JP2022184115A - Power conversion device - Google Patents
Power conversion device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2022184115A JP2022184115A JP2021091774A JP2021091774A JP2022184115A JP 2022184115 A JP2022184115 A JP 2022184115A JP 2021091774 A JP2021091774 A JP 2021091774A JP 2021091774 A JP2021091774 A JP 2021091774A JP 2022184115 A JP2022184115 A JP 2022184115A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- magnetic bias
- unit
- bias compensation
- value
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
本発明は、電力変換装置に係り、特に変圧器を用いて電力変成を行う電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter, and more particularly to a power converter that transforms power using a transformer.
変圧器の鉄心に通る磁束の密度には断面積と素材に依存する上限があり、許容される磁束密度よりも磁束が増加すると磁気飽和が発生し、巻線に過電流を発生させる。 The magnetic flux density passing through the iron core of a transformer has an upper limit that depends on the cross-sectional area and material. If the magnetic flux density increases beyond the allowable magnetic flux density, magnetic saturation occurs, causing an overcurrent in the windings.
また、鉄心に発生する磁束は巻線に印加される電圧の積分に比例することから、巻線に印加される交流電圧の正負が不平衡であった場合には、正負いずれかに偏磁が発生し過電流が発生する。 In addition, since the magnetic flux generated in the iron core is proportional to the integral of the voltage applied to the winding, if the positive and negative of the AC voltage applied to the winding are unbalanced, a biased magnetism will be generated in either the positive or negative direction. overcurrent occurs.
半導体スイッチング素子によるDC/AC変換と変圧器とを使用した電力変成は幅広く使用されており、またそのスイッチング周波数の高周波化によって鉄心が磁気飽和しにくくなるので、変圧器の小型化が可能である。 Power transformation using DC/AC conversion with semiconductor switching elements and transformers is widely used, and the high switching frequency makes it difficult for the iron core to become magnetically saturated, so it is possible to reduce the size of the transformer. .
しかし、スイッチング周波数の高周波化が進むと、スイッチング素子自体やドライブ回路の個体差等の要因によるオン時間オフ時間の正負不平衡がスイッチング周期に占める割合が増加するため、スイッチングの正負不平衡が偏磁に繋がる。偏磁による過電流が発生すると、半導体スイッチング素子や周辺回路が破損するおそれがある。 However, as the switching frequency becomes higher, the ratio of positive and negative imbalances in the switching cycle due to factors such as individual differences in the switching element itself and the drive circuit increases. connected to magnetism. If overcurrent occurs due to biased magnetism, semiconductor switching elements and peripheral circuits may be damaged.
そこで、変圧器を用いる電力変換装置の偏磁抑制に関する技術が提案されている。例えば特許文献1には、変圧器の偏磁量を検出し、偏磁量の大きさに対して、変圧器の一次巻線へ交流電力を印加するインバータ部のスイッチング素子のオンオフ信号のデューティー比を変化させることにより、偏磁を抑制する方法が開示されている。
Therefore, techniques have been proposed for suppressing magnetic bias in power converters that use transformers. For example, in
しかしながら、特許文献1に開示された技術では、偏磁が発生すると、各スイッチング周期においてスイッチング素子のオンオフ時間を補正しているため、偏磁量が小さい場合や、スイッチング周期に対して制御周期が十分に短くない場合には、過補償となって逆方向の偏磁が発生し、過電流が流れるおそれがある。
However, in the technology disclosed in
かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、偏磁の過補償を防ぎ、スイッチングの高周波化に伴うスイッチング周期と制御周期との接近による補償量の低分解能化を防ぎつつ、偏磁を抑制することが可能な電力変換装置を提供することにある。 The object of the present invention, which has been made in view of such circumstances, is to prevent overcompensation of biased magnetism and to suppress biased magnetism while preventing a decrease in the resolution of the amount of compensation due to the closeness of the switching cycle and the control cycle accompanying the increase in switching frequency. An object of the present invention is to provide a power conversion device capable of
上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を交流電力に変換して変圧器の一次巻線に印加する逆変換器と、前記半導体スイッチング素子のオンオフを制御して前記逆変換器の出力電力を調整する制御部と、を備え、前記制御部は、前記変圧器の偏磁量を検出する偏磁検出部と、前記逆変換器のスイッチング周期を決定するキャリア波を発生するキャリア波発生部と、前記偏磁量に応じて前記キャリア波の周期単位で値が調整された偏磁補償指令値を求める偏磁補償部と、前記キャリア波と前記偏磁補償指令値とを比較することにより、前記半導体スイッチング素子のゲート信号を生成するゲートドライバ部と、を有することを特徴とする。 In order to solve the above problems, the power conversion apparatus according to the present invention includes an inverter that bridge-connects semiconductor switching elements, converts DC power to AC power and applies it to the primary winding of a transformer, and the semiconductor switching device. A control unit that controls the on/off of the element to adjust the output power of the inverter, and the control unit includes a bias magnetism detection unit that detects the amount of bias magnetism of the transformer, and the inverter. A carrier wave generating section for generating a carrier wave that determines a switching cycle, a bias compensating section for obtaining a bias compensating command value whose value is adjusted in units of the cycle of the carrier wave according to the amount of the bias magnetism, and the carrier and a gate driver section for generating a gate signal for the semiconductor switching element by comparing the wave and the bias compensating command value.
また、本発明に係る電力変換装置において、前記変圧器の他の巻線の端子間の交流電力を直流電力へ変換する順変換器を備え、前記制御部は、前記順変換器の出力電圧を制御するためのデューティー指令値を求める指令値演算部を有し、前記偏磁補償部は、前記キャリア波の周期単位で値が調整されオフセット値を求め、該オフセット値と前記デューティー指令値とを加算して前記偏磁補償指令値を生成することを特徴とする。 Further, the power conversion device according to the present invention includes a forward converter that converts AC power between terminals of other windings of the transformer into DC power, and the control unit converts the output voltage of the forward converter to A command value calculation section for obtaining a duty command value for control is provided, and the bias compensating section obtains an offset value whose value is adjusted for each cycle of the carrier wave, and calculates the offset value and the duty command value. The magnetic bias compensation command value is generated by addition.
