JP2022077605A - 二慣性系模擬装置 - Google Patents

Abstract

【課題】軸トルク検出手段とその検出値を用いた演算処理を不要とし、安定して低コストに模擬可能な二慣性系模擬装置を提供する。【解決手段】モータ制御装置１０にて駆動されるモータＭ１に結合されたモータＭ２がトルクＴを出力するように制御する模擬負荷制御装置３０を備え、この制御装置３０は、モータＭ１と一体的に動くとみなせる部分の模擬慣性Ｊ１と、これに弱く結合して動く部分の模擬慣性Ｊ２と、両慣性間の弾性定数Ｋ及び減衰係数Ｃと、各モータＭ１，Ｍ２及びカップリング部２０を合わせた実際の全慣性Ｊｒと、を設定項目とし、モータＭ２の出力トルクＴを、前記設定項目と、二慣性系の模擬制御により生じる位相遅れを補償するための補償用減衰係数Ｃｃｍｐを前記Ｃに加えた減衰係数Ｃ’＝Ｃ＋Ｃｃｍｐを定数として有する伝達関数Ｈ（ｓ）と、ローパスフィルタＬＰＦの伝達関数と、をモータＭ１またはＭ２の速度信号ｖに演算して与える。【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御装置により駆動される第１のモータと、この第１のモータにカップリング部を介して結合された第２のモータとを備えた全体がモータ制御装置側から見て二慣性系として振舞うように模擬する二慣性系模擬装置に関し、詳しくは、サーボシステム等のモータ制御装置の開発や動作の検証に適用可能な技術に関する。

モータにより機械負荷を駆動する際の課題の一つとして、モータ及び機械負荷の振動問題が挙げられる。サーボアンプ等のモータ制御装置では、振動抑制手段として、位置・速度フィードバック制御ゲインやフィードバック制御ループ内のフィルタを調整する他に、振動を誘起させないような指令値を生成・加工する方法が良く用いられている。

このような振動抑制機能を備えたモータ制御装置を開発する場合には、初期段階でシミュレーションを行った上で実機検証を行うという工程を経るのが普通である。モータ及び機械負荷を含む駆動機器の実機検証においては、実際に何らかの機械負荷を駆動して試験する場合と、電子制御による負荷機を使って試験する場合とがあるが、後者については定常的な負荷トルクが関わる検証で用いられることが多い。機械負荷を加減速運転する際には慣性に比例したトルクも加わるが、一慣性系とみなせる機械負荷の加減速運転試験を行うには、実際の機械負荷を加減速運転する以外に、慣性を模擬する装置を使用することも可能である。
一慣性系を対象とした模擬装置や模擬方法については、例えば特許文献１に係る慣性シミュレータのように、従来から多数提案され、実用化されている。

一方、二慣性系を模擬する従来技術としては、例えば特許文献２に開示されているように、エンジンの動力計測システムに適用され、インバータを介して動力計を制御する動力計制御部に設けられて機械的慣性を電気的慣性として模擬する電気慣性制御装置において、動力計の軸トルクを検出して第１電気慣性及び第２電気慣性が電気ばねで結合された二慣性モデルに入力し、この二慣性モデルの挙動を実現するようにインバータに対するトルク指令を生成する従来技術が知られている。

特許第２８８４６９８号（第１図等） 特許第４９４６４９５号（［００１８］～［００２０］、図１～図３等）

特許文献２に開示された従来技術では、動力計の軸トルクを検出するための軸トルクメータ及び軸トルク検出値を用いた演算が必要であり、システム全体の構成が比較的大掛かりで高コストになるという問題がある。
また、軸トルクメータ自体も慣性を有するため、これを無視できない程度の比較的小さな慣性のモータを使って正しく試験するのは容易でない。
仮に、軸トルクを検出しない場合には、速度検出値、あるいは位置検出値の微分値に基づいて、二慣性系を模擬するべくインバータに対するトルク指令を演算することが必要になるが、この演算は遅れを伴うため動作が不安定になる恐れがある。また、不安定化しにくく減衰の大きい系を模擬することは可能であったとしても、減衰の速さまで再現することは難しい。

