JP2021056024A - 無線電力伝送用整流回路設計のための測定システム、測定方法及び校正方法。 - Google Patents

Abstract

【課題】大電力印加時のインピーダンスと電力を同時に測定するためには、従来はベクトルネットワークアナライザ（ＶＮＡ）を用いる方法が最も一般的だが、大電力印加可能なＶＮＡは、１千万円を超える高価なものとなること。【解決手段】交流電源２と、交流電源２に接続した方向性結合器３と、方向性結合器３に結合したＤＵＴ４と、方向性結合器３に結合したＡ／Ｄコンバータと、を備え、方向性結合器３とＤＵＴ４の間を基準面６とすることを特徴とする無線電力伝送用整流回路設計のための測定システム１である。【選択図】図１

Description

本発明は、無線電力伝送用整流回路設計のための測定システム、測定方法及び校正方法に関する。

無線電力伝送の効率を向上する整合回路の設計のためには、整流回路のインピーダンスを測定する必要がある。整流回路は非線形素子であるダイオードを用いるため、インピーダンスが電力によって変化する。そのため、大電力印加時のインピーダンスと電力を同時に測定する必要がある。

特許文献１には、円偏波アレーアンテナの動作状態における任意のアンテナ素子のインピーダンスを精度よく迅速に測定する方法が、また特許文献２には、素子アンテナの性能均一性を保持して、アクティブフェーズドアレーアンテナの動作状態における素子アンテナのアンテナインピーダンスを測定する方法が、それぞれ記載されている。しかし、それらの方法は、複数の負荷が存在する場合に、それらに同時に給電しながら、そのうちの一つの負荷のインピーダンスの測定方法である。

特許文献３には、インピーダンスの全領域で一定の測定感度を持ち、幅広い測定範囲をカバーできるインピーダンスを測定する方法が記載されているが、特許文献１と同様にインピーダンスのみを測定し、その時の電力は問題にしていない。
一方、大電力印加の高周波インピーダンス測定方法としては、非特許文献１、２が知られている。

特開平５−１５７７８２号公報 特開２０１３−１３０４０５号公報 特開２０１４−１００６７号公報

C.F.Engen and C.A.Hoer,"Application of an Arbitrary 6-Port Junction to Power-Measurement Problems,"IEEE Trans.Instrum.Meas., Vol.IM-21, pp.470-474, Nov.1972. S.Sakihara,M.Tanaka,N.Sakai and T.Ohira,"Power Dependent Impedance Measurement Exploiting an Oscilloscope and Mobius Transformation", IEICE Trans.on Elec., Vol.E100-C, No.10, pp.918-923, Oct.2017.

しかしながら、大電力印加時のインピーダンスと電力を同時に測定のため、従来はベクトルネットワークアナライザ（ＶＮＡ）を用いる方法が最も一般的だが、大電力印加可能なＶＮＡは、１千万円を超える高価なものとなる課題がある。

