JP2022170737A - 多波長ドップラー・ライダー - Google Patents

Abstract

【課題】測定対象物までの距離の増大、空間分解能、速度分解能の最適化を可能にする、ドップラー・ライダーを提供する。【解決手段】複数の波長チャネル上にコヒーレント・レーザ光をそれぞれ生成するレーザ光生成手段１１と、波長チャネル毎に振幅変調して波長チャネル毎に個別のパルスをそれぞれ生成する振幅変調器１２ｂと、周波数シフトされ増幅されたパルスを空間方向に送信光として送信する送信モジュール（１８，１９）と、大気により前記パルスのそれぞれが後方散乱されたことによる受信光を、複数の波長チャネル上で検出する複数の検出器を備える検出回路２１ｂと、複数の波長チャネル上で送信光と受信光の間のドップラー・シフト量を決定する電子評価手段２２ｂと、パルス形状、ＰＲＦ又はＲＰＴを複数の波長チャネル毎に個別に制御するタイミング変調器１３を備える。【選択図】図９

Description

本発明は、風又は渦の状況、或いはその両方の状態を検出するパルス方式多波長（多チャネル）ドップラー・ライダー（LIDAR：light detection and ranging）に関する。

気象レーダは、後方散乱測定のために、雲中の水滴のように高密度の大きな浮遊粒子（エアロゾル）を必要とするので、気象レーダ・システムには、数１０ｋｍ程度の遠距離の気象雲の早期警報にしか適さないという問題があった（特許文献１参照。）。一方で、対流圏のウインドシアやいわゆる晴天乱流（晴天乱気流）そして成層圏のジェット気流のように、視界が明確な最も一般的な気流は、数センチメータ～数ミリメータという波長が空気粒子の大きさに比べると比較的長いので、気象レーダでは検出できない。

そこで、より短い波長とより高いパルス周波数を持つライダー（LIDAR）システムの開発が試みられたので、更なるスキャン操作が、より小さな空気粒子を検出できるスペクトルの光学領域で可能になる。すべての気象条件下で高い測定信頼性を実現するために、空気分子からのドップラー・シフト後方散乱がエアロゾル散乱に加えて用いられた。しかし、ドップラー・ライダー測定には、分子とエアロゾルの両方からの後方散乱信号の強度が低いという一般的な問題がある。それにもかかわらず、高信頼性の測定に要求される、低いレーザ出力とするために、大気からの背景放射によるノイズと検出器や光増幅器の電子ノイズからの影響を効率的に抑えながら、最大感度を可能にする光検出器を使用する必要がある。数秒間にわたって微弱な後方散乱信号を一体化するには、風が時間的に安定していることが必要である。しかし、そのような条件は一般的に存在しない。代わりに、数十ミリ秒だけという短時間、即ち、リアルタイムで、信号を評価しなければならない。

ドップラー・レーダやドップラー・ライダーは、地上設置の気象測定装置は、特に空港エリアの気象、風、渦の状態について全体的な概要を提供する（特許文献２参照。）。空港における離着陸の安全を確保するために、大気の風速を恒久的に測定しなければならない。晴天時に比較的遠く離れた位置にある測定対象物（空気）の風速等の測定を行えるのは、ドップラー・ライダー・システムだけである。

これでも、個々の航空機に対するリスクを考慮しなくても、影響を受けるすべての航空機における臨界的な風と後流渦の状態に関する一般的な警告としては、十分である。今後、すべての空港において離着陸の手順の一般的な短縮が可能になるのは、各航空機が、すべての気象条件のもとで、飛行路上で離陸又は着陸する航空機からの個々の渦と後流渦を時間内に検出できて、発生する力とトルクとによる危険の潜在性を直接評価できる、それ自体の機内測定システムを有する時だけである。しかし、澄んだ大気中の測定に適したドップラー・ライダーは、ドップラー・レーダほどコンパクトでなく、全体としてまだ複雑な構造である。

検出器として電荷結合デバイス（ＣＣＤ）を有する２チャネル・ドップラー・ライダーが知られている（非特許文献１参照。）。ライダー・システムでは、一方のチャネルからの光が他方のチャネルに誘導される二つの別々のチャネルにおいて、エアロゾルや分子からの後方散乱光を利用して風の動きを測定している。しかし、測定システムは、空気の不均一性と動きを、広い領域で、即ち、より広い角度範囲で、測定軸に沿ってそして測定軸を横切って同時に可視を可能にするほど十分にコンパクト化されていない。

風力発電所の風と乱気流の条件を測定することは、再生可能エネルギー源として風を大規模に使用するためにも重要である。風力発電所にとって、発電の有効性は、局部的な風と乱気流の条件に相応したローターの適正な配置に左右される。これらの理由から、風力発電所の建設前そして運用中の様々な気象条件のもとで選択された場所における風と乱気流の場の特徴を正確に非接触状態で測定することが、風力発電所の効率的かつ安全な運用のために特に重要である。これらの大気データは、気象観測所や時にはドップラー・ライダー・システムを用いて測定するが、依然として複雑で費用がかかり、不正確である。

最新の技術では、周知のドップラー・ライダーは、特に、空間ボリューム内の風速を検出するためにドップラー効果を利用する、パルス状のコヒーレント・ドップラー・ライダー・システムである。そのために、レーザ・パルスが、測定用に大気中に又は任意の目標方向に放出される。反射されたレーザ光が、検出されて局部発振器とコヒーレントに混合される。ヘテロダイン検波により後方散乱信号が増幅され、ビート信号の周波数を用いてドップラー・シフトを決めることができる。信号強度を高めるために、二つの主な方法がある。第一に、送信パルス・エネルギーをさらに増加すると、後方散乱信号強度も増加することができる。第二に、パルス繰り返し周波数を増やすと、単位時間あたりの情報数を増やすことができる。

従来技術で周知の単一チャネル・ドップラー・ライダーを用いて半径方向の風速を測定するが、これは、光送信器、送受信スイッチ（デュプレクサ）、スキャナー、例えば２軸スキャナー、ヘテロダイン受信器、信号処理回路（信号プロセッサ）を備えている。代表的な設定方法について、図１を参照して次に説明する。

図１は、主発振器（マスターオシレータ：ＭＯ）としてのレーザ光生成手段１１が連続レーザ光を生成する構成を示しており、一方でパルス生成に使用され、他方では局部発振器として機能する。振幅変調器（ＡＭ）１２ｐは、希望された長さと形状のパルスを生成する。周波数変調器（ＦＶ）１４ｐは、動きの正負の方向を検出するためにも使用される。これらのパルスが光増幅器（Ａｖ）１５で増幅されて、大気中にビームを伸ばして送られる。２軸スキャナー等の（Ｓｃ）スキャナー１９は測定方向を定める。望遠鏡１８で検出されて光学システムに結合された散乱光は、送受信スプリッタによって、ここでは３ポート光サーキュレータ１６によりバランス検出器（Ｄｅｔ.）２１に導かれる。後方散乱信号は、局部発振器でコヒーレントに混合（ヘテロダイン）できるので、低周波のビート周波数だけ検出器で測定されて、信号処理回路（ＳＶ）２２で処理される。このビート周波数（偏移周波数）Δfから風速の成分を計算できる。

即ち、レーザ光の波長をλ₀とすると視線方向の風速ｖは、ｖ＝（λ₀Δf）／２で与えられる。ドップラー・ライダーの目的は、例えば、空港の風速に関して半径方向の速度、好ましくは乱気流の半径方向の速度を空間的に分解して測定することである。ドップラー・ライダーの主な課題は、高い空間分解能、高い測定精度、高いボリューム・スキャン速度を維持しながら、遠く離れた位置にある測定対象物（空気）の風速等の測定を実現することにある。

ライダーの測定対象物までの距離は、下記のライダーの式から与えられる、システムの感度から定まる。

式（１）において、
Ｐ_RX： 受信パワー
Ｐ_TX： 送信パルス・パワー
ｃ: 光速度
τ: パルス持続時間
n: 測定の回数（２以上の正の整数）
K_SYS: システムの定数
（受信光学系の開口、システム効率、送信／受信ビームの重なり）
β_A（Ｒ,λ）: 大気の後方散乱係数
L[α（Ｒ,λ）]: 伝搬減衰関数
である。式（１）は、単一パルスの放出後に受信したパワーを示す。技術的な考慮事項として、信号対雑音比ＳＮＲの使用がより一般的である。

感度を上げるために、幾つかの連続して放出されたパルスのパワーを加算（積算）して、その平均値を計算することができる。この積算の形式はインコヒーレントなので、Ｐ_RXの測定値の信号対雑音比ＳＮＲは、積算された測定の回数ｎでなく、ｎ^1/2とともに増加する（ｎは２以上の正の整数である）。

したがって、特定の信号対雑音比ＳＮＲが与えられると、最大距離Ｒ_maxは、ドップラー・ライダーが目標を検出できる距離として計算することができる。

ライダー送信機がドップラー・ライダーの感度又は測定可能距離に及ぼすライダー送信機の影響を定めるパラメータは、送信機の性能指数（ＦＯＭ)に要約される。

これが、最大距離Ｒ_maxになる。

空間分解能ΔＲは下記で表される。

ΔＲ ＝ c・τ／２ ……（６）

測定の回数ｎは、パルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）をｆ_Pとして、システムの有効ビームθ、スキャナー１９の回転速度ωから計算される。