そこで、本発明の解決課題は、特許文献２に記載されているような軸トルク検出手段及びその検出値を用いた演算処理を不要とし、安定的かつ低コストにて二慣性系を模擬可能とした二慣性系模擬装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、
モータ制御装置により駆動される第１のモータの回転軸にカップリング部を介して第２のモータの回転軸を結合し、前記第２のモータまたは第１のモータの速度信号ｖを入力として前記第２のモータがトルクＴを出力するように前記第２のモータを制御する模擬負荷制御装置を備え、
前記模擬負荷制御装置は、
前記第１のモータの回転軸と一体的に動くと想定される部分の慣性を第１の模擬慣性Ｊ_１とし、前記カップリング部以降に前記第１のモータの回転軸よりも剛性が低く、前記第１の模擬慣性Ｊ_１と弱く結合して動く部分が存在することを想定してその部分の慣性を第２の模擬慣性Ｊ_２とし、前記第１の模擬慣性Ｊ_１と、前記第２の模擬慣性Ｊ_２と、前記第１の模擬慣性Ｊ_１と前記第２の模擬慣性Ｊ_２との間の弾性定数Ｋ及び減衰係数Ｃと、前記第１のモータ及び前記第２のモータ並びに前記カップリング部を合わせた実際の全慣性Ｊ_ｒと、を設定項目として有し、
前記第２のモータが出力するトルクＴを、
前記設定項目と、二慣性系を模擬する制御により生じる位相遅れを補償するための補償用減衰係数Ｃ_ｃｍｐを前記減衰係数Ｃに加えた補償後の減衰係数Ｃ’＝Ｃ＋Ｃ_ｃｍｐを定数として有する伝達関数Ｈ（ｓ）と、ローパスフィルタの伝達関数と、を前記速度信号ｖに演算することにより与えることを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した二慣性系模擬装置において、
前記伝達関数Ｈ（ｓ）を、以下の数式Ａにより与えることを特徴とする（ｓはラプラス演算子）。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した二慣性系模擬装置において、
前記補償用減衰係数Ｃ_ｃｍｐは、前記伝達関数Ｈ（ｓ）と前記ローパスフィルタの伝達関数との積の絶対値が１となるゲイン交差周波数ω_Ｇにおいて、前記ローパスフィルタによる演算及び前記トルクＴの演算が行われてから前記トルクＴが印加されたことにより変化した速度が速度信号ｖに反映されるまでの遅延時間によって生ずる位相遅れΔθに対して、補償後の減衰係数Ｃ’＝Ｃ_ｃｍｐとして前記伝達関数Ｈ（ｓ）を求めた時の位相∠Ｈ（ｓ）が前記位相遅れΔθと等しくなるように与えることを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項１～３の何れか１項に記載した二慣性系模擬装置において、
模擬しようとする二慣性系の共振周波数を、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数未満に限定したことを特徴とする。

請求項５に係る発明は、請求項１～４の何れか１項に記載した二慣性系模擬装置において、
前記速度信号ｖを、前記第２のモータまたは前記第１のモータの速度検出値または速度推定値、或いは、前記モータ制御装置により前記第１のモータを速度制御する際の速度指令値として与えることを特徴とする。

本発明によれば、軸トルクを検出することなく、安定的かつ低コストにて二慣性系を模擬することが可能であり、サーボシステム等のモータ制御装置の開発や動作の検証等に役立てることができる。