また、本発明に係る電力変換装置において、前記指令値演算部は、前記キャリア波の整数周期の期間中において一定値の前記デューティー指令値を求め、前記偏磁補償部は、前記キャリア波の前記整数周期の期間中において、前記キャリア波の周期単位で値が調整された前記オフセット値を求めることを特徴とする。 Further, in the power converter according to the present invention, the command value calculation unit obtains the duty command value of a constant value during the period of the integer period of the carrier wave, and the bias compensating unit calculates the duty command value of the carrier wave. The offset value is obtained by adjusting the value for each period of the carrier wave during an integer period.
また、本発明に係る電力変換装置において、前記偏磁検出部は、前記変圧器の一次巻線電流の周期を計数して整数周期に到達した到達信号を発生する周期カウンタ部と、前記到達信号を遅延させてリセット信号を発生する遅延部と、前記一次巻線電流を積分して積分値を出力し、かつ前記リセット信号により積分値を初期値にリセットする積分器と、前記到達信号により、前記積分器より出力された積分値を保持するサンプルアンドホールド部と、を有することを特徴とする。 Further, in the power conversion apparatus according to the present invention, the magnetic bias detection unit includes a period counter unit that counts the period of the primary winding current of the transformer and generates an arrival signal that reaches an integer period, and the arrival signal , an integrator that integrates the primary winding current to output an integrated value, and resets the integrated value to an initial value by the reset signal, and the arrival signal, and a sample-and-hold unit that holds the integrated value output from the integrator.
本発明によれば、偏磁の過補償を防ぎ、スイッチングの高周波化に伴う制御周期との接近による補償量の低分解能化を防ぎつつ、偏磁を抑制することが可能となる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, it becomes possible to suppress bias magnetization, preventing the overcompensation of bias magnetism, and preventing the resolution of the amount of compensation from being lowered due to the closeness to the control cycle associated with high-frequency switching.
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図14に、本発明との比較のために、従来の電力変換装置100の構成例を示す。従来の電力変換装置100は、制御部200と、逆変換器3と、変圧器4と、順変換器5と、入力平滑コンデンサ6と、電流検出器7と、出力リアクトル8と、出力平滑コンデンサ9と、出力電圧検出器91と、を備える。
FIG. 14 shows a configuration example of a
制御部200は、指令値演算部21と、三角波発生部22と、ゲートドライバ部23と、を備える。
The
指令値演算部21は、出力電圧検出器91により検出された出力電圧VOutを、目標とする電圧に制御するためのデューティー指令値Pref,Nrefを求め、ゲートドライバ部23に出力する。
The command
三角波発生部22は、逆変換器3のスイッチング周期を決定するキャリア波(三角波)Vtriを発生し、ゲートドライバ部23に出力する。
The triangular
ゲートドライバ部23は、三角波発生部22により発生された三角波Vtriと、指令値演算部21により生成されたデューティー指令値Pref,Nrefとを比較することにより、PWM(Pulse Width Modulation)制御されたゲート信号G31,G32,G33,G34を生成し、逆変換器3に出力する。
The
<第1の実施形態>
図1は、本発明の第1の実施形態に係る電力変換装置1の構成例を示す図である。電力変換装置1は、制御部2と、逆変換器3と、変圧器4と、順変換器5と、入力平滑コンデンサ6と、電流検出器7と、出力リアクトル8と、出力平滑コンデンサ9と、出力電圧検出器91と、を備える。電力変換装置1の制御部2の構成が、従来の電力変換装置100の制御部200と相違する。
<First embodiment>
FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a
電力変換装置1は、直流電源10から入力された直流電力を絶縁及び変成し、負荷11へ出力する。
The
入力平滑コンデンサ6は、直流電源10から入力された直流電力を平滑化する。
逆変換器3は、半導体スイッチング素子31,32,33,34をブリッジ接続して、中間点a,bを変圧器4の一次巻線に接続する。これにより、逆変換器3は、入力平滑コンデンサ6により平滑化された直流電力を交流電力に変換して、変圧器4の一次巻線に印加する。
The
変圧器4は、巻線が複数設けられており、一次巻線と他の巻線とが独立している。変圧器4は、逆変換器3により生成された交流電力を絶縁しつつ、図1の例では、二次巻線の端子間に交流電力を発生させて、順変換器5に出力する。
The
変圧器4は図1に示す二巻線変圧器に限定されるものではなく、三巻線変圧器であってもよい。変圧器4が三巻線変圧器である場合には、電力変換装置1は、変圧器4の鉄心を共有する順変換器5と、出力リアクトル8と、出力平滑コンデンサ9とを更にもう1組備える。出力電圧検出器91及び制御部2は、1つのままでよい。
Transformer 4 is not limited to the two-winding transformer shown in FIG. 1, and may be a three-winding transformer. When the
順変換器5は、変圧器4の他の巻線の端子間の交流電力を直流電力へ変換する。なお、変圧器4の他の巻線とは、変圧器4が二巻線変圧器の場合には二次巻線であり、変圧器4が三巻線変圧器の場合には二次巻線及び三次巻線である。
The
出力リアクトル8及び出力平滑コンデンサ9は、順変換器5により生成された直流電力の品質を整え、電力変換装置1の外部の負荷11に出力とする。
An
電流検出器7は、変圧器4の一次巻線に流れる電流(一次巻線電流)IPriを検出し、制御部2に出力する。
A
出力電圧検出器91は、出力平滑コンデンサ9の両端にて出力電圧を検出し、制御部2に出力する。
The
制御部2は、偏磁補償部20と、指令値演算部21と、三角波発生部(キャリア波発生部)22と、ゲートドライバ部23と、を有する。制御部2は、出力電圧検出器91により検出された出力電圧VOutと、電流検出器7により検出された一次巻線電流IPriとに基づいて、逆変換器3のゲート信号G31,G32,G33,G34を生成することにより、半導体スイッチング素子31,32,33,34のオンオフを制御して逆変換器3の出力電力を調整する。
The