ｎ ＝ θ・ｆ_P／ω ……（７）

ライダーの測定対象物までの距離が、２次エコーによる混同を生じて不明確にならない範囲である「明確範囲Ｒ_ua」は、以下の式（８）で与えられる。

Ｒ_ua ＝ ｃ／（２・ｆ_P） ……（８）

式（８）で定義される明確範囲Ｒ_uaは、最初のパルスを送信して測定対象物から反射され、次のパルスを送信できるタイミングで決まるので、ＰＲＦが高くなるほど短くなる。

最大距離Ｒ_maxは，送信パルス電力Ｐ_TX又はパルス持続時間τ或いはその両方を増やすことにより増やすことができる。しかし、両方のパラメータも光増幅器材料の光学的特性によって制限される。パルス持続時間を延ばすと、空間分解能も増加する（劣化する）。一つの光増幅器だけ使用する限り、測定回数ｎだけを増やすことができる。

送信パルス電力Ｐ_TXとシステム定数K_SYSは、商業的に入手できる技術の状態から特定できるが、必要に応じて、アプリケーション（送受信光学要素）に応じて最適化できる。下記は、測定品質に重要な目標パラメータである。
- 空間分解能 ΔＲ
- 最大距離Ｒ_max又はＦＯＭ
- 明確範囲(unambiguous range)Ｒ_ua

最適化に利用できるパラメータは、パルス幅、パルス繰り返し周波数ｆ_P（又は測定回数ｎ）、パルス形状（矩形、ガウス形、又は両方の組み合わせ）である。最適化パラメータを変化させると、表1に示すように、目標パラメータは相反する挙動を示す。

１チャネルの代わりに、複数のチャネルを使用すると、単一チャネル・システムのジレンマは大幅に軽減する。この場合、複数の波長λ₁，λ₂，……，λ_nの主発振器（ＭＯ）として機能するレーザ光生成手段１１と、レシーバとなるｎチャネルのバランス検出器（ｎ×Ｄｅｔ.）２１ｑを持ち、且つ各チャネルが最適化されたパルス形状で動作する（ｎは２以上の正の整数。）。複数の波長ｎを同時に安定して高信頼性で動作させるためには、パルス制御システム（ＰＲＳ）１７による機能の拡張が、図２に示すように必要になる。

複数の波長ｎを持つシステムにおいて、各波長は別々の測定チャネルを表す。異なるチャネルを、異なるタスクに最適化できる。この最適化オプションは、二つのチャネルだけ存在する時に既に存在している。

主発振器（ＭＯ）として機能するレーザ光生成手段１１は、ｎ個の波長チャネルで連続したレーザ光を生成して増幅する。波長は、透過光が大気の成分により吸収されないように選択される。チャネル間の波長の最小間隔は、一般的な光学的手法で分離可能な波長に対応している。波長の最大間隔は、光増幅器１５の利得帯域幅、又は利得特性によって決まる。波長チャネルの数に制限はない。

振幅変調器１２ｑによる振幅変調は、すべてのチャネルに対して一括して、又はチャネル毎に個別に振幅変調することができる。パルスの長さや形状を自由に選択できる。生成されたパルスは周波数変調器１４ｑにより周波数シフトされる。

生成され周波数シフトされたパルスは、光増幅器１５で一括して増幅される。３ポート光サーキュレータ１６はパルスを望遠鏡１８に導き、この望遠鏡１８はすべての波長のレーザ・ビームを拡大し、大気中に送る。すべての波長チャネルからの後方散乱光は、望遠鏡１８で再び集められて、３ポート光サーキュレータ１６を通ってｎチャネルのバランス検出器２１ｑに送られる。局部発振器との重ね合わせは、それぞれのバランス検出器２１ｑのチャネル毎に別々に行われ、チャネル毎に別々のヘテロダイン信号になる。ｎチャネル信号処理回路を備える電子評価手段２２ｂとＡ/Ｄコンバータ（ＤＶ)２３によるデジタル化は、最初はｎ個の波長チャネルのそれぞれに対して別々に行われる。

異なる波長又はチャネルのパルス形状、パルス持続時間、パルス間隔の組み合わせを、以降、「パルス・シークエンスの波形」と呼ぶ。図３（ａ）及び（ｂ）に示すパルス・シークエンスの波形は異なるパルス幅の二つの波長をもつパルス・シークエンスの波形を示し、測距と空間分解能を同時に最適化することを可能にする。図３（ａ）に示す波長１のチャネルのパルス・シークエンスの波形は、感度を高くし、それに応じて測定対象物までの距離の増大をする、長いパルスを放出する場合のトポロジである。図３（ａ）に示す波長２のチャネルのパルス・シークエンスの波形は、短いパルスで作動するので、高い空間分解能を呈するが、ライダーの測定対象物までの距離は短くなる。図４に関連する受信機能を示すように、受信関数は予め設定された信号対雑音比ＳＮＲの閾値を下回らない限り、波長２のデータ・チャネルを使用し、その後、波長１に切り替わる。このように、ライダーによる風速の測定は、近距離では高い空間分解能で行われ、遠距離では、より粗い分解能であるが、より長い距離に位置する測定対象物（空気）の風速の測定が待望される。

図３及び図４に示すように、波長１及び波長２の両方のチャネルの信号パワーを加えると、より優れた信号対雑音比ＳＮＲを得ることもできる。結果として得た空間分解能は、パルス幅が長いチャネルの分解能と少なくとも同じになる。両方のチャネルを蓄積すると、感度の向上とそれに伴って測定対象物までの距離を再び少し向上することができる。

パルス形状の選定は、測距又は空間解像度の向上に更に関与する。矩形パルスでは空間分解能が向上するが、ガウス状のパルスではシステム帯域幅が低いので、ライダーの測定対象物までの距離が向上する。これらの特性は、可能な測定対象物までの距離を広げるために更に用いられる。これは、遠距離用の一つのチャネルをガウス状のパルスに、近距離用の他のチャネルを出来るだけ急なエッジをもつ方形のパルスに設定することで実現する。

パルス形状とパルス長に関して可能性のある組み合わせは、異なるパルス長のガウス状のパルスと方形パルスの畳み込みである。以下の式で、これは係数Ｄで表され、０から１の値をとる。

Ｐ_W (t)=Ｐ_G（Ｄ・τ_FWHM）*Ｐ_R（（1-Ｄ）・τ_FWHM) ……（９）

概して、任意のパルス形状、又は異なるパルス形状の組み合わせを用いて、固有のパルス帯域幅と空間分解能を一致させることができる。より短いパルスを有するチャネルでは、ライダーの測定対象物までの距離が短い。これは、チャネルに対してパルス繰り返し周波数をより高く設定できることを意味する。より高いパルス繰り返し周波数は、それぞれのチャネルの信号対雑音比ＳＮＲに好影響を与える。

測定例の結果を図５に示す。二つの波長チャネルを、このために使用した。一方のチャネル（１）はパルス長１００ｎｓ、もう一方のチャネル（２）はパルス長８００ｎｓでパラメータ化した。二つの波長チャネルを構成する両方のパルス形状は、長方形で、同じパルス繰り返し周波数で使用した。

短いパルスのチャネル（１）の信号対雑音比ＳＮＲは、低エネルギーと高帯域幅のために低い信号対雑音比ＳＮＲを呈するので、低距離になる。このチャネルは、近距離（測定対象物までの距離Ａ＋Ｂ：ここでは５００ｍまで）を高い空間分解能でカバーする（ここでは、十分な空間分解能が図の点の距離から与えられる）。チャネル（２）は１５０ｍ後にだけ使用可能なデータを提供し、空間分解能はかなり悪いが、測定対象物までの距離は広くなる（測定対象物までの距離Ｂ＋Ｃ：ここでは２．５ｋｍまで）。両方のチャネルが、交差点エリア（エリアＢ）をカバーする。ここでは、空間分解能と速度分解能が向上した測定データを利用できる。

単一チャネル・システムは、二つの測定シリーズのなかの一つを提供するだけである。したがって、従来方式のユーザは、最小距離、空間分解能、最大距離の間で、いつも妥協している。より高い平均パワーとそれに伴う高い感度により、個別の第１光増幅器(Ａ１)、第２光増幅器（Ａ２）～第ｎ光増幅器（Ａｎ）が、チャネル毎に可能にしている。図６はこのシステムを示す。

波長１及び波長２の送信パルスの位相を時間的にシフトすると、図７に示すように、送信用の光増幅器をより効率的に使用できる。波長２のように時間的に位相をシフトすることにより、パルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）を実効的に２倍にでき、図７（ｂ）に示すように、効果的にパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ_Ｖ）を与えることができる。しかし、明確範囲は、図７（ａ）に示す個々のチャネルのパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ_Ｋ）に対し式（８）で決定される。

受信信号の数を増やすことにより、ドップラー・ライダーの感度を上げ、それに伴って、ライダーの測定対象物までの距離を増大できる。パルスは、図８（ａ）及び（ｂ）に示すように、異なるパルス幅で作動している時にも時間的にシフトできる。ここでは、送信用の光増幅器の有効性も改善できる。

ドップラー・ライダーの感度はパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）を介して高くできる。しかし、式（８）に示すように、高いＰＲＦは、明確範囲Ｒ_uaを減少させるので、式（１）に示す受信パワーや式（２）に示す信号対雑音比ＳＮＲが不利になる。高いＰＲＦによる明確範囲Ｒ_uaの減少は、パルスを互いに時間的にシフトした複数チャネルを使用する場合でも発生する。さらに、個々のチャネルの重ね合わせから生じるドップラー・ライダーのパルス・シークエンスの波形、即ち、パルス・シークエンスのＰＲＦ、パルス・シークエンスのパルス持続時間、それぞれ個々のチャネルのパルス形状は、各気象状況に合わせて手動で調整しなければならないので、自動操作が難しくなる。