本発明の第１実施形態に係る二慣性系模擬装置の構成図である。 図１の模擬負荷制御装置により二慣性系を模擬する際の制御ブロック図である。 本発明の第１実施形態における数式２に相当する二慣性系のブロック図である。 二慣性系の模擬手順を示すフローチャートである。 表２のモータ制御条件のもとで表１のパラメータを有する二慣性系負荷そのものを駆動した場合のシミュレーション結果を示す波形図である。 表２のモータ制御条件を実際のモータ制御装置に設定し、表１のパラメータを有する二慣性系を模擬するように設定した模擬負荷を駆動した場合の実測結果を示す波形図である。 本発明の第２実施形態に係る二慣性系模擬装置の構成図である。 本発明の第３実施形態に係る二慣性系模擬装置の構成図である。 図８に示した二慣性系模擬装置の制御ブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る二慣性系模擬装置の構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る二慣性系模擬装置の構成図である。図１において、モータ制御装置１０により駆動される第１のモータＭ_１の回転軸と第２のモータＭ_２の回転軸とは高剛性のカップリング部２０によって連結されており、これらのモータＭ_１，Ｍ_２及びカップリング部２０をまとめた全慣性をＪ_ｒとみなせるものとする。
ここで、第１のモータＭ_１の回転軸と一体的に動くと想定される部分の慣性を第１の模擬慣性（モータ側慣性）Ｊ_１とし、カップリング部２０以降には第１のモータＭ_１の回転軸よりも剛性が低く、第１の模擬慣性Ｊ_１と弱く結合して動く部分が存在することを想定して、その部分の慣性を第２の模擬慣性（負荷側慣性）Ｊ_２とする。

模擬負荷制御装置３０は、第１のモータＭ_１を直接駆動するモータ制御装置１０側から見た時に二慣性系を駆動することと等しくなるように、第２のモータＭ_２の速度信号、例えば第２のモータＭ_２の速度検出値に基づいてトルク指令Ｔ^＊を演算し、このトルク指令Ｔ^＊に応じた電流を第２のモータＭ_２に通電する。

図２は、模擬負荷制御装置３０により二慣性系を模擬するための制御ブロック図である。この制御ブロックは、第１のモータＭ_１によるトルクＴ_１と第２のモータＭ_２によるトルク（二慣性系を模擬するためのトルク）Ｔとの偏差を加減算手段３１ａにより求め、求めた偏差から第２のモータＭ_２の速度検出値等の速度信号ｖを得る伝達関数（１／Ｊ_ｒｓ）と、速度信号ｖが入力されるローパスフィルタＬＰＦと、その出力を第２のモータＭ_２によるトルクＴに変換する開ループ伝達関数Ｈ（ｓ）と、によって構成されている。

すなわち、模擬負荷制御装置３０は、第１のモータＭ_１によるトルクＴ_１と速度との関係が模擬するべき二慣性系におけるトルクと速度との関係に等しくなるように、第２のモータＭ_２が出力するトルクＴを演算し、このトルクＴをモータＭ_１によるトルクＴ_１に対してフィードバック制御する。
ここで、速度信号ｖが入力されるローパスフィルタＬＰＦの次数は、第２のモータＭ_２の速度を直接検出する場合は一次でも良いが、速度検出値を位置検出値の数値微分により代用する場合には二次以上とする。以下では、第２のモータＭ_２の位置検出値を数値微分して速度検出値を得るために二次のローパスフィルタＬＰＦを用い、特に、伝達関数が１／（τ_ｆｓ）^２の形で演算する場合について説明する。なお、τ_ｆはフィルタの時定数、ｓはラプラス演算子である。

まず、図２における伝達関数Ｈ（ｓ）は、数式１の通りである。

数式１において、第１の模擬慣性Ｊ_１は、前述した全慣性Ｊ_ｒに対してＪ_１≧Ｊ_ｒという関係にあるものとする。また、Ｋは第１の模擬慣性Ｊ_１と第２の模擬慣性Ｊ_２との間の弾性定数、Ｃは同じく減衰係数である。

いま、ローパスフィルタＬＰＦ及びむだ時間の影響を無視できると仮定すると、図２に示したフィードバック制御が行われることにより、第１のモータＭ_１のトルクＴ_１に対して第２のモータＭ_２の速度信号ｖは数式２のように変化する。

