JP2022093915A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ノイズを吸収しながら高い力率を実現する。【解決手段】整流回路は、交流電源の線間電圧を整流する。ＤＣＤＣ変換回路は、整流回路の出力端に接続される。容量回路は、ＤＣＤＣ変換回路の入力側において正極側のラインと負極側のラインとを電気的に接続された静電容量が可変である。容量制御部は、ＤＣＤＣ変換回路から出力する電力に対して容量回路の静電容量が増加するように容量回路を制御する。【選択図】図１

Description

本開示は、三相交流電源から直流電力を生成する電力変換装置に関する。

特許文献１には、車両に搭載されるバッテリに電力を供給する車両電源装置に関する技術が開示されている。

特開２０２０－０４３７２９号公報

バッテリの充電を行う際に交流の電気エネルギーを直流に変換する必要がある。このとき、二次側に供給される電気エネルギーに生じるリプルを吸収するため、電力変換装置の一次側には、整流によって生じるリプルを吸収するのに十分な静電容量を有するコンデンサが設けられる。一方で、コンデンサの容量が大きいほど、無効電力が増大するため、電力変換装置の力率は低下する。そのため、電力変換装置は、特に負荷が変動する場合に、ノイズの吸収と力率の維持とを両立することが困難である。

本開示の目的は、ノイズを吸収しながら高い力率を実現することができる電力変換装置を提供することにある。

本発明の一態様によれば、電力変換装置は、交流電源から直流電力を生成する電力変換装置であって、前記交流電源の線間電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力端に接続されるＤＣＤＣ変換回路と、前記ＤＣＤＣ変換回路を制御する出力制御部と、前記ＤＣＤＣ変換回路の入力側において正極側のラインと負極側のラインとを電気的に接続された静電容量が可変である容量回路と、前記ＤＣＤＣ変換回路から出力する電力に対して前記容量回路の静電容量が増加するように前記容量回路を制御する容量制御部とを備える。

上記態様によれば、電力変換装置は、リプルを吸収しながら高い力率を実現することができる。

第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 第１の実施形態に係る制御部によって実現される充電電流パターンの例を示す図である。 第１の実施形態に係る制御部の構成を示す概略ブロック図である。 第１の実施形態に係る電力変換装置の出力電力と力率との関係の例を示す図である。 第２の実施形態に係るスイッチ指令出力部の処理を示す制御ブロック図である。

〈第１の実施形態〉
《電力変換装置１の構成》
以下、図面を参照しながら実施形態について詳しく説明する。
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置１の構成を示す回路図である。第１の実施形態に係る電力変換装置１は、三相交流電源２が供給する交流電力に対して、交流直流変換および変圧を行う。電力変換装置１が出力する直流電力は、例えば作業機械のバッテリ３の充電に用いられる。

電力変換装置１は、整流回路１１、平滑化回路１２、ＤＣＤＣ変換回路１３、電圧センサ１４、電流センサ１５及び制御部１６を備える。

整流回路１１は、入力側端子対と出力側端子対を備えるダイオードブリッジ整流回路である。整流回路１１は、三相交流電源２が供給する電気エネルギーを整流する。すなわち、整流回路１１は、三相交流電源２が供給する線間電圧を整流する。

平滑化回路１２は、入力側端子対と出力側端子対を備える４端子回路であって、入力側端子対に入力された電気エネルギーを平滑化して出力側端子対から出力する。平滑化回路１２の入力側端子対は、整流回路１１の出力側端子対に接続される。平滑化回路１２は、第１リアクトル１２１、第２リアクトル１２２、第１コンデンサ１２３、第２コンデンサ１２４、及びスイッチング素子１２５を備える。第１リアクトル１２１は整流回路１１の出力側の正極端子に直列接続される。第２リアクトル１２２は、整流回路１１の出力側の負極端子に直列接続される。第１コンデンサ１２３は、第１リアクトル１２１及び第２リアクトル１２２の後段において、入力側端子対と出力側端子対とを結ぶ線路をバイパスするように設けられる。第２コンデンサ１２４は、第１リアクトル１２１及び第２リアクトル１２２の後段において、入力側端子対と出力側端子対とを結ぶ線路をバイパスするように設けられる。第１コンデンサ１２３と第２コンデンサ１２４は、互いに並列に設けられる。スイッチング素子１２５は、第２コンデンサ１２４と直列に接続され、第２コンデンサ１２４が設けられる線路の導通／非導通を切り替える。スイッチング素子１２５には、ダイオードが並列に設けられている。当該ダイオードは、アノードが正極側に向き、カソードが負極側に向いて接続される。第１コンデンサ１２３、第２コンデンサ１２４及びスイッチング素子１２５からなる回路は、スイッチング素子１２５の切替によって静電容量が可変の容量回路１２６として機能する。容量回路１２６は、ＤＣＤＣ変換回路１３の入力側において正極側ラインと負極側ラインとに電気的に接続された回路である。