独国特許出願公開公報第１０３１６７６２号明細書 独国特許発明第１０２００５０３４７２９明細書

Ｔ．Ｄ.イルガンク（Irgang)他2名著、『検出器として電荷結合デバイスを採用する２チャネル直接検出型ドップラー・ライダー（Two-channel direct-detection Doppler lidar employing a charge coupled device as a detector）』、 アプライド・オプティックス（Applied Optics）、第41巻、第6号、p.1145-1155, 2002年

本発明の目的は、晴天時に大気の影響を可視化すると同時に、測定対象物までの距離を増大し、空間分解能、速度分解能の最適化を可能にする、ドップラー・ライダーを提供することにある。多波長ドップラー・ライダーはコンパクトなデザインとすべきである。さらに、送信パルス・パワーは、様々な異なる応用分野で最適になるように選択可能にすべきである。

上記の課題を解決するために、本発明の態様は、コヒーレント・レーザ光を複数の波長チャネル上にそれぞれ生成するレーザ光生成手段と、波長チャネル毎に、別々に振幅変調して波長チャネル毎に個別のパルスをそれぞれ生成する振幅変調器と、ｎチャネルのパルスのそれぞれを、所定の空間方向に送信光として送信し、送信されたパルスのそれぞれが大気により後方散乱されたことによる受信光を受信する送信モジュールと、受信光に含まれるパルスのそれぞれを、複数の波長チャネル上でそれぞれ検出する検出回路と、波長チャネルのそれぞれにおいて、送信光と受信光のドップラー・シフト量を決定する電子評価手段と、波長チャネルのそれぞれに割り当てられ、波長チャネルのそれぞれに適したパルス繰り返し周波数及びパルス間隔の少なくとも一方、並びにパルス形状を個別に制御するタイミング変調器を備える多波長ドップラー・ライダーであることを要旨とする。本発明の態様に係る多波長ドップラー・ライダーは、ライダー・システムの仕様に基づいて設計される。図９は、このようなシステムのブロック図を示す。このシステムは、フリー・ビーム光学系として又はファイバー技術として実現できる。

本発明の態様に係る多波長ドップラー・ライダーは、複数ｎ個の波長チャネルを使用する。複数ｎ個の波長チャネルにおいて、各チャネルは、その個々のパルス形状に加えて、それ自体のパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）又はパルス繰り返し周期（パルス間隔）ＲＰＴを変えるように制御できる。従来における最新の技術では、各チャネルに対して同じであるが、オフセットされたパルス間隔（ＲＰＴ）の動作にだけ言及されている。本発明の態様に係る多波長ドップラー・ライダーにおいては、ＰＲＦ及びＲＰＴの個々の制御は、タイミング変調器によって制御される。各チャネルがライダーの測定対象物までの距離に関してそれ自体の独自の距離を有しているので、サンプル抽出が最適化される。例えば、高いＰＲＦのパルス・シークエンスで作動するチャネルの条件が、明確範囲Ｒ_uaから外れた２次エコーの目標物（測定対象物）を検出しているかをチェックするために、少なくとも一つのチャネルを低いＰＲＦのパルス・シークエンスで並行して作動させる。そして同時に、高い感度を実現するために、非常に高いＰＲＦのパルス・シークエンスで他の波長チャネルを差動させるように、複数のチャネルを制御ができる。

したがって、本発明の態様に係る多波長ドップラー・ライダーに必須のことは、異なるパルス繰り返し周波数とパルス間隔を、チャネル毎に異なるように制御して使用することである。好ましくは、複数のチャネルのそれぞれが、個々のパルス形状に加えて、それ自体の周波数を変調することである。周波数変調器は、それぞれのチャネルを個々にオフに切り替えることができる。チャネル毎に個々の周波数変調器を使用すると,風速に関して測定可能な距離を拡大できる。

より好ましくは、適応性及び認知性の少なくとも一方に対するパルス・シークエンスの波形の最適化が用いられている。多波長ドップラー・ライダーは、検出回路が検出した測定データを用いて、パルス・シークエンスの波形を最適化できる。最適化は、外部センサを用いて行うこともできる。

従来技術に係る単一チャネル・多波長ドップラー・ライダーの主要部の構成を説明するブロック図である。 従来技術に係る多波長ドップラー・ライダーの主要部の構成を説明するブロック図である。 現状における最新技術の説明に係り、二つの波長において異なるパルス幅をもつパルス・シークエンスを比較して示すタイミング図である。 図３に示したタイミング図に対応し、受信電力の時間依存性から導かれる受信関数を示す図である。 図５（ａ）は２つの波長チャネルでの測定による信号対雑音比ＳＮＲの距離依存性を示す図で、図５（ｂ）は２つの波長チャネルでの測定された速度の距離依存性を示す図である。 従来技術に係る他の多波長ドップラー・ライダーの構成を説明するブロック図である。 図６に示した従来技術に係る他の多波長ドップラー・ライダーにおいて、波長１の送信パルスに対し、波長２の送信パルスが時間的なオフセットを有することを示すタイミング図である。 図６に示した従来技術に係る他の多波長ドップラー・ライダーにおいて、波長１の送信パルスに対し、波長１とは異なるパルス幅をもつ波長２の送信パルスが時間的なオフセットを有することを示すタイミング図である。 本発明の第１実施形態に係る多チャネル（多波長）ドップラー・ライダーの主要部の構成を説明するブロック図である。 図９に示した第１実施形態に係る多チャネル（多波長）ドップラー・ライダーにおける４つの波長チャネルにおける個々のパルスのタイミングの関係を説明する図である。 本発明の第２実施形態に係る多チャネル（多波長）ドップラー・ライダーの主要部の構成を説明するブロック図である。 本発明の第３実施形態に係る多チャネル（多波長）ドップラー・ライダーの主要部の構成を説明するブロック図である。 図１２に示した第３実施形態に係る多チャネル（多波長）ドップラー・ライダーにおいて、非最適化された２つのチャネルにおけるパルス・シーケンスを示すタイミング図である。 図１２に示した第３実施形態に係る多チャネル（多波長）ドップラー・ライダーにおいて、最適化された２つのチャネルにおけるパルス・シーケンスを示すタイミング図である。 図１２に示した第３実施形態に係る多チャネル（多波長）ドップラー・ライダーにおいて、非最適化された４つのチャネルにおけるパルス・シーケンスを示すタイミング図である。 図１２に示した第３実施形態に係る多チャネル（多波長）ドップラー・ライダーにおいて、最適化された４つのチャネルにおけるパルス・シーケンスを示すタイミング図である。 本発明の第４実施形態に係る多チャネル（多波長）ドップラー・ライダーの主要部の構成を説明するブロック図である。 本発明の第５実施形態に係る多チャネル（多波長）ドップラー・ライダーの主要部の構成を説明するブロック図である。 本発明の第６実施形態に係る多チャネル（多波長）ドップラー・ライダーの主要部の構成を説明するブロック図である。

本発明の更なる実施の態様は、以下の説明と従属請求項から理解できる。添付の図面を参照しながら、本発明の第１～第６実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーを、以下において詳細に説明する。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、図９に示すように、レーザ光生成手段１１と、レーザ光生成手段１１に接続された振幅変調器(ＡＭ)１２ｂと、振幅変調器１２ｂに接続されたタイミング変調器（ＴＭ）１３と、タイミング変調器１３に接続された周波数変調器（ＦＶ）１４と、周波数変調器１４に接続された光増幅器（Ａｖ）１５と、光増幅器１５に第１ポートを接続された３ポート光サーキュレータ（ＺＩ）１６と、３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートに接続された送信モジュール（１８，１９）と、レーザ光生成手段１１に接続された検出回路（ｎ×Ｄｅｔ.）２１ｂと、検出回路２１ｂに接続された電子評価手段（ｎ×ＳＶ）２２ｂを備える。更に３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートから振幅変調器１２ｂに帰還する回路（経路）の一部に設けられたパルス制御システム（ＰＲＳ）１７を備える。

図９に示すレーザ光生成手段１１は主発振器（マスター・オシレータ：ＭＯ）１１として機能し、主発振器（ＭＯ）として機能するレーザ光生成手段１１は、コヒーレント・レーザ光を複数ｎ個の波長λ₁，λ₂，……，λ_nからなる波長チャネル上にそれぞれ生成する（ｎは２以上の正の整数。）。第１実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、波長λ₁，λ₂，……，λ_nのｎ個の波長チャネルにおいて、個々のパルス形状並びにパルス形状のパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）及びパルス間隔（ＲＰＴ）の少なくとも一方を、後述するように制御することを特徴とする。パルス制御システム１７の出力は、光増幅器１５を制御するように光増幅器１５に入力される。検出回路（ｎ×Ｄｅｔ.）２１ｂは、波長λ₁，λ₂，……，λ_nに対応したｎチャネルを構成する、バランス検出器等の検出器（Ｄｅｔ.）を含み、３ポート光サーキュレータ１６の第３ポートからの出力は、ｎチャネルの検出器のそれぞれに入力される。検出回路（ｎ×Ｄｅｔ.）２１ｂは、個別素子としてのｎ個の検出器を一体となるように集合若しくは集積化した構成でも、１つの検出器をｎチャネルの検出器として機能させる構成でもよい（ｎは正の整数である。）。

特に、主発振器（ＭＯ）として機能するレーザ光生成手段１１は、超短光パルスであるコヒーレント光パルスが生成されることが好ましい。波長は、大気の成分により吸収されないようにして選択される。チャネル間の波長の最小間隔は、一般的な光学的手法を用いて、さらに分離自在の波長に対応している。振幅変調器１２ｂは、波長チャネル毎に、別々にコヒーレント・レーザ光を振幅変調して波長チャネル毎に個別のパルスをそれぞれ生成する。波長の最大間隔は、光増幅器１５の利得帯域幅又は利得特性によって決まる。波長チャネルの数ｎに制限はない。

