JP2022139409A - 無線通信システム及び無線通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】全二重無線通信において、ＯＦＤＭ信号の直交性を崩すことなくデジタルキャンセルを容易に行えるようになる無線通信システムを提供する。【解決手段】変調方式にＯＦＤＭを使用し、主局１から従局２に向かう下り回線をその逆の上り回線よりも高い伝送レートにて全二重無線通信を行う無線通信システムにおいて、従局２は、下り回線のＯＦＤＭシンボルの２倍の長さの上り回線のＯＦＤＭシンボルを生成して、下り回線のシンボルタイミングに合わせたタイミングで送信する。【選択図】図１

Description

本発明は、変調方式にＯＦＤＭを使用して全二重無線通信を行う無線通信システムに関する。

図２に示すように、主局と従局の間で、同一の周波数、時間、及び空間を用いて双方向の無線通信を行う全二重無線通信は、周波数分割多重や時分割多重と比較して高い伝送レートを実現できる通信方式として近年注目を浴びている。全二重無線通信システムは、主局から従局に向けて伝送を行う下り回線と、従局から主局に向けて伝送を行う上り回線とを有する。例えば、下り回線では映像やデータなどの高レートのデータを伝送し、上り回線では制御用のデータなどを低レートで伝送することが多い。このように、一般的には上り回線と下り回線の伝送レートは非対称であることが多い。以降の説明では、下り回線の方が、伝送レートが高いものとする。

全二重無線通信では、主局、従局共に、相手局からの受信信号に自局の送信信号が干渉波として混入してしまうため、この干渉成分をキャンセルする必要がある。干渉成分のキャンセル方式としては、（ｉ）アナログキャンセル方式と、（ｉｉ）デジタルキャンセル方式に大別される。

（ｉ）アナログキャンセルでは、送信部から受信部に直接回り込む低遅延時間の干渉波に対して、受信アナログ回路にて干渉波のレプリカを生成し、それを受信信号から減算することで干渉波をキャンセルする。
（ｉｉ）デジタルキャンセルでは、アナログキャンセルの残差成分や送信部から送出された信号が近隣の構造物に反射し、長い遅延時間を伴って受信部に回り込むような超遅延の干渉波をキャンセルすることを目的としている。デジタルキャンセルに関しても、アナログキャンセルと同様に干渉波レプリカを生成し、それを受信信号から減算する方式がよく用いられている。
本発明はデジタルキャンセルに関するものであり、以降ではデジタルキャンセルを中心に説明する。

特開２０１９－０６２３８５号公報

全二重無線通信システムでは、変調方式として、例えば、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；直交周波数分割多重）が使用される。ＯＦＤＭを用いた無線通信システムに関しては、これまでに種々の発明が提案されている。例えば、特許文献１には、送信側にて、所定の周期で、第１の既知信号と、第１の既知と同一又は符号反転させた第２の既知信号とを送信し、受信側にて、受信信号に含まれる第２の既知信号と遅延信号に含まれる第１の既知信号とが打ち消し合うように減算又は加算して、受信信号に含まれる雑音又は干渉波の成分を抽出する発明が開示されている。

全二重無線通信システムにおいて変調方式にＯＦＤＭを用いる場合、主局と従局の間でＯＦＤＭシンボルのタイミングが同期していないと、デジタルキャンセルが困難になるという問題がある。以下、具体的に説明する。

ＯＦＤＭでは、反射波の影響を軽減するために、ガードインターバル（もしくはサイクリックプレフィックス）と称される復調タイミングの緩衝期間が設けられている。ＯＦＤＭ信号を復調する場合、受信信号に対してＯＦＤＭシンボルの有効シンボル長の時間窓（以降、「ＦＦＴ窓」と称する）を設け、ＦＦＴ窓内の信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）することで、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。このとき、ＦＦＴ窓は、反射波や隣接シンボルを取り込まないようなタイミングに設ける必要がある。もし、このタイミングがずれてしまうと、反射波や隣接シンボルによるＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；シンボル間干渉）が発生し、伝送特性劣化が生じてしまう。

