JP2022143944A - レギュレータ - Google Patents
レギュレータ Download PDFInfo
- Publication number
- JP2022143944A JP2022143944A JP2021044751A JP2021044751A JP2022143944A JP 2022143944 A JP2022143944 A JP 2022143944A JP 2021044751 A JP2021044751 A JP 2021044751A JP 2021044751 A JP2021044751 A JP 2021044751A JP 2022143944 A JP2022143944 A JP 2022143944A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- transistor
- power supply
- regulator
- conductivity type
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 claims abstract description 34
- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims abstract description 21
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 20
- 239000012535 impurity Substances 0.000 claims abstract description 10
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims abstract description 8
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 18
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 9
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 7
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000012216 screening Methods 0.000 description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000002950 deficient Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Abstract
【課題】通常時より高い電圧を印加する試験モードを備えたレギュレータにおいて、耐圧を確保し、しかもレイアウト面積の増大を抑制することが可能なレギュレータを提供すること。【解決手段】半導体基板の主面に形成された第1の導電型の不純物領域と、不純物領域の内部に形成された第2の導電型の拡散抵抗と、不純物領域に接続された拡散抵抗の一端にドレインが接続されソースが第1の電源に接続された第2の導電型の第1のトランジスタと、拡散抵抗の他端にドレインが接続されソースが第2の電源に接続された第1の導電型の第2のトランジスタと、拡散抵抗の一端と他端との間に発生した電圧と、予め定められた基準電圧と、を入力して予め定められた電圧または電流を出力する比較回路と、含む。【選択図】図2
Description
本発明は、レギュレータに関する。
レギュレータとは、出力される電圧または電流を一定に維持するように制御する電子回路の一種である。半導体装置では各種機能ブロック回路(内部回路)の仕様に応じた内部電源が必要になるので、外部電源から半導体装置内のレギュレータを使用して内部電源電圧を生成する場合がある。
通常の動作(以下、「通常モード」という場合がある)においては、レギュレータが内部回路に通常使用時の仕様に応じた電源電圧(以下、「標準電圧」という場合がある)を供給する。一方、半導体装置の検査工程においては初期故障率の規格値を満たすためにスクリーニングテストを行い、初期不良品を除去する工程(以下、「検査モード」という場合がある)を設ける場合がある。スクリーニングを電圧加速で行う場合、標準電圧よりも高電圧(以下、「加速電圧」という場合がある)を一定時間印加してテストを実施する。
すなわち、内部回路に加速電圧を印加して検査を実施するが、この際内部回路に印加する電圧を標準電圧にするか加速電圧にするか切り替える必要がある。
