JP2022058837A - プリコーディング方法、プリコーディング装置、送信方法、送信装置、受信方法および受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直接波が支配的な環境において、受信品質を改善する複数の変調信号を複数のアンテナから同時に送信する送信方法を提供する。【解決手段】受信装置において受信品質が向上するプリコーディング方法は、第１の変調信号と第２の変調信号を同一周波数に同時に送信する送信方法であって、第１のマッピング後のベースバンド信号３０７Ａと第２のマッピング後のベースバンド信号３０７Ｂに対し、プリコーディングウェイトを乗算し、第１の変調信号３０９Ａと第２の変調信号３０９Ｂを出力するプリコーディングウェイト乗算部６００において、規則的にプリコーディングウェイトを変更する。【選択図】図６

Description

本発明は、特にマルチアンテナを用いた通信を行うプリコーディング方法、プリコーディング装置、送信方法、送信装置、受信方法および受信装置に関する。

従来、マルチアンテナを用いた通信方法として例えばＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）と呼ばれる通信方法がある。ＭＩＭＯに代表されるマルチアンテナ通信では、複数系列の送信データをそれぞれ変調し、各変調信号を異なるアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようになっている。

図２８は、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２、送信変調信号（送信ストリーム）数２のときの送受信装置の構成の一例を示している。送信装置では、符号化されたデータをインタリーブし、インタリーブ後のデータを変調し、周波数変換等を行い送信信号が生成され、送信信号はアンテナから送信される。このとき、送信アンテナからそれぞれ異なる変調信号が同一時刻に同一周波数に送信する方式が空間多重ＭＩＭＯ方式である。

このとき、特許文献１では送信アンテナごとに異なるインタリーブパターンを具備する送信装置が提案されている。つまり、図２８の送信装置において２つのインタリーブ（πａ、πｂ）が互いに異なるインタリーブパターンを有していることになる。そして、受信装置において、非特許文献１、非特許文献２に示されているように、ソフト値を用いた検波方法（図２８におけるＭＩＭＯ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）を、反復して行うことによって、受信品質が向上することになる。
ところで、無線通信における実伝搬環境のモデルとして、レイリーフェージング環境で代表されるＮＬＯＳ（ｎｏｎ－ｌｉｎｅ ｏｆ ｓｉｇｈｔ）環境、ライスフェージング環境で代表されるＬＯＳ（ｌｉｎｅ ｏｆ ｓｉｇｈｔ）環境が存在する。送信装置においてシングルの変調信号を送信し、受信装置において複数のアンテナで受信した信号に対して最大比合成を行い、最大比合成後の信号に対して復調、及び復号を行う場合、ＬＯＳ環境、特に、散乱波の受信電力に対する直接派の受信電力の大きさを示すライスファクタが大きい環境では、良好な受信品質を得ることができる。しかし、例えば、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式では、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化するという問題が発生する。（非特許文献３参照）
図２９の（Ａ）（Ｂ）は、レイリ－フェージング環境、及びライスファクタＫ＝３、１０、１６ｄＢのライスフェージング環境において、ＬＤＰＣ（ｌｏｗ－ｄｅｎｓｉｔｙ ｐａｒｉｔｙ－ｃｈｅｃｋ）符号化されたデータを２×２（２アンテナ送信、２アンテナ受信）空間多重ＭＩＭＯ伝送した場合のＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）特性（縦軸：ＢＥＲ、横軸：ＳＮＲ（ｓｉｇｎａｌ－ｔｏ－ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ））のシミュレーション結果の一例を示している。図２９の（Ａ）は、反復検波を行わないＭａｘ－ｌｏｇ－ＡＰＰ（非特許文献１、非特許文献２参照）（ＡＰＰ：ａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒ ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）のＢＥＲ特性、図２９の（Ｂ）は、反復検波を行ったＭａｘ－ｌｏｇ－ＡＰＰ（非特許文献１、非特許文献２参照）（反復回数５回）のＢＥＲ特性を示している。図２９（Ａ）（Ｂ）からわかるように、反復検波を行う、または行わないに関係なく、空間多重ＭＩＭＯシステムでは、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化することが確認できる。このことから、「空間多重ＭＩＭＯシステムでは、伝搬環境が安定的になると受信品質が劣化する」という従来のシングルの変調信号を送信するシステムにはない、空間多重ＭＩＭＯシステム固有の課題をもつことがわかる。

放送やマルチキャスト通信は、見通し内のユーザに対するサービスであり、ユーザが所持する受信機と放送局との間の電波伝搬環境はＬＯＳ環境であることが多い。前述の課題をもつ空間多重ＭＩＭＯシステムを、放送やマルチキャスト通信に用いた場合、受信機において、電波の受信電界強度は高いが、受信品質の劣化によりサービスを受けることができない、という現象が発生する可能性がある。つまり、空間多重ＭＩＭＯシステムを放送やマルチキャスト通信で用いるには、ＮＬＯＳ環境、及びＬＯＳ環境のいずれの場合においても、ある程度の受信品質が得られるＭＩＭＯ伝送方式の開発が望まれる。
非特許文献８では、通信相手からのフィードバック情報からプリコーディングに用いるコードブック（プリコーディング行列）を選択する方法について述べられているが、上記のように、放送やマルチキャスト通信のように、通信相手からのフィードバック情報が得られない状況において、プリコーディングを行う方法については全く記載されていない。

一方、非特許文献４では、フィードバック情報が無い場合にも適用することができる、時間とともに、プリコーディング行列を切り替える方法について述べられている。この文献では、プリコーディングに用いる行列として、ユニタリ行列を用いること、また、ユニタリ行列をランダムに切り替えることについて述べられているが、上記で示したＬＯＳ環境での受信品質の劣化に対する適用方法については全く記載されていなく、単にランダムに切り替えることのみが記載されている。当然であるが、ＬＯＳ環境の受信品質の劣化を改善するためのプリコーディング方法、および、プリコーディング行列の構成方法に関する記述は一切されていない。

国際公開第２００５／０５０８８５号

"Ａｃｈｉｅｖｉｎｇ ｎｅａｒ－ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｎ ａ ｍｕｌｔｉｐｌｅ－ａｎｔｅｎｎａ ｃｈａｎｎｅｌ" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， ｖｏｌ．５１， ｎｏ．３， ｐｐ．３８９－３９９， Ｍａｒｃｈ ２００３． "Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｄｅｓｉｇｎ ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ＬＤＰＣ－ｃｏｄｅｄ ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ．， ｖｏｌ．５２， ｎｏ．２， ｐｐ．３４８－３６１， Ｆｅｂ． ２００４． "ＢＥＲ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ ｉｎ ２ｘ２ ＭＩＭＯ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｎｄｅｒ Ｒｉｃｉａｎ ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ，" ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ． Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ， ｖｏｌ．Ｅ９１－Ａ， ｎｏ．１０， ｐｐ．２７９８－２８０７， Ｏｃｔ． ２００８． "Ｔｕｒｂｏ ｓｐａｃｅ－ｔｉｍｅ ｃｏｄｅｓ ｗｉｔｈ ｔｉｍｅ ｖａｒｙｉｎｇ ｌｉｎｅａｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎｓ， "ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， ｖｏｌ．６， ｎｏ．２， ｐｐ．４８６－４９３， Ｆｅｂ． ２００７． "Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｆｕｎｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ＱＲ－ＭＬＤ ｓｕｉｔａｂｌｅ ｆｏｒ ｓｏｆｔ－ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｔｕｒｂｏ ｄｅｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ ｉｔｓ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，" ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕｎ．， ｖｏｌ．Ｅ８８－Ｂ， ｎｏ．１， ｐｐ．４７－５７， Ｊａｎ． ２００４． 「Ｓｈａｎｎｏｎ限界への道標："Ｐａｒａｌｌｅｌ ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ （Ｔｕｒｂｏ） ｃｏｄｉｎｇ"， "Ｔｕｒｂｏ （ｉｔｅｒａｔｉｖｅ） ｄｅｃｏｄｉｎｇ"とその周辺」電子情報通信学会、信学技法ＩＴ９８－５１ "Ａｄｖａｎｃｅｄ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｆｏｒ ＰＬＣｓ： Ｗａｖｅｌｅｔ－ＯＦＤＭ，" Ｐｒｏｃ． ｏｆ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ ＩＳＰＬＣ ２００８， ｐｐ．１８７－１９２， ２００８． Ｄ． Ｊ． Ｌｏｖｅ， ａｎｄ Ｒ． Ｗ． ｈｅａｔｈ， Ｊｒ．， "Ｌｉｍｉｔｅｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｕｎｉｔａｒｙ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍｓ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｉｎｆ． Ｔｈｅｏｒｙ， ｖｏｌ．５１， ｎｏ．８， ｐｐ．２９６７－１９７６， Ａｕｇ． ２００５． ＤＶＢ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ Ａ１２２， Ｆｒａｍｉｎｇ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ， ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ａ ｓｅｃｏｎｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｄｉｇｉｔａｌ ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｓｙｓｔｅ，ｍ （ＤＶＢ－Ｔ２）， Ｊｕｎｅ ２００８． Ｌ． Ｖａｎｇｅｌｉｓｔａ， Ｎ． Ｂｅｎｖｅｎｕｔｏ， ａｎｄ Ｓ． Ｔｏｍａｓｉｎ， "Ｋｅｙ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ｆｏｒ ｎｅｘｔ－ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ｄｉｇｉｔａｌ ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ ｓｔａｎｄａｒｄ ＤＶＢ－Ｔ２，" ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎ． Ｍａｇａｚｉｎｅ， ｖｏ．４７， ｎｏ．１０， ｐｐ．１４６－１５３， Ｏｃｔ． ２００９． Ｔ． Ｏｈｇａｎｅ， Ｔ． Ｎｉｓｈｉｍｕｒａ， ａｎｄ Ｙ． Ｏｇａｗａ， "Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ ｓｐａｃｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ａｎｄ ｔｈｏｓｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｉｎ ａ ＭＩＭＯ ｃｈａｎｎｅｌ，" ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕｎ．， ｖｏ．８８－Ｂ， ｎｏ．５， ｐｐ．１８４３－１８５１， Ｍａｙ ２００５．

本発明は、ＬＯＳ環境における受信品質を改善することが可能なＭＩＭＯシステムを提供することを目的とする。

かかる課題を解決するため、本発明の一態様であるプリコーディング方法は、それぞれ同相成分及び直交成分で表される複数の選択された変調方式に基づく信号から、同一の周波数帯域に同時に送信される複数のプリコーディングされた信号を生成するプリコーディング方法であって、複数のプリコーディングウェイト行列の中から一つのプリコーディングウェイト行列を規則的に切り替えながら選択し、前記選択されたプリコーディングウェイト行列を前記複数の選択された変調方式に基づく信号に乗算することで前記複数のプリコーディングされた信号を生成する。

また、本発明の一態様であるプリコーディング装置は、それぞれ同相成分及び直交成分で表される複数の選択された変調方式に基づく信号から、同一の周波数帯域に同時に送信される複数のプリコーディングされた信号を生成するプリコーディング装置であって、複数のプリコーディングウェイト行列の中から一つのプリコーディングウェイト行列を規則的に切り替えながら選択するプリコーディングウェイト生成部と、前記選択されたプリコーディングウェイト行列に応じて前記複数の選択された変調方式に基づく信号を重み付け合成することで前記複数のプリコーディングされた信号を生成する重み付け合成部とを備える。

また、本発明の一態様である送信方法は、送信するデータを選択された変調方式に基づいて変調することにより、それぞれ同相成分及び直交成分で表される複数の選択された変調方式に基づく信号を生成し、複数のプリコーディングウェイト行列の中から一つのプリコーディングウェイト行列を規則的に切り替えながら選択し、前記選択されたプリコーディングウェイト行列を前記複数の選択された変調方式に基づく信号に乗算することで前記複数のプリコーディングされた信号を生成し、前記複数のプリコーディングされた信号を同一の周波数帯域に同時に送信する。

また、本発明の一態様である送信装置は、送信するデータを選択された変調方式に基づいて変調することにより、それぞれ同相成分及び直交成分で表される複数の選択された変調方式に基づく信号を生成する変調部と、複数のプリコーディングウェイト行列の中から一つのプリコーディングウェイト行列を規則的に切り替えながら選択するプリコーディングウェイト生成部と、前記選択されたプリコーディングウェイト行列に応じて前記複数の選択された変調方式に基づく信号を重み付け合成することで前記複数のプリコーディングされた信号を生成する重み付け合成部と、前記複数のプリコーディングされた信号を同一の周波数帯域に同時に送信する送信部と、を備える。

また、本発明の一態様である受信方法は、送信装置から同一の周波数帯域に同時に送信された複数のプリコーディングされた信号を受信し、前記複数のプリコーディングされた信号はそれぞれ同相成分及び直交成分で表される選択された変調方式に基づく信号にプリコーディングを施すことにより生成されており、前記選択された変調方式に基づく信号は送信データを選択された変調方式に基づいて変調した信号であり、前記受信した信号を前記選択された変調方式に応じた復調方式により復調して前記送信データを再生し、前記複数のプリコーディングされた信号は、複数のプリコーディングウェイト行列の中から規則的に切り替えながら選択された一つのプリコーディングウェイト行列を前記複数の選択された変調方式に基づく信号に乗算して生成されている。

また、本発明の一態様である受信装置は、送信装置から同一の周波数帯域に同時に送信された複数のプリコーディングされた信号を受信し、前記複数のプリコーディングされた信号はそれぞれ同相成分及び直交成分で表される選択された変調方式に基づく信号にプリコーディングを施すことにより生成されており、前記選択された変調方式に基づく信号は送信データを選択された変調方式に基づいて変調した信号である、受信部と、前記受信した信号を前記選択された変調方式に応じた復調方式により復調して前記送信データを再生する復調部と、を備え、前記複数のプリコーディングされた信号は、複数のプリコーディングウェイト行列の中から規則的に切り替えながら選択された一つのプリコーディングウェイト行列を前記複数の選択された変調方式に基づく信号に乗算して生成されている。

上記の本発明の各態様によると、複数のプリコーディングウェイト行列の中から規則的に切り替えながら選択された一つのプリコーディングウェイト行列によりプリコーディングされた信号を送受信することにより、プリコーディングに使用されるプリコーディングウェイト行列が予め決められた複数のプリコーディングウェイト行列のいずれかとなるため、複数のプリコーディングウェイト行列の設計に応じてＬＯＳ環境における受信品質を改善することができる。

このように本発明によれば、ＬＯＳ環境における受信品質の劣化を改善するプリコーディング方法、プリコーディング装置、送信方法、受信方法、送信装置、受信装置を提供することができるため、放送やマルチキャスト通信において見通し内のユーザに対して、品質の高いサービスを提供することができる。

空間多重ＭＩＭＯ伝送システムにおける送受信装置の構成の例 フレーム構成の一例 プリコーディングウェイト切り替え方法適用時の送信装置の構成の例 プリコーディングウェイト切り替え方法適用時の送信装置の構成の例 フレーム構成の例 プリコーディングウェイト切り替え方法の例 受信装置の構成例 受信装置の信号処理部の構成例 受信装置の信号処理部の構成例 復号処理方法 受信状態の例 ＢＥＲ特性例 プリコーディングウェイト切り替え方法適用時の送信装置の構成の例 プリコーディングウェイト切り替え方法適用時の送信装置の構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 受信品質劣悪点の位置 受信品質劣悪点の位置 フレーム構成の一例 フレーム構成の一例 マッピング方法の一例 マッピング方法の一例 重み付け合成部の構成の例 シンボルの並び換え方法の一例 空間多重ＭＩＭＯ伝送システムにおける送受信装置の構成の例 ＢＥＲ特性例 空間多重型の２ｘ２ＭＩＭＯシステムモデルの例 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の複素平面における最小距離の特性例 受信劣悪点の複素平面における最小距離の特性例 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 実施の形態７における送信装置の構成の一例 送信装置が送信する変調信号のフレーム構成の一例 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 受信劣悪点の位置 時間－周波数軸におけるフレーム構成の一例 時間－周波数軸におけるフレーム構成の一例 信号処理方法 時空間ブロック符号を用いたときの変調信号の構成 時間－周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例 送信装置の構成の一例 図５２の変調信号生成部＃１～＃Ｍの構成の一例 図５２におけるＯＦＤＭ方式関連処理部（５２０７＿１、および、５２０７＿２）の構成を示す図 時間－周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例 受信装置の構成の一例 図５６におけるＯＦＤＭ方式関連処理部（５６００＿Ｘ、５６００＿Ｙ）の構成を示す図 時間－周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例 放送システムの一例 受信劣悪点の位置

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
本実施の形態の送信方法、送信装置、受信方法、受信装置について詳しく説明する。

本説明を行う前に、従来システムである空間多重ＭＩＭＯ伝送システムにおける、送信方法、復号方法の概要について説明する。
Ｎ_ｔｘＮ_ｒ空間多重ＭＩＭＯシステムの構成を図１に示す。情報ベクトルｚは、符号化およびインタリーブが施される。そして、インタリーブの出力として、符号化後ビットのベクトルｕ＝（ｕ_１，…，ｕ_Ｎｔ）が得られる。ただし、ｕ_ｉ＝（ｕ_ｉ１，…，ｕ_ｉＭ）とする（Ｍ：シンボル当たりの送信ビット数）。送信ベクトルｓ＝（ｓ_１，…，ｓ_Ｎｔ）^Ｔとすると送信アンテナ＃ｉから送信信号ｓ_ｉ＝ｍａｐ（ｕ_ｉ）とあらわし、送信エネルギーを正規化するとＥ｛｜ｓ_ｉ｜^２｝＝Ｅｓ／Ｎｔとあらわされる（Ｅ_ｓ：チャネル当たりの総エネルギー）。そして、受信ベクトルをｙ＝（ｙ_１，…，ｙ_Ｎｒ）^Ｔとすると、式（１）のようにあらわされる。

このとき、Ｈ_ＮｔＮｒはチャネル行列、ｎ＝（ｎ_１，…，ｎ_Ｎｒ）^Ｔはノイズベクトルであり、ｎ_ｉは平均値０、分散σ^２のｉ．ｉ．ｄ．複素ガウス雑音である。受信機で導入する送信シンボルと受信シンボルの関係から、受信ベクトルに関する確率は、式（２）のように多次元ガウス分布で与えることができる。

ここで、ｏｕｔｅｒ ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダとＭＩＭＯ検波からなる図１のような反復復号を行う受信機を考える。図１における対数尤度比のベクトル（Ｌ－ｖａｌｕｅ）は式（３）－（５）のようにあらわされる。

＜反復検波方法＞
ここでは、Ｎ_ｔｘＮ_ｒ空間多重ＭＩＭＯシステムにおけるＭＩＭＯ信号の反復検波について述べる。
ｘ_ｍｎの対数尤度比を式（６）のように定義する。

ベイズの定理より、式（６）は、式（７）のようにあらわすことができる。

ただし、Ｕ_ｍｎ，±1＝｛ｕ｜ｕ_ｍｎ＝±１｝とする。そして、ｌｎΣａ_ｊ～ｍａｘ ｌ
ｎ ａ_ｊで近似すると式（７）は式（８）のように近似することができる。なお、上の「～」の記号は近似を意味する。

式（８）におけるＰ（ｕ｜ｕ_ｍｎ）とｌｎ Ｐ（ｕ｜ｕ_ｍｎ）は以下のようにあらわされる。

ところで、式（２）で定義した式の対数確率は式（１２）のようにあらわされる。

したがって、式（７），（１３）から、ＭＡＰ、または、ＡＰＰ（ａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）では、事後のＬ－ｖａｌｕｅは、以下のようにあらわされる。

以降では、反復ＡＰＰ復号と呼ぶ。また、式（８），（１２）から、Ｍａｘ－Ｌｏｇ近似に基づく対数尤度比（Ｍａｘ－Ｌｏｇ ＡＰＰ）では、事後のＬ－ｖａｌｕｅは、以下の
ようにあらわされる。

以降では、反復Ｍａｘ－ｌｏｇ ＡＰＰ復号と呼ぶ。そして、反復復号のシステムで必要とする外部情報は、式（１３）または（１４）から事前入力を減算することで、求めることができる。
＜システムモデル＞
図２８に、以降の説明につながるシステムの基本構成を示す。ここでは、２×２空間多重ＭＩＭＯシステムとし、ストリームＡ，Ｂではそれぞれにｏｕｔｅｒエンコーダがあり、２つのｏｕｔｅｒエンコーダは同一のＬＤＰＣ符号のエンコーダとする（ここではｏｕｔｅｒエンコーダとしてＬＤＰＣ符号のエンコーダを用いる構成を例に挙げて説明するが、ｏｕｔｅｒエンコーダが用いる誤り訂正符号はＬＤＰＣ符号に限ったものではなく、ターボ符号、畳み込み符号、ＬＤＰＣ畳み込み符号等の他の誤り訂正符号を用いても同様に実施することができる。また、ｏｕｔｅｒエンコーダは、送信アンテナごとに有する構成としているがこれに限ったものではなく、送信アンテナが複数であっても、ｏｕｔｅｒエンコーダは一つであってもよく、また、送信アンテナ数より多くのｏｕｔｅｒエンコーダを有していてもよい。）。そして、ストリームＡ，Ｂではそれぞれにインタリーバ（π_ａ，π_ｂ）がある。ここでは、変調方式を２^ｈ－ＱＡＭとする（１シンボルでｈビットを送信することになる。）。
受信機では、上述のＭＩＭＯ信号の反復検波（反復ＡＰＰ（またはＭａｘ－ｌｏｇ ＡＰＰ）復号）を行うものとする。そして、ＬＤＰＣ符号の復号としては、例えば、ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号を行うものとする。
図２はフレーム構成を示しており、インタリーブ後のシンボルの順番を記載している。このとき、以下の式のように（ｉ_ａ，ｊ_ａ），（ｉ_ｂ，ｊ_ｂ）をあらわすものとする。