図３には、従局におけるＯＦＤＭ信号タイミングの例を示してある。従局では主局から送信された信号（下り回線）を受信するが、その際に従局の送信した信号（上り回線）が干渉波として混入してしまう。ここで、ＦＦＴ窓は下り回線のタイミングに基づいて設けており、干渉波に対しては適切なタイミングではないため、ＦＦＴ窓内に上り回線のシンボル切り替えタイミングが存在する場合がある。このような場合、ＦＦＴ窓内の上り回線はＯＦＤＭとしての直交性が崩れ、その際のコンスタレーションは図４に示すようにガウス雑音のような信号となり、この信号をキャンセルすることは困難である。

本発明は、上記のような従来の事情に鑑みて為されたものであり、全二重無線通信において、ＯＦＤＭ信号の直交性を崩すことなくデジタルキャンセルを容易に行えるようになる無線通信システムを提供することを目的とする。

本発明では、上記目的を達成するために、無線通信システムを以下のように構成した。
すなわち、変調方式にＯＦＤＭを使用し、主局から従局に向かう下り回線をその逆の上り回線よりも高い伝送レートにて全二重無線通信を行う無線通信システムにおいて、従局は、上り回線のＯＦＤＭシンボルを下り回線のＯＦＤＭシンボルのＮ倍（ここで、Ｎは２以上の整数）の長さで生成し、下り回線のシンボルタイミングに合わせたタイミングで送信することを特徴とする。

ここで、従局は、下り回線の信号に対して、下り回線のＯＦＤＭシンボルの有効シンボル長のＦＦＴ窓を下り回線のシンボルタイミングに合わせて設け、ＦＦＴ窓内の下り回線の信号に対してＦＦＴ処理を行うようにしてもよい。

また、主局は、上り回線の信号に対して、下り回線のＯＦＤＭシンボルの有効シンボル長のＦＦＴ窓を下り回線のシンボルタイミングに合わせて設け、ＦＦＴ窓内の上り回線の信号に対してＦＦＴ処理を行うようにしてもよい。

また、従局は、下り回線のＯＦＤＭシンボル毎に干渉波の伝搬路特性を推定し、上り回線のＯＦＤＭシンボルの区間に対応する下り回線のＯＦＤＭシンボル毎の推定結果を平均するようにしてもよい。

また、Ｎが３以上の場合に、主局は、上り回線のＯＦＤＭシンボルの区間に対して少なくとも２つのＦＦＴ窓を設け、各ＦＦＴ窓内の上り回線の信号をダイバーシティ合成するようにしてもよい。

本発明によれば、全二重無線通信において、ＯＦＤＭ信号の直交性を崩すことなくデジタルキャンセルを容易に行えるようになる無線通信システムを提供することができる。

本発明の一実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す図である。 全二重無線通信システムの概要を示す図である。 従局におけるＯＦＤＭ信号タイミングの例を示す図である。 タイミングずれが生じた場合の従局のコンスタレーションの例を示す図である。 サーキュレータ（方向性結合器）の配置例を示す図である。 Ｎ＝１、Ｎ＝２の場合のＯＦＤＭシンボルフォーマットの例を示す図である。 従局の復調部におけるＮ＝２の場合の受信信号タイミングの例を示す図である。 ＯＦＤＭの直交性が保たれた場合の従局のコンスタレーションの例を示す図である。 主局の復調部におけるＮ＝２の場合の受信信号タイミングの例を示す図である。 主局の復調部におけるＮ＝３の場合の受信信号タイミングの例を示す図である。

本発明の一実施形態について、以下に図面を参照して説明する。
［第１実施形態］
図１には、本発明の第１実施形態に係る無線通信システムの構成例を示してある。本例の無線通信システムは、変調方式にＯＦＤＭを使用し、主局１から従局２に向かう下り回線をその逆の上り回線よりも高い伝送レートにて全二重無線通信を行うように構成されている。

主局１は、変調部１１と、送信高周波部１２と、送受信アンテナ１３と、受信高周波部１４と、復調部１５とを有する無線通信装置である。従局２も同様に、変調部２１と、送信高周波部２２と、送受信アンテナ２３と、受信高周波部２４と、復調部２５とを有する無線通信装置である。

