期間の開始時に位相シフト量を第１位相シフト量θ１（θ１＝１６０度）に設定して位相シフト制御を開始し、起動期間の終了時（９５［ｍｓ］）に第２位相シフト量θ２（θ２＝６度）になるまで位相シフト量を徐々に低減させる。

また、図４（Ｂ）に示すように、制御回路１３は、起動期間の開始時にスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動周波数を共振周波数よりも大きい第１駆動周波数ｆ１（ｆ１＝１５０［ｋＨｚ］）に設定して周波数制御を開始し、起動期間の終了時（９５［ｍｓ］）に共振周波数よりも小さい第２駆動周波数ｆ２（ｆ２＝１０３［ｋＨｚ］）になるように駆動周波数を低減させる。なお、通常期間の１００［ｍｓ］の時点においては、位相シフト量は０度になり、駆動周波数は１００［ｋＨｚ］になる。

制御回路１３が位相シフト制御および周波数制御を実行した場合、図４（Ｃ）に示すように、出力電圧Ｖｏは、０［Ｖ］から４００［Ｖ］まで上昇する。図２（Ｂ）と比較すると、図４（Ｃ）では、起動期間の開始時の過電流が大幅に抑制されていることが分かる。このように、第１駆動周波数ｆ１を共振周波数よりも高い周波数に設定し（スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング損失を許容できる範囲で）、かつ第１位相シフト量θ１を１８０度に近い角度に設定することによって、起動時の過電流を大幅に抑制することができる。

なお、図４では、第１駆動周波数ｆ１を１５０［ｋＨｚ］とし、第１位相シフト量θ１を１６０度としているが、第１駆動周波数ｆ１については、ＬＬＣ共振回路の定数に合わせて選定すればよく、第１位相シフト量θ１についても、駆動周波数との組み合わせでスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に流れる電流および共振コンデンサＣｒに発生する電圧が許容範囲内であれば、任意に選定すればよい。

また、第２位相シフト量θ２については、第２駆動周波数ｆ２と位相シフト期間によって決まる起動期間の終了時の出力電圧Ｖｏの値によって選定することができる。例えば、起動期間の終了後に、出力端Ｔ３，Ｔ４に電気自動車のリチウムイオンバッテリーが接続される場合、出力端Ｔ３，Ｔ４の電圧（出力電圧Ｖｏ）はリチウムイオンバッテリーのバッテリー電圧よりも低い方が好ましいので、起動期間の終了時の出力電圧Ｖｏがバッテリー電圧よりも低くなるように第２位相シフト量θ２を選定する。

結局、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａによれば、昇圧用のＤＣ／ＤＣコンバータや入力電圧を低下させるためのＤＣ／ＤＣコンバータ等の追加部品を用いることなく、起動時に過大な電流が流れるのを防止することができる。

また、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａでは、位相シフト制御における位相シフト量が大きな角度（１８０度または１８０度に近い角度）であっても、駆動周波数を共振周波数よりも大きくしているので励磁電流が減少し、大きな位相シフト量の場合でも励磁電流の方向逆転が発生しにくくなり、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に貫通電流が発生するのを回避でき、安全に起動制御を実行することができる。

［電源装置］
図５に、本発明の一実施形態に係る電源装置１Ａを示す。電源装置１Ａは、交流端Ｔ５，Ｔ６と、ＡＣ／ＤＣ電源部２０と、ＤＣ／ＤＣ電源部１０と、制御部３０とを備える。

ＡＣ／ＤＣ電源部２０は、交流端Ｔ５，Ｔ６に入力された交流入力電圧Ｖａｃを、直流電圧Ｖｉに変換してＤＣ／ＤＣ電源部１０に出力するＡＣ／ＤＣ変換動作を行う。ＡＣ／ＤＣ電源部２０は、複数のスイッチング素子で構成されたＡＣ／ＤＣインバータを含む。

ＤＣ／ＤＣ電源部１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａを含む。具体的には、ＤＣ／ＤＣ電源部１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａを構成する絶縁トランスＴｒと、１次側回路１１と、２次側回路１２とを含む。

制御部３０は、ＡＣ／ＤＣ電源部２０およびＤＣ／ＤＣ電源部１０を制御する。制御部３０は、例えば、ＡＣ／ＤＣ電源部２０を制御する制御回路と、ＤＣ／ＤＣ電源部１０を制御する制御回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの制御回路１３）とを含む。

制御部３０は、電源電圧が供給されると起動し、最初にＡＣ／ＤＣ電源部２０を起動させ、その後にＤＣ／ＤＣ電源部１０を起動させる。ＤＣ／ＤＣ電源部１０を起動させる際、制御部３０は、ＡＣ／ＤＣ電源部２０の直流電圧Ｖｉが、ＡＣ／ＤＣ電源部２０が出力可能で、かつＤＣ／ＤＣ電源部１０が電力変換動作を実行可能な最低電圧となるように、ＡＣ／ＤＣ電源部２０を制御する。そして、制御部３０は、直流電圧Ｖｉが最低電圧の状態で、ＤＣ／ＤＣ電源部１０（ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ）の起動制御を実行する。

