JP2022054493A

JP2022054493A - 高周波電圧・電流波形の測定・校正方法

Info

Publication number: JP2022054493A
Application number: JP2020161583A
Authority: JP
Inventors: 裕平山; Yutaka Hirayama
Original assignee: Nagoya Institute of Technology NUC
Current assignee: Nagoya Institute of Technology NUC
Priority date: 2020-09-28
Filing date: 2020-09-28
Publication date: 2022-04-07

Abstract

【課題】測定位置の制限を除き、電流等波形のデータを測定すること、特に無線電力伝送の整流回路設計において電力伝送効率を向上させること。【解決手段】交流電源、方向性結合器・ＤＵＴをこの順に、方向性結合器にＡ／Ｄコンバータを接続し、方向性結合器とＤＵＴ間に基準面がある測定システムを用い、Ａ／Ｄコンバータにより方向性結合器基準面での進行波と反射波を取得するステップと、そのデータにより電圧等波形測定値データを求めるステップ、その測定値データにＦＦＴを適用し複素電圧等測定値データを求めるステップ、その測定値データに第２の所定処理（基準面短絡による電圧等、校正面開放による電圧等、基準面にパワーセンサー接続による電圧等による誤差行列の逆行列を複素電圧等測定値データに適用）により複素電圧等校正値データを求めるステップ、そのデータにＩＦＦＴを適用し電圧等波形校正値データを求めるステップ、を含む。【選択図】図２

Description

本発明は、高周波電圧・電流波形の測定・校正方法に関する。

発明者は特許文献１において、交流電源と、交流電源に接続した方向性結合器と、方向性結合器に結合したＤＵＴと、方向性結合器に結合したＡ／Ｄコンバータ（例えばオシロスコープ）と、を備え、方向性結合器とＤＵＴの間を基準面とする無線電力伝送用整流回路設計のための測定システムを開示している。

その測定システムでは、電流プローブ、電圧プローブを不要としているが、インピーダンスの測定を目的としたものであり、電流波形、電圧波形の測定は不可能であった。

特願２０１９－１７６７８５号

電流・電圧波形のデータを測定には、上記の測定（検出）位置に関する制限を改善すべきであり、特に無線電力伝送（ＷＰＴ）の整流回路設計において、電力伝送効率の向上のためにすべきという課題がある。

上記課題を解決する本発明は以下の通りである。
（１）交流電源、方向性結合器及びＤＵＴ（負荷）をこの順に、前記方向性結合器にＡ／Ｄコンバータを接続し、前記方向性結合器と前記ＤＵＴ間に基準面を備える測定システムを用いる高周波電圧・電流波形の測定・校正方法であって、前記Ａ／Ｄコンバータにより前記方向性結合器の基準面での前記交流電源の進行波（Ｖ_Ｆｍ（ｔ））と反射波（Ｖ_Ｒｍ（ｔ））を取得する波形測定値データ取得ステップと、前記波形測定値データに対して第１の所定処理を行って電圧・電流波形の測定値データを求める第１のデータ処理ステップと、前記電圧・電流波形の測定値データに対して所定範囲の周波数について波形高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を適用して、複素電圧・複素電流の測定値データを求める第２のデータ処理ステップと、前記複素電圧・複素電流の測定値データに対して、第２の所定処理を行って複素電圧・複素電流の校正値データを求める第３のデータ処理ステップと、前記複素電圧・複素電流の校正値データに対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を適用して、電圧・電流波形の校正値データを求める第４のデータ処理ステップと、を含み、前記第２の所定処理は、前記基準面を短絡して前記第１の所定処理により求めた電圧（Ｖ^Ｓ _ｍ（ｔ））及び電流（Ｉ^Ｓ _ｍ（ｔ））と、基準面を開放して前記第１の所定処理により求めた電圧（Ｖ^Ｏ _ｍ（ｔ））及び（電流Ｉ^Ｏ _ｍ（ｔ））と、前記基準面にパワーセンサーを接続することで整合終端して求めた前記第１の所定処理により求めた電圧（Ｖ^Ｐ _ｍ（ｔ））、電流Ｉ^Ｐ _ｍ（ｔ）及び（電力Ｐ^Ｐ _ｍ）と、によって計算される誤差行列（Ｅ（ｆ））の逆行列を、前記複素電圧・複素電流の測定値データに適用することを特徴とする高周波電圧・電流波形の測定・校正方法である。
（２）前記第１の所定処理は式（１）、（２）により、前記誤差行列（Ｅ（ｆ））は式（６）、（１１）及び（１２）によりそれぞれ表されることを特徴とする（１）に記載の電圧・電流波形の測定・校正方法である。
（式（１１）におけるＺ_０は前記基準面での特性インピーダンスを表す）
（数１）