指令値演算部21は、出力電圧検出器91により検出された出力電圧VOutを、目標とする電圧に制御するためのデューティー指令値Pref,Nrefを求め、偏磁補償部20に出力する。
The
三角波発生部22は、逆変換器3のスイッチング周期を決定するキャリア波(三角波)Vtriを発生し、偏磁補償部20及びゲートドライバ部23に出力する。なお、キャリア波はのこぎり波であってもよい。
The
偏磁補償部20は、変圧器4の偏磁量ISatに応じて、三角波発生部22により発生された三角波Vtriの周期単位で、指令値演算部21により演算されたデューティー指令値Pref,Nrefの値を調整し、偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompを求める。本明細書において、「値を調整」とは、値を変化させないことも含む。すなわち、偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompは、三角波Vtriのある周期においてはデューティー指令値Pref,Nrefから変化し、別のある周期においてはデューティー指令値Pref,Nrefから変化しなくてもよい。偏磁補償部20の詳細については後述する。
The
ゲートドライバ部23は、三角波発生部22により発生された三角波Vtriと、偏磁補償部20により生成された偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompとを比較することによりPWM制御されたゲート信号G31,G32,G33,G34を生成し、逆変換器3に出力する。
The
(偏磁補償部)
図2は、偏磁補償部20の構成例を示すブロック図である。図2に示す偏磁補償部20は、偏磁検出部24と、オフセット値演算部25と、偏磁補償指令値生成部26と、を有する。
(Biased magnetism compensator)
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the
偏磁検出部24は、電流検出器7により検出された一次巻線電流IPriを整数周期N(N≧2)の期間にわたって積分して変圧器4の偏磁量ISatを検出し、偏磁量ISatをオフセット値演算部25に出力する。整数周期Nを固定値としない場合には、偏磁検出部24は、周期数Nも出力する。偏磁検出部24の詳細については後述する。
The
オフセット値演算部25は、偏磁量ISatに応じて三角波Vtriの周期単位で値が調整されたオフセット値Icomp
*を求め、偏磁補償指令値生成部26に出力する。オフセット値Icomp
*の平均値は偏磁量ISatに対応する値となり、オフセット値Icomp
*により偏磁量ISatは相殺される。オフセット値演算部25の詳細については後述する。
The offset
偏磁補償指令値生成部26は、オフセット値演算部25により演算されたオフセット値Icomp
*と、デューティー指令値Pref,Nrefとを加算して偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompを生成し、ゲートドライバ部23に出力する。
The magnetic bias compensation command
((偏磁検出部))
図3は、偏磁検出部24の構成例を示すブロック図である。図3に示す偏磁検出部24は、積分器241と、周期カウンタ部242と、遅延部243と、サンプルアンドホールド部244と、を有する。
((bias magnetism detector))
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the
周期カウンタ部242は、電流検出器7により検出された一次巻線電流IPriの周期を計数して、予め設定された整数周期N(N≧2)に到達すると、到達信号を遅延部243及びサンプルアンドホールド部244に出力する。
The
遅延部243は、周期カウンタ部242により発生された到達信号を遅延させてリセット信号を生成し、積分器241に出力する。
The
積分器241は、電流検出器7により検出された一次巻線電流IPriを積分し、遅延部243から出力されたリセット信号によって周期的に初期値へリセットする積分値を求め、サンプルアンドホールド部244に出力する。
The
サンプルアンドホールド部244は、積分器241により求められた積分値を、周期カウンタ部242により発生された到達信号の入力タイミングで保持し、偏磁量ISatとして出力する。
The sample-and-
((オフセット値演算部))
図4は、オフセット値演算部25の構成例を示すブロック図である。図4に示すオフセット値演算部25は、PI制御部251と、スケール調整部252と、小数検出部253と、小数補償パルス発生部254と、オフセット値生成部255と、を有する。
((offset value calculator))
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the offset
PI制御部251は、偏磁量ISatをPI制御(比例積分制御)して偏磁補償量CompNtを求め、スケール調整部252及び小数検出部253に出力する。
The
スケール調整部252は、スケール調整と、小数部分の切り捨てを行う。具体的には、PI制御部251により求められた偏磁補償量CompNtに1/Nを乗算して小数点を切り捨てて整数偏磁補償量CompIntとして求め、小数検出部253及びオフセット値生成部255に出力する。ここでNは、上述の偏磁検出部24で用いられた整数の周期数である。
The
小数検出部253は、偏磁補償量CompNtと、整数偏磁補償量CompIntをN倍した値とを減算して、小数部分のみを取り出した小数偏磁補償量CompDecを求め、小数補償パルス発生部254に出力する。
The
小数補償パルス発生部254は、三角波Vtri及び小数偏磁補償量CompDecから、三角波VtriがN周期中にCompDec周期の頻度で単位量変化する小数補償パルスCompDec
*を発生し、オフセット値生成部255に出力する。ここで、CompDecは整数であり、N>CompDecである。例えば、N=10,CompNt=12の場合、CompDec=2となるので、三角波Vtriの10周期中に2周期の間、CompDec
*が単位量変化する。単位量とは、整数偏磁補償量CompInt=1に相当する電圧値である。
A fractional
オフセット値生成部255は、整数偏磁補償量CompIntと、小数補償パルスCompDec
*とを加算して、オフセット値IComp
*を生成する。このようにして、オフセット値IComp
*は周期単位で値が調整される。
The offset
(偏磁抑制制御方法)
図5及び図6は、半導体スイッチング素子のオンオフパターンの生成の概念を示す図である。それぞれのパターンで、横軸は時間経過を示す。上から一番目の波形は、三角波Vtriと、偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompとの波形を示している。上から二番目の波形は、逆変換器3のゲート信号G31,G34のオンオフ指令の波形を示している。上から三番目の波形は、逆変換器3のゲート信号G32,G33のオンオフ指令の波形を示している。
(Positive magnetic field suppression control method)
5 and 6 are diagrams showing the concept of generation of on/off patterns of semiconductor switching elements. In each pattern, the horizontal axis indicates the passage of time. The first waveform from the top shows the waveforms of the triangular wave V tri and the magnetic bias compensation command values P refComp and N refComp . The second waveform from the top shows the waveform of the ON/OFF command of the gate signals G31 and G34 of the