このとき、ｉ_ａ，ｉ_ｂ：インタリーブ後のシンボルの順番、ｊ_ａ，ｊ_ｂ：変調方式におけるビット位置（ｊ_ａ，ｊ_ｂ＝１，・・・，ｈ）、π_ａ，π_ｂ：ストリームＡ，Ｂのインタリーバ、Ω^ａ _{ｉａ，ｊａ}，Ω^ｂ _{ｉｂ，ｊｂ}：ストリームＡ，Ｂのインタリーブ前のデータの順番、を示している。ただし、図２では、ｉ_ａ＝ｉ_ｂのときのフレーム構成を示している。
＜反復復号＞
ここでは、受信機におけるＬＤＰＣ符号の復号で用いるｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号およびＭＩＭＯ信号の反復検波のアルゴリズムについて詳しく述べる。

ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号
２元ＭｘＮ行列Ｈ＝｛Ｈ_ｍｎ｝を復号対象とするＬＤＰＣ符号の検査行列とする。集合［１，Ｎ］＝｛１，２，・・・，Ｎ｝の部分集合Ａ（ｍ），Ｂ（ｎ）を次式のように定義する。

このとき、Ａ（ｍ）は検査行列Ｈのｍ行目において、１である列インデックスの集合を意味し、Ｂ（ｎ）は検査行列Ｈのｎ行目において１である行インデックスの集合である。ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号のアルゴリズムは以下のとおりである。
Ｓｔｅｐ Ａ・１（初期化）：Ｈ_ｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して事前値対数比β_ｍｎ＝０とする。ループ変数（反復回数）ｌ_ｓｕｍ＝１とし、ループ最大回数をｌ_{ｓｕｍ，ｍａｘ}と設定する。
Ｓｔｅｐ Ａ・２（行処理）：ｍ＝１，２，・・・，Ｍの順にＨ_ｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比α_ｍｎを更新する。

このとき、ｆはＧａｌｌａｇｅｒの関数である。そして、λ_ｎの求め方については以降で詳しく説明する。
Ｓｔｅｐ Ａ・３（列処理）：ｎ＝１，２，・・・，Ｎの順にＨ_ｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比β_ｍｎを更新する。

Ｓｔｅｐ Ａ・４（対数尤度比の計算）：ｎ∈［１，Ｎ］について対数尤度比Ｌ_ｎを以下のように求める。

Ｓｔｅｐ Ａ・５（反復回数のカウント）：もしｌ_ｓｕｍ＜ｌ_{ｓｕｍ，ｍａｘ}ならばｌ_ｓｕｍをインクリメントして、ｓｔｅｐ Ａ・２に戻る。ｌ_ｓｕｍ＝ｌ_{ｓｕｍ，ｍａｘ}の場合、この回のｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号は終了する。

以上が、１回のｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号の動作である。その後、ＭＩＭＯ信号の反復検波が行われる。上述のｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号の動作の説明で用いた変数ｍ，ｎ，α_ｍｎ，β_ｍｎ，λ_ｎ，Ｌ_ｎにおいて、ストリームＡにおける変数をｍ_ａ，ｎ_ａ，α^ａ _ｍａｎａ，β^ａ _ｍａｎａ，λ_ｎａ，Ｌ_ｎａ、ストリームＢにおける変数をｍ_ｂ，ｎ_ｂ，α^ｂ _ｍｂｎｂ，β^ｂ _ｍｂｎｂ，λ_ｎｂ，Ｌ_ｎｂであらわすものとする。
＜ＭＩＭＯ信号の反復検波＞
ここでは、ＭＩＭＯ信号の反復検波におけるλ_ｎの求め方について詳しく説明する。

式（１）から、次式が成立する。

図２のフレーム構成から、式（１６）（１７）から、以下の関係式が成立する。

このとき、ｎ_ａ，ｎ_ｂ∈［１，Ｎ］となる。以降では、ＭＩＭＯ信号の反復検波の反復回数ｋのときのλ_ｎａ，Ｌ_ｎａ，λ_ｎｂ，Ｌ_ｎｂをそれぞれλ_ｋ，ｎａ，Ｌ_ｋ，ｎａ，λ_ｋ，ｎｂ，Ｌ_ｋ，ｎｂとあらわすものとする。

Ｓｔｅｐ Ｂ・１（初期検波；ｋ＝０）：初期検波のとき、λ_0，ｎａ，λ_0，ｎｂを以下のように求める。
反復ＡＰＰ復号のとき：

反復Ｍａｘ－ｌｏｇ ＡＰＰ復号のとき：

ただし、Ｘ＝ａ，ｂとする。そして、ＭＩＭＯ信号の反復検波の反復回数をｌ_ｍｉｍｏ＝０とし、反復回数の最大回数をｌ_{ｍｉｍｏ，ｍａｘ}と設定する。
Ｓｔｅｐ Ｂ・２（反復検波；反復回数ｋ）：反復回数ｋのときのλ_ｋ，ｎａ，λ_ｋ，ｎｂは、式（１１）（１３）－（１５）（１６）（１７）から式（３１）－（３４）のようにあらわされる。ただし、（Ｘ，Ｙ）＝（ａ，ｂ）（ｂ，ａ）となる。
反復ＡＰＰ復号のとき：

反復Ｍａｘ－ｌｏｇ ＡＰＰ復号のとき：

Ｓｔｅｐ Ｂ・３（反復回数のカウント、符号語推定）：もしｌ_ｍｉｍｏ＜ｌ_{ｍｉｍｏ，ｍａｘ}ならばｌ_ｍｉｍｏをインクリメントして、ｓｔｅｐ Ｂ・２に戻る。ｌ_ｍｉｍｏ＝ｌ_{ｍｉｍｏ，ｍａｘ}の場合、推定符号語を以下のようにもとめる。

ただし、Ｘ＝ａ，ｂとする。
図３は、本実施の形態における送信装置３００の構成の一例である。符号化部３０２Ａは、情報（データ）３０１Ａ、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３（符号化部３０２Ａがデータの誤り訂正符号化に使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号３１３が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。）にしたがい、例えば、畳み込み符号、ＬＤＰＣ符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ３０３Ａを出力する。

インタリーバ３０４Ａは、符号化後のデータ３０３Ａ、フレーム構成信号３１３を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ３０５Ａを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。）
マッピング部３０６Ａは、インタリーブ後のデータ３０５Ａ、フレーム構成信号３１３を入力とし、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（１６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ（６４ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の変調を施し、ベースバンド信号３０７Ａを出力する。（フレーム構成信号
３１３に基づき、変調方式は、切り替えても良い。）
図２４は、ＱＰＳＫ変調におけるベースバンド信号を構成する同相成分Ｉと直交成分ＱのＩＱ平面におけるマッピング方法の一例としている。例えば、図２４（Ａ）のように、入力データが「００」の場合、Ｉ＝１．０、Ｑ＝１．０が出力され、以下同様に、入力データが「０１」の場合、Ｉ＝―１．０、Ｑ＝１．０が出力され、・・・、が出力される。図２４（Ｂ）は、図２４（Ａ）とは異なるＱＰＳＫ変調のＩＱ平面におけるマッピング方法の例であり、図２４（Ｂ）が図２４（Ａ）と異なる点は、図２４（Ａ）における信号点が、原点を中心に回転させることで図２４（Ｂ）の信号点を得ることができる。このようなコンスタレーションの回転方法については、非特許文献９、非特許文献１０に示されており、また、非特許文献９、非特許文献１０に示されているCyclic Q Delayを適用してもよい。図２４とは別の例として、図２５に１６ＱＡＭのときのＩＱ平面における信号点配置を示しており、図２４（Ａ）に相当する例が図２５（Ａ）であり、図２４（Ｂ）に相当する例が図２５（Ｂ）となる。

符号化部３０２Ｂは、情報（データ）３０１Ｂ、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３（使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号３１３が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。）にしたがい、例えば、畳み込み符号、ＬＤＰＣ符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ３０３Ｂを出力する。

インタリーバ３０４Ｂは、符号化後のデータ３０３Ｂ、フレーム構成信号３１３を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ３０５Ｂを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。）
マッピング部３０６Ｂは、インタリーブ後のデータ３０５Ｂ、フレーム構成信号３１３を入力とし、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（１６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ（６４ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の変調を施し、ベースバンド信号３０７Ｂを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、変調方式は、切り替えても良い。）
重み付け合成情報生成部３１４は、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３に基づいた重み付け合成方法に関する情報３１５を出力する。なお、重み付け合成方法は、規則的に重み付け合成方法が切り替わりことが特徴となる。

重み付け合成部３０８Ａは、ベースバンド信号３０７Ａ、ベースバンド信号３０７Ｂ、重み付け合成方法に関する情報３１５を入力とし、重み付け合成方法に関する情報３１５に基づいて、ベースバンド信号３０７Ａおよびベースバンド信号３０７Ｂを重み付け合成し、重み付け合成後の信号３０９Ａを出力する。なお。重み付け合成の方法の詳細については、後で詳しく説明する。

無線部３１０Ａは、重み付け合成後の信号３０９Ａを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号３１１Ａを出力し、送信信号５１１Ａは、アンテナ３１２Ａから電波として出力される。

重み付け合成部３０８Ｂは、ベースバンド信号３０７Ａ、ベースバンド信号３０７Ｂ、重み付け合成方法に関する情報３１５を入力とし、重み付け合成方法に関する情報３１５に基づいて、ベースバンド信号３０７Ａおよびベースバンド信号３０７Ｂを重み付け合成し、重み付け合成後の信号３０９Ｂを出力する。

図２６に重み付け合成部の構成を示す。ベースバンド信号３０７Ａは、ｗ１１（ｔ）と
乗算し、ｗ１１（ｔ）ｓ１（ｔ）を生成し、ｗ２１（ｔ）と乗算し、ｗ２１（ｔ）ｓ１（ｔ）を生成する。同様に、ベースバンド信号３０７Ｂは、ｗ１２（ｔ）と乗算し、ｗ１２（ｔ）ｓ２（ｔ）を生成し、ｗ２２（ｔ）と乗算し、ｗ２２（ｔ）ｓ２（ｔ）を生成する。次に、ｚ１（ｔ）＝ｗ１１（ｔ）ｓ１（ｔ）＋ｗ１２（ｔ）ｓ２（ｔ）、ｚ２（ｔ）＝ｗ２１（ｔ）ｓ１（ｔ）＋ｗ２２（ｔ）ｓ２（ｔ）を得る。
なお。重み付け合成の方法の詳細については、後で詳しく説明する。

無線部３１０Ｂは、重み付け合成後の信号３０９Ｂを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号３１１Ｂを出力し、送信信号５１１Ｂは、アンテナ３１２Ｂから電波として出力される。

図４は、図３とは異なる送信装置４００の構成例を示している。図４において、図３と異なる部分について説明する。
符号化部４０２は、情報（データ）４０１、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３に基づき、誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ４０２を出力する。

分配部４０４は符号化後のデータ４０３を入力とし、分配し、データ４０５Ａおよびデータ４０５Ｂを出力する。なお、図４では、符号化部が一つの場合を記載したが、これに限ったものではなく、符号化部をｍ（ｍは１以上の整数）とし、各符号化部で作成された符号化データを分配部が、２系統のデータにわけて出力する場合についても、本発明は同様に実施することができる。

図５は、本実施の形態における送信装置の時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。シンボル５００＿１は、受信装置に、送信方法を通知するためのシンボルであり、例えば、データシンボルを伝送するために用いる誤り訂正方式、その符号化率の情報、データシンボルを伝送するために用いる変調方式の情報等を伝送する。

シンボル５０１＿１は、送信装置が送信する変調信号ｚ１（ｔ）｛ただし、ｔは時間｝のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル５０２＿１は変調信号ｚ１（ｔ）が（時間軸における）シンボル番号ｕに送信するデータシンボル、シンボル５０３＿１は変調信号ｚ１（ｔ）がシンボル番号ｕ＋１に送信するデータシンボルである。

シンボル５０１＿２は、送信装置が送信する変調信号ｚ２（ｔ）｛ただし、ｔは時間｝のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル５０２＿２は変調信号ｚ２（ｔ）がシンボル番号ｕに送信するデータシンボル、シンボル５０３＿２は変調信号ｚ２（ｔ）がシンボル番号ｕ＋１に送信するデータシンボルである。

送信装置が送信する変調信号ｚ１（ｔ）と変調信号ｚ２（ｔ）、及び、受信装置における受信信号ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）の関係について説明する。
図５において、５０４＃１、５０４＃２は送信装置における送信アンテナ、５０５＃１、５０５＃２は受信装置における受信アンテナを示しており、送信装置は、変調信号ｚ１（ｔ）を送信アンテナ５０４＃１、変調信号ｚ２（ｔ）を送信アンテナ５０４＃２から送信する。このとき、変調信号ｚ１（ｔ）および変調信号ｚ２（ｔ）は、同一（共通の）周波数（帯域）を占有しているものとする。送信装置の各送信アンテナと受信装置の各アンテナのチャネル変動をそれぞれｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）とし、受信装置の受信アンテナ５０５＃１が受信した受信信号をｒ１（ｔ）、受信装置の受信アンテナ５０５＃２が受信した受信信号をｒ２（ｔ）とすると、以下の関係式が成立する。

図６は、本実施の形態における重み付け方法（プリコーディング（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）方法）に関連する図であり、重み付け合成部６００は、図３の重み付け合成部３０８Ａと３０８Ｂの両者を統合した重み付け合成部である。図６に示すように、ストリームｓ１（ｔ）およびストリームｓ２（ｔ）は、図３のベースバンド信号３０７Ａおよび３０７Ｂに相当する、つまり、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号同相Ｉ、直交Ｑ成分となる。そして、図６のフレーム構成のようにストリームｓ１（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ１（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ１（ｕ＋１）、・・・とあらわす。同様に、ストリームｓ２（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ２（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ２（ｕ＋１）、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部６００は、図３におけるベースバンド信号３０７Ａ（ｓ１（ｔ））および３０７Ｂ（ｓ２（ｔ））、重み付け情報に関する情報３１５を入力とし、重み付け情報に関する情報３１５にしたがった重み付け方法を施し、図３の重み付け合成後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））、３０９Ｂ（ｚ２（ｔ））を出力する。このとき、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）は以下のようにあらわされる。
シンボル番号４ｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号４ｉ＋１のとき：

シンボル番号４ｉ＋２のとき：

シンボル番号４ｉ＋３のとき：

このように、図６の重み付け合成部は、４スロット周期で規則的にプリコーディングウェイトを切り替えるものとする。（ただし、ここでは、４スロットで規則的にプリコーディングウェイトを切り替える方式としているが、規則的に切り替えるスロット数は４スロットに限ったものではない。）
ところで、非特許文献４において、スロットごとにプリコーディングウェイトを切り替えることが述べられており、非特許文献４では、プリコーディングウェイトをランダムに切り替えることを特徴としている。一方で、本実施の形態では、ある周期を設け規則的にプリコーディングウェイトを切り替えることを特徴としており、また、４つのプリコーディングウェイトで構成される２行２列のプリコーディングウェイト行列において、４つのプリコーディングウェイトの各絶対値が等しく（１／ｓｑｒｔ（２））、この特徴をもつプリコーディングウェイト行列を規則的に切り替えることを特徴としている。

ＬＯＳ環境では、特殊なプリコーディング行列を用いると、受信品質が大きく改善する可能性があるが、直接波の状況により、その特殊なプリコーディング行列は異なる。しかし、ＬＯＳ環境には、ある規則があり、この規則に従い特殊なプリコーディング行列を規則的に切り替えれば、データの受信品質が大きく改善する。一方、ランダムにプリコーディング行列を切り替えた場合、先にのべた特殊なプリコーディング行列以外のプリコーディング行列も存在することになる可能性、また、ＬＯＳ環境には適さない片寄ったプリコーディング行列のみでプリコーディングを行う可能性も存在し、これにより、必ずしもＬＯＳ環境で、良好な受信品質が得られるとは限らない。したがって、ＬＯＳ環境に適したプリコーディング切り替え方法を実現する必要があり、本発明は、それに関するプリコーディング方法を提案している。

図７は、本実施の形態における受信装置７００の構成の一例を示している。無線部７０３＿Ｘは、アンテナ７０１＿Ｘで受信された受信信号７０２＿Ｘを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号７０４＿Ｘを出力する。
送信装置で送信された変調信号ｚ１におけるチャネル変動推定部７０５＿１は、ベースバンド信号７０４＿Ｘを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿１を抽出し、式（３６）のｈ１１に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０６＿１を出力する。

送信装置で送信された変調信号ｚ２におけるチャネル変動推定部７０５＿２は、ベースバンド信号７０４＿Ｘを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿２を抽出し、式（３６）のｈ１２に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０６＿２を出力する。

無線部７０３＿Ｙは、アンテナ７０１＿Ｙで受信された受信信号７０２＿Ｙを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号７０４＿Ｙを出力する。
送信装置で送信された変調信号ｚ１におけるチャネル変動推定部７０７＿１は、ベースバンド信号７０４＿Ｙを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿１を抽出し、式（３６）のｈ２１に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０８＿１を出力する。

送信装置で送信された変調信号ｚ２におけるチャネル変動推定部７０７＿２は、ベースバンド信号７０４＿Ｙを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿２を抽出し、式（３６）のｈ２２に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０８＿２を出力する。

制御情報復号部７０９は、ベースバンド信号７０４＿Ｘおよび７０４＿Ｙを入力とし、図５の送信方法を通知するためのシンボル５００＿１を検出し、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号７１０を出力する。

信号処理部７１１は、ベースバンド信号７０４＿Ｘ、７０４＿Ｙ、チャネル推定信号７０６＿１、７０６＿２、７０８＿１、７０８＿２、及び、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号７１０を入力とし、検波、復号を行い、受信データ７１２＿１および７１２＿２を出力する。

次に、図７の信号処理部７１１の動作について詳しく説明する。図８は、本実施の形態における信号処理部７１１の構成の一例を示している。図８は、主にＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部とｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ、重み付け係数生成部から構成されている。この構成における反復復号の方法については、非特許文献２、非特許文献３で詳細が述べられているが、非特許２、非特許文献３に記載されているＭＩＭＯ伝送方式は空間多重ＭＩＭＯ伝送方式であるが、本実施の形態における伝送方式は、時間とともにプリコーディングウェイトを変更するＭＩＭＯ伝送方式である点が、非特許文献２、非特許文献３と異なる点である。式（３６）における（チャネル）行列をＨ（ｔ）、図６におけるプリコーディングウェイト行列をＷ（ｔ）（ただし、ｔによりプリコーディングウェイト行列は変化する。）、受信ベクトルをＲ（ｔ）＝（ｒ１（ｔ），ｒ２（ｔ））^Ｔ、ストリームベクトルＳ（ｔ）＝（ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ））^Ｔとすると以下の関係式が成立する。

このとき、受信装置は、Ｈ（ｔ）Ｗ（ｔ）をチャネル行列と考えることで、受信ベクトル
をＲ（ｔ）に対して非特許文献２、非特許文献３の復号方法を適用することができる。
したがって、図８の重み付け係数生成部８１９は、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号８１８（図７の７１０に相当）を入力とし、重み付け係数の情報に関する信号８２０を出力する。

ＩＮＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、重み付け係数の情報に関する信号８２０を入力とし、この信号を利用して、式（４１）の演算を行うことになる。そして、反復検波・復号を行うことになるがその動作について説明する。

図８の信号処理部では、反復復号（反復検波）を行うため図１０に示すような処理方法を行う必要がある。初めに、変調信号（ストリーム）ｓ１の１符号語（または、１フレーム）、および、変調信号（ストリーム）ｓ２の１符号語（または、１フレーム）の復号を行う。その結果、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダから、変調信号（ストリーム）ｓ１の１符号語（または、１フレーム）、および、変調信号（ストリーム）ｓ２の１符号語（または、１フレーム）の各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ－Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）が得られる。そして、そのＬＬＲを用いて再度、検波・復号が行われる。この操作が複数回行われる（この操作を反復復号（反復検波）と呼ぶ。）。以降では、１フレームにおける特定の時間のシンボルの対数尤度比（ＬＬＲ）の作成方法を中心に説明する。

図８において、記憶部８１５は、ベースバンド信号８０１Ｘ（図７のベースバンド信号７０４＿Ｘに相当する。）、チャネル推定信号郡８０２Ｘ（図７のチャネル推定信号７０６＿１、７０６＿２に相当する。）、ベースバンド信号８０１Ｙ（図７のベースバンド信号７０４＿Ｙに相当する。）、チャネル推定信号郡８０２Ｙ（図７のチャネル推定信号７０８＿１、７０８＿２に相当する。）を入力とし、反復復号（反復検波）を実現するために、式（４１）におけるＨ（ｔ）Ｗ（ｔ）を実行（算出）し、算出した行列を変形チャネル信号群として記憶する。そして、記憶部８１５は、必要なときに上記信号を、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号郡８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号郡８１７Ｙとして出力する。

その後の動作については、初期検波の場合と反復復号（反復検波）の場合を分けて説明する。
＜初期検波の場合＞
ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、ベースバンド信号８０１Ｘ、チャネル推定信号郡８０２Ｘ、ベースバンド信号８０１Ｙ、チャネル推定信号郡８０２Ｙを入力とする。ここでは、変調信号（ストリーム）ｓ１、変調信号（ストリーム）ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭとして説明する。

ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、まず、チャネル推定信号郡８０２Ｘ、チャネル推定信号郡８０２ＹからＨ（ｔ）Ｗ（ｔ）を実行し、ベースバンド信号８０１Ｘに対応する候補信号点を求める。そのときの様子を図１１に示す。図１１において、●（黒丸）は、ＩＱ平面における候補信号点であり、変調方式が１６ＱＡＭのため、候補信号点は２５６個存在する。（ただし、図１１では、イメージ図を示しているため、２５６個の候補信号点は示していない。）ここで、変調信号ｓ１で伝送する４ビットをｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、変調信号ｓ２で伝送する４ビットをｂ４、ｂ５、ｂ６、ｂ７とすると、図１１において（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点が存在することになる。そして、受信信号点１１０１（ベースバンド信号８０１Ｘに相当する。）と候補信号点それぞれとの２乗ユークリッド距離を求める。そして、それぞれの２乗ユークリッド距離をノイズの分散σ^２で除算する。したがって、（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点と受信信号点２乗ユークリッド距離を
ノイズの分散で除算した値をＥ_Ｘ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）が求まることになる。

同様に、チャネル推定信号郡８０２Ｘ、チャネル推定信号郡８０２ＹからＨ（ｔ）Ｗ（ｔ）を実行し、ベースバンド信号８０１Ｙに対応する候補信号点をもとめ、受信信号点（ベースバンド信号８０１Ｙに相当する。）との２乗ユークリッド距離を求め、この２乗ユークリッド距離をノイズの分散σ^２で除算する。したがって、（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点と受信信号点２乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をＥ_Ｙ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）が求まることになる。

そして、Ｅ_Ｘ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）＋Ｅ_Ｙ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）＝Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を求める。

ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を信号８０４として出力する。
対数尤度算出部８０５Ａは、信号８０４を入力とし、ビットｂ０およびｂ１およびｂ２およびｂ３の対数尤度（ｌｏｇ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）を算出し、対数尤度信号８０６Ａを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“１”のときの対数尤度および“０”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式（２８）、式（２９）、式（３０）に示した通りであり、詳細については、非特許文献２、非特許文献３に示されている。

同様に、対数尤度算出部８０５Ｂは、信号８０４を入力とし、ビットｂ４およびｂ５およびｂ６およびｂ７の対数尤度を算出し、対数尤度信号８０６Ｂを出力する。
デインタリーバ（８０７Ａ）は、対数尤度信号８０６Ａを入力とし、インタリーバ（図３のインタリーバ（３０４Ａ））に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ａを出力する。

同様に、デインタリーバ（８０７Ｂ）は、対数尤度信号８０６Ｂを入力とし、インタリーバ（図３のインタリーバ（３０４Ｂ））に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ｂを出力する。

対数尤度比算出部８０９Ａは、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ａを入力とし、図３の符号化器３０２Ａで符号化されたビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ－Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）を算出し、対数尤度比信号８１０Ａを出力する。

同様に、対数尤度比算出部８０９Ｂは、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ｂを入力とし、図３の符号化器３０２Ｂで符号化されたビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ－Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）を算出し、対数尤度比信号８１０Ｂを出力する。

Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ８１１Ａは、対数尤度比信号８１０Ａを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比８１２Ａを出力する。
同様に、Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ８１１Ｂは、対数尤度比信号８１０Ｂを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比８１２Ｂを出力する。

＜反復復号（反復検波）の場合、反復回数ｋ＞
インタリーバ（８１３Ａ）は、ｋ－１回目のｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコードで得られた復号後の対数尤度比８１２Ａを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａを出力する。このとき、インタリーブ（８１３Ａ）のインタリ
ーブのパターンは、図３のインタリーバ（３０４Ａ）のインタリーブパターンと同様である。

インタリーバ（８１３Ｂ）は、ｋ－１回目のｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコードで得られた復号後の対数尤度比８１２Ｂを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを出力する。このとき、インタリーブ（８１３Ｂ）のインタリーブのパターンは、図３のインタリーバ（３０４Ｂ）のインタリーブパターンと同様である。

ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号郡８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号郡８１７Ｙ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを入力とする。ここで、ベースバンド信号８０１Ｘ、チャネル推定信号郡８０２Ｘ、ベースバンド信号８０１Ｙ、チャネル推定信号郡８０２Ｙではなく、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号郡８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号郡８１７Ｙを用いているのは、反復復号のため、遅延時間が発生しているためである。

ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３の反復復号時の動作と、初期検波時の動作の異なる点は、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを信号処理の際に用いていることである。ＩＮＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、まず、初期検波のときと同様に、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を求める。加えて、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比９１４Ｂから、式（１１）、式（３２）に相当する係数を求める。そして、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）の値をこの求めた係数を用いて補正し、その値をＥ’（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）とし、信号８０４として出力する。

対数尤度算出部８０５Ａは、信号８０４を入力とし、ビットｂ０およびｂ１およびｂ２およびｂ３の対数尤度（ｌｏｇ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）を算出し、対数尤度信号８０６Ａを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“１”のときの対数尤度および“０”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式（３１）、式（数３２）、式（３３）、式（３４）、式（３５）に示した通りであり、非特許文献２、非特許文献３に示されている。

同様に、対数尤度算出部８０５Ｂは、信号８０４を入力とし、ビットｂ４およびｂ５およびｂ６およびｂ７の対数尤度を算出し、対数尤度信号８０６Ｂを出力する。デインタリーバ以降の動作は、初期検波と同様である。

なお、図８では、反復検波を行う場合の、信号処理部の構成について示したが、反復検波は必ずしも良好な受信品質を得る上で必須の構成ではなく、反復検波のみに必要とする構成部分、インタリーバ８１３Ａ、８１３Ｂを有していない構成でもよい。このとき、ＩＮＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、反復的な検波を行わないことになる。
そして、本実施の形態で重要な部分は、Ｈ（ｔ）Ｗ（ｔ）の演算を行うことである。なお、非特許文献５等に示されているように、ＱＲ分解を用いて初期検波、反復検波を行ってもよい。
また、非特許文献１１に示されているように、Ｈ（ｔ）Ｗ（ｔ）に基づき、MMSE（Minimum Mean Square Error）、ZF（Zero Forcing）の線形演算を行い、初期検波を行ってもよ
い。

図９は、図８と異なる信号処理部の構成であり、図４の送信装置が送信した変調信号の
ための信号処理部である。図８と異なる点は、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダの数であり、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ９０１は、対数尤度比信号８１０Ａ、８１０Ｂを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比９０２を出力する。分配部９０３は、復号後の対数尤度比９０２を入力とし、分配を行う。それ以外の部分については、図８と同様の動作となる。

図１２に、図２９のときと同様の条件で、伝送方式を本実施の形態のプリコーディングウェイトを用いた送信方法としたときのＢＥＲ特性を示す。図１２の（Ａ）は、反復検波を行わないＭａｘ－ｌｏｇ－ＡＰＰ（非特許文献１、非特許文献２参照）（ＡＰＰ：ａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒ ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）のＢＥＲ特性、図１２の（Ｂ）は、反復検波を行ったＭａｘ－ｌｏｇ－ＡＰＰ（非特許文献１、非特許文献２参照）（反復回数５回）のＢＥＲ特性を示している。図１２と図２９を比較すると、本実施の形態の送信方法を用いると、ライスファクタが大きいときのＢＥＲ特性が、空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いたときのＢＥＲ特性より大きく改善していることがわかり、本実施の形態の方式の有効性が確認できる。

以上のように、本実施の形態のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。

本実施の形態において、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、特にＬＤＰＣ符号を例に説明したがこれに限ったものではなく、また、復号方法についても、ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダとして、ｓｕｍ－ｐｒｏｄｕｃｔ復号を例に限ったものではなく、他のｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔの復号方法、例えば、ＢＣＪＲアルゴリズム、ＳＯＶＡアルゴリズム、Ｍｓｘ－ｌｏｇ－ＭＡＰアルゴリズムなどがある。詳細については、非特許文献６に示されている。

また、本実施の形態では、シングルキャリア方式を例に説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア伝送を行った場合でも同様に実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、ＳＣ－ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ－ＯＦＤＭ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、非特許文献７等で示されているウェーブレットＯＦＤＭ方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

以下では、マルチキャリア方式の一例として、ＯＦＤＭ方式を用いたときの例を説明する。
図１３は、ＯＦＤＭ方式を用いたときの送信装置の構成を示している。図１３において、図３と同様に動作するものについては、同一符号を付した。

ＯＦＤＭ方式関連処理部１３０１Ａは、重み付け後の信号３０９Ａを入力とし、ＯＦＤＭ方式関連の処理を施し、送信信号１３０２Ａを出力する。同様に、ＯＦＤＭ方式関連処
理部１３０１Ｂは、重み付け後の信号３０９Ｂを入力とし、送信信号１３０２Ｂを出力する。

図１４は、図１３のＯＦＤＭ方式関連処理部１３０１Ａ、１３０１Ｂ以降の構成の一例を示しており、図１３の１３０１Ａから３１２Ａに関連する部分が、１４０１Ａから１４１０Ａであり、１３０１Ｂから３１２Ｂに関連する部分が１４０１Ｂから１４１０Ｂである。

シリアルパラレル変換部１４０２Ａは、重み付け後の信号１４０１Ａ（図１３の重み付け後の信号３０９Ａに相当する）シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号１４０３Ａを出力する。

並び換え部１４０４Ａは、パラレル信号１４０３Ａを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号１４０５Ａを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
逆高速フーリエ変換部１４０６Ａは、並び換え後の信号１４０５Ａを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号１４０７Ａを出力する。

無線部１４０８Ａは、逆フーリエ変換後の信号１４０７Ａを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号１４０９Ａを出力し、変調信号１４０９Ａはアンテナ１４１０Ａから電波として出力される。
シリアルパラレル変換部１４０２Ｂは、重み付け後の信号１４０１Ｂ（図１３の重み付け後の信号３０９Ｂに相当する）シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号１４０３Ｂを出力する。

並び換え部１４０４Ｂは、パラレル信号１４０３Ｂを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号１４０５Ｂを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
逆高速フーリエ変換部１４０６Ｂは、並び換え後の信号１４０５Ｂを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号１４０７Ｂを出力する。

無線部１４０８Ｂは、逆フーリエ変換後の信号１４０７Ｂを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号１４０９Ｂを出力し、変調信号１４０９Ｂはアンテナ１４１０Ｂから電波として出力される。

図３の送信装置では、マルチキャリアを用いた伝送方式でないため、図６のように、４周期となるようにプリコーディングを切り替え、プリコーディング後のシンボルを時間軸方向に配置している。図１３に示すようなＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、当然、図３のようにプリコーディング後のシンボルを時間軸方向に配置し、それを各（サブ）キャリアごとに行う方式が考えられるが、マルチキャリア伝送方式の場合、周波数軸方向、または、周波数軸・時間軸両者を用いて配置する方法が考えられる。以降では、この点について説明する。

図１５は、横軸周波数、縦軸時間における、図１４の並び替え部１４０１Ａ、１４０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、周波数軸は、（サブ）キャリア０から（サブ）キャリア９で構成されており、変調信号ｚ１とｚ２は、同一時刻（時間）に同一の周波数帯域を使用しており、図１５（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１５（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。シリアルパラレル変換部１４０２Ａが入力とする重み付け後の信号１４０１Ａのシンボルに対し、順番に、＃１、＃２、＃３、＃４、・・・と番号をふる。このとき、図１５（ａ）のように、シンボル＃１、＃２、＃３、＃４、・・・をキャリア０から順番に配置し、シンボル＃１から＃９を時刻＄１に配置し、その後、シンボル＃１０から＃１９を時刻＄２に配置す
るというように規則的に配置するものとする。

同様に、シリアルパラレル変換部１４０２Ｂが入力とする重み付け後の信号１４０１Ｂのシンボルに対し、順番に、＃１、＃２、＃３、＃４、・・・と番号をふる。このとき、図１５（ｂ）のように、シンボル＃１、＃２、＃３、＃４、・・・をキャリア０から順番に配置し、シンボル＃１から＃９を時刻＄１に配置し、その後、シンボル＃１０から＃１９を時刻＄２に配置するというように規則的に配置するものとする。

そして、図１５に示すシンボル群１５０１、シンボル群１５０２は、図６示すプリコーディングウェイト切り替え方法を用いたときの１周期分のシンボルであり、シンボル＃０は図６のスロット４ｉのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃１は図６のスロット４ｉ＋１のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃２は図６のスロット４ｉ＋２のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃３は図６のスロット４ｉ＋３のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。したがって、シンボル＃ｘにおいて、ｘ ｍｏｄ ４が０のとき、シンボル＃ｘは図６のスロット４ｉのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ４が１のとき、シンボル＃ｘは図６のスロット４ｉ＋１のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ４が２のとき、シンボル＃ｘは図６のスロット４ｉ＋２のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ４が３のとき、シンボル＃ｘは図６のスロット４ｉ＋３のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。

このように、ＯＦＤＭ方式などのマルチキャリア伝送方式を用いた場合、シングルキャリア伝送のときとは異なり、シンボルを周波数軸方向に並べることができるという特徴を持つことになる。そして、シンボルの並べ方については、図１５のような並べ方に限ったものではない。他の例について、図１６、図１７を用いて説明する。

図１６は、図１５とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１４の並び替え部１４０１Ａ、１４０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１６（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１６（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１６（Ａ）（Ｂ）が図１５と異なる点は、変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法と変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法が異なる点であり、図１６（Ｂ）では、シンボル＃０から＃５をキャリア４からキャリア９に配置し、シンボル＃６から＃９をキャリア０から３に配置し、その後、同様の規則で、シンボル＃１０から＃１９を各キャリアに配置する。このとき、図１５と同様に、図１６に示すシンボル群１６０１、シンボル群１６０２は、図６示すプリコーディングウェイト切り替え方法を用いたときの１周期分のシンボルである。

図１７は、図１５と異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１４の並び替え部１４０１Ａ、１４０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１７（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１７（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１７（Ａ）（Ｂ）が図１５と異なる点は、図１５では、シンボルをキャリアに順々に配置しているのに対し、図１７では、シンボルをキャリアに順々に配置していない点である。当然であるが、図１７において、図１６と同様に、変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法と変調信号ｚ２の並び替え方法を異なるようにしてもよい。

図１８、図１５～１７とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１４の並び替え部１４０１Ａ、１４０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１８（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１８（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボ
ルの並び替え方法を示している。図１５～１７では、シンボルを周波数軸方向に並べているが、図１８ではシンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置している。

図６では、プリコーディングウェイトの切り替えを４スロットで切り替える場合の例を説明したが、ここでは、８スロットで切り替える場合を例に説明する。図１８に示すシンボル群１８０１、シンボル群１８０２は、プリコーディングウェイト切り替え方法を用いたときの１周期分のシンボル（したがって、８シンボル）であり、 シンボル＃０はスロット８ｉのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃１はスロット８ｉ＋１のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃２はスロット８ｉ＋２のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃３はスロット８ｉ＋３のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃４はスロット８ｉ＋４のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃５はスロット８ｉ＋５のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃６はスロット８ｉ＋６のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル＃７はスロット８ｉ＋７のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。したがって、シンボル＃ｘにおいて、ｘ ｍｏｄ ８が０のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が１のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋１のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が２のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋２のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が３のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋３のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が４のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋４のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が５のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋５のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が６のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋６のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が７のとき、シンボル＃ｘはスロット８ｉ＋７のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。図１８のシンボルの並べ方では、時間軸方向に４スロット、周波数軸方向で２スロットの計４×２＝８スロットを用いて、１周期分のシンボルを配置しているが、このとき、１周期分のシンボルの数をｍ×ｎシンボル（つまり、プリコーディングウェイトはｍ×ｎ種類存在する。）１周期分のシンボルを配置するのに使用する周波数軸方向のスロット（キャリア数）をｎ、時間軸方向に使用するスロットをｍとすると、ｍ＞ｎとするとよい。これは、直接波の位相は、時間軸方向の変動は、周波数軸方向の変動と比較し、緩やかである。したがって、定常的な直接波の影響を小さくするために本実施の形態のプリコーディングウェイト変更を行うので、プリコーディングウェイトの変更を行う周期では直接波の変動を小さくしたい。したがって、ｍ＞ｎとするとよい。また、以上の点を考慮すると、周波数軸方向のみ、または、時間軸方向のみにシンボルを並び替えるより、図１８のように周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行うほうが、直接波は定常的になる可能性が高く、本発明の効果を得やすいという効果が得られる。ただし、周波数軸方向に並べると、周波数軸の変動が急峻であるため、ダイバーシチゲインを得ることが出来る可能性があるので、必ずしも周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行う方法が最適な方法であるとは限らない。

図１９は、図１８とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１４の並び替え部１４０１Ａ、１４０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１９（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１９（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１９は、図１８と同様、シンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置しているが、図１８と異なる点は、図１８では、周波数方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置しているのに対し、図１９では、時間軸方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置している点である。図１９において、シンボル群
１９０１、シンボル群１９０２は、プリコーディング切り替え方法を用いたときの１周期分のシンボルである。

なお、図１８、図１９では、図１６と同様に、変調信号ｚ１のシンボルの配置方法と変調信号ｚ２のシンボル配置方法が異なるように配置しても同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。また、図１８、図１９において、図１７のようにシンボルを順々に配置していなくても、同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。

図２７は、上記とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における図１４の並び替え部１４０１Ａ、１４０Ｂにおけるシンボルの並び換え方法の一例を示している。式（３７）～式（４０）のような４スロットを用いて規則的にプリコーディング行列を切り替える場合を考える。図２７において特徴的な点は、周波数軸方向にシンボルを順に並べているが、時間軸方向に進めた場合、サイクリックにｎ（図２７の例ではｎ＝１）シンボルサイクリックシフトさせている点である。図２７における周波数軸方向のシンボル群２７１０に示した４シンボルにおいて、式（３７）～式（４０）のプリコーディング行列の切り替えを行うものとする。

このとき、＃０のシンボルでは式（３７）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１では式（３８）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃２では式（３９）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃３では式（４０）のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。

周波数軸方向のシンボル群２７２０についても同様に、＃４のシンボルでは式（３７）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃５では式（３８）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃６では式（３９）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃７では式（４０）のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。

時間＄１のシンボルにおいて、上記のようなプリコーディング行列の切り替えを行ったが、時間軸方向において、サイクリックシフトしているため、シンボル群２７０１、２７０２、２７０３、２７０４については以下のようにプリコーディング行列の切り替えを行うことになる。

時間軸方向のシンボル群２７０１では、＃０のシンボルでは式（３７）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃９では式（３８）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１８では式（３９）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃２７では式（４０）のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。

時間軸方向のシンボル群２７０２では、＃２８のシンボルでは式（３７）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１では式（３８）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１０では式（３９）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１９では式（４０）のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。

時間軸方向のシンボル群２７０３では、＃２０のシンボルでは式（３７）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃２９では式（３８）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１では式（３９）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃１０では式（４０）のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行
うものとする。

時間軸方向のシンボル群２７０４では、＃１２のシンボルでは式（３７）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃２１では式（３８）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃３０では式（３９）のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、＃３では式（４０）のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。

図２７においての特徴は、例えば＃１１のシンボルに着目した場合、同一時刻の周波数軸方向の両隣のシンボル（＃１０と＃１２）は、ともに＃１１とは異なるプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行っているとともに、＃１１のシンボルの同一キャリアの時間軸方向の両隣のシンボル（＃２と＃２０）は、ともに＃１１とは異なるプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行っていることである。そして、これは＃１１のシンボルに限ったものではなく、周波数軸方向および時間軸方向ともに両隣にシンボルが存在するシンボルすべてにおいて＃１１のシンボルと同様の特徴をもつことになる。これにより、効果的にプリコーディング行列を切り替えていることになり、直接波の定常的な状況に対する影響を受けづらくなるため、データの受信品質が改善される可能性が高くなる。

図２７では、ｎ＝１として説明したが、これに限ったものではなく、ｎ＝３としても同様に実施することができる。また、図２７では、周波数軸にシンボルを並べ、時間が軸方向にすすむ場合、シンボルの配置の順番をサイクリックシフトするという特徴を持たせることで、上記の特徴を実現したが、シンボルをランダム（規則的であってもよい）に配置することで上記特徴を実現するような方法もある。

（実施の形態２）
実施の形態１では、図６に示すようなプリコーディングウェイトを規則的に切り替える場合について説明したが、本実施の形態では、図６のプリコーディングウェイトとは異なる具体的なプリコーディングウェイトの設計方法について説明する。

図６では、式（３７）～式（４０）のプリコーディングウェイトを切り替える方法を説明した。これを一般化した場合、プリコーディングウェイトは以下のように変更することができる。（ただし、プリコーディングウェイトの切り替え周期は４とし、式（３７）～式（４０）と同様の記載を行う。）
シンボル番号４ｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号４ｉ＋１のとき：

シンボル番号４ｉ＋２のとき：

シンボル番号４ｉ＋３のとき：

そして、式（３６）および式（４１）から、受信ベクトルをＲ（ｔ）＝（ｒ１（ｔ），ｒ２（ｔ））^Ｔを以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号４ｉのとき：

シンボル番号４ｉ＋１のとき：

シンボル番号４ｉ＋２のとき：

シンボル番号４ｉ＋３のとき：

このとき、チャネル要素ｈ_１１（ｔ）、ｈ_１２（ｔ）、ｈ_２１（ｔ）、ｈ_２２（ｔ）において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式（４６）～式（４９）は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号４ｉのとき：

シンボル番号４ｉ＋１のとき：

シンボル番号４ｉ＋２のとき：

シンボル番号４ｉ＋３のとき：

ただし、式（５０）～式（５３）において、Ａは正の実数であり、ｑは複素数であるものとする。このＡ及びｑの値は、送信装置と受信装置との位置関係に応じて決まる。そして、式（５０）～式（５３）を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号４ｉのとき：