ＤＣＤＣ変換回路１３は、入力側端子対と出力側端子対を備え、制御部１６による制御により、入力側端子対に入力された電気エネルギーを変圧して出力側端子対から出力する。ＤＣＤＣ変換回路１３は、例えば位相シフトフルブリッジ回路にて実現される。ＤＣＤＣ変換回路１３は、定電流電源として駆動する。

電圧センサ１４は、ＤＣＤＣ変換回路１３の出力側端子対の電圧値、即ちバッテリ３の電圧を計測する。電流センサ１５は、ＤＣＤＣ変換回路１３の出力電流値を計測する。

《制御部１６の構成》
制御部１６は、マイクロコンピュータなどによって実現され、所定の電流パターンに従ってバッテリ３を定電流充電するように電力変換装置１を制御する。具体的には、制御部１６は、平滑化回路１２のスイッチング素子１２５の導通／非導通を切り替える。また制御部１６は、ＤＣＤＣ変換回路１３にスイッチング指令を出力する。スイッチング指令は、ＤＣＤＣ変換回路１３を構成する複数のスイッチング素子の導通／非導通を切り替える指令である。

図２は、第１の実施形態に係る制御部１６によって実現される充電電流パターンの例を示す図である。第１の実施形態に係る制御部１６によって実現される充電パターンは、Ｎ段階の定電流充電である。バッテリ３の充電を開始すると、電力変換装置１は、第１の電流値Ｉ１に係る電気エネルギーの供給を開始する。第１の電流値Ｉ１での充電によって、バッテリ３の電圧が切替閾値Ｖｔｈ以上となると、電力変換装置１は、第１の電流値Ｉ１より低い第２の電流値Ｉ２に係る電気エネルギーの供給を開始する。第２の電流値Ｉ２での充電によって、バッテリ３の電圧が切替閾値Ｖｔｈ以上となると、電力変換装置１は、第２の電流値Ｉ２より低い第３の電流値Ｉ３に係る電気エネルギーの供給を開始する。このように、制御部１６は、バッテリ３の電圧が切替閾値Ｖｔｈ以上になるたびに、電流値を引き下げて充電を行う。その後、（Ｎ－１）回目の充電において、バッテリ３の電圧が切替閾値Ｖｔｈ以上となると、電力変換装置１は、第（Ｎ－１）の電流値Ｉ（Ｎ－１）より低い第Ｎの電流値ＩＮに係る電気エネルギーの供給を開始する。最終の第Ｎの電流値ＩＮでの充電の開始から所定の時間が経過したときに、電力変換装置１は、電流の出力を停止する。

なお、電力変換装置１を流通させる国や地域によっては、エネルギ効率の観点等から電力変換装置１が所定の規制を満たす必要がある。例えば、出願時において、ＣＥＣ（California Energy Commission）では、大型充電器について、力率０．９以上を満たすことが求められている。認証機関は、電流パターンの所定のポイントについて、規制を満たすことを求めることがある。例えば、図２に示す充電電流パターンにおいては、充電開始時（充電電流Ｉ１，電力Ｐ２）、第１の電流値Ｉ１での充電において電圧が切替閾値Ｖｔｈに至ったとき（充電電流Ｉ１，電力Ｐ１）、及び充電電流を第２の電流値Ｉ２に切り替えたとき（充電電流Ｉ２，電力Ｐ３）について、力率が規制値以上となることが求められる。
電力変換装置１は、指定された各ポイントに係る力率が規制値以上となるように動作する。

図３は、第１の実施形態に係る制御部１６の構成を示す概略ブロック図である。制御部１６は、指示入力部１６１、計測値取得部１６２、電流決定部１６３、スイッチ指令出力部１６４、容量制御部１６５を備える。

指示入力部１６１は、外部からバッテリ３の充電開始指示の入力を受け付ける。充電開始指示は、バッテリ３の接続による電圧センサ１４の計測値の変化に基づいて検出されるものであってもよい。
計測値取得部１６２は、電圧センサ１４及び電流センサ１５から計測値を取得する。