図5及び図6に示す波形は、図4におけるN=10の場合を示している。ここでは、指令値演算部21は、三角波Vtriの整数周期(10周期)の期間中において一定値のデューティー指令値Pref,Nrefを求めるものとする。また、オフセット値演算部25は、三角波Vtriの周期単位で値が調整されたオフセット値IComp
*を求めるものとする。
The waveforms shown in FIGS. 5 and 6 represent the case of N=10 in FIG. Here, it is assumed that the
図5(a)は、オフセットが0(オフセット値IComp *=0)の場合を示している。この場合には、偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompを一定値とし、ゲート信号G31,G34のオンオフ指令の波形と、ゲート信号G32,G33のオンオフ指令の波形とを、一定のデューティーとする。 FIG. 5(a) shows a case where the offset is 0 (offset value I Comp * =0). In this case, the magnetic bias compensation command values P refComp and N refComp are set to constant values, and the waveforms of the on/off commands of the gate signals G31 and G34 and the waveforms of the on/off commands of the gate signals G32 and G33 are set to have a constant duty. .
図5(b)は、オフセットが+1(整数偏磁補償量CompInt=1、小数偏磁補償量CompDec=0)の場合を示している。この場合には、オフセットが0の場合に対して偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompを最小単位操作量分オフセットさせることにより、すべてのスイッチング周期において、ゲート信号G31,G34のオンオフ指令の波形のデューティーを大きくし、ゲート信号G32,G33のオンオフ指令の波形のデューティーを小さくする。これにより、偏磁を補償するスイッチングパターンとなる。 FIG. 5B shows a case where the offset is +1 (integer magnetic bias compensation amount Comp Int =1, fractional magnetic bias compensation amount Comp Dec =0). In this case, by offsetting the magnetic bias compensation command values P refComp and N refComp by the minimum unit operation amount with respect to the case where the offset is 0, the waveforms of the ON/OFF commands of the gate signals G31 and G34 are is increased, and the duty of the on/off command waveform of the gate signals G32 and G33 is decreased. This results in a switching pattern that compensates for magnetic bias.
図5(c)は、オフセットが+1/10(整数偏磁補償量CompInt=0、小数偏磁補償量CompDec=1)の場合を示している。この場合には、偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompを最小単位操作量分オフセットさせることを10周期に1回ずつ発生させることにより、ゲート信号G31,G34のオンオフ指令の波形のデューティーを大きくし、ゲート信号G32,G33のオンオフ指令の波形のデューティーを小さくするスイッチングパターンを10周期に1回ずつ発生させる。これにより、最小単位操作量より小さな偏磁補償量を得ることができる。 FIG. 5(c) shows a case where the offset is +1/10 (integer magnetic bias compensation amount Comp Int =0, fractional magnetic bias compensation amount Comp Dec =1). In this case, by offsetting the magnetic bias compensation command values P refComp and N refComp by the minimum unit operation amount once every 10 cycles, the duty of the on/off command waveform of the gate signals G31 and G34 is increased. Then, a switching pattern that reduces the duty of the waveform of the ON/OFF command of the gate signals G32 and G33 is generated once every 10 cycles. As a result, a magnetic bias compensation amount smaller than the minimum unit operation amount can be obtained.
図6(a)は、オフセットが+2/10(整数偏磁補償量CompInt=0、小数偏磁補償量CompDec=2)の場合を示している。この場合には、オフセットが+1/10の場合と同様に、偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompを最小単位操作量分オフセットさせることを10周期に2回ずつ発生させる。これにより、最小単位操作量より小さな偏磁補償量を得ることができる。 FIG. 6A shows a case where the offset is +2/10 (integer magnetic bias compensation amount Comp Int =0, fractional magnetic bias compensation amount Comp Dec =2). In this case, as in the case where the offset is +1/10, the magnetic bias compensation command values P refComp and N refComp are offset by the minimum unit manipulated variable twice every 10 cycles. As a result, a magnetic bias compensation amount smaller than the minimum unit operation amount can be obtained.
図6(b)は、オフセットが-1/10(整数偏磁補償量CompInt=0、小数偏磁補償量CompDec=-1)の場合を示している。この場合には、オフセットが+1/10の場合と逆極性に操作することにより、逆極性の偏磁補償が可能となる。 FIG. 6B shows a case where the offset is -1/10 (integer magnetic bias compensation amount Comp Int =0, fractional magnetic bias compensation amount Comp Dec =-1). In this case, by operating with the opposite polarity to the case where the offset is +1/10, it is possible to compensate for the opposite polarity magnetic bias.