シンボル番号４ｉ＋１のとき：

シンボル番号４ｉ＋２のとき：

シンボル番号４ｉ＋３のとき：

すると、ｑが以下のようにあらわされるとき、ｒ１、ｒ２に、ｓ１またはｓ２のいずれか一方に基づく信号成分が含まれなくなるため、ｓ１、ｓ２のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号４ｉのとき：

シンボル番号４ｉ＋１のとき：

シンボル番号４ｉ＋２のとき：

シンボル番号４ｉ＋３のとき：

このとき、シンボル番号４ｉ、４ｉ＋１、４ｉ＋２、４ｉ＋３において、ｑが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、ｑの値が上記の同一解と等しいチャネル要素を有する受信装置は、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、ｑが同一の解をもたないためには、ｑの２つの解のうち、δを含まないほうの解に着目すると、式（５８）～式（６１）から、以下の条件が必要となる。

（ｘは０，１，２，３であり、ｙは０，１，２，３であり、ｘ≠ｙである。）

条件＃１を満たす例として、
（例＃１）
＜１＞ θ１１（４ｉ）＝θ１１（４ｉ＋１）＝θ１１（４ｉ＋２）＝θ１１（４ｉ＋３）＝０ラジアン
とし、
＜２＞ θ２１（４ｉ）＝０ラジアン
＜３＞ θ２１（４ｉ＋１）＝π／２ラジアン
＜４＞ θ２１（４ｉ＋２）＝πラジアン
＜５＞ θ２１（４ｉ＋３）＝３π／２ラジアン
と設定する方法が考えられる。（上記は例であり、（θ２１（４ｉ），θ２１（４ｉ＋１），θ２１（４ｉ＋２），θ２１（４ｉ＋３））のセットには、０ラジアン、π／２ラジアン、πラジアン、３π／２ラジアンが一つずつ存在すればよい。）このとき、特に、＜１＞の条件があると、ベースバンド信号Ｓ１（ｔ）に対し、信号処理（回転処理）を与える必要がないため、回路規模の削減を図ることができるという利点がある。別の例として、
（例＃２）
＜６＞ θ１１（４ｉ）＝０ラジアン
＜７＞ θ１１（４ｉ＋１）＝π／２ラジアン
＜８＞ θ１１（４ｉ＋２）＝πラジアン
＜９＞ θ１１（４ｉ＋３）＝３π／２ラジアン
とし、
＜１０＞ θ２１（４ｉ）＝θ２１（４ｉ＋１）＝θ２１（４ｉ＋２）＝θ２１（４ｉ＋３）＝０ ラジアン
と設定する方法も考えられる。（上記は例であり、（θ１１（４ｉ），θ１１（４ｉ＋１），θ１１（４ｉ＋２），θ１１（４ｉ＋３））のセットには、０ラジアン、π／２ラジアン、πラジアン、３π／２ラジアンが一つずつ存在すればよい。）このとき、特に、＜６＞の条件があると、ベースバンド信号Ｓ２（ｔ）に対し、信号処理（回転処理）を与える必要がないため、回路規模の削減を図ることができるという利点がある。さらに別の例として、以下をあげる。
（例＃３）
＜１１＞ θ１１（４ｉ）＝θ１１（４ｉ＋１）＝θ１１（４ｉ＋２）＝θ１１（４ｉ＋３）＝０ ラジアン
とし、
＜１２＞ θ２１（４ｉ）＝０ラジアン
＜１３＞ θ２１（４ｉ＋１）＝π／４ラジアン
＜１４＞ θ２１（４ｉ＋２）＝π／２ラジアン
＜１５＞ θ２１（４ｉ＋３）＝３π／４ラジアン
（上記は例であり、（θ２１（４ｉ），θ２１（４ｉ＋１），θ２１（４ｉ＋２），θ２１（４ｉ＋３））のセットには、０ラジアン、π／４ラジアン、π／２ラジアン、３π／４ラジアンが一つずつ存在すればよい。）
（例＃４）
＜１６＞ θ１１（４ｉ）＝０ラジアン
＜１７＞ θ１１（４ｉ＋１）＝π／４ラジアン
＜１８＞ θ１１（４ｉ＋２）＝π／２ラジアン
＜１９＞ θ１１（４ｉ＋３）＝３π／４ラジアン
とし、
＜２０＞ θ２１（４ｉ）＝θ２１（４ｉ＋１）＝θ２１（４ｉ＋２）＝θ２１（４ｉ＋３）＝０ ラジアン
（上記は例であり、（θ１１（４ｉ），θ１１（４ｉ＋１），θ１１（４ｉ＋２），θ１１（４ｉ＋３））のセットには、０ラジアン、π／４ラジアン、π／２ラジアン、３π／４ラジアンが一つずつ存在すればよい。）
なお、４つの例をあげたが、条件＃１を満たす方法はこれに限ったものではない。

次に、θ１１、θ１２のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについ、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを０ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。

この場合、δに対し、π／２ラジアン≦｜δ｜≦πラジアン、とすると、特に、ＬＯＳ環境において、良好な受信品質を得ることができる。
ところで、シンボル番号４ｉ、４ｉ＋１、４ｉ＋２、４ｉ＋３において、それぞれ、悪い受信品質となるｑは２点存在する。したがって、２×４＝８点の点が存在することになる。ＬＯＳ環境において、特定の受信端末において受信品質が劣化することを防ぐためには、これら８点がすべて異なる解であるとよい。この場合、＜条件＃１＞に加え、＜条件＃２＞の条件が必要となる。

加えて、これら８点の位相が均一に存在するとよい。（直接波の位相は、一様分布となる可能性が高いと考えられるので）以下では、この要件を満たすδの設定方法について説明する。

（例＃１）（例＃２）の場合、δを±３π／４ラジアンと設定することで、受信品質の悪い点を、位相が均一に存在するようになる。例えば、（例＃１）とし、δを３π／４ラジアンとすると、（Ａは正の実数とする）図２０のように、４スロットに１回受信品質が悪くなる点が存在する。（例＃３）（例＃４）の場合、δを±πラジアンと設定することで、受信品質の悪い点を、位相が均一に存在するようになる。例えば、（例＃３）とし、δをπラジアンとすると図２１のように、４スロットに１回受信品質が悪くなる点が存在する。（チャネル行列Ｈにおける要素ｑが、図２０、図２１に示す点に存在すると、受信品質が劣化することになる。）
以上のようにすることで、ＬＯＳ環境において、良好な受信品質を得ることができる。上記では、４スロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する例で説明したが、以下では、Ｎスロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する場合について説明する。実施の形態１、および、上述の説明と同様に考えると、シンボル番後に対し、以下であ
らわされるような処理を行うことになる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

よって、ｒ１、ｒ２は以下のようにあらわされる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

このとき、チャネル要素ｈ_１１（ｔ）、ｈ_１２（ｔ）、ｈ_２１（ｔ）、ｈ_２２（ｔ）において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式（６６）～式（６９）は以
下のようにあらわすことができる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

ただし、式（７０）～式（７３）において、Ａは実数であり、ｑは複素数であるものとする。このＡ及びｑの値は、送信装置と受信装置との位置関係に応じて決まる。そして、式（７０）～式（７３）を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

すると、ｑが以下のようにあらわされるとき、ｒ１、ｒ２に、ｓ１またはｓ２のいずれか一方に基づく信号成分が含まれなくなるため、ｓ１、ｓ２のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

このとき、シンボル番号Ｎ～Ｎｉ＋Ｎ－１において、ｑが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、ｑの値が上記の同一解と等しい受信装置は、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、ｑが同一の解をもたないためには、ｑの２つの解のうち、δを含まないほうの解に着目すると、式（７８）～式（８１）から、以下の条件が必要となる。

（ｘは０，１，２，・・・，Ｎ－２，Ｎ－１であり、ｙは０，１，２，・・・，Ｎ－２，Ｎ－１であり、ｘ≠ｙである。）

次に、θ１１、θ１２のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについ、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを０ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。

この場合、４スロット周期でプリコーディングウェイトを変更する方法のときと同様に、δに対し、π／２ラジアン≦｜δ｜≦πラジアン、とすると、特に、ＬＯＳ環境において、良好な受信品質を得ることができる。

シンボル番号Ｎｉ～Ｎｉ＋Ｎ－１において、それぞれ、悪い受信品質となるｑは２点存在する、したがって、２Ｎ点の点が存在することになる。ＬＯＳ環境において、良好な特性を得るためには、これら２Ｎ点がすべて異なる解であるとよい。この場合、＜条件＃３＞に加え、＜条件＃４＞の条件が必要となる。

加えて、これら２Ｎ点の位相が均一に存在するとよい。（各受信装置における直接波の位相は、一様分布となる可能性が高いと考えられるので）
以上のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。

本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態１で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。

また、本実施の形態では、実施の形態１と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態１で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていても
よい。

（実施の形態３）
実施の形態１、実施の形態２では、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方式において、プリコーディングウェイトの行列の各要素の振幅が等しい場合について説明したが、本実施の形態では、この条件を満たさない例について説明する。
実施の形態２と対比するために、Ｎスロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する場合について説明する。実施の形態１、および、実施の形態２と同様に考えると、シンボル番号に対し、以下であらわされるような処理を行うことになる。ただし、βは正の実数とし、β≠１とする。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

よって、ｒ１、ｒ２は以下のようにあらわされる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

このとき、チャネル要素ｈ_１１（ｔ）、ｈ_１２（ｔ）、ｈ_２１（ｔ）、ｈ_２２（ｔ）において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式（８６）～式（８９）は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

ただし、式（９０）～式（９３）において、Ａは実数であり、ｑは複素数であるものとする。そして、式（９０）～式（９３）を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

すると、ｑが以下のようにあらわされるとき、ｓ１、ｓ２のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

シンボル番号Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

このとき、シンボル番号Ｎ～Ｎｉ＋Ｎ－１において、ｑが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、ｑが同一の解をもたないためには、ｑの２つの解のうち、δを含まないほうの解に着目すると、式（９８）～式（１０１）から、以下の条件が必要となる。

（ｘは０，１，２，・・・，Ｎ－２，Ｎ－１であり、ｙは０，１，２，・・・，Ｎ－２，Ｎ－１であり、ｘ≠ｙである。）

次に、θ１１、θ１２のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについ、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを０ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。

この場合、４スロット周期でプリコーディングウェイトを変更する方法のときと同様に、δに対し、π／２ラジアン≦｜δ｜≦πラジアン、とすると、特に、ＬＯＳ環境において、良好な受信品質を得ることができる。

シンボル番号Ｎｉ～Ｎｉ＋Ｎ－１において、それぞれ、悪い受信品質となるｑは２点存在する、したがって、２Ｎ点の点が存在することになる。ＬＯＳ環境において、良好な特性を得るためには、これら２Ｎ点がすべて異なる解であるとよい。この場合、＜条件＃５＞に加え、βは正の実数とし、β≠１であることを考慮すると、＜条件＃６＞の条件が必要となる。

以上のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。

本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態１で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。

また、本実施の形態では、実施の形態１と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態１で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニ
ークワード等）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

（実施の形態４）
実施の形態３では、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方式において、プリコーディングウェイトの行列の各要素の振幅を１とβ
の２種類の場合を例に説明した。

なお、ここでは、

は無視している。

続いて、βの値をスロットで切り替える場合の例について説明する。
実施の形態３と対比するために、２×Ｎスロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する場合について説明する。
実施の形態１、実施の形態２、実施の形態３と同様に考えると、シンボル番号に対し、以下であらわされるような処理を行うことになる。ただし、βは正の実数とし、β≠１とする。また、αは正の実数とし、α≠βとする。
シンボル番号２Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋２Ｎ－１のとき：

よって、ｒ１、ｒ２は以下のようにあらわされる。
シンボル番号２Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋２Ｎ－１のとき：

このとき、チャネル要素ｈ_１１（ｔ）、ｈ_１２（ｔ）、ｈ_２１（ｔ）、ｈ_２２（ｔ）において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式（１１０）～式（１１７）は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号２Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋２Ｎ－１のとき：

ただし、式（１１８）～式（１２５）において、Ａは実数であり、ｑは複素数であるものとする。そして、式（１１８）～式（１２５）を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号２Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位。
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋２Ｎ－１のとき：

すると、ｑが以下のようにあらわされるとき、ｓ１、ｓ２のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号２Ｎｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

シンボル番号２Ｎｉ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ－１のとき：

シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎのとき（ｉは０以上の整数とする）：

シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋１のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋Ｎ＋ｋ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎ－１）のとき：

・
・
・
シンボル番号２Ｎｉ＋２Ｎ－１のとき：

このとき、シンボル番号２Ｎ～２Ｎｉ＋Ｎ－１において、ｑが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、ｑが同一の解をもたないためには、ｑの２つの解のうち、δを含まないほうの解に着目すると、式（１３４）～式（１４１）および、α≠βより、＜条件＃７＞または＜条件＃８＞が必要となる。

このとき、＜条件＃８＞は、実施の形態１～実施の形態３で述べた条件と、同様の条件であるが、＜条件＃７＞は、α≠βであるが故に、ｑの２つの解のうち、δを含まないほうの解は、異なる解を持つことになる。

次に、θ１１、θ１２のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについ、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを０ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。

この場合、４スロット周期でプリコーディングウェイトを変更する方法のときと同様に、δに対し、π／２ラジアン≦｜δ｜≦πラジアン、とすると、特に、ＬＯＳ環境において、良好な受信品質を得ることができる。

シンボル番号２Ｎｉ～２Ｎｉ＋２Ｎ－１において、それぞれ、悪い受信品質となるｑは２点存在する、したがって、４Ｎ点の点が存在することになる。ＬＯＳ環境において、良好な特性を得るためには、これら４Ｎ点がすべて異なる解であるとよい。このとき、振幅に着目すると、＜条件＃７＞または＜条件＃８＞に対して、α≠βであるので以下の条件が必要となる。

以上のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。

本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態１で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。

また、本実施の形態では、実施の形態１と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態１で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

（実施の形態５）
実施の形態１～実施の形態４では、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法について説明したが、本実施の形態では、その変形例について説明する。

実施の形態１～実施の形態４では、プリコーディングウェイトを図６のように規則的に切り替える方法について説明した。本実施の形態では、図６とは異なる規則的にプリコーディングウェイトを切り替える方法について説明する。

図６と同様に、４つの異なるプリコーディングウェイト（行列）を切り替える方式で、図６とは異なる切り替え方法に関する図を図２２に示す。図２２において、４つの異なるプリコーディングウェイト（行列）をＷ_１、Ｗ_２、Ｗ_３、Ｗ_４とあらわすものとする。（例えば、Ｗ_１を式（３７）におけるプリコーディングウェイト（行列）、Ｗ_２を式（３８）におけるプリコーディングウェイト（行列）、Ｗ_３を式（３９）におけるプリコーディングウェイト（行列）、Ｗ_４を式（４０）におけるプリコーディングウェイト（行列）とする。）そして、図３と図６と同様に動作するものについては同一符号を付している。図２２において、固有な部分は、
・第１の周期２２０１、第２の周期２２０２、第３の周期２２０３、・・・はすべて、４スロットで構成されている。
・４スロットではスロットごとに異なるプリコーディングウェイト行列、つまり、Ｗ_１、Ｗ_２、Ｗ_３、Ｗ_４をそれぞれ１度用いる。
・第１の周期２２０１、第２の周期２２０２、第３の周期２２０３、・・・において、必ずしもＷ_１、Ｗ_２、Ｗ_３、Ｗ_４の順番を同一とする必要がない。
である。これを実現するために、プリコーディングウェイト行列生成部２２００は重み付け方法に関する信号を入力とし、各周期における順番にしたがったプリコーディングウェイトに関する情報２２１０を出力する。そして、重み付け合成部６００は、この信号と、ｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）を入力とし、重み付け合成を行い、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）を出力する。

図２３は、上述のプリコーディング方法に対し、図２２とは重み付け合成方法を示している。図２３において、図２２の異なる点は、重み付け合成部以降に並び換え部を配置し、信号の並び換えを行うことで、図２２と同様な方法を実現している点である。

図２３において、プリコーディングウェイト生成部２２００は、重み付け方法に関する情報３１５を入力とし、プリコーディングウェイトＷ_１、Ｗ_２、Ｗ_３、Ｗ_４、Ｗ_１、Ｗ_２、Ｗ_３、Ｗ_４、・・・の順にプリコーディングウェイトの情報２２１０を出力する。したがって、重み付け合成部６００は、プリコーディングウェイトＷ_１、Ｗ_２、Ｗ_３、Ｗ_４、Ｗ_１、Ｗ_２、Ｗ_３、Ｗ_４、・・・の順にプリコーディングウェイトを用い、プリコーディング後の信号２３００Ａ、２３００Ｂを出力する。

並び替え部２３００は、プリコーディング後の信号２３００Ａ、２３００Ｂを入力とし、図２３の第１の周期２２０１、第２の周期２２０２、第３の周期２２０３の順番となるように、プリコーディング後の信号２３００Ａ、２３００Ｂについて並び換えを行い、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）を出力する。
なお、上述では、プリコーディングウェイトの切り替え周期を図６と比較するために４として説明したが、実施の形態１～実施の形態４のように、周期４以外のときでも同様に実施することが可能である。
また、実施の形態１～実施の形態４、および、上述のプリコーディング方法において、周期内では、δ、βの値をスロットごとに同一であるとして説明したが、スロットごとにδ、βの値を切り替えるようにしてもよい。

以上のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。

本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態１で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。

また、本実施の形態では、実施の形態１と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態１で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

（実施の形態６）
実施の形態１～４において、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法について述べたが、本実施の形態では、実施の形態１～４で述べた内容を含め、再度、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法について説明する。

ここでは、まず、LOS環境を考慮した、通信相手からのフィードバックが存在しないプ
リコーディングを適用した空間多重型の2x2MIMOシステムのプリコーディング行列の設計
方法について述べる。

図３０は、通信相手からのフィードバックが存在しないプリコーディングを適用した空間多重型の2x2MIMOシステムモデルを示している。情報ベクトルzは、符号化およびインタリーブが施される。そして、インタリーブの出力として、符号化後ビットのベクトルu(p)=(u₁(p),u₂(p))が得られる（pはスロット時間である。）。ただし、u_i(p)=(u_i1(p)…,u_ih(p))とする（h:シンボル当たりの送信ビット数）。変調後（マッピング後）の信号をs(p)=(s₁(p),s₂(p))^Tとすると、プリコーディング行列をF(p)とするとプリコーディング後の
信号x(p)=(x₁(p),x₂(p))^Tは次式であらわされる。

したがって、受信ベクトルをy(p)=(y₁(p), y₂(p))^Tとすると、次式であらわされる。

このとき、H(p)はチャネル行列、n(p)=(n₁(p),n₂(p))^Tはノイズベクトルであり、n_i(p)は平均値0、分散σ²のi.i.d.複素ガウス雑音である。そして、ライスファクタをKとした
とき、上式は、以下のようにあらわすことができる。

このとき、H_d(p)は直接波成分のチャネル行列、H_s(p)は散乱波成分のチャネル行列である。したがって、チャネル行列H(p)を以下のようにあらわす。

式（１４５）において、直接波の環境は通信機同士の位置関係で一意に決定すると仮定し、直接波成分のチャネル行列H_d(p)は時間的には変動がないものとする。また、直接波
成分のチャネル行列H_d(p)において、送信アンテナ間隔と比較し、送受信機間の距離が十
分長い環境となる可能性が高いため、直接波成分のチャネル行列正則行列であるものとする。したがって、チャネル行列H_d(p)を以下のようにあらわすものとする。

ここで、Aは正の実数であり、qは複素数であるものとする。以下では、LOS環境を考慮
した、通信相手からのフィードバックが存在しないプリコーディングを適用した空間多重型の2x2MIMOシステムのプリコーディング行列の設計方法について述べる。

式（１４４），（１４５）から、散乱波を含んだ状態での解析は困難であることから、散乱波を含んだ状態で適切なフィードバックなしのプリコーディング行列を求めるのは困難となる。加えて、NLOS環境では、LOS環境と比較し、データの受信品質の劣化が少ない
。したがって、LOS環境での適切なフィードバックなしのプリコーディング行列の設計方
法（時間とともにプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列）について述べる。

上述したように、式（１４４），（１４５）から、散乱波を含んだ状態での解析は困難であることから、直接波のみの成分を含むチャネル行列において、適切なプリコーディング行列を求めることにする。したがって、式（１４４）において、チャネル行列が直接波のみの成分を含む場合を考える。したがって、式（１４６）から、以下のようにあらわすことができる。

ここで、プリコーディング行列として、ユニタリ行列を用いるものとする。したがって、プリコーディング行列を以下のようにあらわす。

このときλは固定値である。したがって、式（１４７）は、以下のようにあらわすことができる。

式（１４９）からわかるように、受信機がZF（zero forcing）やMMSE（minimum mean squared error）の線形演算を行った場合、s₁(p), s₂(p)によって送信したビットを判定することはできない。このことから、実施の形態１で述べたような反復APP（または、反復Max-log APP）またはAPP（または、Max-log APP）を行い（以降ではML（Maximum Likelihood）演算とよぶ）、s₁(p), s₂(p)で送信した各ビットの対数尤度比を求め、誤り訂正符号における復号を行うことになる。したがって、ML演算を行う受信機に対するLOS環境での
適切なフィードバックなしのプリコーディング行列の設計方法について説明する。