（ただし、Ｊ_μ＝Ｊ_１Ｊ_２／（Ｊ_１＋Ｊ_２） とした。）

上記の数式２は、図３のブロック図に示すように、弾性定数Ｋ及び減衰係数Ｃにより結合された第１の模擬慣性Ｊ_１ 及び第２の模擬慣性Ｊ_２からなる二慣性系にトルクＴ_１を印加した場合の、第２のモータＭ_２の速度信号ｖを表す式に等しい。従って、むだ時間遅れ等を伴わない理想的な制御システムであれば、速度信号ｖ、例えば速度検出値に対してＨ（ｓ）を演算して得たトルクＴを第２のモータＭ_２が出力することで、所望の二慣性系を模擬することができる。

次に、ローパスフィルタＬＰＦ及びむだ時間による影響を考慮した場合について説明する。
まず、図２に示した制御ループにおけるむだ時間をτ_ｄとすると、ローパスフィルタＬＰＦ及びむだ時間τ_ｄを合わせた周波数ωにおける位相遅れは、２ａｒｃｔａｎωτ_ｆ＋ωτ_ｄとなる。減衰係数Ｃがゼロに近い場合、二慣性の共振系はもともと安定限界にあるため、位相遅れを含むフィードバック制御によって二慣性系を模擬しようとしても安定して模擬できない。
そこで、フィードバック制御によって生じる位相遅れを補償するように減衰係数Ｃを増加させて補償済みの減衰係数Ｃ’を求め、この減衰係数Ｃ’を伝達関数Ｈ（ｓ）に与えてフィードバック制御することにより、二慣性系模擬の安定化を図る。
以下、その具体的方法を説明する。

始めに、
Ｊ_ａ＝Ｊ_２（Ｊ_１－Ｊ_ｒ）／（Ｊ_１＋Ｊ_２－Ｊ_ｒ）， ω_１＝√（Ｋ／Ｊ_２）， ω_２＝√（Ｋ／Ｊ_ａ）とおく。
減衰係数Ｃが０に近い場合、ω_１＜ω＜ω_２の範囲で、Ｈ（ｊω）は－∞から０に移動する。伝達関数Ｈ（ｓ）とローパスフィルタＬＰＦの伝達関数との積の絶対値が１となる角周波数ω＝ω_Ｇ（ゲイン交差周波数）では、数式１におけるＣｓの項を無視すると数式３が成り立つ。

次に、以下の数式４によりω_ｚ，η，ｑ，ｒ，ｘを定義する。ここで、ω_ｚは模擬する二慣性系の反共振周波数である。

数式４を用いて数式３を整理すると、数式５となる。

これにより、数式４で定義したｘは、数式６によって得られる。

また、ゲイン交差周波数ω_Ｇは、数式４におけるｘの定義と数式６とから、ω_Ｇ＝ω_ｚ√ｘとして求めることができる。
このゲイン交差周波数ω_Ｇにおいて、ローパスフィルタＬＰＦやむだ時間に起因する位相遅れを補償するように、伝達関数Ｈ（ｓ）における減衰係数として補償用減衰係数Ｃ_ｃｍｐを導入し、減衰係数Ｃを有する二慣性系を模擬する場合には、Ｃ’＝Ｃ＋Ｃ_ｃｍｐにより減衰係数Ｃを増加させた補償済みの減衰係数Ｃ’を開ループ伝達関数Ｈ（ｓ）に与える。
すなわち、請求項２に記載した数式Ａのように、前記数式１における減衰係数Ｃに代えて、補償済みの減衰係数Ｃ’＝Ｃ＋Ｃ_ｃｍｐを与えた伝達関数Ｈ（ｓ）を用いてフィードバック制御することにより、第２のモータＭ_２が出力するトルクＴを演算する。