オフセットが1よりも大きい場合、及びオフセットが-1よりも小さい場合も同様にしてゲート信号G31~G34を生成することができる。例えば、オフセットが+15/10(整数偏磁補償量CompInt=1、小数偏磁補償量CompDec=5)の場合には、偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompを10周期のうち5回は最小単位操作量分オフセットさせ、残りの5回は最小単位操作量の2倍オフセットさせる。これにより、偏磁補償量を高精度に制御することができる。 The gate signals G31 to G34 can be similarly generated when the offset is greater than 1 and when the offset is less than -1. For example, when the offset is +15/10 (integer magnetic bias compensation amount Comp Int = 1, fractional magnetic bias compensation amount Comp Dec = 5), the magnetic bias compensation command values P refComp and N refComp are set 5 times out of 10 cycles. is offset by the minimum unit operation amount, and the remaining five times are offset twice the minimum unit operation amount. Thereby, the magnetic bias compensation amount can be controlled with high accuracy.
電力変換装置1は、図14に示した従来の電力変換装置100に、偏磁補償部20を追加するだけで構成することが可能である。そして、上述したように、電力変換装置1は、変圧器4の偏磁量を検出して偏磁を補償し、かつ偏磁量に応じてキャリア波の周期単位で補償量を調整する。そのため、変圧器4の偏磁を過補償なく高精度に補償することが可能となる。
The
<第2の実施形態>
次に、第2の実施形態に係る電力変換装置1aについて説明する。図7は、本発明の第2の実施形態に係る電力変換装置1aの構成例を示す図である。本実施形態に係る電力変換装置1aは、第1の実施形態に係る電力変換装置1と比較して、偏磁補償部20に代えて偏磁補償部20aを備える点が相違する。その他の構成については第1の実施形態と同一であるため、説明を省略する。
<Second embodiment>
Next, the
(偏磁補償部)
図8は、偏磁補償部20aの構成例を示すブロック図である。図8に示す偏磁補償部20aは、偏磁検出部27と、偏磁補償選択部28と、偏磁補償指令値生成部29と、を有する。
(Biased magnetism compensator)
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of the
偏磁検出部27は、電流検出器7により検出された一次巻線電流IPriより変圧器4の偏磁量を検出して積算し、正側の一定値以上となると正側偏磁補償信号SatP
*を偏磁補償選択部28に出力し、負側の一定値以下となると負側偏磁補償信号SatN
*を偏磁補償選択部28出力する。偏磁検出部27の詳細については後述する。
A magnetic
偏磁補償選択部28は、偏磁検出部27により出力された正側偏磁補償信号SatP
*及び負側偏磁補償信号SatN
*と、正側偏磁補償オフセット量Comp*P及び負側偏磁補償オフセット量Comp*Nとを入力し、正側偏磁補償信号SatP
*又は負側偏磁補償信号SatN
*が入力された場合に、正側偏磁補償オフセット量Comp*P又は負側偏磁補償オフセット量Comp*Nを偏磁補償オフセット量Comp*の出力として選択して偏磁補償指令値生成部29に送出する。偏磁補償選択部28の詳細については後述する。
The magnetic bias
偏磁補償指令値生成部29は、Pref加算器291と、Nref加算器292と、を有する。
The magnetic bias compensation
Pref加算器291は、偏磁補償選択部28により送出された偏磁補償オフセット量Comp*と、デューティー指令値Prefとを加算して偏磁補償指令値PrefCompを生成し、ゲートドライバ部23に出力する。
The
Nref加算器292は、偏磁補償選択部28により送出された偏磁補償オフセット量Comp*と、デューティー指令値Nrefとを加算して偏磁補償指令値NrefCompを生成し、ゲートドライバ部23に出力する。
The
((偏磁検出部))
図9は、偏磁検出部27の構成例を示すブロック図である。図9に示す偏磁検出部27は、積分器271と、エッジ検出部272と、サンプルアンドホールド部273と、比較器P274と、比較器N275と、論理和部276と、を有する。
((bias magnetism detector))
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of the
エッジ検出部272は、電流検出器7により検出された一次巻線電流IPriの立ち上がり又は立ち下がりのエッジを検出して、エッジパルス信号Edgeをサンプルアンドホールド部273に出力する。
The
積分器271は、電流検出器7により検出された一次巻線電流IPriを積分し、積分値をサンプルアンドホールド部273に出力する。積分値は論理和部276から出力されるリセット信号で0にリセットされる。
The
サンプルアンドホールド部273は、積分器271により求められた積分値を、エッジ検出部272により発生されたエッジパルス信号Edgeの入力タイミングで保持し、偏磁量ISatとして出力する。
The sample-and-
比較器P274は、サンプルアンドホールド部273により保持された偏磁量ISatと、予め設定した正側積分閾値SatPlimと、を比較し、偏磁量ISatが正側積分閾値SatPlimを上回ったときに正側偏磁補償信号SatP
*を出力する。
The comparator P274 compares the bias magnetism I Sat held by the sample-and-
比較器N275は、サンプルアンドホールド部273により保持された偏磁量ISatと、予め設定した負側積分閾値SatNlimと、を比較し、偏磁量ISatが負側積分閾値SatNlimを下回ったときに負側偏磁補償信号SatN
*を出力する。
A comparator N275 compares the bias magnetism I Sat held by the sample-and-
論理和部276は、比較器P274により出力された正側偏磁補償信号SatP
*と、比較器N275により出力された負側偏磁補償信号SatN
*との論理和を求めて、積分器271にリセット信号を出力する。
A
((偏磁補償選択部))
図10は、偏磁補償選択部28の構成例を示すブロック図である。図10に示す偏磁補償選択部28は、正側偏磁補償選択器281と、負側偏磁補償選択器282と、偏磁補償オフセット量加算部283と、を有する。
((Biased magnetism compensation selection part))
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration example of the magnetic bias
正側偏磁補償選択器281は、正側偏磁補償信号SatP
*が入力されたときに予め設定した正側偏磁補償オフセット量Comp*Pを出力し、それ以外のときは0を出力する。
The positive side
負側偏磁補償選択器282は、負側偏磁補償信号SatN
*が入力されたときに予め設定した負側偏磁補償オフセット量Comp*Nを出力し、それ以外のときは0を出力する。
The negative magnetic
偏磁補償オフセット量加算部283は、正側偏磁補償選択器281の出力と負側偏磁補償選択器282の出力とを加算して偏磁補償オフセット量Comp*を出力する。
A magnetic bias compensation offset
(偏磁抑制制御方法)