式（１４９）におけるプリコーディングを考える。1行目の右辺、および、左辺にe^-jΨを乗算し、同様に、2行目の右辺、および、左辺にe^-jΨを乗算する。すると、次式のようにあらわされる。

e^-jΨy₁(p), e^-jΨy₂(p), e^-jΨqをそれぞれy₁(p), y₂(p), qと再定義し、また、e^-jΨn(p)=(e^-jΨn₁(p), e^-jΨn₂(p))^Tとなり、e^-jΨn₁(p), e^-jΨn₂(p)は平均値0、分散σ²のi.i.d.（independent identically distributed）複素ガウス雑音となるので、e^-jΨn(p)をn(p)と再定義する。すると、式（１５０）を式（１５１）のようにしても一般性は失われていない。

次に、式（１５１）を理解しやすいように式（１５２）のように変形する。

このとき、受信信号点と受信候補信号点とのユークリッド距離の最小値をd_min ²とした
とき、d_min ²がゼロという最小値をとる劣悪点であるとともに、s₁(p)で送信するすべてのビット、または、s₂(p)で送信するすべてのビットが消失するという劣悪な状態となるqが2つ存在する。

式（１５２）においてs₁(p)が存在しない：

式（１５２）においてs₂(p)が存在しない：

（以降では、式（１５３），（１５４）を満たすqをそれぞれ「s₁, s₂の受信劣悪点」
と呼ぶ）
式（１５３）を満たすとき、s₁(p)により送信したビットすべてが消失しているためs₁(p)により送信したビットすべての受信対数尤度比を求めることができず、式（１５４）を満たすとき、s₂(p)により送信したビットすべてが消失しているためs₂(p)により送信したビットすべての受信対数尤度比を求めることができない。

ここで、プリコーディング行列を切り替えない場合の放送・マルチキャスト通信システムを考える。このとき、プリコーディング行列を切り替えないプリコーディング方式を用いて変調信号を送信する基地局あり、基地局が送信した変調信号を受信する端末が複数（Γ個）存在するシステムモデルを考える。

基地局・端末間の直接波の状況は、時間による変化は小さいと考えられる。すると、式（１５３），（１５４）から、式（１５５）または式（１５６）の条件にあてはまるような位置にあり、ライスファクタが大きいLOS環境にある端末は、データの受信品質が劣化
するという現象に陥る可能性がある。したがって、この問題を改善するためは、時間的にプリコーディング行列を切り替える必要がある。

そこで、時間周期をNスロットとし、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法
（以降ではプリコーディングホッピング方法と呼ぶ）を考える。
時間周期Nスロットのために、式（１４８）に基づくN種類のプリコーディング行列F[i]を用意する（i=0,1,…,N-1）。このとき、プリコーディング行列F[i]を以下のようにあらわす。

ここで、αは時間的に変化しないものとし、λも時間的に変化しないものとする（変化させてもよい。）。
そして、実施の形態１と同様に、時点（時刻）N×k+i（kは0以上の整数、i=0,1,…,N-1）の式(142)におけるプリコーディング後の信号x(p= N×k+i)を得るために用いられるプ
リコーディング行列がF[i]となる。これについては、以降でも同様である。

このとき、式 （１５３），（１５４）に基づき、以下のようなプリコーディングホッ
ピングのプリコーディング行列の設計条件が重要となる。

＜条件＃１０＞により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s₁の受
信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s₁(p)で
送信したビットの対数尤度比を得ることができる。同様に、＜条件＃１１＞により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s₂の受信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s₂(p)で送信したビットの対数尤度比を得ることができる。

このように、＜条件＃１０＞、＜条件＃１１＞のプリコーディング行列の設計規範を与えることで、s₁(p)で送信したビットの対数尤度比が得られるビット数、および、s₂(p)で送信したビットの対数尤度比が得られるビット数をΓ個の端末すべてにおいて一定数以上に保証することで、Γ個の端末すべてにおいて、ライスファクタが大きいLOS環境でのデ
ータ受信品質の劣化を改善することを考える。

以下では、プリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を記載する。
直接波の位相の確率密度分布は[0 2π]の一様分布であると考えることができる。した
がって、式（１５１），（１５２）におけるqの位相の確率密度分布も[0 2π]の一様分布であると考えることができる。よって、qの位相のみが異なる同一のLOS環境において、Γ個の端末に対し、可能な限り公平なデータの受信品質を与えるための条件として、以下を与える。
＜条件＃１２＞
時間周期Nスロットのプリコーディングホッピング方法を用いた場合、時間周期内のNにおいて、s₁の受信劣悪点を位相に対し一様分布となるように配置し、かつ、s₂の受信劣悪点を位相に対し一様分布となるように配置する。

そこで、＜条件＃１０＞から＜条件＃１２＞に基づくプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を説明する。式（１５７）のプリコーディング行列のα＝1.0とする。
（例＃５）
時間周期N=8とし、＜条件＃１０＞から＜条件＃１２＞を満たすために、次式のような
時間周期N=8のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える
。

ただし、ｊは虚数単位であり、i=0,1,…,7である。式（１６０）のかわりに式（１６１）と与えてもよい（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい）。
）。

したがって、s₁, s₂の受信劣悪点は図３１(a)(b)のようになる。（図３１において、横軸は実軸、縦軸は虚軸となる。）また、式（１６０）、式（１６１）のかわりに式（１６２）、式（１６３）と与えてもよい（i=0,1,…,7）（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しない
ものとする（変化してもよい）。）。

次に、条件１２とは異なる、qの位相のみが異なる同一のLOS環境において、Γ個の端末に対し、可能な限り公平なデータの受信品質を与えるための条件として、以下を与える。＜条件＃１３＞
時間周期Nスロットのプリコーディングホッピング方法を用いた場合、

の条件を付加し、また、時間周期内のNにおいて、s₁の受信劣悪点を位相とs₂の受信劣悪
点を位相に対し、一様分布となるように配置する。
そこで、＜条件＃１０＞, ＜条件＃１１＞, ＜条件＃１３＞に基づくプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を説明する。式（１５７）のプリコーディング行列のα＝1.0とする。
（例＃６）
時間周期N=4とし、次式のような時間周期N=4のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。

ただし、ｊは虚数単位であり、i=0,1,2,3である。式（１６５）のかわりに式（１６６
）と与えてもよい（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい）。
）。

したがって、s₁, s₂の受信劣悪点は図３２のようになる。（図３２において、横軸は実軸、縦軸は虚軸となる。）また、式（１６５）、式（１６６）のかわりに式（１６７）、式（１６８）と与えてもよい（i=0,1,2,3）（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい）。）。

次に、非ユニタリ行列を用いたプリコーディングホッピング方法について述べる。
式（１４８）に基づき、本検討で扱うプリコーディング行列を以下のようにあらわす。

すると、式（１５１），（１５２）に相当する式は、次式のようにあらわされる。

このとき、受信信号点と受信候補信号点とのユークリッド距離の最小値d_min ²がゼロと
なるqが2つ存在する。
式（１７１）においてs₁(p)が存在しない：

式（１７１）においてs₂(p)が存在しない：

時間周期Nのプリコーディングホッピング方法において、式（１６９）を参考にし、N種類のプリコーディング行列F[i]を以下のようにあらわす。

ここで、αおよびδは時間的に変化しないものとする。このとき、式(34), (35)に基づき、以下のようなプリコーディングホッピングのプリコーディング行列の設計条件を与える。

（例＃７）
式（１７４）のプリコーディング行列のα＝1.0とする。そして、時間周期N=16とし、
＜条件＃１２＞, ＜条件＃１４＞, ＜条件＃１５＞を満たすために、次式のような時間周期N=8のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。

i=0,1,…,7のとき：

i=8,9,…,15のとき：

また、式（１７７）、式（１７８）と異なるプリコーディング行列として、以下のように与えることができる。
i=0,1,…,7のとき：

i=8,9,…,15のとき：

したがって、s₁, s₂の受信劣悪点は図３３(a)(b)のようになる。
（図３３において、横軸は実軸、縦軸は虚軸となる。）また、式（１７７）、式（１７８）および式（１７９）、式（１８０）のかわりに以下のようにプリコーディング行列を与えても良い。

i=0,1,…,7のとき：

i=8,9,…,15のとき：

または、
i=0,1,…,7のとき：

i=8,9,…,15のとき：

（また、式（１７７）～（１８４）において、７π／８を－７π／８としてもよい。）
次に、＜条件＃１２＞とは異なる、qの位相のみが異なる同一のLOS環境において、Γ個の端末に対し、可能な限り公平なデータの受信品質を与えるための条件として、以下を与える。
＜条件＃１６＞
時間周期Nスロットのプリコーディングホッピング方法を用いた場合、

の条件を付加し、また、時間周期内のNにおいて、s₁の受信劣悪点を位相とs₂の受信劣悪
点を位相に対し、一様分布となるように配置する。
そこで、＜条件＃１４＞, ＜条件＃１５＞, ＜条件＃１６＞に基づくプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を説明する。式（１７４）のプリコーディング行列のα＝1.0とする。
（例＃８）
時間周期N=8とし、次式のような時間周期N=8のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。

ただし、i=0,1,…,7である。
また、式（１８６）と異なるプリコーディング行列として、以下のように与えることが
できる（i=0,1,…,7）（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい
）。）。

したがって、s₁, s₂の受信劣悪点は図３４のようになる。また、式（１８６）、式（１８７）のかわりに以下のようにプリコーディング行列を与えても良い（i=0,1,…,7）（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しないものとする（変化してもよい）。）。

または、

（また、式（１８６）～式（１８９）において、７π／８を－７π／８としてもよい。）
次に、式（１７４）のプリコーディング行列において、α≠1とし、受信劣悪点同士の
複素平面における距離の点を考慮した（例＃７）, （例＃８）と異なるプリコーディングホッピング方法について考える。

ここでは、式（１７４）の時間周期Nのプリコーディングホッピング方法を扱っている
が、このとき、＜条件＃１４＞により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにお
いて、s₁の受信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s₁(p)で送信したビットの対数尤度比を得ることができる。同様に、＜条件＃１５＞
により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s₂の受信劣悪点をとるス
ロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s₂(p)で送信したビットの
対数尤度比を得ることができる。

したがって、時間周期Nは大きい値をしたほうが、対数尤度比を得ることができるスロ
ット数が大きくなることがわかる。
ところで、実際のチャネルモデルでは、散乱波成分の影響をうけるため、時間周期Nが
固定の場合、受信劣悪点の複素平面上の最小距離は可能な限り大きい方が、データの受信品質が向上する可能性があると考えられる。したがって、（例＃７）, （例＃８）において、α≠1とし、（例＃７）, （例＃８）を改良したプリコーディングホッピング方法に
ついて考える。まず、理解が容易となる、（例＃８）を改良したプリコーディング方法に
ついて述べる。
（例＃９）
式（１８６）から、（例＃７）を改良した時間周期N=8のプリコーディングホッピング
方法におけるプリコーディング行列を次式で与える。

ただし、i=0,1,…,7である。また、式（１９０）と異なるプリコーディング行列として、以下のように与えることができる（i=0,1,…,7）（λ、θ₁₁[i]は時間的に変化しない
ものとする（変化してもよい）。）。

または、

または、

または、

または、

または、

または、

したがって、s₁, s₂の受信劣悪点はα<1.0のとき図３５(a)、α>1.0のとき図３５(b)のようにあらわされる。
(i)α<1.0のとき
α<1.0のとき、受信劣悪点の複素平面における最小距離は、受信劣悪点＃1と＃2の距離（d_#1,#2）および、受信劣悪点＃1と＃3の距離（d_#1,#3）に着目すると、min{d_#1,#2, d_#1,#3}とあらわされる。このとき、αとd_#1,#2およびd_#1,#3の関係を図３６に示す。そし
て、min{d_#1,#2, d_#1,#3}を最も大きくするαは

となる。このときのmin{d_#1,#2, d_#1,#3}は

となる。したがって、式（１９０）～式（１９７）においてαを式（１９８）で与えるプリコーディング方法が有効となる。ただし、αの値を式（１９８）と設定することは、良好なデータの受信品質を得るための一つの適切な方法である。しかし、式（１９８）に近いような値をとるようにαを設定しても、同様に、良好なデータの受信品質を得ることができる可能性がある。したがって、αの設定値は、式（１９８）に限ったものではない。

(ii)α>1.0のとき
α>1.0のとき、受信劣悪点の複素平面における最小距離は、受信劣悪点＃4と＃5の距離（d_#4,#5）および、受信劣悪点＃4と＃6の距離（d_#4,#6）に着目すると、min{d_#4,#5, d_#4,#6}とあらわされる。このとき、αとd_#4,#5およびd_#4,#6の関係を図３７に示す。そし
て、min{d_#4,#5, d_#4,#6}を最も大きくするαは

となる。このときのmin{d_#4,#5, d_#4,#6}は

となる。したがって、式（１９０）～式（１９７）においてαを式（２００）で与えるプリコーディング方法が有効となる。ただし、αの値を式（２００）と設定することは、良好なデータの受信品質を得るための一つの適切な方法である。しかし、式（２００）に近いような値をとるようにαを設定しても、同様に、良好なデータの受信品質を得ることができる可能性がある。したがって、αの設定値は、式（２００）に限ったものではない。
（例＃１０）
（例＃９）の検討から（例＃７）を改良した時間周期N=16のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列は次式で与えることができる（λ、θ₁₁[i]は時間
的に変化しないものとする（変化してもよい）。）。

i=0,1,…,7のとき：

i=8,9,…,15のとき：

または、
i=0,1,…,7のとき：

i=8,9,…,15のとき：

または、
i=0,1,…,7のとき：

i=8,9,…,15のとき：

または、
i=0,1,…,7のとき：

i=8,9,…,15のとき：

または、
i=0,1,…,7のとき：

i=8,9,…,15のとき：

または、
i=0,1,…,7のとき：

i=8,9,…,15のとき：

または、
i=0,1,…,7のとき：

i=8,9,…,15のとき：

または、
i=0,1,…,7のとき：

i=8,9,…,15のとき：

ただし、αは式（１９８）または式（２００）となると良好なデータの受信品質を得るのに適している。このとき、s₁の受信劣悪点はα<1.0のとき図３８(a)(b)、α>1.0のとき図３９(a)(b)のようにあらわされる。

本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーデ
ィング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸（または、周波数軸）方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN個の
異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態１と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期Nのプリコーディン
グホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダム
に用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。

＜条件＃１０＞から＜条件＃１６＞に基づき、例＃５から例＃１０を示したが、プリコーディング行列の切り替え周期を長くするために、例えば、例＃５から例＃１０から複数の例を選び、その選択した例で示したプリコーディング行列を用いて長い周期のプリコーディング行列切り替え方法を実現してもよい。例えば、例＃７で示したプリコーディング行列と例＃１０で示したプリコーディング行列を用いて、長い周期のプリコーディング行列切り替え方法を実現するということになる。この場合、＜条件＃１０＞から＜条件＃１６＞に必ずしもしたがうとはかぎらない。（＜条件＃１０＞の式（１５８）、＜条件＃１１＞の式（１５９）、＜条件＃１３＞の式（１６４）、＜条件＃１４＞の式（１７５）、＜条件＃１５＞の式（１７６）において、「すべてのｘ、すべてのｙ」としているところを「存在することのｘ、存在することのｙ」という条件が、良好な受信品質を与える上で重要となる、ということになる。）別の視点で考えた場合、周期N（Nは大きな自然数とする）のプリコーディング行列切り替え方法において、例＃５から例＃１０のいずれかのプリコーディング行列が含まれると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
（実施の形態７）
本実施の形態では、実施の形態１～６で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法で送信された変調信号を受信する受信装置の構成について説明する。

実施の形態１では、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を用いて変調信号を送信する送信装置が、プリコーディング行列に関する情報を送信し、受信装置が、その情報に基づき、送信フレームに用いられている規則的なプリコーディング行列切り替え情報を得、プリコーディングの復号、および、検波を行い、送信ビットの対数尤度比を得、その後、誤り訂正復号を行う方法について説明した。

本実施の形態では、上記とは異なる受信装置の構成、および、プリコーディング行列の切り替え方法について説明する。
図４０は、本実施の形態における送信装置の構成の一例を示しており、図３と同様に動作するものについては同一符号を付した。符号化器群（４００２）は、送信ビット（４００１）を入力とする。このとき、符号化器群（４００２）は、実施の形態１で説明したように、誤り訂正符号の符号化部を複数個保持しており、フレーム構成信号３１３に基づき、例えば、１つの符号化、２つの符号化器、４つの符号化器のいずれかの数の符号化器が動作することになる。

１つの符号化器が動作する場合、送信ビット（４００１）は、符号化が行われ、符号化後の送信ビットが得られ、この符号化後の送信ビットを２系統に分配し、分配されたビット（４００３Ａ）および分配されたビット（４００３Ｂ）を符号化器群（４００２）は出力する。

２つの符号化器が動作する場合、送信ビット（４００１）を２つに分割して（分割ビットＡ、Ｂと名付ける）、第１の符号化器は、分割ビットＡを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットを分配されたビット（４００３Ａ）として出力する。第２の符号化器は、分割ビットＢを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットを分配されたビット（４００３Ｂ）として出力する。

４つの符号化器が動作する場合、送信ビット（４００１）を４つに分割して（分割ビットＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄと名付ける）、第１の符号化器は、分割ビットＡを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットＡを出力する。第２の符号化器は、分割ビットＢを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットＢを出力する。第３の符号化器は、分割ビットＣを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットＣを出力する。第４の符号化器は、分割ビットＤを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットＤを出力する。そして、符号化後のビットＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄを分配されたビット（４００３Ａ）、分配されたビット（４００３Ｂ）に分割する。

送信装置は、一例として、以下の表１（表１Ａおよび表１Ｂ）のような送信方法をサポートすることになる。

表１に示すように、送信信号数（送信アンテナ数）としては、１ストリームの信号の送信と２ストリームの信号の送信をサポートする。また、変調方式はＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭをサポートする。特に、送信信号数が２のとき、ストリーム＃１とストリーム＃２は別々に変調方式を設定することが可能であり、
例えば、表１において、「#1: 256QAM, #2: 1024QAM」は「ストリーム＃１の変調方式は
２５６ＱＡＭ、ストリーム＃２の変調方式は１０２４ＱＡＭ」ということを示している（他についても同様に表現している）。誤り訂正符号化方式としては、Ａ、Ｂ、Ｃの３種類をサポートしているものとする。このとき、Ａ、Ｂ、Ｃはいずれも異なる符号であってもよいし、Ａ、Ｂ、Ｃは異なる符号化率であってもよいし、Ａ、Ｂ、Ｃは異なるブロックサイズの符号化方法であってもよい。

表１の送信情報は、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」を定めた各モードに対し、各送信情報を割り当てる。したがって、例えば、「送信信号数：２」「変調方式：＃１：１０２４ＱＡＭ、＃２：１０２４ＱＡＭ」「符号化器数：４」「誤り訂正符号化方法：Ｃ」の場合、送信情報を０１００１１０１と設定する。そして、送信装置は、フレームにおいて、送信情報、および、送信データを伝送する。そして、送信データを伝送する際、特に、「送信信号数」が２のとき、表１にしたがって、「プリコーディング行列切り替え方法」を用いることになる。表１において、「プリコーディング行列切り替え方法」としては、Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈの５種類を用意しておき、この５種類のいずれかを、表１にしたがって、設定することになる。このとき、異なる５種類の実現方法としては、
・プリコーディング行列が異なる５種類を用意し、実現する。
・異なる５種類の周期、例えば、Ｄの周期を４、Ｅの周期を８、・・・、とすることで、実現する。
・異なるプリコーディング行列、異なる周期の両者を併用することで、実現する。
等が考えられる。

図４１は、図４０の送信装置が送信する変調信号のフレーム構成の一例を示しており、送信装置は、２つの変調信号ｚ１（ｔ）とｚ２（ｔ）を送信するようなモードの設定、および、１つの変調信号を送信するモードの両者の設定が可能であるものとする。

図４１において、シンボル（４１００）は、表１に示されている「送信情報」を伝送するためのシンボルである。シンボル（４１０１＿１、および、４１０１＿２）は、チャネル推定用のリファレンス（パイロット）シンボルである。シンボル（４１０２＿１、４１０３＿１）は、変調信号ｚ１（ｔ）で送信するデータ伝送用のシンボル、シンボル（４１０２＿２、４１０３＿２）は、変調信号ｚ２（ｔ）で送信するデータ伝送用のシンボルであり、シンボル（４１０２＿１）およびシンボル（４１０２＿２）は同一時刻に同一（共通）周波数を用いて伝送され、また、シンボル（４１０３＿１）およびシンボル（４１０３＿２）は同一時刻に同一（共通）周波数を用いて伝送される。そして、シンボル（４１０２＿１、４１０３＿１）、および、シンボル（４１０２＿２、４１０３＿２）は、実施の形態１～４、および、実施の形態６で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列演算後のシンボルとなる（したがって、実施の形態１で説明したように、ストリームｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）の構成は、図６のとおりである。）
さらに、図４１において、シンボル（４１０４）は、表１に示されている「送信情報」を伝送するためのシンボルである。シンボル（４１０５）は、チャネル推定用のリファレンス（パイロット）シンボルである。シンボル（４１０６、４１０７）は、変調信号ｚ１（ｔ）で送信するデータ伝送用のシンボルであり、このとき、変調信号ｚ１（ｔ）で送信するデータ伝送用のシンボルは、送信信号数が１なので、プリコーディングが行われていないことになる。

よって、図４０の送信装置は、図４１のフレーム構成、および、表１にしたがった変調信号を生成し、送信することになる。図４０において、フレーム構成信号３１３は、表１に基づき設定した「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に
関する情報を含んでいることになる。そして、符号化部（４００２）、マッピング部３０６Ａ，Ｂ、重み付け合成部３０８Ａ，Ｂ、は、フレーム構成信号を入力とし、表１に基づき設定した「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に基づく動作を行うことになる。また、設定した「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に相当する「送信情報」についても受信装置に送信することになる。