（数２）

（数６）

（数１１）

（数１２）

（３）前記所定範囲の周波数は測定する波形の高調波を含む周波数範囲であることを特徴とする（１）又は（２）に記載の電圧・電流波形の測定・校正方法である。
（４）前記Ａ／Ｄコンバータはオシロスコープであることを特徴とする（１）～（３）の何れか１つに記載の電圧・電流波形のデータの測定・校正方法である。
（５）無線電力伝送で用いる（高周波・大電力）電圧・電流波形を対象とする（１）～（４）の何れか１つに記載の電圧・電流波形のデータの測定・校正方法である。

本発明によれば、測定（検出）位置に関する制限を除き、電流・電圧波形のデータを測定すること、特に無線電力伝送（ＷＰＴ）の整流回路設計において、電力伝送効率を向上させることができる。

本発明の測定システムの一つの実施形態を模式的に示した図である。本発明の測定システムの一つの実施形態の校正、補正のフローを示した図である。測定システムについて、（ａ）短絡、（ｂ）開放、（ｃ）整合終端をそれぞれ模式的に示した図である。測定システムによる測定手順をまとめて示した図である。電圧・電流プローブによる測定システムを模式的に示した図である。電圧・電流プローブによる測定システムにおいて、クランプした電圧・電流プローブを示した図である。方向性結合器による、校正なしの場合のスペクトルＶ_ｍ（ｆ）、Ｉ_ｍ（ｆ）の結果について、（ａ）短絡、（ｂ）開放、（ｃ）整合終端（パワーセンサー）をそれぞれ示した図である。電圧・電流プローブ、方向性結合器による電圧・電流時間波形の結果を（ａ）短絡、（ｂ）開放、（ｃ）整合終端（パワーセンサー）について、それぞれ示した図である。方向性結合器による電圧・電流時間波形の結果を（ａ）短絡、（ｂ）開放、（ｃ）整合終端（パワーセンサー）について、それぞれ示した図である。高周波・大電力信号測定において、方向性結合器による電圧・電流の周波数特性の測定結果を示した図である。高周波・大電力信号測定におけるインピーダンスの測定結果をスミスチャートで示した図である。高周波・大電力信号測定における電圧・電流プローブと方向性結合器による電圧・電流時間波形の測定結果を示した図である。高周波・大電力信号測定の検証のための測定システムを模式的に示した図である。

以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。本発明は、以下の実施形態に限定されるものではなく、発明の範囲を逸脱しない限りにおいて、変更、修正、改良を加え得るものである。

無線電力伝送（ＷＰＴ）において、電力伝送効率の向上が重要である。送電システムでは電力伝送効率の低下を抑える方法の一つとしてＦ級負荷回路を使用した場合、受電回路において、非線形素子であるダイオードによる整流回路を用いるため、電力伝送効率を向上した整合回路設計には、入力電圧・電流の波形測定が必要となる。

高周波領域での測定技術としてベクトルネットワークアナライザ（ＶＮＡ）や６ポートリフレクトメトリを用いる方法がある。これは、機器の基準面（Reference Plane）において周波数領域で測定することができるが、単一周波数における励振時の応答を時間領域で測定できない問題がある。

表１にプローブを含めた既存の測定方法のメリット、デメリットをまとめた。

無線電力伝送における整流回路の設計には電圧・電流波形測定が有用である。低周波（電源回路）の分野では、電圧プローブと電流プローブによる測定が一般的である。しかし、高周波では次の問題点により、波形測定を行わず、スペクトル測定で代替することが一般的である。

第１の問題点は以下のようである。電圧プローブは１ｋＶ程度の耐圧を持つものもあるが、測定周波数は１００ＭＨｚ程度に制限される。３３ＧＨｚ程度まで測定可能なプローブもあるが、耐電圧は１Ｖ程度に制限される。高周波かつ耐電圧の高いプローブは存在しない。電流プローブでは１００ＭＨｚ程度のものしか存在しない。
第２の問題点は以下のようである。電圧・電流プローブが適用可能な周波数範囲であっても、プローブの接続により電磁界分布が乱れ、正確な測定ができない。さらに、電流プローブは線路をクランプする必要があるので、マイクロストリップラインなどには適用できない。シャント抵抗を用いる場合は、シャント抵抗の挿入自体が困難である。シャント抵抗の挿入により回路の動作が変化する高周波用の電圧プローブは、３０ＧＨｚのもので数百万円程度であり耐圧は１Ｖ程度であって、ＧＨｚのオーダーで耐圧が１０Ｖ以上の電圧プローブ・電流プローブは現時点で存在しない。