ＤＣ／ＤＣ電源部１０の１次側回路１１に含まれるフルブリッジ回路（スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４）の駆動周波数が一定であっても、直流電圧Ｖｉが小さいと、ＤＣ／ＤＣ電源部１０の出力電圧Ｖｏも小さくなり、コンデンサＣｏに流れる過電流も相対的に抑制される。そのため、直流電圧Ｖｉを最低電圧に設定してＤＣ／ＤＣ電源部１０の起動制御を開始することで、第１駆動周波数ｆ１および第１位相シフト量θ１をより小さい値の組み合わせで選定することが可能となり、起動時の過電流抑制効果は上昇する。

また、ＤＣ／ＤＣ電源部１０では、直流電圧Ｖｉの低下に伴い励磁電流も減少するので、大きな位相シフト量の場合でも励磁電流の方向逆転が発生しにくくなり、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に貫通電流が発生するのを回避でき、安全に起動制御を実行することができる。

以上、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータおよび電源装置の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。

［第１変形例］
図６（Ａ）に、第１変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂを示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂは、絶縁トランスＴｒ’の２次側コイルおよび２次側回路１２’の構成を除いて、上記実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａと共通する。

絶縁トランスＴｒ’は、１次側コイルと、センタータップを有しない２次側コイルと、を含む高周波絶縁トランスである。絶縁トランスＴｒ’は容量に応じて１個または複数個で構成してもよい。

２次側回路１２’は、フルブリッジ接続されたダイオードＤ５～Ｄ８と、コンデンサＣｏと、出力端Ｔ３，Ｔ４とを備える。２次側回路１２’は、絶縁トランスＴｒ’の２次側コイルの誘起電圧をダイオードＤ５～Ｄ８からなる整流回路で整流し、コンデンサＣｏで平滑することで、直流の電圧（出力電圧Ｖｏ）に変換して出力する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａと共通の効果を有する。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａと比較すると、大電力向けの回路構成となっている。

［第２変形例］
図６（Ｂ）に、第２変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃを示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃは、２次側回路１２’’の構成および制御回路１３’が２次側回路１２’’に対して同期整流制御を行うことを除いて、第１変形例と共通する。

２次側回路１２’’は、フルブリッジ回路と、コンデンサＣｏと、出力端Ｔ３，Ｔ４とを備える。フルブリッジ回路は、フルブリッジ接続された第５アーム～第８アームで構成される。第５アーム～第８アームは、上記実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの第１アーム～第４アームと共通の構成である。

制御回路１３’は、２次側回路１２’’に対して同期整流制御を行う。同期整流制御時の制御回路１３’は、第５アーム～第８アームのスイッチング動作を、２次側共振電流の向きに同期させてオンオフする。例えば、制御回路１３’は、絶縁トランスＴｒ’の２次側コイルの電流の向き（極性）を検出し、電流の向きが正になるタイミングで第５アームのスイッチング素子Ｑ５と第８アームのスイッチング素子Ｑ８をオンさせ、電流が０になるタイミングで第５アームのスイッチング素子Ｑ５と第８アームのスイッチング素子Ｑ８をオフさせる。同様に、制御回路１３’は、絶縁トランスＴｒ’の２次側コイルの電流の向きを検出し、電流の向きが負になるタイミングで第６アームのスイッチング素子Ｑ６と第７アームのスイッチング素子Ｑ７をオンさせ、電流が０になるタイミングで第６アームのスイッチング素子Ｑ６と第７アームのスイッチング素子Ｑ７をオフさせる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂと共通の効果を有する。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂと比較すると、２次側回路１２’’のオン抵抗が減少するので、電力変換効率を向上させることができる。

［その他の変形例］
本発明の制御回路は、起動期間において、フルブリッジ回路の駆動周波数を共振コイルおよび共振コンデンサで決まる共振周波数よりも大きい第１駆動周波数に設定して周波数制御を開始し、駆動周波数を第１駆動周波数に維持したまま、位相シフト制御を行うよう構成できる。例えば、制御回路は、第１駆動周波数ｆ１を１５０［ｋＨｚ］とし、第１位相シフト量θ１を１６０度とし、第２位相シフト量θ２を０度または０度に近い値として、位相シフト制御を実行してもよい。

上記実施形態では、フルブリッジ回路の駆動周波数と位相シフト量を同時に線形に変化させたが、第１位相シフト量θ１＞第３位相シフト量θ３＞第２位相シフト量θ２となる第３位相シフト量θ３を設けてもよい。この場合、位相シフト量を第１位相シフト量θ１から第３位相シフト量θ３まで減少させる第１期間は、駆動周波数が共振周波数よりも大きい周波数になるように起動制御を実行し、位相シフト量を第３位相シフト量θ３から第２位相シフト量θ２まで減少させる第２期間は、駆動周波数が共振周波数以下になるように起動制御を実行してもよい。