すなわち、内部回路に加速電圧を印加して検査を実施するが、この際内部回路に印加する電圧を標準電圧にするか加速電圧にするか切り替える必要がある。
レギュレータについて開示した文献として、例えば特許文献1が知られている。特許文献1に係る半導体集積回路は動作テスト機能を有し、電源電圧が供給される電源端子と、レギュレートモード(通常モード)では、電源端子に供給される電源電圧を降圧したレギュレート電圧を出力し、導通モード(検査モード)では、電源端子に供給される電圧を伝送するシリーズレギュレータと、シリーズレギュレータから出力される電圧で動作する電圧動作回路(内部回路)と、シリーズレギュレータにおいて、レギュレート電圧を電圧動作回路へ出力するレギュレートモードと電源端子に供給される電圧を電圧動作回路へ伝送する導通モードとの切り替えを制御するコントロール回路とを備えている。そして、シリーズレギュレータは、レギュレートモードでは、電源端子に供給される電源電圧を降圧したレギュレート電圧を出力し、導通モードでは、電源端子に供給される電圧を伝送する。
図4に比較例に係るレギュレータ50の回路の基本構成を示す。特許文献1に係る半導体集積回路も基本的な部分にこの回路を用いている。図4に示すように、レギュレータ50は、比較回路20、P型MOS(Metal Oxide Semiconductor)-FET(Field Effect Transistor:電界効果トランジスタ)(以下「PMOSトランジスタ」)MP1、および抵抗R1、R2を含んでいる。比較回路20の出力は後段の内部回路(図示省略)に接続されている。レギュレータ50の通常モードでの高電位側の電源はVDD、低電位側の電源はVSSとなっている。また、通常モードで電源VDDの電圧を標準電圧とし、検査モードでは電源VDDの電圧を加速電圧として、内部回路に供給する。電源VDDは正電圧を発生し、電源VSSの電位はグランド(0V)である。
比較回路20は、ノードN2に接続された反転端子に帰還(フィードバック)電圧FB、非反転端子に基準(リファレンス)電圧REFを入力し、ノードN1に発生するレギュレート電圧VPERFを一定に維持する。レギュレート電圧VPERFは、後段の内部回路(図示省略)の電源電圧として内部回路に供給される。図示を省略しているが、比較回路20には電源VDD、VSSが接続されている。抵抗R1、R2はレギュレート電圧VPERFを分圧し帰還電圧FBを生成する。抵抗R1、R2はレギュレータ50を搭載している半導体装置の拡散抵抗で形成されている。PMOSトランジスタMP1は、通常モードでオフとし、内部回路にレギュレート電圧VPERFを供給する。一方、検査モードでオンとし、内部回路に加速電圧を供給する。通常モードと検査モードの切り替えは、テスト信号TESTBによって制御される。テスト信号TESTBは比較回路20のEN(イネーブル)端子にも入力され、比較回路20の動作も切り替える。
図5A、図5Bは、レギュレータ50の拡散抵抗による抵抗R1、R2の領域の第1の断面構造を示す概念図であり、図5Aは通常モード時の動作を、図5Bは検査モード時の動作を、各々示している。図5A、図5Bに示すように、抵抗R1、R2の領域は、半導体基板11、Nウエル12、Pウエル13-1、13-2(以下、総称する場合は「Pウエル13」という)、拡散抵抗14-1、14-2(以下、総称する場合は「拡散抵抗14」という)を含んでいる。図5Aに示すように、Nウエル12の一方の端部には電源VDDが接続されている。拡散抵抗14-1の一方の端部はレギュレート電圧VPERFに接続され、他方の端部は帰還電圧FBに接続され、Pウエル13-1は帰還電圧FBと接続されている。拡散抵抗14-2の一方の端部は帰還電圧FBと接続され、他方の端部は電源VSSに接続され、Pウエル13-2は電源VSSに接続されている。
ここで、図5A、図5Bに示すように、レギュレータ50では、抵抗R1、R2を拡散抵抗14-1、14-2に分けて個別に配置している。これは複数個に分けて配置することによって拡散抵抗14と基板(Pウエル13)にかかる電圧を低くし、耐圧に起因する問題が発生しないようにするためである。以下、この点について説明するが、ここでは、標準電圧を3V、加速電圧を5V、レギュレート電圧VPERFを2V、抵抗R1とR2との比を1:1とする。また、拡散抵抗14とPウエル13との間の耐圧を4Vとする。
図5Aに示すように、通常モードでは電源VDDは3Vとされるが、PMOSトランジスタMP1がオフのため、レギュレート電圧VPERFは2V、帰還電圧FBは1Vとなる。このとき、拡散抵抗14-1にかかる最大電位は2V、Pウエル13-1の電位は1Vなので、拡散抵抗14-1とPウエル13-1との間の最大電位差は1Vとなり、耐圧条件を満たしている。また、拡散抵抗14-2にかかる最大電位は1V、Pウエル13-2の電位は0Vなので、拡散抵抗14-2とPウエル13-2との間の最大電位差は1Vとなり、耐圧条件を満たしている。