受信装置の構成は、実施の形態１と同様図７であらわすことができる。実施の形態１と異なる点は、表１の情報を、送受信装置が予め共有しているため、送信装置が、規則的に切り替えるプリコーディング行列の情報を送信しなくても、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に相当する「送信情報」を送信装置が送信し、受信装置がこの情報を得ることで、表１から、規則的に切り替えるプリコーディング行列の情報を得ることができる、という点である。したがって、図７の受信装置は、制御情報復号部７０９が、図４０の送信装置が送信した「送信情報」を得ることで、表１に相当する情報から、規則的に切り替えるプリコーディング行列の情報を含む送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号７１０を得ることができる。したがって、信号処理部７１１は、送信信号数２のとき、プリコーディング行列の切り替えパターンに基づく検波を行うことができ、受信対数尤度比を得ることができる。

なお、上述では、表１のように、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に対し、「送信情報」を設定し、これに対し、プリコーディング行列切り替え方法を設定しているが、必ずしも、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に対し、「送信情報」を設定しなくてもよく、例えば、表２のように、「送信信号数」「変調方式」に対し、「送信情報」を設定し、これに対し、プリコーディング行列切り替え方法を設定してもよい。

ここで、「送信情報」、および、プリコーディング行列切り替え方法の設定方法は、表１や表２に限ったものではなく、プリコーディング行列切り替え方法は、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」等の送信パラメータに基づいて切り替えるように予め規則が決められていれば（送信装置、受信装置で予め決められている規則が共有されていれば）、（つまり、プリコーディング行列切り替え方法を、送信パラメータのいずれか、（または、送信パラメータの複数で構成されたいずれか）によって、切り替えていれば）、送信装置は、プリコーディング行列切り替え方法に関する情報を伝送する必要がなく、受信装置は、送信パラメータの情報を判別することで、送信装置が用いたプリコーディング行列切り替え方法を判別することができるので、的確な復号、検波を行うことができる。なお、表１、表２では、送信変調信号数が２のとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を用いるものとしているが、送信変調信号数が２以上であれば、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を適用することができる。

したがって、送受信装置が、プリコーディング切り替え方法に関する情報を含む送信パラメータに関する表を共有していれば、送信装置が、プリコーディング切り替え方法に関する情報を送信せず、プリコーディング切り替え方法に関する情報を含まない制御情報を送信し、受信装置が、この制御情報を得ることで、プリコーディング切り替え方法を推定することができることになる。

以上のように、本実施の形態では、送信装置が、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法に関する直接の情報を送信せずに、受信装置が、送信装置が用いた「規則的にプリコーディング行列を切り替える方法」のプリコーディングに関する情報を推定する方法について、説明した。これにより、送信装置は、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法に関する直接の情報を送信しないので、その分、データの伝送効率が向上するという効果を得ることができる。

なお、本実施の形態において、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更するときの実施の形態を説明したが、実施の形態１で説明したように、ＯＦＤＭ伝送等のマルチキャリア伝送方式を用いたときでも本実施の形態は同様に実施することができる。

また、特に、プリコーディング切り替え方法が、送信信号数のみによって変更されているとき、受信装置は、送信装置が送信する送信信号数の情報を得ることで、プリコーディング切り替え方法をしることができる。

本明細書において、送信装置を具備しているのは、例えば、放送局、基地局、アクセスポイント、端末、携帯電話（ｍｏｂｉｌｅ ｐｈｏｎｅ）等の通信・放送機器であることが考えられ、このとき、受信装置を具備しているのは、テレビ、ラジオ、端末、パーソナルコンピュータ、携帯電話、アクセスポイント、基地局等の通信機器であることが考えられる。また、本発明における送信装置、受信装置は、通信機能を有している機器であって、その機器が、テレビ、ラジオ、パーソナルコンピュータ、携帯電話等のアプリケーションを実行するための装置に何らかのインターフェースを解して接続できるような形態であることも考えられる。
また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード、ポストアンブル、リファレンスシンボル等）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。そして、ここでは、パイロットシンボル、制御情報用のシンボルと名付けているが、どのような名付け方を行ってもよく、機能自身が重要となっている。

パイロットシンボルは、例えば、送受信機において、ＰＳＫ変調を用いて変調した既知のシンボル（または、受信機が同期をとることによって、受信機は、送信機が送信したシンボルを知ることができてもよい。）であればよく、受信機は、このシンボルを用いて、周波数同期、時間同期、（各変調信号の）チャネル推定（ＣＳＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）の推定）、信号の検出等を行うことになる。

また、制御情報用のシンボルは、（アプリケーション等の）データ以外の通信を実現するための、通信相手に伝送する必要がある情報（例えば、通信に用いている変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化方式の符号化率、上位レイヤーでの設定情報等）を伝送するためのシンボルである。

なお、本発明は上記実施の形態１～５に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、通信装置として行う場合について説明しているが、これに限られるものではなく、この通信方法をソフトウェアとして行うことも可能であ
る。

また、上記では、２つの変調信号を２つのアンテナから送信する方法におけるプリコーディング切り替え方法について説明したが、これに限ったものではなく、４つのマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、４つの変調信号を生成し、４つのアンテナから送信する方法、つまり、Ｎ個のマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、Ｎ個の変調信号を生成し、Ｎ個のアンテナから送信する方法においても同様にプリコーディングウェイト（行列）を変更する、プリコーディング切り替え方法としても同様に実施することができる。

本明細書では、「プリコーディング」「プリコーディングウェイト」等の用語を用いているが、呼び方自身は、どのようなものでもよく、本発明では、その信号処理自身が重要となる。

ストリームｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）により、異なるデータを伝送してもよいし、同一のデータを伝送してもよい。
送信装置の送信アンテナ、受信装置の受信アンテナ、共に、図面で記載されている１つのアンテナは、複数のアンテナにより構成されていても良い。

なお、例えば、上記通信方法を実行するプログラムを予めＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ
Ｍｅｍｏｒｙ）に格納しておき、そのプログラムをＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ Ｕｎｉｔ）によって動作させるようにしても良い。

また、上記通信方法を実行するプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、記憶媒体に格納されたプログラムをコンピュータのＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）に記録して、コンピュータをそのプログラムにしたがって動作させるようにしても良い。

そして、上記の各実施の形態などの各構成は、典型的には集積回路であるＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）として実現されてもよい。これらは、個別に１チップ化されてもよいし、各実施の形態の全ての構成または一部の構成を含むように１チップ化されてもよい。 ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限られるものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。

さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。

（実施の形態８）
本実施の形態では、実施の形態１～４、実施の形態６で説明したプリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法の応用例について、ここでは説明する。

図６は、本実施の形態における重み付け方法（プリコーディング（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）方法）に関連する図であり、重み付け合成部６００は、図３の重み付け合成部３０８Ａ
と３０８Ｂの両者を統合した重み付け合成部である。図６に示すように、ストリームｓ１（ｔ）およびストリームｓ２（ｔ）は、図３のベースバンド信号３０７Ａおよび３０７Ｂに相当する、つまり、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号同相Ｉ、直交Ｑ成分となる。そして、図６のフレーム構成のようにストリームｓ１（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ１（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ１（ｕ＋１）、・・・とあらわす。同様に、ストリームｓ２（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ２（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ２（ｕ＋１）、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部６００は、図３におけるベースバンド信号３０７Ａ（ｓ１（ｔ））および３０７Ｂ（ｓ２（ｔ））、重み付け情報に関する情報３１５を入力とし、重み付け情報に関する情報３１５にしたがった重み付け方法を施し、図３の重み付け合成後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））、３０９Ｂ（ｚ２（ｔ））を出力する。

このとき、例えば、実施の形態６における例８の周期N=8のプリコーディング行列切り
替え方法を用いた場合、ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）は以下のようにあらわされる。
シンボル番号８ｉのとき（ｉは０以上の整数とする）：

ただし、ｊは虚数単位、k=0。
シンボル番号８ｉ＋１のとき：

ただし、k=1。
シンボル番号８ｉ＋２のとき：

ただし、k=2。
シンボル番号８ｉ＋３のとき：

ただし、k=3。
シンボル番号８ｉ＋４のとき：

ただし、k=4。
シンボル番号８ｉ＋５のとき：

ただし、k=5。
シンボル番号８ｉ＋６のとき：

ただし、k=6。
シンボル番号８ｉ＋７のとき：

ただし、k=7。
ここで、シンボル番号と記載しているが、シンボル番号は時刻（時間）と考えてもよい。他の実施の形態で説明したとおり、例えば、式（２２５）において、時刻８ｉ＋７のｚ１（８ｉ＋７）とｚ２（８ｉ＋７）は、同一時刻の信号であり、かつ、ｚ１（８ｉ＋７）とｚ２（８ｉ＋７）は同一（共通の）周波数を用いて送信装置が送信することになる。つまり、時刻Ｔの信号をｓ１（Ｔ）、ｓ２（Ｔ）、ｚ１（Ｔ）、ｚ２（Ｔ）とすると、何らかのプリコーディング行列とｓ１（Ｔ）およびｓ２（Ｔ）から、ｚ１（Ｔ）およびｚ２（Ｔ）を求め、ｚ１（Ｔ）およびｚ２（Ｔ）は同一（共通の）周波数を用いて（同一時刻（時間）に）送信装置が送信することになる。また、OFDM等のマルチキャリア伝送方式を用いた場合、（サブ）キャリアＬ、時刻Ｔにおけるｓ１、ｓ２、ｚ１、ｚ２に相当する信号をｓ１（Ｔ,Ｌ）、ｓ２（Ｔ,Ｌ）、ｚ１（Ｔ,Ｌ）、ｚ２（Ｔ,Ｌ）とすると、何らかのプリコーディング行列とｓ１（Ｔ,Ｌ）およびｓ２（Ｔ,Ｌ）から、ｚ１（Ｔ,Ｌ）およびｚ
２（Ｔ,Ｌ）を求め、ｚ１（Ｔ,Ｌ）およびｚ２（Ｔ,Ｌ）は同一（共通の）周波数を用い
て（同一時刻（時間）に）送信装置が送信することになる。

このとき、αの適切な値として、式（１９８）、または、式（２００）がある。
本実施の形態では、上記で述べた式（１９０）のプリコーディング行列をもとにし、周期を大きくするプリコーディング切り替え方法について述べる。

プリコーディング切り替え行列の周期を８Ｍとしたとき、異なるプリコーディング行列８Ｍ個を以下のようにあらわす。

このとき、i=0,1,2,3,4,5,6,7、k=0,1,・・・, Ｍ-2, Ｍ-1となる。
例えば、Ｍ＝２としたとき、α＜１とすると、k=0のときのs1の受信劣悪点（○）、お
よび、s2の受信劣悪点（□）は、図４２（ａ）のようにあらわされる。同様に、k=1のと
きのs1の受信劣悪点（○）、および、s2の受信劣悪点（□）は、図４２（ｂ）のようにあらわされる。このように、式（１９０）のプリコーディング行列をもとにすると、受信劣悪点は図４２（ａ）ようになり、この式（１９０）の右辺の行列の２行目の各要素にｅ^ｊＸを乗算した行列をプリコーディング行列とすることで（式（２２６）参照）、受信劣悪点が図４２（ａ）に対し、回転した受信劣悪点をもつようにする（図４２（ｂ）参照）。（ただし、図４２（ａ）と図４２（ｂ）の受信劣悪点は重なっていない。このように、ｅ^ｊＸを乗算しても、受信劣悪点は重ならないようにするとよい。また、式（１９０）の右辺の行列の２行目の各要素にｅ^ｊＸを乗算するのではなく、式（１９０）の右辺の行列の１行目の各要素にｅ^ｊＸを乗算した行列をプリコーディング行列としてもよい。）このとき、プリコーディング行列F[0]～F[15]は次式であらわされる。

ただし、i=0,1,2,3,4,5,6,7、k=0,1となる。
すると、Ｍ＝２のとき、F[0]～F[15]のプリコーディング行列が生成されたことになる
（F[0]～F[15]のプリコーディング行列は、どのような順番にならべてもよい。また、F[0]～F[15]の行列がそれぞれ異なる行列であるとよい。）。そして、例えば、シンボル番号１６ｉのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号１６ｉ＋１のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号１６ｉ＋ｈのときF[ｈ]を用い
てプリコーディングを行う（ｈ＝０、１、２、・・・、１４、１５）ことになる。（ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。）
以上をまとめると、式（８２）～式（８５）を参考にし、周期Nのプリコーディング行
列を次式であらわす。

このとき、周期がNであるので、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。そして、式（２２８
）をベースとする周期N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
すると、F[0]～F[N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる（F[0]～F[N×M-1]のプリコーディング行列は、周期N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。）。そして、例えば、シンボル番号N×M×ｉのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号N×M×ｉ＋１のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号N×M×ｉ＋ｈのときF[ｈ]を用いてプリコーディングを行う（ｈ＝０、１、２、
・・・、N×M-2、N×M-1）ことになる。（ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。）
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。なお、周期N×Mのプリコーディング行列を式（２２９）のようしたが、前述のように、周期N×Mのプリコーディング行列を次式のようにしてもよい。

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

なお、式（２２９）および式（２３０）において、０ラジアン≦δ＜２πラジアンとしたとき、δ＝πラジアンのときユニタリ行列となり、δ≠πラジアンのとき非ユニタリ行列となる。本方式では、π／２ラジアン≦｜δ｜＜πラジアンの非ユニタリ行列のときが一つの特徴的な構成であり（δの条件については、他の実施の形態のときも同様である。）、良好なデータの受信品質が得られることになる。別の構成として、ユニタリ行列の場合もあるが、実施の形態１０や実施の形態１６において、詳しく述べるが、式（２２９）、式（２３０）において、Nを奇数とすると、良好なデータの受信品質を得ることができ
る可能性が高くなる。

（実施の形態９）
本実施の形態では、ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。

実施の形態８で述べたように周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法
において、式（８２）～式（８５）を参考にした、周期Nのために用意するプリコーディ
ング行列を次式であらわす。

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。（α＞０であるものとする。）本実施の形態では、ユニタリ行列を扱うので、式（２３１）のプリコーディング行列は次式であらわすことができる。

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。（α＞０であるものとする。）このとき、実施の形態３の（数１０６）の条件５、および、（数１０７）の条件６から、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

実施の形態６で説明した際、受信劣悪点間の距離について述べたが、受信劣悪点間の距離を大きくするためには、周期Nは３以上の奇数であることが重要となる。以下では、こ
の点について説明する。

実施の形態６で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、＜条件１９＞または＜条件２０＞を与える。

つまり、＜条件１９＞では、位相の差が２π／Ｎラジアンであることを意味している。また、＜条件２０＞では、位相の差が－２π／Ｎラジアンであることを意味している。


そして、θ_１１（０）―θ_２１（０）＝０ラジアンとし、かつ、α＜１としたとき、周期N=3のときの、s1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図４３（ａ）
に、周期N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図４３（
ｂ）に示す。また、θ_１１（０）―θ_２１（０）＝０ラジアンとし、かつ、α＞１としたとき、周期N=3のときの、s1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図４
４（ａ）に、周期N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を
図４４（ｂ）に示す。

このとき、受信劣悪点と原点とで形成する線分と、Realの軸において、Real≧0の半直
線とで形成する位相（図４３（ａ）参照。）を考えた場合、α＞１、α＜１いずれの場合についても、N=４のとき、s1に関する受信劣悪点における前述の位相とs2に関する受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合が必ず発生する。（図４３の４３０１、４３０２、および図４４の４４０１、４４０２参照）このとき、複素平面において、受信劣悪点間の距離が小さくなる。一方で、N=3のとき、s1に関する受信劣悪点における前述
の位相とs2に関する受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合は発生しない。

以上から、周期Nが偶数のときs1に関する受信劣悪点における前述の位相とs2に関する
受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合が必ず発生することを考慮すると、周期Nが奇数のときのほうが、周期Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣
悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、周期Nが小さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であ
っても、データの受信品質を確保することができる場合が存在する可能性がある。

したがって、式（２３２）に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、周期Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可能性が高
い。なお、式（２３２）に基づきF[0]～F[N-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる（F[0]～F[N-1]のプリコーディング行列は、周期Nに対しどのような順番にならべ
て使用してもよい。）。そして、例えば、シンボル番号NｉのときF[0]を用いてプリコー
ディングを行い、シンボル番号Nｉ＋１のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・
・・、シンボル番号N×ｉ＋ｈのときF[ｈ]を用いてプリコーディングを行う（ｈ＝０、１、２、・・・、N-2、N-1）ことになる。（ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。）また、ｓ１、ｓ２の変調方式が、ともに１６ＱＡＭのとき、αを

とすると、ＩＱ平面における１６×１６＝２５６個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。
本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーデ
ィング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸（または、周波数軸）方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN個の
異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態１と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期Nのプリコーディン
グホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダム
に用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。

また、周期H（Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期Nはより
大きな自然数とする）のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態におけるN個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性
が高くなる。このとき、＜条件＃１７＞＜条件＃１８＞は以下のような条件に置き換えることができる。（周期はNとして考える。）

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
（実施の形態１０）
本実施の形態では、ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について、実施の形態９とは異なる例を述べる。

周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。（式(234)のαと式(235)のαは同一の値であるものとする。）
このとき、実施の形態３の（数１０６）の条件５、および、（数１０７）の条件６から、式（２３４）に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要とな
る。

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

そして、以下の条件を付加することを考える。

次に、実施の形態６で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、＜条件＃２４＞または＜条件＃２５＞を与える。

つまり、＜条件２４＞では、位相の差が２π／Ｎラジアンであることを意味している。また、＜条件２５＞では、位相の差が－２π／Ｎラジアンであることを意味している。

そして、θ_１１（０）―θ_２１（０）＝０ラジアンとし、かつ、α＞１としたとき、N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図４５（ａ）（ｂ）
に示す。図４５（ａ）（ｂ）からわかるように、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保てている。そして、α＜１のときにも同様な状態となる。また、実施の形態９と同様に考えると、Nが奇数のときのほうが、Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、Nが小さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であっても、デー
タの受信品質を確保することができる場合が存在する可能性がある。

したがって、式（２３４）、（２３５）に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可
能性が高い。なお、式（２３４）、（２３５）に基づきF[0]～F[2N-1]のプリコーディン
グ行列が生成されたことになる（F[0]～F[2N-1]のプリコーディング行列は、周期2Nに対
しどのような順番にならべて使用してもよい。）。そして、例えば、シンボル番号2NｉのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2Nｉ＋１のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2N×ｉ＋ｈのときF[ｈ]を用いてプリコー
ディングを行う（ｈ＝０、１、２、・・・、2N-2、2N-1）ことになる。（ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。）また、ｓ１、ｓ２の変調方式が、ともに１６ＱＡＭのとき、αを式（２３３）とすると、ＩＱ平面における１６×１６＝２５６個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。

また、＜条件＃２３＞と異なる条件として、以下の条件を考える。

（xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。）

（xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。）
このとき、＜条件＃２１＞かつ＜条件＃２２＞かつ＜条件＃２６＞かつ＜条件＃２７＞を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。

本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸（または、周波数軸）方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態１と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。

また、周期H（Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nはより大きな自然数とする）のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
（実施の形態１１）
本実施の形態では、非ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。

周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。また、δ≠πラジアン
とする。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。（式(236)のαと式(237)のαは同一の値であるものとする。）
このとき、実施の形態３の（数１０６）の条件５、および、（数１０７）の条件６から、式（２３６）に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

そして、以下の条件を付加することを考える。

なお、式（２３７）のかわりに、次式のプリコーディング行列を与えてもよい。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。（式(236)のαと式(238)のαは同一の値であるものとする。）
例として、実施の形態６で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、＜条件＃３１＞または＜条件＃３２＞を与える。

つまり、＜条件３１＞では、位相の差が２π／Ｎラジアンであることを意味している。また、＜条件３２＞では、位相の差が－２π／Ｎラジアンであることを意味している。
そして、θ_１１（０）―θ_２１（０）＝０ラジアンとし、かつ、α＞１とし、δ＝（３π）／４ラジアンとしたとき、N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面
上での配置を図４６（ａ）（ｂ）に示す。このようにすることで、プルコーディング行列を切り替える周期を大きくすることができ、かつ、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保つことができるため、良好な受信品質を得ることができる。ここでは、α＞１、δ＝（３π）／４ラジアン、N=4のときを例に説明したがこれに限ったものではなく、π／２ラジアン
≦｜δ｜＜πラジアン、かつ、α＞０、かつ、α≠１であれば同様の効果を得ることができる。

また、＜条件＃３０＞と異なる条件として、以下の条件を考える。

（xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。）

（xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。）
このとき、＜条件＃２８＞かつ＜条件＃２９＞かつ＜条件＃３３＞かつ＜条件＃３４＞を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。

本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸（または、周波数軸）方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態１と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。

また、周期H（Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nはより大きな自然数とする）のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
（実施の形態１２）
本実施の形態では、非ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。
周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。また、δ≠πラジアン
（iによらず固定値）、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1とする。
このとき、実施の形態３の（数１０６）の条件５、および、（数１０７）の条件６から、式（２３９）に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）
例として、実施の形態６で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、＜条件＃３７＞または＜条件＃３８＞を与える。

つまり、＜条件３７＞では、位相の差が２π／Ｎラジアンであることを意味している。また、＜条件３８＞では、位相の差が－２π／Ｎラジアンであることを意味している。
このとき、π／２ラジアン≦｜δ｜＜πラジアン、かつ、α＞０、かつ、α≠１であれば、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、＜条件＃３７＞、＜条件＃３８＞は必ず必要となる条件ではない。

本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーデ
ィング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸（または、周波数軸）方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態１と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期Nのプリコーディン
グホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダム
に用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。