電流決定部１６３は、計測値取得部１６２が取得した計測値に基づいて、ＤＣＤＣ変換回路１３に出力させる電気エネルギーの目標電流値を決定する。すなわち、電流決定部１６３は、計測値が切替閾値Ｖｔｈ以上となるたびに、目標電流値の段階を進める。また電流決定部１６３は、最終段の第Ｎの電流値ＩＮでの充電開始から所定の時間が経過したときに、目標電流値をゼロに決定する。

スイッチ指令出力部１６４は、電流決定部１６３が決定した目標電流値と電流センサ１５の計測値とに基づくフィードバック制御によって、ＤＣＤＣ変換回路１３を構成するフルブリッジ回路の位相シフト量を決定し、これに基づいてＤＣＤＣ変換回路１３が備える複数のスイッチング素子の導通／非導通を切り替える。スイッチ指令出力部１６４は、ＤＣＤＣ変換回路１３を制御する出力制御部の一例である。

容量制御部１６５は、充電の開始時にスイッチング素子１２５を導通状態に切り替え、目標電流値が第２電流値Ｉ２になったときに、スイッチング素子１２５を非導通状態に切り替える。

《作用・効果》
図４は、第１の実施形態に係る電力変換装置１の出力電力と力率との関係の例を示す図である。図４には、スイッチング素子１２５を導通状態としたときの出力電力と力率との関係Ｒ１と、スイッチング素子１２５を非導通状態としたときの出力電力と力率との関係Ｒ２とが示される。スイッチング素子１２５が導通状態であるか否かによらず、力率は出力電力が大きくなるほど高くなる。これは、発生する無効電力が変化しないため、有効電力である出力電力が大きくなるほど、無効電力の割合が小さくなるためである。一方で、スイッチング素子１２５を導通状態とするときの力率は、常にスイッチング素子１２５を非導通状態とするときの力率より低い。これは、スイッチング素子を導通状態にすることで、平滑化回路１２の静電容量が増加するためである。図４に示すように、スイッチング素子１２５を導通状態とする場合、出力電力がＰ１及びＰ２のときの力率は規制値Ｆｒを超える一方で、出力電力がＰ３の時の力率は規制値Ｆｒを下回る。他方、スイッチング素子１２５を非導通状態とする場合、出力電力がＰ１、Ｐ２、Ｐ３のいずれのときも力率は規制値Ｆｒを超える。

電力変換装置１の整流回路１１によって生じるリプルは、出力電力が大きいほど大きくなる。他方、平滑化回路１２によるリプルの吸収能力は、静電容量が大きいほど強くなる。

そのため、制御部１６は、出力電力がＰ３となる、目標電流値を第２の電流値Ｉ２に切り替えるタイミングにおいてスイッチング素子１２５を非導通状態に切り替えることで、出力電力がＰ１、Ｐ２及びＰ３のいずれのときも力率が規制値Ｆｒを超えることを実現し、さらにリプルの発生を抑えることができる。つまり、制御部１６は、ＤＣＤＣ変換回路１３の出力電力に対して平滑化回路１２の静電容量が増加するように平滑化回路１２を制御する。

なお、第１コンデンサ１２３及び第２コンデンサ１２４の静電容量は、指定された出力電力と、出力電流の許容変動量と、満たすべき力率とに基づいて設計される。図２に示す例では、第１コンデンサ１２３の静電容量は、出力電力がＰ３のときに力率がＦｒを超え、かつ出力電流の変動量が許容変動量以下となるように決定される。第２コンデンサ１２４の静電容量は、第１コンデンサ１２３との並列回路において出力電力がＰ１、Ｐ２のときに力率がＦｒを超え、かつ出力電流の変動量が許容変動量以下となるように決定される。第１コンデンサ１２３の静電容量（例えば、５μＦ）は、第２コンデンサ１２４の静電容量（例えば、１２００μＦ）より小さい。

〈第２の実施形態〉
第１の実施形態に係る電力変換装置１は、力率を高くするために、スイッチング素子１２５の制御によって、出力電力がＰ３のときの平滑化回路１２の静電容量を小さくする。一方で、平滑化回路１２の静電容量を小さくすると、リプルの抑制が不十分となる可能性がある。第２の実施形態に係る電力変換装置１は、スイッチング素子１２５を非導通状態としたときに生じるリプルを抑制する。なお、整流回路１１は三相交流電源２の平滑化を行うため、電源周波数の６倍のリプルを発生させる。