送信モジュール（１８，１９）は、望遠鏡（ＴＫ）１８と２軸スキャナー等のスキャナー（Ｓｃ）１９を含み、ｎチャネルのパルスのそれぞれを、所定の空間方向に送信光として送信する。更に送信モジュール（１８，１９）は、スキャナー１９及び望遠鏡１８を介して、大気により後方散乱されたｎチャネルのコヒーレント・レーザ光パルスのそれぞれを、ドップラー・シフトした受信光として受信する機能を備えていてもよい。なお、図９では望遠鏡１８からスキャナー１９に向かう一方向の矢印で簡略化した表現がされているが、送信モジュール（１８，１９）が「送受信モジュール」として双方向性に機能する場合は、図１と同様に、望遠鏡１８とスキャナー１９の間は両方向の矢印である。一方、送信モジュール（１８，１９）が「送受信モジュール」として機能しない場合は、送信モジュール（１８，１９）の他に、受信光を受信する受信モジュール（図示省略）が存在することは勿論である。

送信モジュール（１８，１９）が送受信モジュールとして機能する場合、すべての波長チャネルにおける後方散乱光は、望遠鏡１８で再び集められて、３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートと第３ポートを経由して、ｎチャネルでの検出機能を備えた検出回路２１ｂに入力される。検出回路２１ｂを構成するｎチャネルの検出器のそれぞれは、大気により後方散乱されたコヒーレント・レーザ光に含まれるパルスのそれぞれを、複数の波長チャネル上でそれぞれ検出する。電子評価手段２２ｂはｎチャネルの信号処理回路（ＳＶ）を含み、波長チャネルのそれぞれにおいて、送信光と受信光の間のドップラー・シフト量を決定する。電子評価手段２２ｂは、ｎチャネルの信号処理回路（ＳＶ）をモノリシック若しくはハイブリッドに集積化した構造でも、個別素子としてのｎ個の信号処理回路（ＳＶ）を集合した構造でも構わない。タイミング変調器１３は、波長チャネルのそれぞれに割り当てられ、波長チャネルのそれぞれに適したパルス形状、並びにパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）又はパルス間隔（ＲＰＴ）或いはその両方を個別に制御する。

図１０（ａ）～図１０（ｃ）は、波長１のパルスに対し、波長２及び波長３のパルスの位相をタイミング変調器１３によって時間的にシフトすることにより、実効的なパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）を大きくした例である。又、図１０（ｄ）に示すように、波長４のパルスのパルス幅を、タイミング変調器１３によって、波長１～３のパルスに比して大きくし、且つパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）を波長１～３のパルスに比して低くしても、時間的な位相のシフトが可能になる。複数の波長λ₁，λ₂，……，λ_nをもつシステムでは、各波長は、別々に測定するチャネルを表す。異なる波長は、異なるタスク毎に最適化できる。

波長は近赤外線スペクトル（１．５５μｍ）を含む帯域であることが好ましい。この特徴的な波長の帯域ために、信号は、大気を通る際にエアロゾル粒子と雲の水滴とにより後方散乱される。大気により後方散乱された赤外線信号の一部は、ドップラー・ライダー検出器としての検出回路２１ｂで受信される。検出された周波数シフトの原因は、後方散乱されたエアロゾルや雲の粒子の自然な動き（ドップラー効果）であり、そこから放射状の風が発生する。

振幅変調器１２ｂによる振幅変調は、全チャネルに対して一括又はチャネル毎に別々に実施できる。パルスの長さ又は形状は自由に選択できる。生成したパルスは周波数変調器１４ａにより周波数シフトされる。生成され周波数シフトされたパルスは、光増幅器１５で一括して増幅される。３ポート光サーキュレータ１６は、パルスを望遠鏡１８に送り、全波長のレーザ・ビームを拡大して、大気中に送る。すべての波長チャネルからの後方散乱光は、望遠鏡１８で再び集められ、３ポート光サーキュレータ１６を経由して検出回路２１ｂを構成するｎチャネルの検出器に送られる。レーザ光生成手段１１はコヒーレント・レーザ光を生成する主発振器（ＭＯ）として機能すると同時に、局部発振器（スレーブ・オシレータ）としても機能する。図９に示すように、レーザ光生成手段１１の出力は検出回路２１ｂに導かれ、局部発振器の信号と後方散乱光の信号の重ね合わせは、検出回路２１ｂを構成するそれぞれの検出器でチャネル毎に別々に行われる。局部発振器の信号と後方散乱光の信号の重ね合わせの結果、チャネル毎に別々のヘテロダイン信号になる。ヘテロダイン検波するために、検出回路２１ｂに導かれる局部発振器の信号の周波数は、主発振器の信号の周波数に対しオフセットがかけられていてもよい。ｎチャネルの信号処理回路による信号処理と任意のＡ/Ｄコンバータ（図９において図示を省略している。）によるデジタル化は、最初は、ｎ個の波長チャネルのそれぞれに対して別々に行われる。

背景技術の欄で既に説明したが、本明細書において、異なる波長又はチャネルのパルス形状、パルス持続時間、パルス間隔の組み合わせは、以降、「パルス・シークエンスの波形(waveform)」と呼ぶ。第１実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、複数ｎ個の波長チャネルを使用する。複数の波長チャネルにおいては、各チャネルは、個々のパルス形状に加えて、それ自体のＰＲＦ又はＲＰＴで動作できる。ＰＲＦ及びＲＰＴの個々の制御は、図９に示すタイミング変調器１３によって制御される。各チャネルがそれ自体の独自の測定対象物までの距離を有しているので、サンプル抽出が最適化される。例えば、高いＰＲＦのパルス・シークエンスで作動するチャネルがオーバーリーチ（２次エコー）状態で目標物を検出しているかどうかをチェックするために、少なくとも一つのチャネルを、低いＰＲＦのパルス・シークエンスで並行して作動させる。同時に、高い感度を実現するために、非常に高いＰＲＦのパルス・シークエンスで他のチャネルを作動させるように、複数のチャネルを駆動することができる。式（８）に示すように、高いＰＲＦは、明確範囲Ｒ_uaを減少させる。第１実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーによれば、高いＰＲＦのパルス・シークエンスで作動するチャネルの条件が明確範囲Ｒ_uaから外れた２次エコーの目標物（測定対象物）を検出しているかをチェックするために、少なくとも一つのチャネルを低いＰＲＦのパルス・シークエンスで並行して作動させる。そして同時に、高い感度を実現するために、非常に高いＰＲＦのパルス・シークエンスで他の波長チャネルを差動させるように、複数のチャネルを制御ができる。

第１実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、異なる繰返し周波数、パルス形状、パルス持続時間を同時に生成して評価できる。それを行う時、すべてのｎ個の波長チャネルが、異なるアルゴリズムを用いて、互いに組み合わせたり、又は比較したりすることができる。異なるパルス繰り返し周波数とパルス形状とパルス間隔とによる、測定対象物までの距離の同時増加による空間分解能の向上を、結果として得ることができる。

（第２実施形態）
個々の周波数変調器を有する本発明の第２実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの主要部の構成は、図１１に示すように、レーザ光生成手段１１と、レーザ光生成手段１１に接続された振幅変調器１２ｂと、振幅変調器１２ｂに接続された周波数変調器１４ｂと、周波数変調器１４ｂに接続された光増幅器１５と、光増幅器１５に第１ポートを接続された３ポート光サーキュレータ１６と、３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートに接続された送信モジュール（１８，１９）と、レーザ光生成手段１１に接続された検出回路２１ｂと、検出回路２１ｂに接続された電子評価手段２２ｂを備える。検出回路２１ｂはｎチャネルの検出器を含み、３ポート光サーキュレータ１６の第３ポートからの出力は、ｎチャネルの検出器のそれぞれに入力される。

図１１に示すレーザ光生成手段１１は主発振器として機能する。このレーザ光生成手段１１は複数ｎ個の波長λ₁，λ₂，……，λ_nからなる波長チャネルとして、コヒーレント・レーザ光をそれぞれ生成する。第２実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、波長λ₁，λ₂，……，λ_nからなる波長チャネルのそれぞれにおいて、個々のパルス形状、好ましくは個々のパルスのＰＲＦ及びＲＰＴ、並びに個々の波長チャネルに対する周波数変調をする機能に特徴がある。振幅変調器１２ｂは、波長チャネル毎に、別々にコヒーレント・レーザ光を振幅変調して波長チャネル毎に個別のパルスをそれぞれ生成する。送信モジュール（１８，１９）は望遠鏡１８と２軸スキャナー等のスキャナー１９を含み、ｎチャネルのパルスのそれぞれを、所定の空間方向に送信光として送信する。更に送信モジュール（１８，１９）は、スキャナー１９及び望遠鏡１８を介して、大気により後方散乱されたｎチャネルのコヒーレント・レーザ光パルスのそれぞれを、ドップラー・シフトした受信光として受信する機能を兼ね備えていてもよい。