さらに以下のことが言える。インピーダンス測定ではＶＮＡや６ポートリフレクトメトリが用いられ、機器の基準面でインピーダンスや反射係数を周波数領域で測定することができる。フーリエ変換を用いることで時間領域での測定も可能であるが、励振周波数をスイープさせて応答を測定しているため、結果としてインパルス応答を測定しているものと等価になる。そのため、単一周波数の正弦波で励振して、その応答を広帯域で測定することは不可能である。
スペクトルアナライザを用いれば、単一周波数での励振に対する応答を広帯域で測定することが可能となるが、位相情報が欠落しているため、時間領域での波形を取得することは不可能である。

図１に示したように、本発明の測定システム１の一実施形態は、交流電源２と、交流電源２に接続した方向性結合器３と、方向性結合器（「双方向性結合器」と言う場合もある）３に結合したＤＵＴ（「被測定デバイス」と言う場合もある）４と、方向性結合器３に結合したオシロスコープ５と、を備え、方向性結合器３とＤＵＴ４の間を基準面６としている。オシロスコープ５はＡ／Ｄコンバータの具体的一例である。

電力は双方向性結合器３を通じて被測定デバイス（ＤＵＴ： Device Under Test）へ印加される。双方向性結合器の基準面での進行波Ｖ_Ｆｍ（ｔ）と反射波Ｖ_Ｒｍ（ｔ）は、オシロスコープで測定される。これらの値から電圧Ｖ_ｍ（ｔ）と電流Ｉ_ｍ（ｔ）を式（１）、（２）から計算する。なおＺ_０は基準面での特性インピーダンスで測定システム１では５０Ωである。

図２に示したように、本発明の一実施形態の校正、補正のフローにより、電流・電圧の波形の測定方法を行うことができる。図２の校正において、ｎ_ｆとは、フーリエ変換後の周波数の点数のことであり、周波数はｎの関数であって、校正はｎがｎ_ｆを超えたときに終了する。すなわち周波数の範囲が被測定信号の高調波を含む帯域である校正を用いて、補正を行うことになる。

（校正）
上記の方法電圧と電流の測定値には、主に方向性結合器中での方向性・周波数特性に起因する誤差が含まれる。そのため、電圧・電流の周波数特性について校正し、波形を観測する必要がある。言葉を換えて説明すれば、オシロスコープの入力端子において測定した電圧から、離れた位置に存在する基準面における電圧・電流を取得するために校正が必要であるともいえる。これは、任意の基準面におけるインピーダンスを、機器内部の受信器の電圧から求めるネットワークアナライザの校正の原理と同じである。

機器の校正方法として、一般的に短絡・開放・整合終端を用いる方法（ＳＯＬ法）は広く知られている。しかし、ＳＯＬ法は電流に対する電圧の比を校正する相対校正を行う方法であるため、電圧・電流の振幅を校正する絶対校正を行うことができない。そこで、相対校正・絶対校正の両方が可能である短絡・開放・パワーセンサーを用いる校正方法を発明した。

図３（ａ）のように基準面を短絡し、式（１）、（２）を用いて電圧Ｖ^Ｓ _ｍ（ｔ）と電流Ｉ^Ｓ _ｍ（ｔ）を測定する。次に、図３（ｂ）のように校正面を開放し、式（１）、（２）を用いて電圧Ｖ^Ｏ _ｍ（ｔ）と電流Ｉ^Ｏ _ｍ（ｔ）を求める。最後に図３（ｃ）のように基準面にパワーセンサーを接続することで整合終端し、式（１）、（２）を用いて電圧Ｖ^Ｐ _ｍ（ｔ）と電流Ｉ^Ｐ _ｍ（ｔ），さらに電力Ｐ^Ｐ _ｍを求める。短絡、開放、パワーセンサーを用いて得られたそれぞれの電圧・電流波形のデータＶ^Ｓ _ｍ（ｔ）、Ｉ^Ｓ _ｍ（ｔ）、Ｖ^Ｏ _ｍ（ｔ）、Ｉ^Ｏ _ｍ（ｔ）、Ｖ^Ｐ _ｍ（ｔ）から、複素電圧・複素電流の周波数特性Ｖ^Ｓ _ｍ（ｆ）、Ｉ^Ｓ _ｍ（ｆ）、Ｖ^Ｏ _ｍ（ｆ）、Ｉ^Ｏ _ｍ（ｆ）、Ｖ^Ｐ _ｍ（ｆ）を計算する。本発明の実施例では計算機上で式（３）、（４）で表すフーリエ変換（ＦＦＴ）を行った。