一方、図5Bに示すように、検査モードでは電源VDDは5Vとされるが、PMOSトランジスタMP1がオンのため、ノードN1の電位は5V、ノードN2の電位は2.5Vとなる。このとき、拡散抵抗14-1にかかる最大電位は5V、Pウエル13-1の電位は2.5Vなので、拡散抵抗14-1とPウエル13-1との間の最大電位差は2.5Vとなり、耐圧条件を満たしている。また、拡散抵抗14-2にかかる最大電位は2.5V、Pウエル13-2の電位は0Vなので、拡散抵抗14-2とPウエル13-2との間の最大電位差は2.5Vとなり、耐圧条件を満たしている。
しかしながら、図5A、図5Bに示すように、抵抗R1、R2を形成するにあたって、拡散抵抗14を複数に分けると、Pウエル13も分離しなければならなくなる。Pウエル13を分離すると、例えばPウエル13-1とPウエル13-2との間隔の設計基準により、マスク図形の作図(レイアウト)面積が大きくなりチップサイズが増大する問題が発生する。この作図面積を小さくする方法として、複数個に分離した拡散抵抗を1個にまとめる方法が考えられるが、この方法では拡散抵抗14とPウエル13との間に高電位差が発生する可能性があり、その場合耐圧問題の発生が想定される。
この点、特許文献1も、レギュレータを内蔵した動作テスト機能を有する半導体集積回路において、チップ面積を増加することなく、量産テストを可能とすることを目的としているが、特許文献1に係る半導体集積回路では、拡散抵抗を用いた場合の耐圧は問題としていない。
本発明は、上記の事情を踏まえ、通常時より高い電圧を印加する試験モードを備えたレギュレータにおいて、耐圧を確保し、しかもレイアウト面積の増大を抑制することが可能なレギュレータを提供することを目的とする。
上記課題を解決するため、本発明に係るレギュレータは、半導体基板の主面に形成された第1の導電型の不純物領域と、前記不純物領域の内部に形成された第2の導電型の拡散抵抗と、前記不純物領域に接続された前記拡散抵抗の一端にドレインが接続されソースが第1の電源に接続された第2の導電型の第1のトランジスタと、前記拡散抵抗の他端にドレインが接続されソースが第2の電源に接続された第1の導電型の第2のトランジスタと、前記拡散抵抗の前記一端と前記他端との間に発生した電圧と、予め定められた基準電圧と、を入力して予め定められた電圧または電流を出力する比較回路と、含む。
本発明によれば、通常時より高い電圧を印加する試験モードを備えたレギュレータにおいて、耐圧を確保し、しかもレイアウト面積の増大を抑制することが可能なレギュレータを提供することができる、という効果を奏する。
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態について詳細に説明する。以下の実施の形態では、本発明を通常モードと検査モードとを備えたレギュレータに適用した形態を例示して説明する。本実施の形態に係るレギュレータは、一例として半導体装置に組み込まれ、当該半導体装置内の内部回路に電源を供給する。
図1は、本実施の形態に係るレギュレータ10の回路図を示している。図1に示すように、レギュレータ10は、比較回路20、PMOSトランジスタMP1、N型MOS-FET(以下、「NMOSトランジスタ」という)MN1、および抵抗R1、R2を含んでいる。レギュレータ10の通常モードでの高電位側の電源はVDD、低電位側の電源はVSSとなっている。また、通常モードでは電源VDDの電圧を標準電圧とし、検査モードでは電源VDDの電圧を加速電圧として、比較回路20の後段に接続された内部回路(図示省略)に供給する。電源VDDは正電圧を発生し、電源VSSはグランド(0V)とされている。なお、「NMOSトランジスタMN1」、「PMOSトランジスタMP1」、「電源VSS」、および「電源VDD」は、各々本発明に係る「第1のトランジスタ」、「第2のトランジスタ」、「第1の電源」、および「第2の電源」の一例である。
比較回路20は、反転端子に帰還電圧FB、非反転端子に基準電圧REFを入力し、出力であるレギュレート電圧VPERFを一定に維持する。レギュレート電圧VPERFは、後段の内部回路(図示省略)の電源電圧として内部回路に供給される。図示を省略しているが、比較回路20には電源VDD、VSSが接続されている。抵抗R1、R2はレギュレート電圧VPERFを分圧し帰還電圧FBを生成する。抵抗R1、R2はレギュレータ10を搭載している半導体装置の拡散抵抗で形成されている。