なお、図１１では望遠鏡１８からスキャナー１９に向かう一方向の矢印で簡略化した表現がされているが、送信モジュール（１８，１９）が「送受信モジュール」として双方向性に機能する場合は、図１と同様に、望遠鏡１８とスキャナー１９の間は両方向の矢印である。一方、送信モジュール（１８，１９）が「送受信モジュール」として機能しない場合は、送信モジュール（１８，１９）の他に、受信光を受信する受信モジュール（図示省略）が存在することは勿論である。送信モジュール（１８，１９）が送受信モジュールとして機能する場合、すべての波長チャネルにおける後方散乱光は、望遠鏡１８で再び集められて、３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートと第３ポートを経由して、ｎチャネルでの検出機能を備えた検出回路２１ｂに入力される。図１１に示すように、局部発振器としても機能するレーザ光生成手段１１の出力は検出回路２１ｂに導かれる。局部発振器の信号と後方散乱光の信号の重ね合わせは、検出回路２１ｂを構成するそれぞれの検出器でチャネル毎に別々に行われる。重ね合わせの結果、チャネル毎に別々のヘテロダイン信号になる。検出回路２１ｂを構成するｎチャネルの検出器のそれぞれは、大気により後方散乱されたコヒーレント・レーザ光に含まれるパルスのそれぞれを、複数の波長チャネル上でそれぞれ検出する。電子評価手段２２ｂはｎチャネルの信号処理回路を含み、信号処理回路のそれぞれの波長チャネルにおいて、送信光と受信光の間のドップラー・シフト量を決定する。

第２実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、複数ｎ個の波長チャネルを使用し、各チャネルは個々のパルス形状に加えてそれ自体の周波数変調器を持つ。これは、周波数変調器１４ｂによって制御される。周波数変調器１４ｂは、各チャネルを個々にオフできるので、パルス間のチャネルの休止期間中に干渉光がシステムに入射することを防止できる。また、異なる周波数オフセット（Δν1，Δν2，……）をチャネル毎に選択できるので、多波長ドップラー・ライダーが測定できる風速に関して独自の測定対象物までの距離を拡大できる。異なる周波数オフセットΔν1，Δν2，……に対応するレーザ光の波長を、それぞれλ₀－Δλ_１，λ₀－Δλ₂，……とする。波長λ₀－Δλ_１，λ₀－Δλ₂，……のレーザ光によるドップラー効果による偏移周波数を、それぞれΔｆ₁，Δｆ₂，……とすると、波長λ₀－Δλ_１，λ₀－Δλ₂，……のレーザ光によって測定された視線方向の風速ｖ₁，ｖ₂，……はそれぞれ、

ｖ₁＝（λ₀－Δλ₁）（Δｆ₁／２） ……（１０ａ）
ｖ₂＝（λ₀－Δλ₂）（Δｆ₂／２） ……（１０ｂ）
………………

で与えられる。図示を省略しているが、第２実施形態に係るライダー・システムは、図９で述べたようなタイミング変調器を使用することが好ましい。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの主要部の構成は、図１２に示すように、レーザ光生成手段１１と、レーザ光生成手段１１に接続された振幅変調器１２ｂと、振幅変調器１２ｂに接続された周波数変調器１４と、周波数変調器１４に接続された光増幅器１５と、光増幅器１５に第１ポートを接続された３ポート光サーキュレータ１６と、３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートに接続された送信モジュール（１８，１９）と、レーザ光生成手段１１に接続された検出回路２１ｂと、検出回路２１ｂに接続された電子評価手段２２ｂと、電子評価手段２２ｂに接続されたＡ/Ｄコンバータ（ＤＶ)２３と、電子評価手段２２ｂ及びＡ/Ｄコンバータ２３の出力側に接続された最適化回路（ＯＰＴ）２４と、最適化回路２４の入力側に接続された外部センサ(ＥＳ)２６を備える。

図１２に示すように、第３実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは最適化回路（ＯＰＴ）２４を備えているので、パルス・シークエンスの波形の自動最適化機能を有することが特徴である。なお、「パルス・シークエンスの波形」とは、既に第１実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの説明等で定義したように、パルス形状、パルス持続時間、パルス間隔の組み合わせを包括的に含むパルス・シークエンスの全体に対する概念である。第３実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、更に３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートから振幅変調器１２ｂに帰還する回路（経路）の一部に設けられたパルス制御システム１７を備える。検出回路２１ｂはｎチャネルの検出器を含み、３ポート光サーキュレータ１６の第３ポートからの出力は、ｎチャネルの検出器のそれぞれに入力される。パルス制御システム１７の出力は、光増幅器１５を制御するように光増幅器１５に入力される。

図１２に示すレーザ光生成手段１１は主発振器として機能する。このレーザ光生成手段１１はコヒーレント・レーザ光を複数ｎ個の波長λ₁，λ₂，……，λ_nからなる波長チャネル上にそれぞれ生成する。そして、振幅変調器１２ｂは、波長チャネル毎に、別々にコヒーレント・レーザ光を振幅変調して波長チャネル毎に個別のパルスをそれぞれ生成する。送信モジュール（１８，１９）は望遠鏡１８とスキャナー１９を含み、ｎチャネルのパルスのそれぞれを、所定の空間方向に送信する。送信モジュール（１８，１９）は更にスキャナー１９及び望遠鏡１８を介して、大気により後方散乱されたｎチャネルのコヒーレント・レーザ光パルスのそれぞれを、ドップラー・シフトした受信光として受信する機能を兼ね備えていてもよい。なお、図１２では望遠鏡１８からスキャナー１９に向かう一方向の矢印で簡略化した表現がされているが、送信モジュール（１８，１９）が「送受信モジュール」として双方向性に機能する場合は、図１と同様に、望遠鏡１８とスキャナー１９の間は両方向の矢印である。一方、送信モジュール（１８，１９）が「送受信モジュール」として機能しない場合は、送信モジュール（１８，１９）の他に、受信光を受信する受信モジュール（図示省略）が存在することは勿論である。送信モジュール（１８，１９）が送受信モジュールとして機能する場合、すべての波長チャネルにおける後方散乱光は、望遠鏡１８で再び集められて、３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートと第３ポートを経由して、ｎチャネルでの検出機能を備えた検出回路２１ｂに入力される。

図１２に示すように、局部発振器としても機能するレーザ光生成手段１１の出力は検出回路２１ｂに導かれる。検出回路２１ｂを構成するそれぞれの検出器で、局部発振器の信号と後方散乱光の信号の重ね合わせがチャネル毎になされた結果、チャネル毎に別々のヘテロダイン信号になる。検出回路２１ｂを構成するｎチャネルの検出器のそれぞれは、大気により後方散乱されたコヒーレント・レーザ光に含まれるパルスのそれぞれを、複数の波長チャネル上でそれぞれ検出する。電子評価手段２２ｂはｎチャネルの信号処理回路を含み、信号処理回路のそれぞれの波長チャネルにおいて、送信光と受信光の間のドップラー・シフト量を決定する。

第３実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは複数ｎ個の波長チャネルを使用する。複数の波長チャネルにおいては、パルス・シークエンスの波形が、特定の測定状況とタスクとに自動的に適応される。特定の測定状況は、環境の現在状態（例えば、エアロゾル密度、気象条件、温度、気圧、湿度）により決まる。環境の現在状態は、外部センサ２６により検出できる。或いは、環境の現在状態を多波長ドップラー・ライダーの信号から導出してもよい。更には、環境の現在状態を電子評価手段２２ｂ及びＡ/Ｄコンバータ２３から導出してもよい。外部センサ２６からのセンサ・データは最適化回路２４で記録される。最適化回路２４は、履歴データや周知の物理的関連性に基づいて最適なパルス・シークエンスの波形を決定できる。パルス・シークエンスの波形をいろいろと変えると、独自にパルス・シークエンスの波形を最適化することも可能である。例えば、周知の人工知能（ＡＩ）又は機械学習技術用のコンピュータのハードウエア資源若しくはソフトウェア資源を、この目的のために使用できる。

例えば、乱気流が増加すると、短いパルスの方が、より効果的に測定できる。したがって、大気の乱気流が激しくなると、より高いＰＲＦのパルス・シークエンスを有する短いパルスを用いて、長い測定対象物までの距離での測定が待望される。しかし、式（８）に示すように、高いＰＲＦは、明確範囲Ｒ_uaを減少させる。第３実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーによれば、高いＰＲＦのパルス・シークエンスで作動するチャネルの条件が明確範囲Ｒ_uaから外れた２次エコーの目標物（測定対象物）を検出しているかをチェックするために、少なくとも一つのチャネルを、低いＰＲＦのパルス・シークエンスで並行して作動させる。即ち、少なくとも一つのチャネルにおいて低いＰＲＦのパルス・シークエンスで２次エコー・リカバリーをさせ、測定対象物までの距離を独自に増大させるようにして、複数のチャネルのパルス・シークエンスの波形を、それぞれ個別に制御できる。

本発明の好ましい技術的な効果が、長所／効果の観点から表２に要約されている。本発明に係る特徴は、互いに独立して組み合わせることができる。好ましくは、それらは一緒に実現する。