主局１の変調部１１では、下り回線の伝送データを受け取り、誤り訂正符号化などの処理を行った後にＯＦＤＭ信号に変調する。変調部１１にて生成された変調信号は送信高周波部１２に入力され、送信高周波部１２にて所望のキャリア周波数に変換されて、送受信アンテナ１３に出力される。送受信アンテナ１３は、送信高周波部１２から入力された送信信号を電波として空間に送出する。

ここで、送受信アンテナ１３は、送信アンテナと受信アンテナが一体の構造であってもよく、それぞれ別に分離された構造であってもよい。一体型アンテナの場合には、図５に示すように、送信高周波部１２と受信高周波部１４の間にサーキュレータと呼ばれる方向性結合器を設けることが多い。この場合、送信高周波部１２からの信号は、サーキュレータを介して送受信アンテナ１３に伝送される。また、送受信アンテナ１３で受信された信号は、サーキュレータを介して受信高周波部１４に伝送される。このとき、送信高周波部１２の信号から受信高周波部１４への漏洩成分が僅かではあるが残留してしまう。一般的には、この間のアイソレーションは２０～３０ｄＢ程度であり、この漏洩成分は干渉となる。

また、送受信アンテナ１３が分離構造の場合にも、送信アンテナから受信アンテナへと空間を経由して直接回り込む成分が干渉として発生してしまう。この間のアイソレーションは、使用するアンテナの指向性利得やアンテナ間の距離にもよるが、おおよそ５０～１００ｄＢ程度であり、一体型アンテナの場合よりも高いアイソレーションを確保することができる。主局１の送受信アンテナ１３から送出された信号は、伝搬路を経由して、対向する従局２の送受信アンテナ２３で受信される。

従局２の送受信アンテナ２３で受信された下り回線の信号は、受信高周波部２４にてキャリア信号からＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；中間周波数）に変換され、復調部２５に出力される。復調部２５では、入力された信号に対し、後述する干渉波のキャンセル処理とＯＦＤＭ信号の復調処理を行い、下り回線の復調データを生成する。ＯＦＤＭ復調処理に関しては一般的な復調処理であり、ここではその説明を割愛する。

次に、従局２の変調部２１について説明する。前述したように、下り回線の信号タイミングと上り回線の信号タイミングが異なると、デジタルキャンセルが困難となってしまう。そこで、本例の無線通信システムでは、従局２の変調部２１で生成される上り回線のＯＦＤＭシンボルをＮ（ここで、Ｎは２以上の整数）倍長に拡張し、シンボルタイミングを主局１からの下り回線の受信タイミングと一致させることで、タイミングずれにより生じていた問題の解決を図る。

まずは、従局２の変調部２１で生成される上り回線のＯＦＤＭシンボルのＮ倍長化について説明する。ここではＮ倍長化のＯＦＤＭシンボルフォーマットについて説明し、Ｎ倍長の必要性については後述することとする。

図６は、Ｎ＝１、Ｎ＝２の場合のＯＦＤＭシンボルフォーマットを示している。Ｎ＝１の場合は、従来と同様のＯＦＤＭシンボルフォーマットである。Ｎ＝２の場合は、Ｎ＝１の場合の有効シンボルをコピーして連結し、従来の２倍の長さのシンボル後半部分をガードインターバルとしてシンボルの前半にコピーする。

ＯＦＤＭシンボルは、シンボルの先頭と最後で波形の連続性があり、連結しても連結タイミングでの連続性は保たれる。同様に、ガードインターバルのタイミングでも連続性はあるため、Ｎ＝２倍に拡張したＯＦＤＭシンボルの期間内であれば、どのタイミングにＦＦＴ窓を設けてもＯＦＤＭの直交性は確保できる。しかしながら、従来は１シンボルで伝送していた情報をＮ倍の時間をかけて伝送するため、伝送レートは１／Ｎに低下してしまう。ただし、双方向全二重通信システムでは、上り回線は制御データの伝送などの低レート伝送で運用されることが多く、伝送レートの低下は問題にならないことが多い。