第２の実施形態に係る電力変換装置１は、第１の実施形態とスイッチ指令出力部１６４の動作が異なる。図５は、第２の実施形態に係るスイッチ指令出力部１６４の処理を示す制御ブロック図である。

スイッチ指令出力部１６４は、差分演算部６０、ＰＩ制御部６１、線間電圧取得部６２、周波数演算部６３、第１リミッタ部６４、逓倍部６５、内部モデル補償部６６、第１加算部６７、巻数比乗算部６８、第２加算部６９及び第２リミッタ部７０を備える。

差分演算部６０は、電流決定部１６３が決定した目標電流値と電流センサ１５の計測値との差分を算出する。ＰＩ制御部６１は、差分演算部６０の演算結果に基づくＰＩ演算を行う。

線間電圧取得部６２は、三相交流電源２の線間電圧の計測値を取得する。周波数演算部６３は、線間電圧の計測値に基づいて電源周波数を求める。第１リミッタ部６４は、周波数演算部６３が求めた電源周波数を所定の範囲（例えば、電源周波数の設定値の±４Ｈｚ）以内に規制する。逓倍部６５は、第１リミッタ部６４が出力する周波数を６倍に逓倍する。内部モデル補償部６６は、差分演算部６０の演算結果と式（１）に示す伝達関数とに基づいて、電源周波数の６倍の周波数で生じるリプルを補償する補償値を算出する。

ここで、ｓ／（ｓ^２＋ω^２）は、電源周波数の６倍の周波数に係るコサイン関数である。Ｋ_ｓは、ゲインである。

第１加算部６７は、ＰＩ制御部６１の演算値と内部モデル補償部６６の演算値と電圧センサ１４の計測値とを加算する。巻数比乗算部６８は、第１加算部６７の演算値にＤＣＤＣ変換回路１３の巻線比を乗算する。第２加算部６９は、巻数比乗算部６８の演算値に電力変換装置１が出力する中間電圧を加算する。中間電圧は、電圧センサ１４の計測値から求められる。第２リミッタ部７０は、第２加算部６９の演算値を０以上１以下の範囲内に規制する。これにより、スイッチ指令出力部１６４は、位相シフト量を求めることができる。スイッチ指令出力部１６４は、求められた位相シフト量に基づいてＤＣＤＣ変換回路１３のスイッチング素子の導通／非導通を切り替える。

第２の実施形態によれば、スイッチ指令出力部１６４は、電源周波数の６倍の周波数に係るコサイン関数に係る伝達関数を用いて演算された補償値に基づいて演算することにより、電源周波数の６倍の周波数で発生するリプルを打ち消すことができる。電力変換装置１が出力する電気エネルギーに含まれるリプルを低減することで、バッテリ３の温度の上昇や寿命の消費を防ぐことができる。スイッチ指令出力部１６４は電源周波数を三相交流電源２の線間電圧に基づいて計算することで、電源電圧周波数の変動に対してロバスト性を向上させることができる。また、スイッチ指令出力部１６４は、第１リミッタ部６４によって電源周波数を所定の範囲内に抑えることで三相交流電源２の線間電圧の誤検知によるエラーを防止することができる。

〈他の実施形態〉
以上、図面を参照して一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、様々な設計変更等をすることが可能である。すなわち、他の実施形態においては、上述の処理の順序が適宜変更されてもよい。また、一部の処理が並列に実行されてもよい。

例えば、平滑化回路１２は、必ずしも第１リアクトル１２１及び第２リアクトル１２２を備えなくてもよい。また、上述した実施形態では、第１コンデンサ１２３、第２コンデンサ１２４及びスイッチング素子１２５からなる回路が静電容量が可変の容量回路１２６として機能するが、これに限られない。例えば、他の実施形態においては、容量回路１２６が可変コンデンサによって実現されてもよい。この場合、制御部１６はスイッチング素子１２５の切替に代えて、可変コンデンサの容量を変化させる。また、上述した実施形態では、容量回路１２６がスイッチング素子１２５に直列接続される第２コンデンサ１２４を１つ備えるが、これに限られず、他の実施形態に係る平滑化回路１２は複数のスイッチング素子とコンデンサのセットを備えてもよい。

上述した実施形態に係る電力変換装置１は、電流値をＮ段階で減少させる充電パターンを実現するが、これに限られない。例えば、他の実施形態に係る電力変換装置１は、Ｎ段階の一部または全部において電流値を増加させてもよい。また他の実施形態に係る電力変換装置１は、低電圧充電などの他の充電方式に係る充電パターンを実現するものであってもよい。