図１３Ａと図１３Ｂは、異なるＰＲＦによる２次エコー補正のために最適化の方法を説明するためのパルス・シーケンスの比較を示す。図１３Ａ（ａ）はＰＲＦ＝５ｋＨｚのチャネル１のパルス・シーケンスを示し、図１３Ａ（ｂ）はＰＲＦ＝１０ｋＨｚのチャネル２のパルス・シーケンスを示すタイミング図１３Ａ（ａ）及び（ｂ）は、最適化されていないパルス・シーケンスの例である。平均パルス間隔は約（１００μｓ＋１００μｓ）／２＝１００μｓである。図１３Ａ（ａ）と（ｂ）の関係から読める１００μｓは、ＰＲＦ＝１０ｋＨｚに対応する。図１３Ｂ（ａ）に示すＰＲＦ＝５ｋＨｚのチャネル１のパルス・シーケンスに対し、図１３Ｂ（ｂ）に示すＰＲＦ＝１０ｋＨｚのチャネル２のパルス・シーケンスは、位相が時間軸でシフトしており、最適化が図られた例である。図１３Ｂ（ａ）と（ｂ）の関係からは、約（５０μｓ＋１００μｓ＋５０μｓ）／３＝６６μｓの最小平均時間で最適化されたパルス間隔が読める。図１３Ｂ（ａ）及び（ｂ）から読める６６μｓは、ＰＲＦ＝１５ｋＨｚに対応する。最適化により、光増幅器（ファイバー光増幅器）１５の自然放出、即ち自然放射増幅光（ＡＳＥ）が減少し、パルス・エネルギーが増加するので、システム全体の性能が向上する。図１３Ｂに示す例では，光増幅器１５は約１５ｋＨｚで最適に動作している。

図１３Ｃ（ａ）～（ｃ）は、ＰＲＦ＝２．５ｋＨｚのチャネル１～チャネル３のパルス・シーケンスを示し、図１３Ｃ（ｄ）はＰＲＦ＝７．５ｋＨｚのチャネル４のパルス・シーケンスを示すタイミング図１３Ｃ（ａ）～（ｄ）は、最適化されていないパルス・シーケンスの例である。図１３Ｃ（ａ）～（ｃ）のＰＲＦ＝２．５ｋＨｚに対し、式（８）から６０ｋｍの明確範囲Ｒ_uaが存在することが分かるが、光増幅器１５はＰＲＦ＝７．５ｋＨｚのチャネル４に対して十分にシードされていない。図１３Ｃ（ａ）～（ｄ）に示す最適化されていないパルス・シーケンスの例に対し、図１３Ｄ（ａ）～（ｄ）に示すパルス・シーケンスは、4つのチャネル１～４に対して、異なるＰＲＦとパルス長を有するパルス・シーケンスを示す。

図１３Ｄ（ａ）～（ｄ）に示すパルス・シーケンスは、ブラインド領域を低減するために最適化されたパルス・シーケンスの例である。図１３Ｄ（ａ）に示すＰＲＦ＝２．５ｋＨｚのチャネル１のパルス・シーケンスに対し、図１３Ｄ（ｂ）に示すＰＲＦ＝２．５ｋＨｚのチャネル２及び３のパルス・シーケンスは、位相が時間軸で１３２μｓシフトしている。図１３Ｄ（ｂ）に示すＰＲＦ＝２．５ｋＨｚのチャネル２のパルス・シーケンスに対し、図１３Ｄ（ｃ）に示すＰＲＦ＝２．５ｋＨｚのチャネル３のパルス・シーケンスは、位相が時間軸で１３２μｓシフトしている。同様に、図１３Ｄ（ａ）～（ｃ）に示すＰＲＦ＝２．５ｋＨｚのチャネル１～３のパルス・シーケンスに対し、図１３Ｄ（ｄ）に示すＰＲＦ＝７．５ｋＨｚのチャネル４のパルス・シーケンスは、位相が時間軸で６６μｓ＝１５ＫＨｚシフトしており、最適化が図られた例である。

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、第３実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの特徴に加え、パルス・シークエンスの波形の自動（自己）最適化機能を備えることを特徴とする。なお、「パルス・シークエンスの波形」とは、既に第１実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの説明で定義したように、パルス形状、パルス持続時間、パルス間隔の組み合わせを、包括的に含むパルス・シークエンスの全体に対する概念である。即ち、本発明の第４実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの主要部の構成は、図１４に示すように、レーザ光生成手段１１と、レーザ光生成手段１１に接続された振幅変調器１２ｂと、振幅変調器１２ｂに接続されたタイミング変調器１３と、タイミング変調器１３に接続された周波数変調器１４と、周波数変調器１４に接続された光増幅器１５と、光増幅器１５に第１ポートを接続された３ポート光サーキュレータ１６と、３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートに接続された送信モジュール（１８，１９）と、レーザ光生成手段１１に接続された検出回路２１ｂと、検出回路２１ｂに接続された電子評価手段２２ｂと、電子評価手段２２ｂに接続されたＡ/Ｄコンバータ２３と、電子評価手段２２ｂ及びＡ/Ｄコンバータ２３の出力側に接続された最適化回路２４を備える。

図１４に示すように、最適化回路２４の出力は、振幅変調器１２ｂ、タイミング変調器１３及び周波数変調器１４に導入される。更に３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートから振幅変調器１２ｂに帰還する回路（経路）の一部に設けられたパルス制御システム１７を備える。パルス制御システム１７の出力は、光増幅器１５を制御するように光増幅器１５に入力される。検出回路２１ｂはｎチャネルの検出器を含み、３ポート光サーキュレータ１６の第３ポートからの出力は、ｎチャネルの検出器のそれぞれに入力される。

図１４に示すレーザ光生成手段１１は主発振器として機能する。レーザ光生成手段１１はコヒーレント・レーザ光を複数ｎ個の波長λ₁，λ₂，……，λ_nからなる波長チャネル上にそれぞれ生成する。そして、第４実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、波長λ₁，λ₂，……，λ_nからなる波長チャネルに対応した個々のチャネルにおいて、パルス形状の制御、個々のパルス・シークエンスのＰＲＦ及びＲＰＴの少なくとも一方の制御、更には個々のチャネルの周波数変調が、自己最適化によるパルス・シークエンスの波形の最適化に加えてなされる。このため、振幅変調器１２ｂは、波長チャネル毎に、別々にコヒーレント・レーザ光を振幅変調して波長チャネル毎に個別のパルスをそれぞれ生成する。送信モジュール（１８，１９）は望遠鏡１８とスキャナー１９を含み、ｎチャネルのパルスのそれぞれを、所定の空間方向に送信光として送信する。なお、送信モジュール（１８，１９）は更に、スキャナー１９及び望遠鏡１８を介して、大気により後方散乱されたｎチャネルのコヒーレント・レーザ光パルスのそれぞれを、ドップラー・シフトした受信光として受信する機能を兼ね備えていてもよい。図１４では望遠鏡１８からスキャナー１９に向かう一方向の矢印で簡略化した表現がされているが、送信モジュール（１８，１９）が「送受信モジュール」として双方向性に機能する場合は、図１と同様に、望遠鏡１８とスキャナー１９の間は両方向の矢印である。一方、送信モジュール（１８，１９）が「送受信モジュール」として機能しない場合は、送信モジュール（１８，１９）の他に、受信光を受信する受信モジュール（図示省略）が存在することは勿論である。

送信モジュール（１８，１９）が送受信モジュールとして機能する場合、すべての波長チャネルにおける後方散乱光は、望遠鏡１８で再び集められて、３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートと第３ポートを経由して、ｎチャネルでの検出機能を備えた検出回路２１ｂに入力される。図１４に示すように、局部発振器としても機能するレーザ光生成手段１１の出力は検出回路２１ｂに導かれる。検出回路２１ｂを構成するそれぞれの検出器で、局部発振器の信号と後方散乱光の信号の重ね合わせがなされ、チャネル毎に別々のヘテロダイン信号になる。検出回路２１ｂを構成するｎチャネルの検出器のそれぞれは、大気により後方散乱されたコヒーレント・レーザ光に含まれるパルスのそれぞれを、複数の波長チャネル上でそれぞれ検出する。電子評価手段２２ｂはｎチャネルの信号処理回路を含み、信号処理回路のそれぞれの波長チャネルにおいて、送信光と受信光の間のドップラー・シフト量を決定する。タイミング変調器１３は、波長チャネルのそれぞれに割り当てられ、波長チャネルのそれぞれに適したパルス形状、並びにＰＲＦ又はＲＰＴ或いはその両方を個別に制御する。

第４実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、複数ｎ個の波長チャネルを使用する。複数の波長チャネルにおいては，パルス・シークエンスの波形のそれぞれを特定の測定状況と測定タスクとに自動的に適応できる。測定状況は、環境の現在の状態（例えば、エアロゾル密度、気象条件、温度、気圧、湿度）によって決定できる。多波長ドップラー・ライダーは、検出回路２１ｂが検出した測定データを、電子評価手段２２ｂ及びＡ/Ｄコンバータ２３を介して入力し、パルス・シークエンスの波形を最適化する。これは最適化回路２４によって行われる。最適化回路２４は、振幅変調器１２ｂによる振幅変調やタイミング変調器１３や周波数変調器１４ｂの機能ブロックを制御できる、適切なソフトウェアを備える好都合なコンピュータである。ソフトウェアは、履歴データと周知の物理的関連性とに基づいて最適なパルス・シークエンスの波形を計算する、プログラム化されたアルゴリズムから実施できる。さらに、人工知能用のハードウエア資源若しくはソフトウェア資源は、自らを機械学習でトレーニングする又はトレーニングされるものとして使用できる。

例えば、より短いパルスは、増大する乱気流の存在時に、より効果的に測定する。したがって、大気中に増大した乱気流が存在する場合、より高いＰＲＦのパルス・シークエンスを呈するより短いパルスを用いて、遠く離れた位置に存在する目標物（測定対象物）に関連付けられた測定が待望される。しかしながら、式（８）に示すように、高いＰＲＦは明確範囲Ｒ_uaを減少させる。このため、第４実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーにおいては、高いＰＲＦのパルス・シークエンスで作動するチャネルの条件が明確範囲Ｒ_uaから外れた２次エコーの目標物（測定対象物）を検出しているかをチェックするために、少なくとも一つのチャネルを低いＰＲＦのパルス・シークエンスで並行して作動させる。即ち、異なるＰＲＦのパルス・シークエンスを個別のチャネルに用いた複数のチャネルを使用し、２次エコー・リカバリーを介して、測定対象物までの距離の独自の増大をすることができる。