次に、従局２の変調部２１でのシンボルタイミング制御について説明する。従局２の変調部２１では、上り回線の伝送データに対して変調部１１と同様の変調処理を行う。このときの変調タイミングは、復調部２５からのタイミングに基づいて制御される。復調部２５では、受信信号からシンボルタイミングを再生し、そのタイミングを変調部２１に伝達する。

変調部２１では、送信高周波部２２で生じる遅延を考慮して、図７に示すように、受信信号と送信信号のタイミングが一致するように送出タイミングを制御する。変調部２１にて生成された変調信号は、送信高周波部２１、送受信アンテナ２３を経由して電波として空間に送出され、主局１に向けて伝送されると同時に、従局２の下り回線の受信信号に干渉波として混入することになる。

このように、変調部２１にて受信信号と送信信号のタイミングを一致させることで、下り回線のタイミングでＦＦＴ窓を設けても、そのＦＦＴ窓内で上り回線についてもシンボルの連続性がある。このため、下り回線、上り回線共に、ＯＦＤＭ信号の直交性を確保することができる。

以上のように、シンボルＮ倍長化とシンボルタイミング制御によってＯＦＤＭ信号の直交性が保たれるので、デジタルキャンセルを容易に行うことができる。このときのコンスタレーションのイメージを図８に示す。図８は、下り回線が１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）であり、干渉となる上り回線がＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）である場合の様子を示している。このように、シンボルのタイミングが一致している状態では、図４に示した状態のコンスタレーションと比較して、デジタルキャンセルが容易になることが分かる。

次に、デジタルキャンセルの一例を以下に示す。復調部２５の受信信号をＹとすると、直交性が確保されている状態では、周波数領域の受信信号Ｙは下記の式（１）で表すことができる。

ここで、ωは周波数、Ｈ_D は下り回線の伝搬路特性、Ｘ_D は下り回線の送信信号、Ｈ_U は上り回線の伝搬路特性、Ｘ_U は上り回線の送信信号、Ｎは雑音である。

直交性が崩れてしまった場合には、干渉成分であるＨ_U （ω）Ｘ_U （ω）の項をこのように簡単に表すことができず、周辺のサブキャリアや隣接シンボルとの畳み込み和によって記述される。直交性が保たれている場合には、干渉キャンセルするためには当該サブキャリアのみを考慮すればよいが、直交性が崩れてしまった場合には周辺のサブキャリアや隣接シンボルも演算対象とする必要があり、デジタルキャンセル処理が困難となる。

デジタルキャンセル処理は、下記の式（２）に示すように、受信信号Ｙから干渉波レプリカＵを減算することで実現できる。

式（２）では、所望の下り回線信号をＤとし、干渉となる上り信号のレプリカをＵとしている。

また、干渉波レプリカＵは、下記の式（３）で表される。

式（３）において、Ｘ_U （ω）は既知信号として変調部２１から入力される。また、Ｈ＾_U （ω）は干渉波の伝搬路特性の推定結果を示す。

伝搬路特性の推定結果を算出する方式としては、例えば、ＯＦＤＭサブキャリア内に挿入されているパイロットキャリアから算出する方式や、既知信号であるプリアンブルなどから算出する方式がある。もし、伝搬路特性の推定結果に誤差がない場合には、下記の式（４）となる。

式（１）、式（３）、式（４）を式（２）に代入すると、下記の式（５）が得られる。

式（５）に示すように、デジタルキャンセルによって干渉成分がキャンセルされ、所望の上り成分のみが抽出される。
以上説明した内容が、従局２における下り回線、上り回線のシンボルタイミングを一致させる処理と、そのときの下り回線のデジタルキャンセル処理になる。

次に、主局１のデジタルキャンセル処理について説明する。従局２の送受信アンテナ２３から送出された上り回線の信号は、主局１の送受信アンテナ１３で受信され、受信高周波部１４に入力される。受信高周波部１４は、従局２の受信高周波部２４と同様に受信信号を周波数変換し、復調部１５に出力する。