上記課題を解決する本発明は以下の通りである。
（１）交流電源と、前記交流電源に接続した方向性結合器と、前記方向性結合器に結合したＤＵＴと、前記方向性結合器に結合したＡ／Ｄコンバータと、を備え、前記方向性結合器と前記ＤＵＴの間を基準面とすることを特徴とする無線電力伝送用整流回路設計のための測定システムである。
（２）前記Ａ／Ｄコンバータはオシロスコープであることを特徴とする（１）に記載の無線電力伝送用整流回路設計のための測定システムである。
（３）交流電源、方向性結合器及び被測定物（ＤＵＴ）をこの順に接続し、前記方向性結合器にＡ／Ｄコンバータを接続して、基準面を介して前記方向性結合器とＤＵＴを接続し、前記ＤＵＴをショート、オープン又は整合負荷として、前記ショートでは電圧Ｖ_Ｆ ^Ｓの大きさ、電圧Ｖ_Ｒ ^Ｓの大きさ及び前記電圧Ｖ_Ｆ ^Ｓと電圧Ｖ_Ｒ ^Ｓとの位相差∠Ｖ_Ｒ ^Ｓ−∠Ｖ_Ｆ ^Ｓを、オープンでは電圧Ｖ_Ｆ ^Ｏの大きさ及び電圧Ｖ_Ｒ ^Ｏの大きさ、前記電圧Ｖ_Ｆ ^Ｏ及び前記電圧Ｖ_Ｒ ^Ｏとの位相差∠Ｖ_Ｆ ^Ｏ−∠Ｖ_Ｒ ^Ｏを、前記整合負荷では電圧Ｖ_Ｆ ^Ｐの大きさ、電圧Ｖ_Ｒ ^Ｐの大きさ、前記電圧Ｖ_Ｆ ^Ｐと前記電圧Ｖ_Ｒ ^Ｐとの位相差∠Ｖ_Ｆ ^ｐ−∠Ｖ_Ｒ ^ｐ及び電力Ｐ_ｍ ^ｐを、それぞれ測定することを特徴とする無線電力伝送用整流回路設計のための測定方法である。これらの電圧の大きさと位相から、複素電圧（以下、単に電圧と記す）Ｖ_Ｆ ^Ｏ、Ｖ_Ｒ ^Ｏ、Ｖ_Ｆ ^Ｐ、Ｖ_Ｒ ^Ｐを求める。
なお、「交流電源、方向性結合器及びＤＵＴをこの順に接続」とは、「交流電源と、前記交流電源に接続した方向性結合器と、前記方向性結合器に結合したＤＵＴに接続」と同義である。また、以下に示す電圧・電流は全て複素数である。
（４）下記の式(１)〜（６）に基づきＶ_ｍ ^Ｓ、Ｖ_ｍ ^O、Ｖ_ｍ ^ｐ、I_ｍ ^Ｓ、I_ｍ ^O及びI_ｍ ^ｐを算出し、基準面の所定の特性インピーダンスであるＺ_O、前記電力Ｐ_ｍ ^ｐ及び式（８）に基づき第1の行列の要素（ｃ、ｂ）を算出し、前記第1の行列の要素（ｃ、ｂ）、Ｖ_ｍ ^Ｓ、Ｖ_ｍ ^O、I_ｍ ^Ｓ及びI_ｍ ^Oと式（９）に基づき第２の行列の要素（a、ｄ）を算出し、第1及び第２の行列の要素からなる行列（a〜ｄ）の逆行列と数式（１０）に基づき、前記基準面おける真値の電流Ｖ及び真値の電流Iを算出することを特徴とする無線電力伝送用整流回路設計のための校正方法。
である。

（５）前記Ａ／Ｄコンバータはオシロスコープであることを特徴とする（３）に記載の無線電力伝送用整流回路設計のための測定方法である。

本発明による無線電力伝送用整流回路設計のための測定システム、測定方法及び校正方法によって周波数や電力に即して数十万程度でその同時測定が実現可能である。

本発明の一つの実施態様である無線電力伝送用整流回路設計のための測定システムの概略を示した図である。 校正方法の概略を示した図である。 実験装置の主要部分を示した図である。 オシロスコープを使用した実験装置を示した図である。 パワーセンサーを整合終端の標準器として用いることの妥当性の検証のため、パワーセンサーに１０ｄＢｍの電力印加時の反射係数をＶＮＡにより測定した結果を示した図である。 電圧・電流プローブを用いたインピーダンスの測定結果をスミスチャートにプロットしたもの示した図である。 図６のスミスチャートの中心部分を拡大して示した図である。 ＤＵＴとして５個並列のショットキーダイオードを使用したフルブリッジ整流回路でオシロスコープに観測された波形を示した図である。 図８において観測された波形に対してＦＦＴを適用した結果を示した図である。 電圧・電流プローブの方法と方向性結合器の方法との比較、それぞれについてオシロスコープのリードアウトを用いる方法とＦＦＴを用いる方法を適用し、それらについて校正の有無での結果を比較して示した図である。

以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。本発明は、以下の実施形態に限定されるものではなく、発明の範囲を逸脱しない限りにおいて、変更、修正、改良を加え得るものである。