上記の補償用減衰係数Ｃ_ｃｍｐは、次の数式７の解として得ることができる。

この補償用減衰係数Ｃ_ｃｍｐは数値計算によって求めることができるが、ここでは小さな位相遅れを問題にしているため、数式８の近似式を用いて求めることが可能である。

次に、図４は、上述した二慣性模擬の手順を示すフローチャートである。
まず、模擬したい二慣性系のパラメータＪ_１，Ｊ_２，Ｋ，Ｃ、及び、モータＭ_１，Ｍ_２とカップリング部２０とをまとめた全慣性Ｊ_ｒを設定する（ステップＳ１）。次いで、伝達関数Ｈ（ｓ）とローパスフィルタＬＰＦの伝達関数との積の絶対値が１となるゲイン交差周波数ω_Ｇを算出する（ステップＳ２）。
そして、ω＝ω_Ｇにおける位相遅れを補償するために必要な補償用減衰係数Ｃ_ｃｍｐを求め（ステップＳ３）、Ｃ’＝Ｃ＋Ｃ_ｃｍｐとした補償済みの減衰係数Ｃ’を用いて伝達関数Ｈ（ｓ）を決定し（ステップＳ４）、この伝達関数Ｈ（ｓ）を用いてフィードバック制御を行う（ステップＳ５）。
これにより、特許文献２のような軸トルク検出を必要とせずに安定して二慣性系を模擬することが可能である。ただし、模擬しようとする二慣性系の共振周波数は、ローパスフィルタＬＰＦのカットオフ周波数未満に限定することが望ましい。

なお、第１実施形態ではローパスフィルタＬＰＦの伝達関数を１／（τ_ｆｓ）^２として演算する場合について説明したが、必ずしもこの形である必要はなく、ローパスフィルタの伝達関数に応じて開ループゲイン＝１における位相遅れを見積もり、その位相遅れを補償するための補償用減衰係数Ｃ_ｃｍｐを求め、これを模擬したい二慣性系の減衰係数Ｃに加算して得た補償済みの減衰係数Ｃ’を開ループ伝達関数Ｈ（ｓ）に与えればよい。
また、第１実施形態では、模擬負荷制御装置３０に第２のモータＭ_２の速度検出値を入力しているが、モータＭ_１，Ｍ_２間を一慣性体とみなしているので、第１のモータＭ_１を直接駆動するモータ制御装置１０の動作に支障をきたさなければ、第２のモータＭ_２の代わりに第１のモータＭ_１の速度検出値を入力してもよい。

次に、本実施形態により二慣性系を模擬した実験結果について説明する。
図１において、単体の慣性Ｊ_ｍが何れも１．３５×１０^－５［ｋｇｍ^２］であるモータＭ_１，Ｍ_２を、慣性が１．８４×１０^－５［ｋｇｍ^２］のカップリング部２０により結合し、全慣性Ｊ_ｒを４．５４×１０^－５［ｋｇｍ^２］として以下の実験を行った。
模擬負荷制御装置３０に設定する、模擬したい二慣性系の模擬負荷制御条件として、表１に示すように、条件１～３の各パラメータを用意した。ただし、表１における第１の慣性の値及び第２の慣性の値は、それぞれ、モータＭ_１，Ｍ_２の単体の慣性Ｊ_ｍ（＝１．３５×１０^－５［ｋｇｍ^２］）に対する比（Ｊ_１／Ｊ_ｍ，Ｊ_２／Ｊ_ｍ）である。

模擬負荷制御におけるローパスフィルタＬＰＦの伝達関数は１／（１＋τ_ｆｓ）^２とし、フィルタ定数τ_ｆ＝０．８［ｍｓ］とした。また、同制御におけるむだ時間遅れは０．２［ｍｓ］と見積もっている。これらと表１の各パラメータとを用いて前述の数式８により補償用減衰係数Ｃ_ｃｍｐを求め、Ｃ’＝Ｃ＋Ｃ_ｃｍｐとした補償済みの減衰係数Ｃ’を用いて開ループ伝達関数Ｈ（ｓ）を決定し、図２に示した演算により模擬負荷制御を実装した。