ここで、ある複素電圧、複素電流の測定値Ｖ_ｍ（ｆ）、Ｉ_ｍ（ｆ）の校正値をＶ_ｃ（ｆ）、Ｉ_ｃ（ｆ）とすると、校正値と測定値は誤差行列Ｅ（ｆ）により式（５）のように関連づけられる。

誤差行列Ｅ（ｆ）は式（６）のような２行２列の行列で表される。

誤差行列は、短絡・開放・パワーセンサーを接続したときの測定値から、以下の様に求められる。まず、基準面を短絡とした場合、式（５）に測定値Ｖ^Ｓ _ｍ（ｆ）とＩ^Ｓ _ｍ（ｆ）を代入すると、校正値Ｖ^Ｓ _ｃ（ｆ）は式（７）を満たしているはずである。

基準面を開放とした場合、式（５）に測定値Ｖ^Ｏ _ｍ（ｆ）とＩ^Ｏ _ｍ（ｆ）を代入すると、電流の校正値Ｉ^Ｏ _ｃ（ｆ）は下式を満たしているはずである。

基準面にパワーセンサーを接続することで整合終端した場合、式（５）から求めた複素電圧・複素電流の校正値Ｖ^Ｐ _ｃ（ｆ）、Ｉ^Ｐ _ｃ（ｆ）は，測定値Ｖ^Ｐ _ｍ（ｆ），Ｉ^Ｐ _ｍ（ｆ），Ｐ^Ｐ _ｍによって下式を満たしているはずである。

これらの結果から、行列の各要素は次のように計算できる。

このように、校正により誤差行列を求めた後、ＤＵＴを基準面に接続することにより、ＤＵＴにおける複素電圧、複素電流の校正値Ｖ_ｃ（ｆ）、Ｉ_ｃ（ｆ）を式（１３）として求めることができる。

式（１３）により得られた校正値Ｖ_ｃ（ｆ）、Ｉ_ｃ（ｆ）から、電圧・電流波形の校正値Ｖ_ｃ（ｔ）、Ｉ_ｃ（ｔ）を計算することができる。本発明の実施例では、計算機上で逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行った。

図４には、上記の測定システムやその測定システムによる測定手順等をまとめて示した。

（矩形波信号測定）
方向性結合器を用いた方法の有効性を検証するため、ＷＰＴにおいて発生する高調波成分を含み、既知の信号である矩形波信号を測定した。このとき、比較のため、図５のように電圧・電流プローブによる測定も行った。電圧プローブは線路に直接接続し，電流プローブは線路の周りをクランプした（図６）。

（測定条件）
矩形波信号は、電圧・電流プローブにおいても測定可能な周波数７ＭＨｚ、振幅１Ｖとし、３ｄＢの整合パッドを通して負荷に電圧を印加した。ＤＵＴとして短絡、開放、パワーセンサー（ロード）を用いた。測定機器において、オシロスコープ、方向性結合器、電圧・電流プローブの帯域はそれぞれ７５０ＭＨｚ、１ＧＨｚ、１２０ＭＨｚ、１００ＭＨｚのものを用いた。また、ＦＦＴのサンプリング点数を２０００点、サンプリング周波数を２ＧＨｚとした。

（スペクトル）
図７に方向性結合器による、校正なしの場合のスペクトルＶ_ｍ（ｆ）、Ｉ_ｍ（ｆ）の結果を示した。電流については測定値を５０倍した。図７より基本波と３倍高調波が大きな値であることがわかる。また、短絡時の電圧および開放時の電流が真値０とならないことを確認した。そこで、本発明の実施例では７、２１、３５ＭＨｚの周波数成分を校正した。また、９倍以降の高調波成分ではほとんど発生しないことが確認できる。

（電圧・電流時間波形）
図８、９に電圧・電流プローブ、方向性結合器による電圧・電流時間波形の結果をそれぞれ示す。図８、９より電圧・電流プローブによる波形の測定結果と方向性結合器による波形の測定結果がほぼ一致していることが確認できる．また、図９の方向性結合器による結果から、校正により短絡時の電圧および開放時の電流が真値０に近づくことが確認できる。