図１には、無線電力伝送用整流回路設計のための測定システム１の概略を示した。電力は双方向性結合器３を通じてＤＵＴ４へ印加される。進行波と反射波は双方向性結合器３により分離されオシロスコープ５で測定される。オシロスコープ５のリードアウト機能により、進行波と反射波の実効値、および、それらの位相差を読み取る。これらの値から進行波の複素電圧Ｖ_Ｆ、と反射波の複素電圧Ｖ_Ｒ求めた上で、複素電圧Ｖ_ｍを式（１１）から、複素電流Ｉ_ｍを数式（１２）から計算する。なおＺ_０は基準面の特性インピーダンスである。Ａ／Ｄコンバータとして波形をリアルタイムで観測し、かつリードアウト機能により電圧・位相差を取得できるの観点から、オシロスコープ５が好ましい。

図１の測定システムによって、|Ｖ_Ｆ|すなわち進行波電圧の大きさ、|Ｖ_R|すなわち反射波電圧の大きさ、∠Ｖ_F−∠Ｖ_Rすなわち進行波電圧と反射波電圧の位相差を測定することができる。∠Ｖ_F−∠Ｖ_Rを測定するのは、進行波電圧と反射波電圧を複素数の値として測定するのためである。

図２には、校正方法の概略を示した。図２（ａ）のように基準面を短絡し、式（１１）、（１２）を用いて電圧Ｖ^Ｓ _ｍと電流Ｉ^Ｓ _ｍを測定する。このとき、電圧の真値は０となっているはずである。次に、図２（ｂ）のように基準面を開放し、式（１１）、（１２）を用いて電圧Ｖ^Ｏ _ｍと電流Ｉ^Ｏ _ｍを求める。このとき、電流の真値は０となっているはずである。最後に図２（ｃ）のように基準面にパワーセンサーを接続し、式（１１）、（１２）を用いて電圧Ｖ^Ｐ _ｍと電流Ｉ^Ｐ _ｍ、さらに電力Ｐ^Ｐ _ｍを求める。なお、基準面を短絡・開放とした場合、高周波電源からみた反射係数の大きさが１に近くなる。高周波電源が整合終端を要求している場合は、整合パッドとして動作する減衰器を電源と方向性結合器の間に接続する方法がある。また、ＤＵＴが非線形負荷であっても、測定系（方向性結合器・オシロスコープ）が線形であれば、後述するように説明する誤差行列は電力に依存しないため校正時は電力を低減しても構わない。

基準面での電圧・電流の真値をそれぞれ Ｖ、Ｉ、誤差を含んだ電圧・電流の測定値をそれぞれ Ｖ_ｍ、Ｉ_ｍとする。真値と測定値は、誤差行列により式（１３）のように関連づけられる。

誤差行列は、短絡・開放・パワーセンサーを接続したときの測定値から、式（１４）の様に求められる。まず、基準面を短絡とした場合、式（１３）に測定値Ｖ^Ｓ _ｍとＩ^Ｓ _ｍ を代入すると，電圧の真値は式（１４）を満たしているはずである。

基準面を開放とした場合、式(１３)に測定値Ｖ^Ｏ _ｍとＩ^Ｏ _ｍを代入すると、電流の真値は式（１５）を満たしているはずである。

基準面にパワーセンサーを接続した場合、式（１３）から求めた電圧・電流の真値は、測定値Ｖ^Ｐ _ｍ、Ｉ^Ｐ _ｍ、Ｐ^Ｐ _ｍによって式（１６）、（１７）を満たしているはずである。

これらの結果から、行列の各要素は式（８）、（９）のように計算できる。

このように，校正により誤差行列を求めた後、ＤＵＴを基準面に接続することにより、ＤＵＴ における電圧、電流の真値は式（１０）のように求めることができる。

非線形負荷の場合は高調波が発生するため、電圧・電流波形が正弦波でなくなる。オシロスコープのリードアウト機能は、波形の実効値を表示するため、全ての高調波を含むものとなる。インピーダンス測定の場合は基本波のみに対するものを測定したいため、リードアウト機能による電圧・電流の値を使うと誤差となる。そこで、オシロスコープで観測した波形を計算機に転送し、計算機で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いることにより、基本波のみに対応する電流・電圧・位相差を用いる方法発明した。Ｖ_ｍ、Ｉ_ｍの取得方法がリードアウトからＦＦＴに変わるだけで、校正法など、他の方法は同じである。