また、各パラメータを表１のように設定した上で、モータＭ_１を表２に示すモータ制御条件のもとで台形加減速運転し、モータＭ_１の速度及びトルクをモニタすることにより、モータ制御装置１０側から見た場合の負荷が模擬しようとした二慣性系として振舞うことを確認した。
フィードバック制御の構成は、比例積分制御による速度制御をマイナーループとして内包する、位置の比例制御である。この際、二慣性系として振舞うこと確認するために、モータ制御条件としては、あえて不適切な（反共振周波数における振動が生じやすくなる）位置制御ゲイン、比例制御ゲインを与えている。

表２のモータ制御条件により、表１に示したパラメータを有する二慣性系負荷そのものを駆動した場合の各条件のシミュレーション結果（モータＭ_１の速度及びトルク波形）を図５に示す。これらの二慣性系負荷を駆動する条件としては高すぎる制御ゲインを与えているため、図５から明らかなように、トルク波形に顕著な振動を有するシミュレーション結果が得られた。

次に、表２に示した制御条件を実際のモータ制御装置に設定し、表１に記したパラメータの二慣性系を模擬するように設定した模擬負荷を、前記モータ制御装置により駆動した際の実測結果を図６に示す。この図６からわかるように、模擬負荷を駆動した際の実測結果は二慣性系負荷そのものを駆動した図５のシミュレーション結果とほぼ同様になり、本実施形態によって二慣性系を正しく模擬できることが確認された。

次いで、図７は、本発明の第２実施形態に係る二慣性系模擬装置の構成図である。
この第２実施形態が第１実施形態と相違する点は、模擬負荷制御装置３０に入力される速度信号ｖを、モータＭ_１を駆動するモータ制御装置１０から得る点である。モータＭ_１，Ｍ_２はカップリング部２０により結合されて一体的に動くため、モータＭ_２の速度検出値に代えてモータＭ_１の速度検出値をモータ制御装置１０から得るようにしても、第１実施形態と同様に二慣性系を模擬することができる。
なお、モータ制御装置１０によってモータＭ_１を速度制御する場合には、モータＭ_１の速度検出値の代わりにモータＭ_１の速度指令値を速度信号ｖとして用いても良い。速度制御ゲインが高くモータＭ_１の速度実際値が速度指令値に近ければ、その速度を実現するためにモータ制御装置１０が指令するトルクＴ_１が模擬したい二慣性系を駆動するためのトルクに等しくなり、二慣性系を模擬していることと同様になる。

図８は、本発明の第３実施形態に係る二慣性系模擬装置の構成図である。また、図９は模擬負荷制御装置３０の制御ブロック図であり、３２は速度オブザーバ、Ｇ_ｏｂはオブザーバゲイン、３１ａ，３１ｂ，３１ｃは加減算手段を示している。
この第３実施形態では、図９に示すように、オブザーバゲインＧ_ｏｂを有する速度オブザーバ３２にモータＭ_１によるトルクＴ_１とモータＭ_２の速度検出値とが入力されてモータＭ_２の速度推定値が演算され、この速度推定値に基づいて、モータＭ_２にトルクＴを出力させるような制御が行われる。
本実施形態の制御は第１実施形態または第２実施形態に対して若干複雑になるが、速度推定値に含まれる高周波ノイズは速度検出値に含まれる高周波ノイズより小さくなるため、ローパスフィルタＬＰＦの時定数τ_ｆを低減することができる。

更に、図１０は、本発明の第４実施形態に係る二慣性系模擬装置の構成図である。
この第４実施形態が第３実施形態と相違する点は、モータＭ_２の速度検出値の代わりにモータＭ_１の速度検出値をトルクＴ_１と共に模擬負荷制御装置３０に入力している点であり、以降の制御は第３実施形態と同じである。
この第４実施形態においてはモータＭ_１の速度検出値を模擬負荷制御装置３０側に伝送する手段が必要となるが、モータＭ_２の速度を直接検出できない場合でも二慣性系を模擬することが可能になる。