表３は、自己最適化の例を示す。この場合、多波長ドップラー・ライダーは、エネルギー散逸率が最適に測定されるように自らを最適化する。

（第５実施形態）
本発明の第５実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの主要部の構成は、図１５に示すように、レーザ光生成手段１１と、レーザ光生成手段１１に接続された振幅変調器１２ｂと、振幅変調器１２ｂに接続されたタイミング変調器１３と、タイミング変調器１３に接続された周波数変調器１４と、周波数変調器１４に接続された光増幅器１５と、光増幅器１５に第１ポートを接続された３ポート光サーキュレータ１６と、３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートに接続された送信モジュール（１８，１９）と、レーザ光生成手段１１に接続された検出回路２１ｂと、検出回路２１ｂに接続された電子評価手段２２ｂと、電子評価手段２２ｂに接続されたＡ/Ｄコンバータ２３と、Ａ/Ｄコンバータ２３に接続された最適化回路２４と、最適化回路２４の入力側にそれぞれ接続された数値モデル・プロセッサ(ＮＵＭ)２５及び外部センサ(ＥＳ)２６を備える。

図１５に示すように、最適化回路２４の出力は、振幅変調器１２ｂ、タイミング変調器１３及び周波数変調器１４に導入される。更に３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートから振幅変調器１２ｂに帰還する回路（経路）の一部に設けられたパルス制御システム１７を備える。パルス制御システム１７の出力は、光増幅器１５を制御するように光増幅器１５に入力される。検出回路２１ｂはｎチャネルの検出器を含み、３ポート光サーキュレータ１６の第３ポートからの出力は、ｎチャネルの検出器のそれぞれに入力される。

図１５に示すレーザ光生成手段１１は主発振器として機能する。このレーザ光生成手段１１はコヒーレント・レーザ光を複数ｎ個の波長λ₁，λ₂，……，λ_nからなる波長チャネル上にそれぞれ生成する。そして、第５実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、波長λ₁，λ₂，……，λ_nの個々の波長チャネルにおいて、それぞれのパルス形状の制御、個々のパルス・シークエンスのＰＲＦ及びＲＰＴの制御、個々の周波数変調、並びに自己最適化又は外部センサや数値モデルを用いた最適化、或いはその両方によるパルス・シークエンスの波形の最適化がなされることを特徴とする。このため、振幅変調器１２ｂは、波長チャネル毎に、別々にコヒーレント・レーザ光を振幅変調して波長チャネル毎に個別のパルスをそれぞれ生成する。送信モジュール（１８，１９）は望遠鏡１８とスキャナー１９を含み、ｎチャネルのパルスのそれぞれを、所定の空間方向に送信光として送信する。更に送信モジュール（１８，１９）は、スキャナー１９及び望遠鏡１８を介して、大気により後方散乱されたｎチャネルのコヒーレント・レーザ光パルスのそれぞれを、ドップラー・シフトした受信光として受信する機能を兼ね備えていてもよい。なお、図１５では望遠鏡１８からスキャナー１９に向かう一方向の矢印で簡略化した表現がされているが、送信モジュール（１８，１９）が「送受信モジュール」として双方向性に機能する場合は、図１と同様に、望遠鏡１８とスキャナー１９の間は両方向の矢印である。一方、送信モジュール（１８，１９）が「送受信モジュール」として機能しない場合は、送信モジュール（１８，１９）の他に、受信光を受信する受信モジュール（図示省略）が存在することは勿論である。

送信モジュール（１８，１９）が送受信モジュールとして機能する場合、すべての波長チャネルにおける後方散乱光は、望遠鏡１８で再び集められて、３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートと第３ポートを経由して、ｎチャネルでの検出機能を備えた検出回路２１ｂに入力される。図１５に示すように、局部発振器としても機能するレーザ光生成手段１１の出力は検出回路２１ｂに導かれ、検出回路２１ｂを構成するそれぞれの検出器で、後方散乱光の信号と重ね合わせがなされ、チャネル毎のヘテロダイン信号になる。検出回路２１ｂを構成するｎチャネルの検出器のそれぞれは、大気により後方散乱されたコヒーレント・レーザ光に含まれるパルスのそれぞれを、複数の波長チャネル上でそれぞれ検出する。電子評価手段２２ｂはｎチャネルの信号処理回路を含み、信号処理回路のそれぞれの波長チャネルにおいて、送信光と受信光の間のドップラー・シフト量を決定する。タイミング変調器１３は、波長チャネルのそれぞれに割り当てられ、波長チャネルのそれぞれに適したパルス形状、並びにＰＲＦ又はＲＰＴ或いはその両方を個別に制御する。

第４実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーにおける前述した自己最適化の構成に加えて、第５実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーでの最適化は、外部センサ(ＥＳ)２６を用いて行うこともできる。外部センサ２６に加えて、データは、数値モデル・プロセッサ２５から最適化回路２４に送ることもできる。

（第６実施形態）
本発明の第６実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの主要部の構成は、図１６に示すように、レーザ光生成手段１１と、レーザ光生成手段１１に接続された振幅変調器１２ｂと、振幅変調器１２ｂに接続されたタイミング変調器１３と、タイミング変調器１３に接続された周波数変調器１４と、周波数変調器１４にそれぞれ接続された第１光増幅器(Ａ１)１５ａ、第２光増幅器(Ａ２)１５ｂ～第ｎ光増幅器(Ａｎ)１５ｃと、第１光増幅器１５ａ、第２光増幅器１５ｂ～第ｎ光増幅器１５ｃのそれぞれに第１ポートを接続された３ポート光サーキュレータ１６と、３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートに接続された送信モジュール（１８，１９）と、レーザ光生成手段１１に接続された検出回路２１ｂと、検出回路２１ｂに接続された電子評価手段２２ｂと、電子評価手段２２ｂに接続されたＡ/Ｄコンバータ２３と、電子評価手段２２ｂ及びＡ/Ｄコンバータ２３の出力側に接続された最適化回路２４と、最適化回路２４の入力側にそれぞれ接続された数値モデル・プロセッサ２５及び外部センサ２６を備える。

図１６に示すように、最適化回路２４の出力は、振幅変調器１２ｂ、タイミング変調器１３及び周波数変調器１４に導入される。更に３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートから振幅変調器１２ｂに帰還する回路（経路）の一部に設けられたパルス制御システム１７を備える。パルス制御システム１７の出力は、第１光増幅器１５ａ、第２光増幅器１５ｂ～第ｎ光増幅器１５ｃを個別に制御するように第１光増幅器１５ａ、第２光増幅器１５ｂ～第ｎ光増幅器１５ｃのそれぞれに入力される。検出回路２１ｂはｎチャネルの検出器を含み、３ポート光サーキュレータ１６の第３ポートからの出力は、ｎチャネルの検出器のそれぞれに入力される。

図１６に示すレーザ光生成手段１１は主発振器として機能する。このレーザ光生成手段１１はコヒーレント・レーザ光を複数ｎ個の波長λ₁，λ₂，……，λ_nからなる波長チャネル上にそれぞれ生成する。そして、振幅変調器１２ｂは、波長チャネル毎に、別々にコヒーレント・レーザ光を振幅変調して波長チャネル毎に個別のパルスをそれぞれ生成する。送信モジュール（１８，１９）は望遠鏡１８とスキャナー１９を含み、ｎチャネルのパルスのそれぞれを、所定の空間方向に送信光として送信する。更に送信モジュール（１８，１９）は、スキャナー１９及び望遠鏡１８を介して、大気により後方散乱されたｎチャネルのコヒーレント・レーザ光パルスのそれぞれを、ドップラー・シフトした受信光として受信する機能を兼ね備えていてもよい。なお、図１６では望遠鏡１８からスキャナー１９に向かう一方向の矢印で簡略化した表現がされているが、送信モジュール（１８，１９）が「送受信モジュール」として双方向性に機能する場合は、図１と同様に、望遠鏡１８とスキャナー１９の間は両方向の矢印である。一方、送信モジュール（１８，１９）が「送受信モジュール」として機能しない場合は、送信モジュール（１８，１９）の他に、受信光を受信する受信モジュール（図示省略）が存在することは勿論である。

送信モジュール（１８，１９）が送受信モジュールとして機能する場合、すべての波長チャネルにおける後方散乱光は、望遠鏡１８で再び集められて、３ポート光サーキュレータ１６の第２ポートと第３ポートを経由して、ｎチャネルでの検出機能を備えた検出回路２１ｂに入力される。図１６に示すように、局部発振器としても機能するレーザ光生成手段１１の出力は検出回路２１ｂに導かれ、検出回路２１ｂを構成するそれぞれの検出器で後方散乱光の信号と重ね合わせがなされ、チャネル毎のヘテロダイン信号になる。検出回路２１ｂを構成するｎチャネルの検出器のそれぞれは、大気により後方散乱されたコヒーレント・レーザ光に含まれるパルスのそれぞれを、複数の波長チャネル上でそれぞれ検出する。電子評価手段２２ｂはｎチャネルの信号処理回路を含み、信号処理回路のそれぞれの波長チャネルにおいて、送信光と受信光の間のドップラー・シフト量を決定する。タイミング変調器１３は、波長チャネルのそれぞれに割り当てられ、波長チャネルのそれぞれに適したパルス形状、並びにＰＲＦ又はＲＰＴ或いはその両方を個別に制御する。