（高周波・大電力信号測定）
図１３に示した測定システム１１を用い、本発明の測定精度を検証するために、波形が既知の信号の測定を行った。すなわちＷＰＴへの応用を検証するために、整流回路の電圧・電流波形測定を行った。信号源として６．７８ＭＨｚ、２０Ｗの正弦波を用いた。負荷として２５Ωの負荷抵抗を接続したブリッジ整流回路を用いた。ダイオードにはＲＢ１６１ＭＭ－２０ＴＲを使用した。ブリッジ整流回路の入力端子における電圧・電流波形を、本発明と、電圧・電流プローブによる方法で測定した。
図１０に、方向性結合器による電圧・電流の周波数特性の測定結果を示す。電圧・電流いずれにおいても基本波の発生を、また電圧においては７倍までの高調波を確認した。

図１１にインピーダンスの測定結果をスミスチャートで示す。このとき、高調波成分についてはインピーダンスの値がスミスチャートの円から大きく外れるため、基本波成分のみ示す。校正後の反射係数がほぼ一致していることを確認できる。

図１２に、電圧・電流プローブと方向性結合器による電圧・電流時間波形の測定結果Ｖ（ｔ）、Ｉ（ｔ）を示す。電圧・電流プローブと方向性結合器の時間波形はほぼ同様であることが確認できる。また、ＤＵＴにダイオードを用いたことにより入力信号である正弦波の波形の歪みを確認できる。７ＭＨｚの矩形波を入力した方向性結合器による電圧・電流の測定、校正結果を電圧・電流プローブと比較することで、本発明が有効な測定方法であることを確認した。

本発明は、電圧・電流プローブが適用不可能なＧＨｚ帯の周波数においても、オシロスコープの帯域幅が許す限り適用可能であって、ＷＰＴの受電回路を設計する際の測定技術に貢献できる。

１、１１：測定システム
２：交流電源
３：方向性結合器（双方向性結合器）
４：ＤＵＴ（被測定デバイス）
５：オシロスコープ
６：基準面

Claims

交流電源、方向性結合器及びＤＵＴ（負荷）をこの順に、前記方向性結合器にＡ／Ｄコンバータを接続し、前記方向性結合器と前記ＤＵＴ間に基準面を備える測定システムを用いる高周波電圧・電流波形の測定・校正方法であって、前記Ａ／Ｄコンバータにより前記方向性結合器の基準面での前記交流電源の進行波（Ｖ_Ｆｍ（ｔ））と反射波（Ｖ_Ｒｍ（ｔ））を取得する波形測定値データ取得ステップと、前記波形測定値データに対して第１の所定処理を行って電圧・電流波形の測定値データを求める第１のデータ処理ステップと、前記電圧・電流波形の測定値データに対して所定範囲の周波数について波形高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を適用して、複素電圧・複素電流の測定値データを求める第２のデータ処理ステップと、前記複素電圧・複素電流の測定値データに対して、第２の所定処理を行って複素電圧・複素電流の校正値データを求める第３のデータ処理ステップと、前記複素電圧・複素電流の校正値データに対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を適用して、電圧・電流波形の校正値データを求める第４のデータ処理ステップと、を含み、前記第２の所定処理は、前記基準面を短絡して前記第１の所定処理により求めた電圧（Ｖ^Ｓ _ｍ（ｔ））及び電流（Ｉ^Ｓ _ｍ（ｔ））と、基準面を開放して前記第１の所定処理により求めた電圧（Ｖ^Ｏ _ｍ（ｔ））及び（電流Ｉ^Ｏ _ｍ（ｔ））と、前記基準面にパワーセンサーを接続することで整合終端して求めた前記第１の所定処理により求めた電圧（Ｖ^Ｐ _ｍ（ｔ））、電流Ｉ^Ｐ _ｍ（ｔ）及び（電力Ｐ^Ｐ _ｍ）と、によって計算される誤差行列（Ｅ（ｆ））の逆行列を、前記複素電圧・複素電流の測定値データに適用することを特徴とする高周波電圧・電流波形の測定・校正方法。
前記第１の所定処理は式（１）、（２）により、前記誤差行列（Ｅ（ｆ））は式（６）、（１１）及び（１２）によりそれぞれ表されることを特徴とする請求項１に記載の電圧・電流波形の測定・校正方法。
（式（１１）におけるＺ_０は前記基準面での特性インピーダンスを表す）
（数１）

（数２）

（数６）

（数１１）

（数１２）
前記所定範囲の周波数は測定する波形の高調波を含む周波数範囲であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電圧・電流波形の測定・校正方法。
前記Ａ／Ｄコンバータはオシロスコープであることを特徴とする請求項１～３の何れか１項に記載の電圧・電流波形のデータの測定・校正方法。
無線電力伝送で用いる（高周波・大電力）電圧・電流波形を対象とする請求項１～４の何れか１項に記載の電圧・電流波形のデータの測定・校正方法。