本発明は、サーボシステムを始めとしたモータ制御装置や駆動機器の開発・検証に利用することができ、これらの装置を使用して駆動システムを調整する者を対象とした教育・訓練のためのツールとしても活用可能である。

１０：モータ制御装置
２０：カップリング部
３０：模擬負荷制御装置
３１ａ～３１ｃ：加減算手段
３２：速度オブザーバ
Ｍ_１：第１のモータ
Ｍ_２：第２のモータ
ＬＰＦ：ローパスフィルタ

Claims (5)

1. モータ制御装置により駆動される第１のモータの回転軸にカップリング部を介して第２のモータの回転軸を結合し、前記第２のモータまたは第１のモータの速度信号ｖを入力として前記第２のモータがトルクＴを出力するように前記第２のモータを制御する模擬負荷制御装置を備え、
   前記模擬負荷制御装置は、
   前記第１のモータの回転軸と一体的に動くと想定される部分の慣性を第１の模擬慣性Ｊ_１とし、前記カップリング部以降に前記第１のモータの回転軸よりも剛性が低く、前記第１の模擬慣性Ｊ_１と弱く結合して動く部分が存在することを想定してその部分の慣性を第２の模擬慣性Ｊ_２とし、前記第１の模擬慣性Ｊ_１と、前記第２の模擬慣性Ｊ_２と、前記第１の模擬慣性Ｊ_１と前記第２の模擬慣性Ｊ_２との間の弾性定数Ｋ及び減衰係数Ｃと、前記第１のモータ及び前記第２のモータ並びに前記カップリング部を合わせた実際の全慣性Ｊ_ｒと、を設定項目として有し、
   前記第２のモータが出力するトルクＴを、
   前記設定項目と、二慣性系を模擬する制御により生じる位相遅れを補償するための補償用減衰係数Ｃ_ｃｍｐを前記減衰係数Ｃに加えた補償後の減衰係数Ｃ’＝Ｃ＋Ｃ_ｃｍｐを定数として有する伝達関数Ｈ（ｓ）と、ローパスフィルタの伝達関数と、を前記速度信号ｖに演算することにより与えることを特徴とする二慣性系模擬装置。
2. 請求項１に記載した二慣性系模擬装置において、
   前記伝達関数Ｈ（ｓ）を、以下の数式Ａにより与えることを特徴とする二慣性系模擬装置（ｓはラプラス演算子）。
   

   
3. 請求項１または２に記載した二慣性系模擬装置において、
   前記補償用減衰係数Ｃ_ｃｍｐは、前記伝達関数Ｈ（ｓ）と前記ローパスフィルタの伝達関数との積の絶対値が１となるゲイン交差周波数ω_Ｇにおいて、前記ローパスフィルタによる演算及び前記トルクＴの演算が行われてから前記トルクＴが印加されたことにより変化した速度が速度信号ｖに反映されるまでの遅延時間によって生ずる位相遅れΔθに対して、補償後の減衰係数Ｃ’＝Ｃ_ｃｍｐとして前記伝達関数Ｈ（ｓ）を求めた時の位相∠Ｈ（ｓ）が前記位相遅れΔθと等しくなるように与えることを特徴とする二慣性系模擬装置。
4. 請求項１～３の何れか１項に記載した二慣性系模擬装置において、
   模擬しようとする二慣性系の共振周波数を、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数未満に限定したことを特徴とする二慣性系模擬装置。
5. 請求項１～４の何れか１項に記載した二慣性系模擬装置において、
   前記速度信号ｖを、前記第２のモータまたは前記第１のモータの速度検出値または速度推定値、或いは、前記モータ制御装置により前記第１のモータを速度制御する際の速度指令値として与えることを特徴とする二慣性系模擬装置。

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