第５実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの構成に加えて、第６実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーでは、個々の第１光増幅器１５ａ、第２光増幅器１５ｂ～第ｎ光増幅器１５ｃがチャネル毎に設けられている。そこで、より高い平均パワーが可能となり、より高い平均パワーに伴ってより高い感度が可能になる。

（小括）
本発明の第１～第６実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、空気分子とエアロゾルとにより後方散乱されるパルス・レーザ・ビームを用いて、リアルタイムで風速ベクトルを正確に測定することを可能にする。上述した第１～第６実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの構造と第１～第６実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの評価方法によれば、測定対象が遠隔地にある状況においても、且つ低い後方散乱密度の場合であっても、風速の測定が実現できる。特に、チャネル毎に異なるパルス繰り返し周波数/パルス間隔を使用しているので、優れた測定システムを可能にしている。例えば、２次エコー・リカバリーは、干渉を元に戻す又は防止できることを意味する。式（８）に示すように、低いＰＲＦは長い明確範囲Ｒ_uaを与える。長い明確範囲Ｒ_uaでライダー・チャネルを操作すると、遠隔地に位置する測定対象物（目標物）を検出して風速を測定できる。第１～第６実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの評価方法においては、少なくとも一つのチャネルを低いＰＲＦのパルス・シークエンスで作動させると共に、他の波長チャネルを高いＰＲＦのパルス・シークエンスで差動させるように、複数のライダー・チャネルを個別に操作できる。このため、測定対象物（目標物）までの距離が長い場合であっても、風速の測定が正確にでき、且つ最初のトリップ・エコーが測定されなかった、高いＰＲＦのパルス・シークエンスによるライダー・チャネルにおける干渉を元に戻すことができる。

第１～第６実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、例えば、地上における風速の測定、ウインドシア、乱気流、他の風や気象の状況を検出する場合に好適である。特に、空港における風速の測定、ウインドシア、乱気流、他の風や気象の状況の検出に好適である。更に、第１～第６実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、風力タービン等によるパルス状に風力が伝送される場合の測定にも適用できる。更に、第１～第６実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、陸上、空中又は水上の乗り物の上におけるパルス状の風力の伝送の測定にも適用できる。

要約すると、本発明の第１～第６実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーは、ｎ個の波長λ₁，λ₂，……，λ_nからなる波長チャネル上でコヒーレント・レーザ光を生成するレーザ光生成手段（装置）である主発振器と、チャネル毎に個々にパルスを形成するために個々の波長チャネル毎に別々に行われる振幅変調器１２ｂによる振幅変調と、所定の空間方向にレーザ光が生成され、周波数シフトされ、増幅されたパルスを送信する送信モジュール（１８，１９）である望遠鏡１８及びスキャナー１９と、生成され後方散乱されたレーザ光を、ｎ個の波長チャネル上でそれぞれ検出する検出器を含む検出回路２１ｂと、ｎ個の波長チャネル上で送信光と受信光の間のドップラー・シフト量を決定する電子評価手段（装置）であるｎチャネルの信号処理回路とを備え、風速を検出する。

タイミング変調器１３は、波長チャネルに適したパルス形状に加えて、ＰＲＦ又はＲＰＴ、或いはその両方を個別に制御するために、ｎ個の波長チャネルに割り当てられるように、第１～第６実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーに用いられる。タイミング変調器１３は、ｎ個の波長チャネルのそれぞれに対して異なるＰＲＦ又はＲＰＴ或いはその両方を制御する。

周波数シフト用にｎ個の波長チャネルに分離された周波数変調器１４ｂが提供されるので、生成されたパルス又はパルス・シーケンスは、ｎ個の波長チャネルのそれぞれに対して別々に周波数シフトすることができる。

レーザ光は、送信光として周波数ｆ(Ｔ)で大気中に放出され、大気中に存在するエアロゾルでレーザ光を散乱させて、周波数ｆ(Ｔ)とは偏移周波数Δｆだけ異なる周波数ｆ(Ｒ)の受信光として受信されるので、遠隔地の気流の風速を検出できる。ｎ個の波長チャネルの個々のパルス形状を自動的に最適化するために、最適化回路２４が設けられ、最適化回路２４は、少なくとも1つの外部センサ２６により、風、ウインドシア、乱気流のような気象現象を検出し、パルス・シークエンスの波形をそれぞれの測定状況に適応させる。なお、既に第１実施形態に係る多波長ドップラー・ライダーの説明で定義したように、「パルス・シークエンスの波形」とは、パルス形状、パルス持続時間、パルス間隔の組み合わせを包括的に含むパルス・シークエンスの全体に対する概念である。

最適化回路２４は、パルス・シークエンスの波形の自己最適化用に設計されている。検出回路２１ｂが検出した測定データが最適化回路２４に送られ、最適化回路２４は、振幅変調器１２ｂ、タイミング変調器１３、又は周波数変調器１４ｂの少なくともいずれかの制御アクセスを有する。最適化回路２４は、ソフトウェアを備えるコンピュータとして設計されており、ソフトウェアは、履歴データと物理的関連性に基づいて波長チャネルに最適なパルス・シークエンスの波形を決定する。最適化回路２４を駆動制御する人工知能（ＡＩ）用のコンピュータからなるハードウエア資源若しくはソフトウェア資源を備えるようにしてもよい。

本発明が、ここで十分に説明されたので、当業者には、添付の特許請求の範囲の精神又は範囲から逸脱することなく、それらに多くの変更および修正を行うことができることは明らかであろう。

１１…レーザ光生成手段（主発振器ＭＯ）、１２ｂ，１２ｑ…振幅変調器(ＡＭ)、１３…タイミング変調器（ＴＭ）、１４，１４ａ，１４ｂ，１４ｑ…周波数変調器（ＦＶ）、１５…光増幅器（Ａｖ）、１５ａ…第１光増幅器(Ａ１)、１５ｂ…第２光増幅器(Ａ２)、１５ｃ…第ｎ光増幅器(Ａｎ)、１６…３ポート光サーキュレータ（ＺＩ）、１７…パルス制御システム（ＰＲＳ）、１８…望遠鏡（ＴＫ）、１９…スキャナー（Ｓｃ）、２１ｂ…検出回路（ｎ×Ｄｅｔ.）、２１ｑ…バランス検出器、２２ｂ…電子評価手段（ｎ×ＳＶ）、２３…Ａ／Ｄコンバータ、２４…最適化回路（ＯＰＴ）、２５…数値モデル・プロセッサ(ＮＵＭ)、２６…外部センサ(ＥＳ)

Claims (8)

1. コヒーレント・レーザ光を、複数の波長チャネル上にそれぞれ生成するレーザ光生成手段と、
   別々に振幅変調して前記波長チャネル毎に個別のパルスをそれぞれ生成する振幅変調器と、
   前記パルスのそれぞれを、所定の空間方向に送信光として送信する送信モジュールと、
   前記パルスのそれぞれが大気により後方散乱されたことによる受信光に含まれる前記パルスのそれぞれを、前記波長チャネル毎にそれぞれ検出する検出回路と、
   前記波長チャネルのそれぞれにおいて、前記送信光と前記受信光の間のドップラー・シフト量を決定する電子評価手段と、
   前記パルスのパルス繰り返し周波数及びパルス間隔の少なくとも一方、並びにパルス形状を、前記波長チャネルのそれぞれにおいて個別に制御するタイミング変調器と、
   を備え、前記大気の風速を検出することを特徴とする多波長ドップラー・ライダー。
2. 前記タイミング変調器は、前記波長チャネルのそれぞれに対し、互いに異なるパルス繰り返し周波数及び異なるパルス間隔の少なくとも一方を有するように、制御することを特徴とする請求項１に記載の多波長ドップラー・ライダー。
3. 前記波長チャネルのそれぞれにおいて、前記パルス又は前記パルスのシーケンスを、別々に周波数シフトする周波数変調器を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の多波長ドップラー・ライダー。
4. 前記送信光を周波数ｆ(Ｔ)で前記大気中に放出し、前記大気中に存在するエアロゾルで前記送信光を散乱させて、前記周波数ｆ(Ｔ)とは異なる周波数ｆ(Ｒ)の前記受信光として受信し、前記風速を検出することを特徴とする請求項３に記載の多波長ドップラー・ライダー。
5. 前記波長チャネルのそれぞれのパルス形状を自動的に最適化する最適化回路と、
   前記最適化回路に接続された少なくとも1つの外部センサと
   を更に備え、前記最適化回路は、前記少なくとも1つの外部センサにより、風、ウインドシア、乱気流を含む気象現象を検出し、前記パルス形状を前記気象現象のそれぞれの測定状況に適応させることを特徴とする請求項３に記載の多波長ドップラー・ライダー。
6. 前記最適化回路は、前記パルス形状の自己最適化用に設計されており、
   前記検出回路が検出した測定データが前記最適化回路に送られ、
   前記最適化回路は、前記振幅変調器、前記タイミング変調器、又は前記周波数変調器の少なくともいずれかに対する制御アクセスを有することを特徴とする請求項５に記載の多波長ドップラー・ライダー。
7. 前記最適化回路は、ソフトウェアを備えるコンピュータとして設計されており、前記ソフトウェアは、履歴データと物理的関連性に基づいて前記波長チャネルのそれぞれに最適な、前記パルスのパルス繰り返し周波数及び前記パルス間隔の少なくとも一方、並びに前記パルス形状を決定することを特徴とする請求項５又は６に記載の多波長ドップラー・ライダー。
8. 前記最適化回路を駆動制御する人工知能用のコンピュータが更に備えられていることを特徴とする請求項５又は６に記載の多波長ドップラー・ライダー。

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