PMOSトランジスタMP1は、ソースが電源VDDに、ドレインがレギュレート電圧VPERFを発生するノードに接続され、レギュレータ50(図4)のPMOSトランジスタMP1と同様の接続で、同様の機能を有する。レギュレータ10では、レギュレータ50に対してさらにNMOSトランジスタMN1を追加している。図1に示すようにNMOSトランジスタMN1は、抵抗R2の一端と電源VSSとの間に接続されている。
PMOSトランジスタMP1、およびNMOSトランジスタMN1は、通常モードと検査モードでレギュレータ10の接続を変更し、通常モードでは内部回路に標準電圧が印加され、検査モードでは内部回路に加速電圧が印加されるように切り替える。当該切り替えはPMOSトランジスタMP1のゲート、およびNMOSトランジスタMN1のゲートに印加されたテスト信号TESTBによって制御される。テスト信号TESTBは比較回路20のEN(イネーブル)端子にも入力され、比較回路20の動作も切り替える。当該切り替えの詳細については後述する。なお、以下では、レギュレート電圧VPERFが発生するノードをノードN1、抵抗R1とR2との接続点をノードN2、抵抗R2とNMOSトランジスタMN1のドレインとの接続点をノードN3として説明する。
図2は、半導体装置としてのレギュレータ10の部分的な断面構造を説明する概念図である。図2に示すように、レギュレータ10の抵抗R1、R2の領域は、半導体基板11、Nウエル12、Pウエル13、および拡散抵抗14を含んでいる。半導体基板11は一例としてP型とされている。Nウエル12の一端は電源VDDに接続されている。拡散抵抗14の一端(ノードN1)はレギュレート電圧VPERFに接続され、他端(ノードN3)はNMOSトランジスタMN1のドレインに接続されている。拡散抵抗14のノードN1とノードN3との間のノードN2が帰還電圧FBに接続されている。すなわち、拡散抵抗14は、ノードN1とノードN3との間のノードN2を境に抵抗R1に対応する領域と、抵抗R2に対応する領域とに分割される。NMOSトランジスタMN1のドレインはノードN3に、ソースは電源VSSに接続されている。PMOSトランジスタMP1のドレインはノードN1に、ソースは電源VDDに接続されている。なお、Pウエル13は、本発明に係る「不純物領域」の一例である。
ここで、上述したように、作図面積を小さくする目的で複数個に分離した拡散抵抗を1個にまとめる方法を採用した場合、拡散抵抗14とPウエル13との間に高電圧が発生する可能性があり、その場合耐圧問題の発生が想定された。
図6A、図6Bを参照して、上記耐圧問題についてより詳細に説明する。図6A、図6Bは、図4に示すレギュレータ50の第2の断面構造の概念図であり、レギュレータ50において、拡散抵抗14-1と拡散抵抗14-2とを1つにまとめた形態、換言すればレギュレータ10において、NMOSトランジスタMN1を備えていない形態を示している。図6Aは通常モード時の動作を、図6Bは検査モード時の動作を、各々説明する概念図である。なお以下の説明では、標準電圧を3V、加速電圧を5V、レギュレート電圧VPERFを2V、抵抗R1とR2との比を1:1とする。また、拡散抵抗14とPウエル13との間の耐圧を4Vとし、電源VSSの電圧は0Vとする。なお、「0V」、「3V」、および「5V」は、本発明に係る「第1の電圧」、「第2の電圧」、および「第3の電圧」の一例である。
図6Aに示すように、通常モードでは電源VDDは3Vとされるが、PMOSトランジスタMP1がオフのため、レギュレート電圧VPERFは2V、帰還電圧FBは1Vとなる。このとき、拡散抵抗14にかかる最大電位は2V、Pウエル13の電位は0Vなので、拡散抵抗14とPウエル13との間の最大電位差は2Vとなり、耐圧条件を満たしている。
一方、検査モードでは電源VDDは5Vとされるが、PMOSトランジスタMP1がオンのため、ノードN1の電位は5V、ノードN2の電位は2.5Vとなる。このとき、拡散抵抗14にかかる最大電位は5V、Pウエル13の電位は0Vなので、拡散抵抗14とPウエル13との間の最大電位差は5Vとなり、耐圧条件を満たしていない。このように、比較例に係るレギュレータ50では拡散抵抗14-1と拡散抵抗14-2とを単純に1つにまとめると、耐圧条件が満たされなくなる場合があった。
これに対し、本実施の形態に係るレギュレータ10によれば、耐圧条件が満たされるようになる。この点に関して、図3Aおよび図3Bを参照して、より詳細に説明する。図3Aは通常モードにおけるレギュレータ10の動作を、図3Bは検査モードにおけるレギュレータ10の動作を、各々示している。