図11から図13は、半導体スイッチング素子のオンオフパターンの生成波形、電流波形、エッジパルス信号及び、偏磁量の概念を示す図である。それぞれのパターンで、横軸は時間経過を示す。上から一番目の波形は、三角波Vtriと、偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompとの波形を示している。上から二番目の波形は、逆変換器3のゲート信号G31,G34のオンオフ指令の波形を示している。上から三番目の波形は、逆変換器3のゲート信号G32,G33のオンオフ指令の波形を示している。上から四番目の波形は、電流検出器7により検出された一次巻線電流IPriの波形を示している。上から五番目の波形は、エッジ検出部272により検出されたエッジパルス信号Edgeの波形を示している。上から六番目の波形は、サンプルアンドホールド部273により保持された偏磁量ISatと、正側積分閾値SatPlim及び負側積分閾値SatNlimの波形を示している。
(Positive magnetic field suppression control method)
11 to 13 are diagrams showing the concept of the generation waveform of the on/off pattern of the semiconductor switching element, the current waveform, the edge pulse signal, and the amount of bias magnetism. In each pattern, the horizontal axis indicates the passage of time. The first waveform from the top shows the waveforms of the triangular wave V tri and the magnetic bias compensation command values P refComp and N refComp . The second waveform from the top shows the waveform of the ON/OFF command of the gate signals G31 and G34 of the
図11から図13に示す波形は、エッジ検出部272において負側立ち上がりエッジを検出した場合を示している。
The waveforms shown in FIGS. 11 to 13 show the case where the
図11は、スイッチング周期に正負アンバランスが無く偏磁が発生していない場合を示している。この場合には、偏磁量ISatが正側積分閾値SatPlim及び負側積分閾値SatNlimを超過しないため、正側偏磁補償選択器281及び負側偏磁補償選択器282いずれも動作しないので偏磁補償オフセット量Comp*は0となり、偏磁補償指令値生成部29は指令値演算部21により出力されたデューティー指令値Pref,Nrefへ干渉しない。
FIG. 11 shows the case where there is no positive/negative imbalance in the switching cycle and no magnetic bias occurs. In this case, since the magnetic bias amount I Sat does not exceed the positive side integration threshold Sat Plim and the negative side integration threshold Sat Nlim , neither the positive side magnetic
図12は、スイッチング周期に正側に偏磁が発生している場合を示している。この場合には、偏磁量ISatが正側積分閾値SatPlimを超過したとき、正側偏磁補償選択器281が動作し、偏磁補償オフセット量Comp*はComp*Pと等しくなり、偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompを正側偏磁補償オフセット量Comp*P分オフセットさせて、スイッチング周期一周期期間におけるゲート信号G31,G34のオンオフ指令の波形のデューティーを小さくし、ゲート信号G32,G33のオンオフ指令の波形のデューティーを大きくするスイッチングパターンを発生させる。これにより、必要最低限の偏磁補償を行うことができる。
FIG. 12 shows a case where biased magnetism occurs on the positive side in the switching cycle. In this case, when the magnetic bias amount I Sat exceeds the positive integration threshold Sat Plim , the positive magnetic
図13は、スイッチング周期に負側に偏磁が発生している場合を示している。この場合には、偏磁量ISatが負側積分閾値SatNlimを超過したとき、負側偏磁補償選択器282が動作し、偏磁補償オフセット量Comp*はComp*Nと等しくなり、偏磁補償指令値PrefComp,NrefCompを負側偏磁補償オフセット量Comp*N分オフセットさせて、スイッチング周期一周期期間におけるゲート信号G31,G34のオンオフ指令の波形のデューティーを大きくし、ゲート信号G32,G33のオンオフ指令の波形のデューティーを小さくするスイッチングパターンを発生させる。これにより、必要最低限の偏磁補償を行うことができる。
FIG. 13 shows a case where biased magnetism occurs on the negative side in the switching period. In this case, when the magnetic bias amount I Sat exceeds the negative integration threshold Sat Nlim , the negative magnetic
電力変換装置1aは、図14に示した従来の電力変換装置100に、偏磁補償部20aを追加するだけで構成することが可能である。そして、上述したように、電力変換装置1aは、変圧器4の偏磁量ISatを検出して偏磁を補償し、かつ偏磁量ISatに応じて偏磁補償オフセット量Comp*の印加周期を調整する。そのため、変圧器4の偏磁を過補償なく高精度に補償することが可能となる。
The
また、特許文献1に開示された技術では、デューティ生成部及びゲートドライブ回路に補正回路が常に影響を及ぼすため、偏磁の発生していない場合や出力が小さい場合などの偏磁補償が必要ない場合においても出力に影響を与えてしまう。この点、電力変換装置1aは、変圧器4に偏磁が発生していない場合には、指令値演算部21のデューティー指令値に偏磁補償オフセット量Comp*を加算しない。そのため、偏磁が発生していない場合には指令値演算部21の発生したデューティー指令値Pref及びNrefに干渉しない。すなわち、電力変換装置1aは、過度にスイッチング素子のオンオフ信号に干渉することなく、偏磁を抑制することが可能となる。
In addition, in the technique disclosed in
また、本発明に係る電力変換装置1aは、独立して存在する偏磁検出部27と、偏磁補償選択部28と、偏磁補償指令値生成部29と、によって偏磁補償を実現する。そのため、偏磁補償を行っていない既存の電力変換装置に対して簡易に追加することができる。
Further, the
上述の実施形態は代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形又は変更が可能である。 Although the above embodiments have been described as representative examples, it will be apparent to those skilled in the art that many modifications and substitutions may be made within the spirit and scope of the invention. Therefore, the present invention should not be construed as limited by the embodiments described above, and various modifications and changes are possible without departing from the scope of the claims.