また、周期H（Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期Nはより
大きな自然数とする）のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態におけるN個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性
が高くなる。このとき、＜条件＃３５＞＜条件＃３６＞は以下のような条件に置き換えることができる。（周期はNとして考える。）

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

（実施の形態１３）
本実施の形態では、実施の形態８の別の例について説明する。

周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。また、δ≠πラジアン
とする。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。（式(240)のαと式(241)のαは同一の値であるものとする。）
そして、式（２４０）および式（２４１）をベースとする周期2×N×Mのプリコーディ
ング行列を次式であらわす。

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。また、Xk=Ykであってもよいし、Xk≠Ykであっ
てもよい。
すると、F[0]～F[2×N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる（F[0]～F[2×N×M-1]のプリコーディング行列は、周期2×N×Mどのような順番にならべて使用し
てもよい。）。そして、例えば、シンボル番号2×N×M×ｉのときF[0]を用いてプリコー
ディングを行い、シンボル番号2×N×M×ｉ＋１のときF[1]を用いてプリコーディングを
行い、・・・、シンボル番号2×N×M×ｉ＋ｈのときF[ｈ]を用いてプリコーディングを行う（ｈ＝０、１、２、・・・、2×N×M-2、2×N×M-1）ことになる。（ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。）
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。

なお、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式（２４２）を次式のようにしてもよい。

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
また、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式（２４３）を式（２４５）～式（２４
７）のいずれかとしてもよい。

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
なお、受信劣悪点について着目すると、式（２４２）から式（２４７）において、

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

のすべてを満たすと良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、実施の形態８では、＜条件＃３９＞および＜条件＃４０＞を満たすとよい。
また、式（２４２）から式（２４７）のXk, Ykに着目すると、

（aは0,1,2,・・・,M-2, M -1であり、bは0,1,2,・・・, M-2, M-1であり、a≠bである。）
ただし、sは整数である。

（aは0,1,2,・・・,M-2, M -1であり、bは0,1,2,・・・, M-2, M-1であり、a≠bである。）
ただし、uは整数である。
の２つの条件を満たすと良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、実施の形態８では、＜条件４２＞を満たすとよい。

なお、式（２４２）および式（２４７）において、０ラジアン≦δ＜２πラジアンとしたとき、δ＝πラジアンのときユニタリ行列となり、δ≠πラジアンのとき非ユニタリ行列となる。本方式では、π／２ラジアン≦｜δ｜＜πラジアンの非ユニタリ行列のときが一つの特徴的な構成であり、良好なデータの受信品質が得られることになる。別の構成として、ユニタリ行列の場合もあるが、実施の形態１０や実施の形態１６において、詳しく述べるが、式（２４２）から式（２４７）において、Nを奇数とすると、良好なデータの
受信品質を得ることができる可能性が高くなる。

（実施の形態１４）
本実施の形態では、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、プリコーディング行列として、ユニタリ行列を用いる場合と非ユニタリ行列を用いる場合の使い分けの例について説明する。

例えば、２行２列のプリコーディング行列（各要素は複素数で構成されているものとする）を用いた場合、つまり、ある変調方式に基づいた２つの変調信号（s1(t)およびs2(t)）に対し、プリコーディングを施し、プリコーディング後の２つの信号を２つのアンテナから送信する場合について説明する。
規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を用いてデータを伝送する場合、図３の
図１３の送信装置は、フレーム構成信号３１３により、マッピング部３０６A、３０６Bは、変調方式を切り替えることになる。このとき、変調方式の変調多値数（変調多値数：IQ平面における変調方式の信号点の数）とプリコーディング行列の関係について説明する。

規則的にプリコーディング行列を切り替える方法の利点は、実施の形態６において説明したようにＬＯＳ環境において、良好なデータの受信品質を得ることができる点であり、特に、受信装置がML演算やML演算に基づくAPP（または、Max-log APP）を施した場合、その効果が大きい。ところで、ML演算は、変調方式の変調多値数に伴い、回路規模（演算規模）に大きな影響を与える。例えば、プリコーディング後の２つの信号を２つのアンテナから送信し、２つの変調信号（プリコーディング前の変調方式に基づく信号）がいずれも同一の変調方式を用いているものとする場合、変調方式がQPSKの場合、IQ平面における候補信号点（図１１の受信信号点１１０１）の数は4×4=16個、16QAMの場合16×16=256個、64QAMの場合64×64=4096個、256QAMの場合256×256=65536個、1024QAMの場合1024×1024=1048576個となり、受信装置の演算規模をある程度の回路規模で抑えるためには、変調方
式がQPSK, 16QAM, 64QAMの場合は、受信装置において、ML演算（ML演算に基づく（Max-log）APP）を用い、256QAM, 1024QAMの場合は、MMSE, ZFのような線形演算を用いた検波を
用いることになる。（場合によっては、256QAMの場合、ML演算を用いても良い。）
このような受信装置を想定した場合、多重信号分離後のSNR（signal-to-noise power ratio）を考えた場合、受信装置でMMSE, ZFのような線形演算を用いている場合は、プリコーディング行列としてユニタリ行列が適しており、ML演算を用いている場合は、プリコーディング行列としてユニタリ行列・非ユニタリ行列のいずれをもちいてもよい。上述のいずれかの実施の形態の説明を考慮すると、プリコーディング後の２つの信号を２つのアンテナから送信し、２つの変調信号（プリコーディング前の変調方式に基づく信号）がいずれも同一の変調方式を用いているものとする場合、変調方式の変調多値数が64値以下（または、256値以下）のとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたと
きのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用い、64値より大きい（または256値
より大きい）場合、ユニタリ行列を用いると、通信システムがサポートしている全ての変調方式において、どの変調方式の場合においても、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるという効果を得ることができる可能性が高くなる。

また、変調方式の変調多値数が64値以下（または、256値以下）の場合においてもユニ
タリ行列を用いたほうがよい場合がある可能性がある。このようなことを考慮すると、変調方式の変調多値数が64値以下（または、256値以下）の複数の変調方式をサポートして
いる場合、サポートしている複数の64値以下の変調方式のいずれかの変調方式で規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在することが重要となる。

上述では、一例として、プリコーディング後の２つの信号を２つのアンテナから送信する場合について説明したが、これに限ったものではなく、プリコーディング後のN個の信
号をN個のアンテナから送信し、N個の変調信号（プリコーディング前の変調方式に基づく信号）がいずれも同一の変調方式を用いているものとする場合、変調方式の変調多値数にβ_Nという閾値を設け、変調方式の変調多値数がβ_N以下の複数の変調方式をサポートしている場合、サポートしているβ_N以下の複数の変調方式のいずれかの変調方式で規則的に
プリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在し、変調方式の変調多値数がβ_Nより大きい変調方式の場
合、ユニタリ行列を用いると、通信システムがサポートしている全ての変調方式において、どの変調方式の場合においても、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるという効果を得ることができる可能性が高くなる。（変調方
式の変調多値数がβ_N以下のとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用
いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を常に用いてもよい。）
上述では、同時に送信するN個の変調信号の変調方式が、同一の変調方式を用いている
場合で説明したが、以下では、同時に送信するN個の変調信号において、２種類以上の変
調方式が存在する場合について説明する。

例として、プリコーディング後の２つの信号を２つのアンテナから送信する場合について説明する。２つの変調信号（プリコーディング前の変調方式に基づく信号）がいずれも同一の変調方式、または、異なる変調方式であるものとしたとき、変調多値数が２^ａ１値の変調方式と変調多値数が２^ａ２値の変調方式を用いているものとする。このとき、受信装置においてML演算（ML演算に基づく（Max-log）APP）を用いている場合、IQ平面における候補信号点（図１１の受信信号点１１０１）の数は、２^ａ１×２^ａ２＝２^{ａ１＋ａ２}の候補信号点が存在することになる。このとき、上記で述べたように、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるためには、２^{ａ１＋ａ２}に対し２^βという閾値を設け、２^{ａ１＋ａ２}≦２^βのとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用い、２^{ａ１＋ａ２}＞２^β場合、ユニタリ行列を用いるとよい。

また、２^{ａ１＋ａ２}≦２^βの場合においてもユニタリ行列を用いたほうがよい場合がある可能性がある。このようなことを考慮すると、２^{ａ１＋ａ２}≦２^βの複数の変調方式の組み合わせをサポートしている場合、サポートしている２^{ａ１＋ａ２}≦２^βの複数の変調方式の組み合わせのいずれかの変調方式の組み合わせで規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在することが重要となる。

上述では、一例として、プリコーディング後の２つの信号を２つのアンテナから送信する場合について説明したが、これに限ったものではない。例えば、N個の変調信号（プリ
コーディング前の変調方式に基づく信号）がいずれも同一の変調方式、または、異なる変調方式が存在する場合のとき、第ｉの変調信号の変調方式の変調多値数を２^ａｉとする（ｉ＝１、２、・・・、N-1、N）。

このとき、受信装置においてML演算（ML演算に基づく（Max-log）APP）を用いている場合、IQ平面における候補信号点（図１１の受信信号点１１０１）の数は、２^ａ１×２^ａ２×・・・×２^ａｉ×・・・×２^ａN＝２^{ａ１＋ａ２＋・・・＋ａｉ＋・・・＋ａN}の候補信号点が存在することになる。このとき、上記で述べたように、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるためには、２^{ａ１＋ａ２＋・・・＋ａｉ＋・・・＋ａN}に対し２^βという閾値を設け、

＜条件＃４４＞を満たす複数の変調方式の組み合わせをサポートしている場合、サポートしている＜条件＃４４＞を満たす複数の変調方式の組み合わせのいずれかの変調方式の組み合わせで規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在し、

＜条件＃４５＞を満たすすべての変調方式の組み合わせの場合、ユニタリ行列を用いると、通信システムがサポートしている全ての変調方式において、どの変調方式の組み合わせの場合においても、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるという効果を得ることができる可能性が高くなる。（サポートしている＜条件＃４４＞を満たす複数の変調方式の組み合わせすべてにおいて、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いてもよい。）
（実施の形態１５）
本実施の形態では、OFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いた、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式のシステム例について説明する。

図４７は、本実施の形態におけるOFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いた、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式のシステムにおいて、放送局（基地局）が送信する送信信号の、時間－周波数軸におけるフレーム構成の一例を示している。（時間＄１から時間＄Ｔまでのフレーム構成とする。）図４７（Ａ）は、実施の形態１等で説明したストリームｓ１の時間－周波数軸におけるフレーム構成、図４７（Ｂ）は、実施の形態１等で説明したストリームｓ２の時間－周波数軸におけるフレーム構成を示している。ストリームｓ１とストリームｓ２の同一時間、同一（サブ）キャリアのシンボルは、複数のアンテナを用いて、同一時間、同一周波数で送信されることになる。

図４７（Ａ）（Ｂ）では、OFDMを用いたときに使用される（サブ）キャリアは、（サブ）キャリアａ～（サブ）キャリアａ＋Ｎａで構成されたキャリア群＃Ａ、（サブ）キャリアｂ～（サブ）キャリアｂ＋Ｎｂで構成されたキャリア群＃Ｂ、（サブ）キャリアｃ～（サブ）キャリアｃ＋Ｎｃで構成されたキャリア群＃Ｃ、（サブ）キャリアｄ～（サブ）キャリアｄ＋Ｎｄで構成されたキャリア群＃Ｄ、・・・で分割するものとする。そして、各サブキャリア群では、複数の送信方法をサポートするものとする。ここで、複数の送信方法をサポートすることで、各送信方法がもつ利点を効果的に活用することが可能となる。例えば、図４７（Ａ）（Ｂ）では、キャリア群＃Ａは、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式を用いるものとし、キャリア群＃Ｂは規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ伝送方式を用いるものとし、キャリア群＃Ｃはストリームｓ１のみ送信し、キャリア群＃Ｄは時空間ブロック符号を用いて送信するものとする。
図４８は、本実施の形態におけるOFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いた、規則的
にプリコーディング行列を切り替える方式のシステムにおいて、放送局（基地局）が送信する送信信号の、時間－周波数軸におけるフレーム構成の一例を示しており、図４７とは異なる時間の時間＄Ｘから時間＄Ｘ＋Ｔ’までのフレーム構成を示している。図４８は、図４７と同様に、OFDMを用いたときに使用される（サブ）キャリアは、（サブ）キャリアａ～（サブ）キャリアａ＋Ｎａで構成されたキャリア群＃Ａ、（サブ）キャリアｂ～（サブ）キャリアｂ＋Ｎｂで構成されたキャリア群＃Ｂ、（サブ）キャリアｃ～（サブ）キャリアｃ＋Ｎｃで構成されたキャリア群＃Ｃ、（サブ）キャリアｄ～（サブ）キャリアｄ＋Ｎｄで構成されたキャリア群＃Ｄ、・・・で分割するものとする。そして、図４８が図４７と異なる点は、図４７で用いられている通信方式と図４８で用いられている通信方式が異なるキャリア群が存在することである。図４８では、（Ａ）（Ｂ）では、キャリア群＃Ａは、時空間ブロック符号を用いて送信するものとし、キャリア群＃Ｂは規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ伝送方式を用いるものとし、キャリア群＃Ｃは規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ伝送方式を用いるものとし、キャリア群＃Ｄはストリームｓ１のみ送信するものとする。

次に、サポートする送信方法について説明する。
図４９は、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式を用いたときの信号処理方法を示しており、図６と同様の番号を付している。ある変調方式にしたがったベースバンド信号である、重み付け合成部６００は、ストリームｓ１（ｔ）（３０７Ａ）およびストリームｓ２（ｔ）（３０７Ｂ）、および、重み付け方法に関する情報３１５を入力とし、重み付け後の変調信号ｚ１（ｔ）（３０９Ａ）および重み付け後の変調信号ｚ２（ｔ）（３０９Ｂ）を出力する。ここで、重み付け方法に関する情報３１５が、空間多重MIMO伝送方式を示していた場合、図４９の方式＃１の信号処理が行われる。つまり、以下の処理が行われる。

ただし、１つの変調信号を送信する方式をサポートしている場合、送信電力の点から、式（２５０）は、式（２５１）のようにあらわされることもある。

そして、重み付け方法に関する情報３１５が、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式を示している場合、例えば、図４９の方式＃２の信号処理が行われる。つまり、以下の処理が行われる。

ここで、θ１１、θ１２、λ、δは固定値となる。
図５０は、時空間ブロック符号を用いたときの変調信号の構成を示している。図５０の時空間ブロック符号化部（５００２）は、ある変調信号に基づくベースバンド信号が入力とする。例えば、時空間ブロック符号化部（５００２）は、シンボルｓ１、シンボルｓ２、・・・を入力とする。すると、図５０のように、時空間ブロック符号化が行われ、ｚ１（５００３Ａ）は、「シンボル＃０としてｓ１」「シンボル＃１として－ｓ２^＊」「シンボル＃２としてｓ３」「シンボル＃３として－ｓ４^＊」・・・となり、ｚ２（５００３Ｂ）は、「シンボル＃０としてｓ２」「シンボル＃１としてｓ１^＊」「シンボル＃２としてｓ４」「シンボル＃３としてｓ３^＊」・・・となる。このとき、ｚ１におけるシンボル＃Ｘ、ｚ２におけるシンボル＃Ｘは同一時間に同一周波数によりアンテナから送信されることになる。

図４７、図４８では、データを伝送するシンボルのみを記載しているが、実際には、伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等の情報を伝送する必要がある。例えば、図５１のように、１つの変調信号ｚ１のみでこれらの情報を定期的に伝送すれば、これらの情報を通信相手に伝送することができる。また、伝送路の変動、つまり、受信装置がチャネル変動を推定するためのシンボル（例えば、パイロットシンボル、リファレンスシンボル、プリアンブル、送受信で既知の（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）シンボル）を伝送する必要がある。図４７、図４８では、これらのシンボルを省略して記述しているが、実際は、チャネル変動を推定するためのシンボルが時間―周波数軸のフレーム構成において、含まれることになる。したがって、各キャリア群は、データを伝送するためのシンボルのみだけで構成されているわけではない。（この点については、実施の形態１においても同様である。）
図５２は、本実施の形態における放送局（基地局）の送信装置の構成の一例を示している。送信方法決定部（５２０５）は、各キャリア群のキャリア数、変調方式、誤り訂正方式、誤り訂正符号の符号化率、送信方法等の決定を行い、制御信号（５２０５）として出力する。
変調信号生成部＃１（５２０１＿１）は、情報（５２００＿１）および制御信号（５２０５）を入力とし、制御信号（５２０５）の通信方式の情報に基づき、図４７、図４８のキャリア群＃Ａの変調信号ｚ１（５２０２＿１）および変調信号ｚ２（５２０３＿１）を出力する。

同様に、変調信号生成部＃２（５２０１＿２）は、情報（５２００＿２）および制御信号（５２０５）を入力とし、制御信号（５２０５）の通信方式の情報に基づき、図４７、図４８のキャリア群＃Ｂの変調信号ｚ１（５２０２＿２）および変調信号ｚ２（５２０３＿２）を出力する。

同様に、変調信号生成部＃３（５２０１＿３）は、情報（５２００＿３）および制御信号（５２０５）を入力とし、制御信号（５２０５）の通信方式の情報に基づき、図４７、図４８のキャリア群＃Ｃの変調信号ｚ１（５２０２＿３）および変調信号ｚ２（５２０３＿３）を出力する。

同様に、変調信号生成部＃４（５２０１＿４）は、情報（５２００＿４）および制御信号（５２０５）を入力とし、制御信号（５２０５）の通信方式の情報に基づき、図４７、図４８のキャリア群＃Ｄの変調信号ｚ１（５２０２＿４）および変調信号ｚ２（５２０３＿４）を出力する。

・
・
・
同様に、変調信号生成部＃Ｍ（５２０１＿Ｍ）は、情報（５２００＿Ｍ）および制御信号（５２０５）を入力とし、制御信号（５２０５）の通信方式の情報に基づき、あるキャリア群の変調信号ｚ１（５２０２＿Ｍ）および変調信号ｚ２（５２０３＿Ｍ）を出力する。

ＯＦＤＭ方式関連処理部（５２０７＿１）は、キャリア群＃Ａの変調信号ｚ１（５２０２＿１）、キャリア群＃Ｂの変調信号ｚ１（５２０２＿２）、キャリア群＃Ｃの変調信号ｚ１（５２０２＿３）、キャリア群＃Ｄの変調信号ｚ１（５２０２＿４）、・・・、あるキャリア群の変調信号ｚ１（５２０２＿Ｍ）、および、制御信号（５２０６）を入力とし、並び換え、逆フーリエ変換、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号（５２０８＿１）を出力し、送信信号（５２０８＿１）は、アンテナ（５２０９＿１）から電波として出力される。

同様に、ＯＦＤＭ方式関連処理部（５２０７＿２）は、キャリア群＃Ａの変調信号ｚ１（５２０３＿１）、キャリア群＃Ｂの変調信号ｚ２（５２０３＿２）、キャリア群＃Ｃの変調信号ｚ２（５２０３＿３）、キャリア群＃Ｄの変調信号ｚ２（５２０３＿４）、・・・、あるキャリア群の変調信号ｚ２（５２０３＿Ｍ）、および、制御信号（５２０６）を入力とし、並び換え、逆フーリエ変換、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号（５２０８＿２）を出力し、送信信号（５２０８＿２）は、アンテナ（５２０９＿２）から電波として出力される。

図５３は、図５２の変調信号生成部＃１～＃Ｍの構成の一例を示している。誤り訂正符号化部（５３０２）は、情報（５３００）および、制御信号（５３０１）を入力とし、制御信号（５３０１）にしたがって、誤り訂正符号化方式、誤り訂正符号化の符号化率を設定し、誤り訂正符号化を行い、誤り訂正符号化後のデータ（５３０３）を出力する。（誤り訂正符号化方式、誤り訂正符号化の符号化率の設定により、例えば、ＬＤＰＣ符号、ターボ符号、畳み込み符号等を用いたとき、符号化率によっては、パンクチャを行い、符号化率を実現する場合がある。）
インタリーブ部（５３０４）は、誤り訂正符号化後のデータ（５３０３）、制御信号（５３０１）を入力とし、制御信号（５３０１）に含まれるインタリーブ方法の情報に従い、誤り訂正符号化後のデータ（５３０３）の並び換えを行い、インタリーブ後のデータ（５３０５）を出力する。

マッピング部（５３０６＿１）は、インタリーブ後のデータ（５３０５）および制御信号（５３０１）を入力とし、制御信号（５３０１）に含まれる変調方式の情報に従い、マッピング処理を行い、ベースバンド信号（５３０７＿１）を出力する。

同様に、マッピング部（５３０６＿２）は、インタリーブ後のデータ（５３０５）および制御信号（５３０１）を入力とし、制御信号（５３０１）に含まれる変調方式の情報に従い、マッピング処理を行い、ベースバンド信号（５３０７＿２）を出力する。

信号処理部（５３０８）は、ベースバンド信号（５３０７＿１）、ベースバンド信号（５３０７＿２）および制御信号（５３０１）を入力とし、制御信号（５３０１）に含まれる伝送方法（ここでは、例えば、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるＭＩＭＯ方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ方式、時空間ブロック符号化、ストリームｓ１のみ送信する伝送方式）の情報に基づき、信号処理を行い、信号処理後の信号ｚ１（５３０９＿１）および信号処理後のｚ２（５３０９＿２）を出力する。なお、ストリームｓ１のみを送信する伝送方式が選択された場合、信号処理部（５３０８）は、信号処理後のｚ２（５３０９＿２）を出力しないこともある。また、図５３では、誤り訂正符号化部が一つの場合の構成を示したがこれに限ったものではなく、例えば、図３に示すように、複数の符号化器を具備していてもよい。