図3Aに示すように、通常モードではテスト信号TESTBが電源VDDの電圧(3V)とされ、NMOSトランジスタMN1はオン、PMOSトランジスタMP1はオフとされる。このことにより、ノードN1(レギュレート電圧VPERF)の電位は2V、ノードN3の電位は電源VSSの電位(0V)となる。ノードN2(帰還電圧FB)の電位は1Vである。一方、Pウエル13の電位は0Vなので、拡散抵抗14とPウエル13との間にかかる最大電位差は2Vとなり、耐圧基準を満たしている。
一方検査モードでは、図3Bに示すように、テスト信号TESTBが電源VSSの電圧(0V)とされ、NMOSトランジスタMN1はオフ、PMOSトランジスタMP1はオンとされる。このことにより、ノードN1の電位、ノードN2の電位、ノードN3の電位はすべて5Vとなる。一方、Pウエル13の電位は5Vなので、拡散抵抗14とPウエル13との間にかかる最大電位差は0Vとなり、耐圧基準を満たしている。
以上詳述したように、本実施の形態に係るレギュレータ10によれば、通常モード、検査モードのいずれにおいても耐圧基準を満たした上で、分割配置していた拡散抵抗を1個にすることが可能となる。つまり、拡散抵抗の作図面積を小さくすることが可能となり、レギュレータ10あるいはレギュレータ10を搭載した半導体装置のチップサイズをより小さくすることが可能となる。
なお、上記実施の形態では、Pウエル内に形成したN型の拡散抵抗を用いた形態を例示して説明したが、これに限られずNウエル内に形成したP型の拡散抵抗を用いた形態としても同様の効果が得られる。
10、50 レギュレータ
11 半導体基板
12 Nウエル
13、13-1、13-2 Pウエル
14、14-1、14-2 拡散抵抗
20 比較回路
FB 帰還電圧
MP1 PMOSトランジスタ
MN1 NMOSトランジスタ
N1、N2、N3 ノード
REF 基準電圧
TESTB テスト信号
VDD、VSS 電源
VPERF レギュレート電圧
11 半導体基板
12 Nウエル
13、13-1、13-2 Pウエル
14、14-1、14-2 拡散抵抗
20 比較回路
FB 帰還電圧
MP1 PMOSトランジスタ
MN1 NMOSトランジスタ
N1、N2、N3 ノード
REF 基準電圧
TESTB テスト信号
VDD、VSS 電源
VPERF レギュレート電圧
Claims (3)
- 半導体基板の主面に形成された第1の導電型の不純物領域と、
前記不純物領域の内部に形成された第2の導電型の拡散抵抗と、
前記不純物領域に接続された前記拡散抵抗の一端にドレインが接続されソースが第1の電源に接続された第2の導電型の第1のトランジスタと、
前記拡散抵抗の他端にドレインが接続されソースが第2の電源に接続された第1の導電型の第2のトランジスタと、
前記拡散抵抗の前記一端と前記他端との間に発生した電圧と、予め定められた基準電圧と、を入力して予め定められた電圧または電流を出力する比較回路と、含む
レギュレータ。 - 前記第1の電源および前記第2の電源により予め定められた機能を発揮する内部回路をさらに含み、
前記比較回路は、一定の電圧または電流を出力して前記内部回路に供給し、
前記レギュレータは、前記内部回路を、前記第1の電源が有する第1の電圧より高い第2の電圧で動作させる通常モード、および前記第2の電圧より高い第3の電圧で動作させる試験モードを備え、
前記通常モードでは、前記第2の電源の電圧を前記第2の電圧とし、前記第1のトランジスタをオン、前記第2のトランジスタをオフとして前記拡散抵抗の前記一端に前記第1の電圧を印加するとともに前記他端に第2の電圧を印加し、
前記試験モードでは、前記第2の電源の電圧を前記第3の電圧とし、前記第1のトランジスタをオフ、前記第2のトランジスタをオンとして前記拡散抵抗の前記一端および前記他端に前記第3の電圧を印加する
請求項1に記載のレギュレータ。 - 前記通常モードでは、前記第1のトランジスタのゲートおよび前記第2のトランジスタのゲートに前記第2の電圧を印加して、前記第1のトランジスタをオン、前記第2のトランジスタをオフとし、
前記試験モードでは、前記第1のトランジスタのゲートおよび前記第2のトランジスタのゲートに前記第1の電圧を印加して、前記第1のトランジスタをオフ、前記第2のトランジスタをオンとする
請求項2に記載のレギュレータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021044751A JP2022143944A (ja) | 2021-03-18 | 2021-03-18 | レギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021044751A JP2022143944A (ja) | 2021-03-18 | 2021-03-18 | レギュレータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2022143944A true JP2022143944A (ja) | 2022-10-03 |