(実施例１)
本発明の有用性を検証するため、実験を行った。その実験装置を図３、図４及び図１１に示す。
６．７８ＭＨｚ ２０Ｗの電源を使用し、３ｄＢの整合パッドを通して負荷に１０Ｗの電力を印加した。まずはＤＵＴとして線形負荷を用い、オシロスコープのリードアウトを用いる方法を適用した。 精度の検証のため、本発明（方向性結合器を使用）に加え、方向性結合器の代わりに（図１１（ａ）：参考例１）、ＶＮＡを用いる方法（図１１（ｂ））：比較例２）、双方向性結合器とパワーセンサーを用いる方法（図１１（ｃ）：比較例３）と比較した。

図３において、オシロスコープに接続する双方向性結合器、オシロスコープに接続する電圧・電流プローブ、パワーセンサーに接続する双方向性結合器を縦続接続しているが、後に示す測定結果ではそれぞれを単独で接続している。オシロスコープには帯域７５０ＭＨｚのものを使用した。電圧プローブには帯域５００ＭＨｚの差動プローブを用いた。電流プローブには帯域１００ＭＨｚのものを用い、同軸ケーブルの芯線をクランプした。
ＳＯＰ校正に使用したパワーセンサー（Ｋｅｙｓｉｇｈｔ Ｕ２００４Ａ）を、整合終端の標準器として用いることの妥当性を検証するために、このパワーセンサーに１０ｄＢｍの電力を印加したときの反射係数をＶＮＡにより測定した。

図５には、その結果を示した。使用した６．７８ＭＨｚで５０ｄＢを下回る反射係数となっており、整合終端としてみなすことは妥当といえる。また、９ｋＨｚから３ＧＨｚまでの測定周波数のうち、反射係数は最大でも３４．２７ｄＢとなっており、この周波数帯域で整合終端として使用できることがわかる。

電圧・電流プローブ、および方向性結合器を用いた方法では、負荷に供給される有効電力Ｐを式（１８）より求めた。

パワーセンサーを用いた方法では, 反射係数の大きさ|Γ|、有効電力Ｐを式（１９）、（２０）により求めた。ここで、Ｐ_ＦＷＤ・Ｐ_ＲＥＦはそれぞれパワーセンサーで測定された進行波電力・反射波電力である。

ＤＵＴとして短絡・開放・整合負荷・誘導性負荷・容量性負荷を用いて測定を行った。誘導性負荷・容量性負荷として、５０Ωの抵抗器にπ型整合回路を接続して、ＶＮＡ で測定した反射係数がそれぞれ ０．２５∠９０°と０．２５∠−９０°となるようにしたものを用いた。ＤＵＴへの印加電力は１０Ｗであるが開放・短絡の測定時は電源の反射に対する制約により５Ｗに低減した。ＶＮＡによる測定では印加電力は１００ｍＷである。
表１〜５に方向性結合器を用いた本発明（校正なし、校正あり）、パワーセンサー・パワーメーターによる測定、ＶＮＡによる測定結果を示す。本発明により、複素インピーダンスはＶＮＡに近い値、有効電力はパワーセンサー・パワーメーターに近い値が得られていることがわかる。また、短絡においては電圧の値が、開放においては電流の値が校正によって０に近づいていることがわかる。

図６には、ＶＮＡによる測定、方向性結合器を用いた本発明（校正なし，校正あり）、電圧・電流プローブを用いた方法（参考例１）によるインピーダンスの測定結果をスミスチャートにプロットしたものを示した。校正によりＶＮＡに近い値が得られていることがわかる。