1,1a 電力変換装置
2 制御部
3 逆変換器
4 変圧器
5 順変換器
6 入力平滑コンデンサ
7 電流検出器
8 出力リアクトル
9 出力平滑コンデンサ
10 直流電源
11 負荷
20,20a 偏磁補償部
21 指令値演算部
22 三角波発生部(キャリア波発生部)
23 ゲートドライバ部
24,27 偏磁検出部
22 偏磁補償部
25 オフセット値演算部
26 偏磁補償指令値生成部
28 偏磁補償選択部
31~34 半導体スイッチング素子
91 出力電圧検出器
241 積分器
242 周期カウンタ部
243 遅延部
244 サンプルアンドホールド部
251 PI制御部
252 スケール調整部
253 小数検出部
254 小数補償パルス発生部
255 オフセット値生成部
271 積分器
272 エッジ検出部
273 サンプルアンドホールド部
274 比較器P
275 比較器N
276 論理和部
281 正側偏磁補償選択器
282 負側偏磁補償選択器
283 偏磁補償オフセット量加算部
23
275 Comparator N
276
Claims (7)
前記半導体スイッチング素子のオンオフを制御して前記逆変換器の出力電力を調整する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記逆変換器のスイッチング周期を決定するキャリア波を発生するキャリア波発生部と、
前記変圧器の偏磁量又は該偏磁量の積算に応じて前記キャリア波の周期単位で値が調整された偏磁補償指令値を求める偏磁補償部と、
前記キャリア波と前記偏磁補償指令値とを比較することにより、前記半導体スイッチング素子のゲート信号を生成するゲートドライバ部と、
を有することを特徴とする電力変換装置。 an inverter that bridge-connects semiconductor switching elements, converts DC power to AC power, and applies the AC power to the primary winding of the transformer;
A control unit that controls the on/off of the semiconductor switching element to adjust the output power of the inverter,
The control unit
a carrier wave generator for generating a carrier wave that determines the switching period of the inverter;
a magnetic bias compensation unit that obtains a magnetic bias compensation command value whose value is adjusted in units of cycles of the carrier wave according to the magnetic bias amount of the transformer or the integration of the magnetic bias amount;
a gate driver section that generates a gate signal for the semiconductor switching element by comparing the carrier wave and the bias compensating command value;
A power conversion device characterized by comprising:
前記制御部は、
前記順変換器の出力電圧を制御するためのデューティー指令値を求める指令値演算部を有し、
前記偏磁補償部は、
前記変圧器の偏磁量を検出する偏磁検出部を有し、
前記キャリア波の周期単位で値が調整され、平均値が前記偏磁量に対応するオフセット値を求め、該オフセット値と前記デューティー指令値とを加算して前記偏磁補償指令値を生成することを特徴とする、請求項1に記載の電力変換装置。 A forward converter for converting AC power between terminals of other windings of the transformer to DC power,
The control unit
Having a command value calculation unit for obtaining a duty command value for controlling the output voltage of the forward converter,
The magnetic bias compensator is
Having a biased magnetism detection unit that detects a biased magnetism amount of the transformer,
Obtaining an offset value whose value is adjusted for each period of the carrier wave and whose average value corresponds to the amount of biased magnetism, and adding the offset value and the duty command value to generate the biased magnetism compensation command value. The power converter according to claim 1, characterized by:
前記偏磁補償部は、前記キャリア波の前記整数周期の期間中において、前記キャリア波の周期単位で値が調整された前記オフセット値を求めることを特徴とする、請求項2に記載の電力変換装置。 The command value calculation unit obtains the duty command value of a constant value during the period of the integer period of the carrier wave,
3. The power conversion according to claim 2, wherein the magnetic bias compensating unit obtains the offset value adjusted for each period of the carrier wave during the period of the integer period of the carrier wave. Device.