Family
ID=83453908
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2021044751A Pending JP2022143944A (ja) | 2021-03-18 | 2021-03-18 | レギュレータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2022143944A (ja) |
-
2021
- 2021-03-18 JP JP2021044751A patent/JP2022143944A/ja active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7119604B2 (en) | Back-bias voltage regulator having temperature and process variation compensation and related method of regulating a back-bias voltage | |
US9030176B2 (en) | Semiconductor integrated circuit | |
US10707757B2 (en) | Reference voltage generator with adaptive voltage and power circuit | |
JP2008015925A (ja) | 基準電圧発生回路 | |
US20130234688A1 (en) | Boosting circuit | |
CN108599544B (zh) | 应用于dc-dc变换器的高压使能电路 | |
US8786324B1 (en) | Mixed voltage driving circuit | |
KR20110109960A (ko) | 내부 전원 전압 생성 회로 | |
US20060022745A1 (en) | Semiconductor integrated circuit device | |
JP2008117215A (ja) | 基準電位発生回路 | |
CN110737298A (zh) | 一种参考电压产生电路 | |
JP2012044548A (ja) | 基準電流生成回路、及びこれを含む情報処理装置 | |
CN108733114B (zh) | 带隙基准和上电复位的复合功能电路及电子系统 | |
JP2022143944A (ja) | レギュレータ | |
KR100930500B1 (ko) | 비교기를 이용한 밴드갭 기준회로 | |
JP4868868B2 (ja) | 基準電圧発生回路 | |
KR101257459B1 (ko) | 온도 보상 회로 및 이를 구비한 장치 | |
US10095251B1 (en) | Voltage regulating circuit | |
JP2010074587A (ja) | 電圧比較器 | |
JP7431632B2 (ja) | アナログスイッチ回路 | |
US8065535B2 (en) | Semiconductor integrated circuit for minimizing a deviation of an internal power supply from a desired value | |
CN108628379B (zh) | 偏压电路 | |
TWI516891B (zh) | 電壓轉換裝置及其電子系統 | |
US10705553B2 (en) | Constant current circuit for suppressing transient variation in constant current | |
US11835979B2 (en) | Voltage regulator device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A625 | Written request for application examination (by other person) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A625 Effective date: 20231227 |