従局２では、前述したように受信信号と送信信号のタイミングを一致させるように制御しているが、主局１の復調部１５では、図９に示すように、伝搬遅延の影響により受信信号と送信信号のタイミングを一致させることはできない。伝送距離を１ｋｍとすると、片道の伝搬遅延時間τ［ｓｅｃ］は、τ＝３．３３ｕｓ×１の伝搬遅延となる。したがって、図９におけるタイミングのずれは、往復の伝搬時間の２τ［ｓｅｃ］となる。

このタイミングずれがガードインターバル長よりも十分短い場合には、Ｎ＝１シンボル長であっても問題とはならないが、ガードインターバルを超えるような場合には、図３で示したようなシンボル間干渉が発生してしまう。例えば、ガードインターバルを１２ｕｓとした場合、５００ｍ程度の伝搬距離であれば、タイミングずれは２τ＝３．３３ｕｓであり、１２ｕｓ＞３．３３ｕｓなので大きな問題とならない。しかしながら、５０ｋｍの伝搬距離になると、タイミングずれは２τ＝３３３．３ｕｓになり、シンボル長を超えてしまうようなタイミングずれとなってしまう。見通しでの伝送では５０ｋｍを超えるような伝送距離で運用することも多く、シンボルタイミングは大きくずれてしまう。

このように、伝搬距離が長くなると、ガードインターバル長を超えるようなタイミングずれとなり、ＯＦＤＭの直交性が崩れてしまうため、デジタルキャンセルが困難となる。本例の無線通信システムでは、前述したように、従局２の変調部２１で生成する上り回線のＯＦＤＭシンボルをＮ倍の長さに拡張することで、このタイミングずれの問題を回避している。

図９には、Ｎ＝２に拡張した場合の主局１の復調部１５の受信信号タイミングを示してあり、ＦＦＴ窓も１シンボルの隙間を空けて設けられている。従来は上り回線のタイミングに合わせてＦＦＴ窓を設けていたが、図９では、上り回線はＮ＝２倍に拡張したことによりタイミングに自由度があるため、上り、下り共にＯＦＤＭの直交性を確保できるよう、下り回線のタイミングに合わせてＦＦＴ窓に設けている。このタイミングでＦＦＴ窓を設ければ、主局１の復調部１５でも式（１）から式（５）で示したようなデジタルキャンセル処理を適用することが可能となる。
主局１の復調部１５では、従局２の復調部２５と同様にデジタルキャンセル処理とＯＦＤＭ復調処理を行い、復調データを生成する。

以上のように、第１実施例では、変調方式にＯＦＤＭを使用し、主局１から従局２に向かう下り回線をその逆の上り回線よりも高い伝送レートにて全二重無線通信を行う無線通信システムにおいて、従局２は、上り回線のＯＦＤＭシンボルを下り回線のＯＦＤＭシンボルの２倍の長さで生成し、下り回線のシンボルタイミングに合わせたタイミングで送信する。このように、ＯＦＤＭシンボルのフォーマット及びシンボルタイミングの制御を工夫することで、ＯＦＤＭ信号の直交性を崩すことなくデジタルキャンセルを容易に行えるようになる。

すなわち、従局２では、下り回線の信号に対して、下り回線のＯＦＤＭシンボルの有効シンボル長のＦＦＴ窓を下り回線のシンボルタイミングに合わせて設け、ＦＦＴ窓内の下り回線の信号に対してＦＦＴ処理を行うことで、下り回線に対して容易にデジタルキャンセルを行える。また、主局１では、上り回線の信号に対して、下り回線のＯＦＤＭシンボルの有効シンボル長のＦＦＴ窓を下り回線のシンボルタイミングに合わせて設け、ＦＦＴ窓内の上り回線の信号に対してＦＦＴ処理を行うことで、上り回線に対して容易にデジタルキャンセルを行える。

ここで、上記の説明では、上り回線のＯＦＤＭシンボルの長さを下り回線のＯＦＤＭシンボルの２倍にしているが、下り回線のＯＦＤＭシンボルの３倍以上であってもよい。すなわち、従局２は、上り回線のＯＦＤＭシンボルを下り回線のＯＦＤＭシンボルのＮ倍（ここで、Ｎは２以上の整数）の長さで生成し、下り回線のシンボルタイミングに合わせたタイミングで送信してもよい。