前記変圧器の一次巻線電流の周期を計数して整数周期に到達した到達信号を発生する周期カウンタ部と、
前記到達信号を遅延させてリセット信号を発生する遅延部と、
前記一次巻線電流を積分して積分値を出力し、かつ前記リセット信号により積分値を初期値にリセットする積分器と、
前記到達信号により、前記積分器より出力された積分値を保持するサンプルアンドホールド部と、
を有することを特徴とする、請求項2又は3に記載の電力変換装置。 The magnetic bias detection unit is
a cycle counter unit that counts the cycle of the primary winding current of the transformer and generates an arrival signal that reaches an integer cycle;
a delay unit that delays the arrival signal to generate a reset signal;
an integrator that integrates the primary winding current, outputs an integrated value, and resets the integrated value to an initial value by the reset signal;
a sample-and-hold unit that holds the integrated value output from the integrator according to the arrival signal;
The power converter according to claim 2 or 3, characterized by comprising:
前記制御部は、
前記順変換器の出力電圧を制御するためのデューティー指令値を求める指令値演算部を有し、
前記偏磁補償部は、
前記変圧器の偏磁量を積算し、正側又は負側の一定値に到達すると正側偏磁補償信号又は負側偏磁補償信号を送出する偏磁検出部と、
前記正側偏磁補償信号又は前記負側偏磁補償信号により偏磁補償オフセット量を出力する偏磁補償選択部と、
前記偏磁補償オフセット量を前記デューティー指令値に加算する偏磁補償指令値生成部と、
を有することを特徴とする、請求項1に記載の電力変換装置。 A forward converter for converting AC power between terminals of other windings of the transformer to DC power,
The control unit
Having a command value calculation unit for obtaining a duty command value for controlling the output voltage of the forward converter,
The magnetic bias compensator is
a magnetic bias detection unit that integrates the amount of magnetic bias of the transformer and outputs a positive magnetic bias compensation signal or a negative magnetic bias compensation signal when a constant value on the positive or negative side is reached;
a magnetic bias compensation selection unit that outputs a magnetic bias compensation offset amount based on the positive side magnetic bias compensation signal or the negative side magnetic bias compensation signal;
a magnetic bias compensation command value generator that adds the magnetic bias compensation offset amount to the duty command value;
The power converter according to claim 1, characterized by comprising:
前記変圧器の一次巻線電流の立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジを検出してエッジ検出パルスを発生するエッジ検出部と、
前記一次巻線電流を積分して積分値を出力し、かつリセット信号により積分値を初期値にリセットする積分器と、
前記エッジ検出パルスにより前記積分器より出力された積分値を保持するサンプルアンドホールド部と、
前記サンプルアンドホールド部により保持された一次巻線電流の一周期毎の偏差の積分値と正側積分閾値とを比較して前記正側偏磁補償信号を出力する比較器Pと、
前記サンプルアンドホールド部により保持された一次巻線電流の一周期毎の偏差の積分値と負側積分閾値とを比較して前記負側偏磁補償信号を出力する比較器Nと、
前記正側偏磁補償信号と前記負側偏磁補償信号との論理和を演算して前記積分器に入力するリセット信号を出力する論理和部と、
を有することを特徴とする、請求項5に記載の電力変換装置。 The magnetic bias detection unit is
an edge detection unit that detects a rising edge or a falling edge of the primary winding current of the transformer to generate an edge detection pulse;
an integrator that integrates the primary winding current, outputs an integrated value, and resets the integrated value to an initial value by a reset signal;
a sample-and-hold unit that holds the integrated value output from the integrator by the edge detection pulse;
a comparator P that compares the integrated value of the deviation of the primary winding current held by the sample-and-hold unit for each cycle with a positive integration threshold value and outputs the positive magnetic bias compensation signal;
a comparator N that compares the integrated value of the deviation of the primary winding current held by the sample-and-hold unit for each cycle with a negative integration threshold value and outputs the negative magnetic bias compensation signal;
a logical sum unit for calculating a logical sum of the positive magnetic bias compensation signal and the negative magnetic bias compensation signal and outputting a reset signal to be input to the integrator;
The power converter according to claim 5, characterized by having:
前記正側偏磁補償信号により正側偏磁補償オフセット量を選択する正側偏磁補償選択器と、
前記負側偏磁補償信号により負側偏磁補償オフセット量を選択する負側偏磁補償選択器と、
前記正側偏磁補償選択器の出力と前記負側偏磁補償選択器の出力とを加算する偏磁補償オフセット量加算部と、
を有することを特徴とする、請求項5又は6に記載の電力変換装置。
The magnetic bias compensation selection unit is
a positive side magnetism compensation selector that selects a positive side magnetism compensation offset amount according to the positive side magnetism compensation signal;
a negative magnetic bias compensation selector that selects a negative magnetic bias compensation offset amount based on the negative magnetic bias compensation signal;
a magnetic bias compensation offset amount addition unit that adds the output of the positive magnetic bias compensation selector and the output of the negative magnetic bias compensation selector;
The power converter according to claim 5 or 6, characterized by comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021091774A JP2022184115A (en) | 2021-05-31 | 2021-05-31 | Power conversion device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021091774A JP2022184115A (en) | 2021-05-31 | 2021-05-31 | Power conversion device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2022184115A true JP2022184115A (en) | 2022-12-13 |
Family
ID=84437302
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2021091774A Pending JP2022184115A (en) | 2021-05-31 | 2021-05-31 | Power conversion device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2022184115A (en) |
-
2021
- 2021-05-31 JP JP2021091774A patent/JP2022184115A/en active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
TWI565200B (en) | Switch mode power supply and method of operating the same | |
RU2540952C2 (en) | Welding source with operating cycle digital control | |
US8456875B2 (en) | Power supply device and uniform current control method | |
US6917531B2 (en) | Power supply system | |
US9966864B2 (en) | Electronic apparatus and control method of electronic apparatus | |
KR20200040673A (en) | Switched mode power supply with pfc burst mode control | |
US10404171B2 (en) | Power converter circuit with a switched mode power converter that is switched based upon a measured inductor current and dynamically-determined first and second thresholds | |
US7869232B2 (en) | Electric power converter suppressing output voltage variation due to input voltage fluctuation | |
JP5310000B2 (en) | Power converter | |
JP6443652B2 (en) | Power converter | |
JP2022184115A (en) | Power conversion device | |
US8593839B2 (en) | Accuracy of a volt-second clamp in an isolated DC-DC converter | |
JP5955644B2 (en) | Inverter gate control circuit and inverter power supply device having the inverter gate control circuit | |
JP4931129B2 (en) | Power converter | |
KR20220092510A (en) | Digital Non-Linear Conversion for Voltage Mode Control of Power Converters | |
JP2023056368A (en) | Power conversion device | |
WO2018042896A1 (en) | Power conversion device | |
JP6129240B2 (en) | Power conversion device and power conversion method | |
RU2570894C2 (en) | Converter control method | |
JP6489567B1 (en) | Power converter | |
US20230223857A1 (en) | Dual active bridge converter, voltage converter arrangement and method for operating a dual active bridge converter | |
JP2006141090A (en) | Semiconductor power converter | |
JP2017175917A (en) | Dc power supply device | |
KR101786610B1 (en) | Apparatus for controlling pfc converter | |
JP6625929B2 (en) | Power conversion device and power conversion system |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20231004 |