上述した実施形態に係る電力変換装置１は、三相交流電源の変換を行うが、他の実施形態においてはこれに限られない。例えば、他の実施形態に係る電力変換装置１は単相の交流電源の変換を行ってもよい。

上述した実施形態に係る電力変換装置１は、１つのＤＣＤＣ変換回路１３を備えるが、他の実施形態に係る電力変換装置１は、複数のＤＣＤＣ変換回路１３を備えてもよい。この場合、複数のＤＣＤＣ変換回路１３に対応して複数のバッテリ３が接続されてもよいし、複数のＤＣＤＣ変換回路１３に１つのバッテリ３が接続されてもよい。

上述した実施形態に係る制御部１６は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）等のカスタムＬＳＩ（Large Scale Integrated Circuit）を用いて実現されてもよいし、プロセッサ、メモリ、補助記憶装置などを備えるコンピュータによって構成されるものであってもよい。また、制御部１６は、一部がコンピュータによって実現され、一部がカスタムＬＳＩによって実現されるものであってもよい。制御部１６の少なくとも一部がコンピュータによって実現される場合、プロセッサは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されたプログラムを実行することで、各処理部として機能する。

１…電力変換装置 １１…整流回路 １２…平滑化回路 １２１…第１リアクトル １２２…第２リアクトル １２３…第１コンデンサ １２４…第２コンデンサ １２５…スイッチング素子 １３…ＤＣＤＣ変換回路 １４…電圧センサ １５…電流センサ １６…制御部 １６１…指示入力部 １６２…計測値取得部 １６３…電流決定部 １６４…スイッチ指令出力部 １６５…容量制御部 ２…三相交流電源 ３…バッテリ ６１…ＰＩ制御部 ６２…線間電圧取得部 ６３…周波数演算部 ６４…第１リミッタ部 ６５…逓倍部 ６６…内部モデル補償部 ６７…第１加算部 ６８…巻数比乗算部 ６９…第２加算部 ７０…第２リミッタ部

Claims (7)

1. 交流電源から直流電力を生成する電力変換装置であって、
   前記交流電源の線間電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力端に接続されるＤＣＤＣ変換回路と、
   前記ＤＣＤＣ変換回路を制御する出力制御部と、
   前記ＤＣＤＣ変換回路の入力側において正極側のラインと負極側のラインとを電気的に接続された静電容量が可変である容量回路と、
   前記ＤＣＤＣ変換回路から出力する電力に対して前記容量回路の静電容量が増加するように前記容量回路を制御する容量制御部と
   を備える電力変換装置。
2. 前記容量回路は、
   並列に接続された複数のコンデンサと、
   前記複数のコンデンサの少なくとも１つに直列に設けられたスイッチング素子と
   を備える請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記容量回路は、
   前記スイッチング素子に並列に設けられ、前記ＤＣＤＣ変換回路の入力側における正極側のラインにアノードが接続され、前記ＤＣＤＣ変換回路の入力側における負極側のラインにカソードが接続されたダイオード
   を備える請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記出力制御部は、前記ＤＣＤＣ変換回路に、第１電流値に係る定電流の直流電力を生成させる第１指令を出力した後に、前記第１電流値と異なる第２電流値に係る定電流の直流電力を生成させる第２指令を出力し、
   前記容量制御部は、前記第２指令の出力時に前記容量回路の静電容量を変化させる
   請求項１から請求項３の何れか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記容量回路は、第１コンデンサと前記第１コンデンサより大きい容量を有する第２コンデンサとを備え、
   前記スイッチング素子は前記第２コンデンサに設けられ、
   前記出力制御部は、前記ＤＣＤＣ変換回路に、第１電流値に係る定電流の直流電力を生成させる第１指令を出力した後に、前記第１電流値より低い第２電流値に係る定電流の直流電力を生成させる第２指令を出力し、
   前記容量制御部は、前記第１指令の出力時に前記スイッチング素子を導通させ、前記第２指令の出力時に前記スイッチング素子を非導通にする
   請求項２又は請求項３に記載の電力変換装置。
6. 前記出力制御部は、電源周波数の６倍の周波数に係るコサイン関数に充電電流の指令値と、前記ＤＣＤＣ変換回路の出力に係る電流の計測値の差分を乗算する伝達関数に基づくフィードバック制御により、前記ＤＣＤＣ変換回路の制御信号を生成する
   請求項１から請求項５の何れか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記交流電源の線間電圧に基づいて前記電源周波数を特定する電源周波数特定部を備える
   請求項６に記載の電力変換装置。

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