［第２実施形態］
本発明の第２実施形態に係る全二重無線通信システムについて説明する。ここでは、図７に示した従局２の受信信号タイミングを例にして説明する。Ｎ＝２倍長化し、ＦＦＴ窓タイミングｔを導入した場合の従局２における、復調部２５の式（１）に対応する受信信号Ｙを下記の式（６）に示す。

ここで、下り回線の信号Ｘ_D はもちろんｔに依存しているが、上り回線の信号Ｘ_U はＯＦＤＭシンボルを２倍長化しているため、ｔに依存しない。

干渉信号をキャンセルする際、式（３）に示したように、回り込みの伝搬路特性を推定する必要がある。しかしながら、この伝搬路特性の推定は、雑音などの影響により、式（４）に示したように、誤差のない推定を行うことは困難である。そこで、下記の式（７）に示すように、ｔ＝１で推定した結果Ｈ＾_U （ω，１）とｔ＝２で推定した結果Ｈ＾_U （ω，２）を平均することで、ガウス雑音の混入による推定精度の劣化を３ｄＢ改善させることが可能となる。

デジタルキャンセル処理では、式（７）の演算による回り込みの伝搬路特性を改善した結果を用いて、式（５）に示すキャンセル処理を行えばよい。このような処理を行うことで、キャンセル精度を改善させることが可能となる。

以上のように、第２実施例の従局２は、下り回線のＯＦＤＭシンボル毎に干渉波の伝搬路特性を推定し、上り回線のＯＦＤＭシンボルの区間に対応する下り回線のＯＦＤＭシンボル毎の推定結果を平均する。これにより、ガウス雑音の混入による推定精度の劣化を抑えることができ、下り回線に対するデジタルキャンセルの精度が向上する。

［第３実施形態］
本発明の第３実施形態に係る全二重無線通信システムについて説明する。第１実施形態、第２実施形態ではＮ＝２倍長化について説明を行ったが、Ｎ＝３以上のシンボルフォーマットについても本発明を適用することが可能である。

図１０には、主局１の復調部１５におけるＮ＝３の場合の受信信号タイミングの例を示してある。復調部１５は、前述したように上り回線の信号を復調するが、下り回線の干渉信号との直交性を確保するため、下り回線のタイミングに基づいてＦＦＴ窓を設ける。このとき、シンボル長をＮ＝３倍長化しているため、２シンボル分のＦＦＴ窓を設けることができる。この場合、２つのシンボルをダイバーシティ合成することで、ＣＮＲを３ｄＢ以上改善することができる。ＣＮＲを３ｄＢ改善することが可能になると、上り回線の変調多値数を１ビット上げることができる。

したがって、例えば、上り回線でＢＰＳＫ（1ビット伝送）を用いている場合、Ｎ＝２の場合には、レートが１／２となり、０．５ビットの伝送効率となる。この場合に、Ｎ＝３とするとレートが１／３となるが、変調多値数を１ビット上げて、ＱＰＳＫ（２ビット伝送）を用いることができる。この場合、２ビット／３＝０．６６ビットの伝送効率となる。したがって、ＢＰＳＫを用いる場合には、Ｎ＝２（０．５ビット）とＮ＝３（０．６６ビット）を比較して、Ｎ＝３の方が効率がよいことが分かる。

同様に、上り回線でＱＰＳＫを用いる場合は、Ｎ＝２とＮ＝３が１ビット伝送で同じ効率となり、８ＱＡＭ（３ビット伝送）を用いる場合は、Ｎ＝２の場合に１．５ビット伝送、Ｎ＝３の場合に１．３３ビット伝送となり、Ｎ＝２の場合の方が効率がよいことが分かる。１６ＱＡＭ（４ビット伝送）以上を用いる場合にも、８ＱＡＭと同様にＮ＝２の方が効率的である。

以上のことをまとめると、ＢＰＳＫを用いる場合はＮ＝３、ＱＰＳＫを用いる場合はＮ＝２あるいはＮ＝３、８ＱＡＭ以上を用いる場合にはＮ＝２とする方が効率がよいこととなる。このように、使用する変調多値数に応じて適切なＮ倍長を選択することで、伝送効率を最適化することが可能となる。