上記のように、第１期間では、駆動周波数が共振周波数よりも大きいので、励磁電流が減少し、大きな位相シフト量の場合でも励磁電流の方向が逆転してフルブリッジ回路に貫通電流が発生するのを回避できる。

起動制御時に駆動周波数と位相シフト量を同時に変化させる方法は、駆動周波数一定で位相シフト量を変化させる方法に比べて、駆動周波数が徐々に小さくなるので、起動制御開始時の過電流抑制効果は共通するが、その後の電流の増加が大きくなるので、短時間で起動期間の終了時の目標電圧に到達することができる。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、電流共振型であれば、ＬＬＣ方式に限らず、ＣＬＬＣ方式、ＣＬＬＬＣ方式等を採用することができる。

上記実施形態では、片方向動作を行うＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａおよび電源装置１Ａについて説明したが、本発明は、双方向動作を行うＤＣ／ＤＣコンバータおよび電源装置にも適用可能であり、追加部品を用いることなく、起動時に過大な電流が流れるのを防止することができる。

１Ａ 電源装置
１０ ＤＣ／ＤＣ電源部
１０Ａ～１０Ｃ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１ １次側回路
１２，１２’，１２’’ ２次側回路
１３，１３’ 制御回路
２０ ＡＣ／ＤＣ電源部
３０ 制御部

Claims (5)

1. １次側コイルおよび２次側コイルを含む絶縁トランスと、
   前記１次側コイルに接続された１次側回路と、
   前記２次側コイルに接続された２次側回路と、
   前記１次側回路を制御する制御回路と、
   を備える電流共振型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記１次側回路は、
   第１アームおよび第２アームで構成される第１レグと第３アームおよび第４アームで構成される第２レグとが並列接続されたフルブリッジ回路と、共振コイルと、共振コンデンサと、を備え、
   前記第１アームおよび前記第２アームの第１接続点と前記第３アームおよび前記第４アームの第２接続点との間において、前記共振コイル、前記共振コンデンサおよび前記１次側コイルが直列接続されており、
   前記第１アーム、前記第２アーム、前記第３アーム、前記第４アームの各アームは、
   前記制御回路の制御下でオン／オフするスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子に逆方向に並列接続されたダイオードと、
   前記スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、を備え、
   前記制御回路は、
   起動してから前記２次側回路の出力電圧が第１目標値に達するまでの起動期間において、前記フルブリッジ回路の駆動周波数を前記共振コイルおよび前記共振コンデンサで決まる共振周波数よりも大きい第１駆動周波数に設定して周波数制御を開始するとともに、
   前記第１レグと前記第２レグとの間の位相シフト量を所定の第１位相シフト量に設定して位相シフト制御を開始し、前記起動期間の終了時までに前記位相シフト量を前記第１位相シフト量よりも小さい第２位相シフト量まで低減させる
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記制御回路は、
   前記起動期間の終了時までに前記駆動周波数を前記共振周波数以下の第２駆動周波数まで低減させる
   ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記制御回路は、
   前記起動期間のうち、前記位相シフト量を前記第１位相シフト量から前記第１位相シフト量と前記第２位相シフト量との間の第３位相シフト量まで低減させる第１期間に、前記駆動周波数が前記共振周波数よりも常に大きくなるように前記駆動周波数を制御する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記制御回路は、
   前記起動期間において、前記出力電圧の目標値をゼロまたは前記第１目標値よりも小さい第２目標値に設定して前記周波数制御および前記位相シフト制御を開始し、前記目標値を時間の経過に応じて前記第１目標値まで上昇させる
   ことを特徴とする請求項１～３のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 交流入力電圧を直流出力電圧に変換するＡＣ／ＤＣ電源部と、
   請求項１～４のいずれかのＤＣ／ＤＣコンバータを含み、前記直流出力電圧が入力されるＤＣ／ＤＣ電源部と、
   前記ＡＣ／ＤＣ電源部および前記ＤＣ／ＤＣ電源部を制御する制御部と、
   を備える電源装置であって、
   前記制御部は、
   前記ＡＣ／ＤＣ電源部を起動させた後に前記ＤＣ／ＤＣ電源部を起動させ、
   前記ＤＣ／ＤＣ電源部の起動期間において、前記ＡＣ／ＤＣ電源部の前記直流出力電圧が、前記ＡＣ／ＤＣ電源部が出力可能で、かつ前記ＤＣ／ＤＣ電源部が電力変換動作を実行可能な最低電圧となるように、前記ＡＣ／ＤＣ電源部を制御する
   ことを特徴とする電源装置。

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