図５４は、図５２におけるＯＦＤＭ方式関連処理部（５２０７＿１、および、５２０７＿２）の構成の一例を示しており、図１４と同様に動作するものについては同一符号を付している。並び替え部（５４０２Ａ）は、キャリア群＃Ａの変調信号ｚ１（５４００＿１）、キャリア群＃Ｂの変調信号ｚ１（５４００＿２）、キャリア群＃Ｃの変調信号ｚ１（５４００＿３）、キャリア群＃Ｄの変調信号ｚ１（５４００＿４）、・・・、あるキャリア群の変調信号ｚ１（５４００＿Ｍ）、および、制御信号（５４０３）を入力とし、並び替えを行い、並び替え後の信号１４０５Ａおよび１４０５Ｂを出力する。なお、図４７、図４８、図５１では、キャリア群の割り当てを、集合したサブキャリアで構成する例で説明しているが、これに限ったものではなく、時間ごとに離散的なサブキャリアによりキャリア群を構成してもよい。また、図４７、図４８、図５１では、キャリア群のキャリア数は、時間において変更しない例で説明しているが、これに限ったものではない。この点については、別途、後で、説明する。

図５５は、図４７、図４８、図５１のようにキャリア群ごとに伝送方式を設定する方式の時間－周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例を示している。図５５において、制御情報シンボルを５５００、個別制御情報シンボルを５５０１、データシンボルを５５０２、パイロットシンボルを５５０３で示す。また、図５５（Ａ）はストリームｓ１の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図５５（Ｂ）はストリームｓ２の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示している。

制御情報シンボルは、キャリア群共通の制御情報を伝送するためのシンボルであり、送受信機が周波数、時間同期を行うためのシンボル、（サブ）キャリアの割り当てに関する情報等で構成されている。そして、制御制御シンボルは、時刻＄１において、ストリームｓ１のみから送信されるものとする。

個別制御情報シンボルは、サブキャリア群個別の制御情報を伝送するためのシンボルであり、データシンボルの、伝送方式・変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化の符号化率・誤り訂正符号のブロックサイズ等の情報、パイロットシンボルの挿入方法の情報、パイロットシンボルの送信パワーの情報等で構成されている。個別制御情報シンボルは、時刻＄１において、ストリームｓ１のみから送信されるものとする。

データシンボルは、データ（情報）を伝送するためのシンボルであり、図４７～図５０を用いて説明したように、例えば、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるＭＩＭＯ方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ方式、時空間ブロック符号化、ストリームｓ１のみ送信する伝送方式のいずれかの伝送方式の
シンボルである。なお、キャリア群＃Ａ、キャリア群＃Ｂ、キャリア群＃Ｃ、キャリア群＃Ｄにおいて、ストリームｓ２にデータシンボルが存在するように記載しているが、ストリームｓ１のみ送信する伝送方式を用いている場合は、ストリームｓ２にデータシンボルが存在しない場合もある。

パイロットシンボルは、受信装置が、チャネル推定、つまり、式（３６）のｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）に相当する変動を推定するためのシンボルである。（ここでは、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いているため、サブキャリアごとにｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）に相当する変動を推定するためのシンボルということになる。）したがって、パイロットシンボルは、例えば、ＰＳＫ伝送方式を用いており、送受信機で既知のパターンとなるように構成することになる。また、パイロットシンボルを、受信装置は、周波数オフセットの推定、位相ひずみ推定、時間同期に用いてもよい。

図５６は、図５２の送信装置が送信した変調信号を受信するための受信装置の構成の一例を示しており、図７と同様に動作するものについては同一符号を付している。
図５６において、ＯＦＤＭ方式関連処理部（５６００＿Ｘ）は、受信信号７０２＿Ｘを入力とし、所定の処理を行い、信号処理後の信号７０４＿Ｘを出力する。同様に、ＯＦＤＭ方式関連処理部（５６００＿Ｙ）は、受信信号７０２＿Ｙを入力とし、所定の処理を行い、信号処理後の信号７０４＿Ｙを出力する。

図５６の制御情報復号部７０９は、信号処理後の信号７０４＿Ｘおよび信号処理後の信号７０４＿Ｙを入力とし、図５５における制御情報シンボルおよび個別制御情報シンボルを抽出し、これらのシンボルで伝送した制御情報を得、この情報を含む制御信号７１０を出力する。

変調信号ｚ１のチャネル変動推定部７０５＿１は、信号処理後の信号７０４＿Ｘ、および、制御信号７１０を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群（所望のキャリア群）におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号７０６＿１を出力する。

同様に、変調信号ｚ２のチャネル変動推定部７０５＿２は、信号処理後の信号７０４＿Ｘ、および、制御信号７１０を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群（所望のキャリア群）におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号７０６＿２を出力する。

同様に、変調信号ｚ１のチャネル変動推定部７０５＿１は、信号処理後の信号７０４＿Ｙ、および、制御信号７１０を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群（所望のキャリア群）におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号７０８＿１を出力する。

同様に、変調信号ｚ２のチャネル変動推定部７０５＿２は、信号処理後の信号７０４＿Ｙ、および、制御信号７１０を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群（所望のキャリア群）におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号７０８＿２を出力する。

そして、信号処理部７１１は、信号７０６＿１、７０６＿２、７０８＿１、７０８＿２、７０４＿Ｘ、７０４＿Ｙ、および制御信号７１０を入力とし、制御信号７１０に含まれている、所望のキャリア群で伝送したデータシンボルにおける、伝送方式・変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化の符号化率・誤り訂正符号のブロックサイズ等の情報に基づき、復調、復号の処理を行い、受信データ７１２を出力する。

図５７は、図５６におけるＯＦＤＭ方式関連処理部（５６００＿Ｘ、５６００＿Ｙ）の構成を示しており、周波数変換部（５７０１）は、受信信号（５７００）を入力とし、周
波数変換を行い、周波数変換後の信号（５７０２）を出力する。

フーリエ変換部（５７０３）は、周波数変換後の信号（５７０２）を入力とし、フーリエ変換を行い、フーリエ変換後の信号（５７０４）を出力する。
以上のように、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いているとき、複数のキャリア群に分割し、キャリア群ごとに伝送方式を設定することで、キャリア群ごとに受信品質、かつ、伝送速度を設定することができるため、柔軟なシステムを構築できるという効果を得ることができる。このとき、他の実施の形態で述べたような、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を選択できるようにすることで、ＬＯＳ環境に対し、高い受信品質を得ることができるとともに、高い伝送速度を得ることができる、という利点を得ることができる。なお、本実施の形態では、キャリア群が設定可能な伝送方式として、「空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるＭＩＭＯ方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ方式、時空間ブロック符号化、ストリームｓ１のみ送信する伝送方式」をあげたがこれに限ったものではなく、このとき、時空間符号として、図５０の方式を説明したがこれに限ったものではなく、また、固定的なプリコーディング行列を用いるＭＩＭＯ方式は、図４９の方式＃２に限ったものではなく、固定的なプリコーディング行列で構成されていればよい。また、本実施の形態では、送信装置のアンテナ数を２の場合で説明したがこれに限ったものではなく、２より大きい場合においても、キャリア群ごとに「空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるＭＩＭＯ方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるＭＩＭＯ方式、時空間ブロック符号化、ストリームｓ１のみ送信する伝送方式」のいずれか伝送方式を選択できるようにすれば、同様の効果を得ることができる。

図５８は、図４７、図４８、図５１とは異なるキャリア群の割り当て方法を示している。図４７、図４８、図５１、図５５では、キャリア群の割り当てを、集合したサブキャリアで構成する例で説明しているが、図５８では、キャリア群のキャリアを離散的に配置していることが特徴となっている。図５８は、図４７、図４８、図５１、図５５とは異なる、時間－周波数軸におけるフレーム構成の一例を示しており、図５８では、キャリア１からキャリアＨ、時間＄１から時間＄Ｋのフレーム構成を示しており、図５５と同様のものについては同一符号を付している。図５８のデータシンボルにおいて、「Ａ」と記載されているシンボルはキャリア群Ａのシンボルであること、「Ｂ」と記載されているシンボルはキャリア群Ｂのシンボルであること、「Ｃ」と記載されているシンボルはキャリア群Ｃのシンボルであること、「Ｄ」と記載されているシンボルはキャリア群Ｄのシンボルであること、を示している。このようにキャリア群は、（サブ）キャリア方向において、離散的に配置しても同様に実施することができ、また、時間軸方向において、常に同一のキャリアを使用する必要はない。このような配置を行うことで、時間、周波数ダイバーシチゲインを得ることができるという効果を得ることができる。

図４７、図４８、図５１、図５８において、制御情報シンボル、固有制御情報シンボルをキャリア群ごとに同一の時間に配置しているが、異なる時間に配置してもよい。また、キャリア群が使用する（サブ）キャリア数は、時間とともに変更してもよい。

（実施の形態１６）
本実施の形態では、実施の形態１０と同様、ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について、Nを奇数とする場合について述べる。

周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。

α＞０であるものとし、（iによらず）固定値であるものとする。（式(253)のαと式(254)のαは同一の値であるものとする。）
このとき、実施の形態３の（数１０６）の条件５、および、（数１０７）の条件６から、式（２５３）に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

（xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。）

そして、以下の条件を付加することを考える。

次に、実施の形態６で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、＜条件＃４９＞または＜条件＃５０＞を与える。

つまり、＜条件４９＞では、位相の差が２π／Ｎラジアンであることを意味している。また、＜条件５０＞では、位相の差が－２π／Ｎラジアンであることを意味している。
そして、θ_１１（０）―θ_２１（０）＝０ラジアンとし、かつ、α＞１としたとき、N=3のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図６０（ａ）（ｂ）
に示す。図６０（ａ）（ｂ）からわかるように、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保てている。そして、α＜１のときにも同様な状態となる。また、実施の形態１０の図４５と比較すると、実施の形態９と同様に考えると、Nが奇数のときのほうが、Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、Nが小
さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣
悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であっても、データの受信品質を確保することができる場合が存
在する可能性がある。

したがって、式（２５３）、（２５４）に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可
能性が高い。なお、式（２５３）、（２５４）に基づきF[0]～F[2N-1]のプリコーディン
グ行列が生成されたことになる（F[0]～F[2N-1]のプリコーディング行列は、周期2Nに対
しどのような順番にならべて使用してもよい。）。そして、例えば、シンボル番号2NｉのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2Nｉ＋１のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2N×ｉ＋ｈのときF[ｈ]を用いてプリコー
ディングを行う（ｈ＝０、１、２、・・・、2N-2、2N-1）ことになる。（ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。）また、ｓ１、ｓ２の変調方式が、ともに１６ＱＡＭのとき、αを式（２３３）とすると、ＩＱ平面における１６×１６＝２５６個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。

また、＜条件＃４８＞と異なる条件として、以下の条件を考える。

（xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。）

（xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。）
このとき、＜条件＃４６＞かつ＜条件＃４７＞かつ＜条件＃５１＞かつ＜条件＃５２＞を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。

本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸（または、周波数軸）方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べる
場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態１と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。

また、周期H（Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nはより大きな自然数とする）のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。

（その他補足）
本明細書において、送信装置を具備しているのは、例えば、放送局、基地局、アクセスポイント、端末、携帯電話（ｍｏｂｉｌｅ ｐｈｏｎｅ）等の通信・放送機器であることが考えられ、このとき、受信装置を具備しているのは、テレビ、ラジオ、端末、パーソナルコンピュータ、携帯電話、アクセスポイント、基地局等の通信機器であることが考えられる。また、本発明における送信装置、受信装置は、通信機能を有している機器であって、その機器が、テレビ、ラジオ、パーソナルコンピュータ、携帯電話等のアプリケーションを実行するための装置に何らかのインターフェースを介して接続できるような形態であることも考えられる。

また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード、ポストアンブル、リファレンスシンボル等）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。そして、ここでは、パイロットシンボル、制御情報用のシンボルと名付けているが、どのような名付け方を行ってもよく、機能自身が重要となっている。

パイロットシンボルは、例えば、送受信機において、ＰＳＫ変調を用いて変調した既知のシンボル（または、受信機が同期をとることによって、受信機は、送信機が送信したシンボルを知ることができてもよい。）であればよく、受信機は、このシンボルを用いて、周波数同期、時間同期、（各変調信号の）チャネル推定（ＣＳＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）の推定）、信号の検出等を行うことになる。

また、制御情報用のシンボルは、（アプリケーション等の）データ以外の通信を実現するための、通信相手に伝送する必要がある情報（例えば、通信に用いている変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化方式の符号化率、上位レイヤーでの設定情報等）を伝送するためのシンボルである。

なお、本発明は上記実施の形態１～５に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、通信装置として行う場合について説明しているが、これに限られるものではなく、この通信方法をソフトウェアとして行うことも可能である。

また、上記では、２つの変調信号を２つのアンテナから送信する方法におけるプリコーディング切り替え方法について説明したが、これに限ったものではなく、４つのマッピン
グ後の信号に対し、プリコーディングを行い、４つの変調信号を生成し、４つのアンテナから送信する方法、つまり、Ｎ個のマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、Ｎ個の変調信号を生成し、Ｎ個のアンテナから送信する方法においても同様にプリコーディングウェイト（行列）を変更する、プリコーディング切り替え方法としても同様に実施することができる。

本明細書では、「プリコーディング」「プリコーディングウェイト」等の用語を用いているが、呼び方自身は、どのようなものでもよく、本発明では、その信号処理自身が重要となる。

ストリームｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）により、異なるデータを伝送してもよいし、同一のデータを伝送してもよい。
送信装置の送信アンテナ、受信装置の受信アンテナ、共に、図面で記載されている１つのアンテナは、複数のアンテナにより構成されていても良い。

本明細書において、「∀」は全称記号（universal quantifier）をあらわしており、「∃」は存在記号（existential quantifier）をあらわしている。

また、本明細書において、複素平面における、例えば、偏角のような、位相の単位は、「ラジアン（radian）」としている。
複素平面を利用すると、複素数の極座標による表示として極形式で表示できる。複素数
z = a + ｊb （ａ、ｂはともに実数であり、ｊは虚数単位である）に、複素平面上の点 (ａ, ｂ) を対応させたとき、この点が極座標で[r, θ] とあらわされるなら、
ａ＝ｒ×ｃｏｓθ、
ｂ＝ｒ×ｓｉｎθ

が成り立ち、r は z の絶対値 (r = |z|) であり、θ が偏角 (argument)となる。そして、z = a + ｊbは、ｒｅ^ｊθとあらわされる。
本明細書で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を用いた放送システムの一例を図５９に示す。図５９において、映像符号化部５９０１は、映像を入力とし、映像符号化を行い、映像符号化後のデータ５９０２を出力する。音声符号化部５９０３は、音声を入力とし、音声符号化を行い、音声符号化後のデータ５９０４を出力する。データ符号化部５９０５は、データを入力とし、データの符号化（例えば、データ圧縮）を行い、データ符号化後のデータ５９０６を出力する。これらをまとめて、情報源符号化部５９００とする。

送信部５９０７は、映像符号化後のデータ５９０２、音声符号化後のデータ５９０４、データ符号化後のデータ５９０６を入力とし、これらのデータのいずれか、または、これらのデータ全てを送信データとし、誤り訂正符号化、変調、プリコーディング等の処理（例えば、図３の送信装置における信号処理）を施し、送信信号５９０８＿１から５９０８＿Ｎを出力する。そして、送信信号５９０８＿１から５９０８＿Ｎはそれぞれアンテナ５９０９＿１から５９０９＿Ｎにより、電波として送信される。

受信部５９１２は、アンテナ５９１０＿１から５９１０＿Ｍで受信した受信信号５９１１＿１から５９１１＿Ｍを入力とし、周波数変換、プリコーディングのデコード、対数尤度比算出、誤り訂正復号等の処理（例えば、図７の受信装置における処理）を施し、受信データ５９１３、５９１５、５９１７を出力する。情報源復号部５９１９は、受信データ５９１３、５９１５、５９１７を入力とし、映像復号化部５９１４は、受信データ５９１３を入力とし、映像用の復号を行い、映像信号を出力し、映像は、テレビ、ディスプレーに表示される。また、音声復号化部５９１６は、受信データ５９１５を入力とし。音声用の復号を行い、音声信号を出力し、音声は、スピーカーから流れる。また、データ復号化部５９１８は、受信データ５９１７を入力とし、データ用の復号を行い、データの情報を出力する。

なお、例えば、上記通信方法を実行するプログラムを予めＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ
Ｍｅｍｏｒｙ）に格納しておき、そのプログラムをＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ Ｕｎｉｔ）によって動作させるようにしても良い。

また、上記通信方法を実行するプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、記憶媒体に格納されたプログラムをコンピュータのＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）に記録して、コンピュータをそのプログラムにしたがって動作させるようにしても良い。

そして、上記の各実施の形態などの各構成は、典型的には集積回路であるＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）として実現されてもよい。これらは、個別に１チップ化されてもよいし、各実施の形態の全ての構成または一部の構成を含むように１チップ化されてもよい。 ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限られるものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。

さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。

本発明は、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する無線システムに広く適用でき、例えばＯＦＤＭ－ＭＩＭＯ通信システムに適用して好適である。また、複数の送信箇所を持つ有線通信システム（例えば、ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）システム、光通信システム、ＤＳＬ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ：デジタル加入者線）システム）において、ＭＩＭＯ伝送を行う場合についても適用することができ、このとき、複数の送信箇所を用いて、本発明で説明したような複数の変調信号を送信することになる。また、変調信号は、複数の送信箇所から送信されてもよい。

３０２Ａ，３０２Ｂ 符号化器
３０４Ａ，３０４Ｂ インタリーバ
３０６Ａ，３０６Ｂ マッピング部
３１４ 重み付け合成情報生成部
３０８Ａ，３０８Ｂ 重み付け合成部
３１０Ａ，３１０Ｂ 無線部
３１２Ａ，３１２Ｂ アンテナ
４０２ 符号化器
４０４ 分配部
５０４＃１，５０４＃２ 送信アンテナ
５０５＃１，５０５＃２ 受信アンテナ
６００ 重み付け合成部
７０３＿Ｘ 無線部
７０１＿Ｘ アンテナ
７０５＿１ チャネル変動推定部
７０５＿２ チャネル変動推定部
７０７＿１ チャネル変動推定部
７０７＿２ チャネル変動推定部
７０９ 制御情報復号部
７１１ 信号処理部
８０３ ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部
８０５Ａ，８０５Ｂ 対数尤度算出部
８０７Ａ，８０７Ｂ デインタリーバ
８０９Ａ，８０９Ｂ 対数尤度比算出部
８１１Ａ，８１１Ｂ Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ
８１３Ａ，８１３Ｂ インタリーバ
８１５ 記憶部
８１９ 重み付け係数生成部
９０１ Ｓｏｆｔ－ｉｎ／ｓｏｆｔ－ｏｕｔデコーダ
９０３ 分配器
１３０１Ａ，１３０１Ｂ ＯＦＤＭ方式関連処理部
１４０２Ａ，１４０２Ａ シリアルパラレル変換部
１４０４Ａ，１４０４Ｂ 並び換え部
１４０６Ａ，１４０６Ｂ 逆高速フーリエ変換部
１４０８Ａ，１４０８Ｂ 無線部
２２００ プリコーディングウェイト行列生成部
２３００ 並び替え部
４００２ 符号化器群

Claims (4)

1. それぞれ第１のアンテナ及び第２のアンテナから同一時間かつ同一周波数を用いて送信された第１の送信信号系列及び第２の送信信号系列を受信し、Ｎ個（Ｎは２以上の整数である。）のプリコーディング行列を示す制御情報を受信する受信部と、
   前記第１の送信信号系列及び前記第２の送信信号系列は、第１のデータ系列及び第２のデータ系列を変調することにより生成された第１の変調シンボル系列及び第２の変調シンボル系列に対して、前記Ｎ個のプリコーディング行列から時間周期Ｎで規則的に切り替えながら選択される一つのプリコーディング行列を適用することにより生成されたものであり、前記Ｎ個のプリコーディング行列の各々は、前記第１の変調シンボル系列及び前記第２の変調シンボル系列のいずれか一方に対して振幅調整のみ行うプリコーディング行列であり、
   前記受信した制御情報を用いて、前記第１の送信信号系列及び前記第２の送信信号系列を復調することにより、受信データを生成する信号処理部と、
   を具備する受信装置。
2. 前記第１の送信信号系列及び前記第２の送信信号系列は、いずれもOFDM信号であり、前記OFDM信号には、前記制御情報を伝送するための制御シンボルが配置されている、
   請求項１に記載の受信装置。
3. それぞれ第１のアンテナ及び第２のアンテナから同一時間かつ同一周波数を用いて送信された第１の送信信号系列及び第２の送信信号系列を受信し、Ｎ個（Ｎは２以上の整数である）のプリコーディング行列を示す制御情報を受信し、
   前記第１の送信信号系列及び前記第２の送信信号系列は、第１のデータ系列及び第２のデータ系列を変調することにより生成された第１の変調シンボル系列及び第２の変調シンボル系列に対して、前記Ｎ個のプリコーディング行列から時間周期Ｎで規則的に切り替えながら選択される一つのプリコーディング行列を適用することにより生成されたものであり、前記Ｎ個のプリコーディング行列の各々は、前記第１の変調シンボル系列及び前記第２の変調シンボル系列のいずれか一方に対して振幅調整のみ行うプリコーディング行列であり、
   前記受信した制御情報を用いて、前記第１の送信信号系列及び前記第２の送信信号系列を復調することにより、受信データを生成する、
   受信方法。
4. 前記第１の送信信号系列及び前記第２の送信信号系列は、いずれもOFDM信号であり、前記OFDM信号には、前記制御情報を伝送するための制御シンボルが配置されている、
   請求項３に記載の受信方法。

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