以上のように、第３実施例の主局１は、上り回線のＯＦＤＭシンボルの区間に対して２つのＦＦＴ窓を設け、各ＦＦＴ窓内の上り回線の信号をダイバーシティ合成する。これにより、上り回線の変調多値数を上げることができるため、伝送効率を向上させることができる。ここでは、Ｎ＝３の場合について説明した、Ｎ＝４以上にしてもよい。この場合、上り回線のＯＦＤＭシンボルの区間に対して設けるＦＦＴ窓の数は（Ｎ－１）が望ましいが、２つであっても構わない。すなわち、上り回線のＯＦＤＭシンボルの区間に対して少なくとも２つのＦＦＴ窓を設け、各ＦＦＴ窓内の上り回線の信号をダイバーシティ合成できればよい。

以上、本発明について一実施形態に基づいて説明したが、本発明はここに記載された構成に限定されるものではなく、他の構成のシステムに広く適用することができることは言うまでもない。
また、本発明は、例えば、上記の処理に関する技術的手順を含む方法や、上記の処理をプロセッサにより実行させるためのプログラム、そのようなプログラムをコンピュータ読み取り可能に記憶する記憶媒体などとして提供することも可能である。

なお、本発明の範囲は、図示され記載された例示的な実施形態に限定されるものではなく、本発明が目的とするものと均等な効果をもたらす全ての実施形態をも含む。更に、本発明の範囲は、全ての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって画され得る。

本発明は、変調方式にＯＦＤＭを使用して全二重無線通信を行う無線通信システムに利用することが可能である。

１：主局、 ２：従局、 １１，２１：変調部、 １２，２２：送信高周波部、 １３，２３：送受信アンテナ、 １４，２４：受信高周波部、 １５，２５：復調部

Claims (6)

1. 変調方式にＯＦＤＭを使用し、主局から従局に向かう下り回線をその逆の上り回線よりも高い伝送レートにて全二重無線通信を行う無線通信システムにおいて、
   前記従局は、上り回線のＯＦＤＭシンボルを下り回線のＯＦＤＭシンボルのＮ倍（ここで、Ｎは２以上の整数）の長さで生成し、下り回線のシンボルタイミングに合わせたタイミングで送信することを特徴とする無線通信システム。
2. 請求項１に記載の無線通信システムにおいて、
   前記従局は、下り回線の信号に対して、下り回線のＯＦＤＭシンボルの有効シンボル長のＦＦＴ窓を下り回線のシンボルタイミングに合わせて設け、ＦＦＴ窓内の下り回線の信号に対してＦＦＴ処理を行うことを特徴とする無線通信システム。
3. 請求項１又は請求項２に記載の無線通信システムにおいて、
   前記主局は、上り回線の信号に対して、下り回線のＯＦＤＭシンボルの有効シンボル長のＦＦＴ窓を下り回線のシンボルタイミングに合わせて設け、ＦＦＴ窓内の上り回線の信号に対してＦＦＴ処理を行うことを特徴とする無線通信システム。
4. 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の無線通信システムにおいて、
   前記従局は、下り回線のＯＦＤＭシンボル毎に干渉波の伝搬路特性を推定し、上り回線のＯＦＤＭシンボルの区間に対応する下り回線のＯＦＤＭシンボル毎の推定結果を平均することを特徴とする無線通信システム。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の無線通信システムにおいて、
   Ｎが３以上の場合に、前記主局は、上り回線のＯＦＤＭシンボルの区間に対して少なくとも２つのＦＦＴ窓を設け、各ＦＦＴ窓内の上り回線の信号をダイバーシティ合成することを特徴とする無線通信システム。
6. 変調方式にＯＦＤＭを使用し、主局から従局に向かう下り回線をその逆の上り回線よりも高い伝送レートにて全二重無線通信を行う無線通信方法において、
   前記従局が、下り回線のＯＦＤＭシンボルのＮ倍（ここで、Ｎは２以上の整数）の長さの上り回線のＯＦＤＭシンボルを生成して、下り回線のシンボルタイミングに合わせたタイミングで送信することを特徴とする無線通信方法。
   
   

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