本発明の非線形負荷に対する有用性を検証するために、実験を行った。ＤＵＴとして、ショットキーダイオード（ＲＢ１６１ＭＭ−２０）を５個並列に使用したフルブリッジ整流回路を用いる。整流回路に供給する進行波電力は６．７８ＭＨｚ ２０Ｗとした。直流負荷として電子負荷装置を用い、直流負荷での受電電力が最大となるよう、荷抵抗を ６１Ωに設定した。このとき、パワーセンサーで測定されたＲＦ（６．７８ＭＨｚ）の有効電力（進行波電力−反射波電力）は１５Ｗ、反射係数の大きさは０．４９２である。

図８には、オシロスコープで観測された波形を示した。Ｃ（チャンネル）１，Ｃ２ はそれぞれ電圧プローブ・電流プローブで測定された波形である。Ｃ３、Ｃ４はそれぞれ双方向性結合器で取得された進行波・反射波の波形である。なお、オシロスコープでは Ｃ３、Ｃ４は１ＭΩのＤＣ結合で終端されているが、スルーターミネータを用いて５０Ωで終端している。Ｆ１とＦ２はそれぞれ進行波と反射波の和と差、すなわち電圧波形と電流波形に相当するものである。

オシロスコープでのサンプリング周波数は２ＧＨｚ、サンプリング点数は１０００ 点とした。このため、ＦＦＴを適用した場合の周波数分解能は１ＭＨｚとなる。
図９には観測された波形に対してＦＦＴを適用した結果を示した。基本波、および奇数次の高調波が確認できる。ＦＦＴを用いた方法では、基本波における電圧・電流の振幅および位相差を用いた。

電圧・電流プローブを用いる方法と、方向性結合器を用いる方法を比較する。さらに、それぞれについてオシロスコープのリードアウトを用いる方法とＦＦＴを用いる方法を適用する。それらについて校正の有無で結果を比較する。
図１０には、その結果を示す。校正の有無で比較すると、校正によりほぼ同一の点に収束していることがわかる。なお、「Ｒｅａｄ Ｏｕｔ」とは、電圧、電流の値をオシロスコープのリードアウト機能により取得した方法、「ＦＦＴ」とは、電圧、電流の値を波形のフーリエ変換により取得した方法のことである。「Ｖ／Ｉ Probe」とは、電圧プローブ・電流プローブを用いた方法、「Directional Coupler」とは、方向性結合器を用いた方法のことである。「w/o Cal」とは、ＳＯＰ校正を用いずに、測定された電圧・電流の値をそのまま用いた方法、「w/ Cal」とは、SOP校正により補正された電圧・電流の値を用いた方法、のことである。

（実施例２）
高周波における大電力印加時のインピーダンス・電圧・電流・電力を同時に測定する測定システム、測定する方法、およびその校正方法を発明した。線形負荷に本発明を適用した実験により、インピーダンス測定はＶＮＡと、有効電力測定はパワーセンサーと概ね一致する精度で測定可能なことを確認した。さらに、非線形負荷に本発明を適用した実験により、正弦波ではない波形に対しても本発明が適用可能であることを確認した。また、パワーエレクトロニクスの分野で用いられている電流・電圧プローブによる測定と、マイクロ波の分野で用いられている方向性結合器による測定が等価であることを実験的に確認した。方向性結合器による方法が電圧・電流プローブによる方法と等価であることを確認するために、電圧・電流プローブが使用可能な６．７８ＭＨｚで検証を行った。方向性結合器を用いる本手法は，電圧・電流プローブが適用不可能なＧＨｚ帯の周波数においても。オシロスコープの帯域幅が許す限り適用可能である。

無線電力伝送における受電側の整合回路の設計に必要となる整流回路のインピーダンスを測定に利用することができる。

１：測定システム
２：交流電源
３、９：方向性結合器
４：ＤＵＴ
５：オシロスコープ
６：基準面
１０：電圧・電流プローブ
１１：方向性結合器とパワーセンサー
１２：パワーセンサー

Claims (5)

1. 交流電源と、前記交流電源に接続した方向性結合器と、前記方向性結合器に結合したＤＵＴと、前記方向性結合器に結合したＡ／Ｄコンバータと、を備え、前記方向性結合器と前記ＤＵＴの間を基準面とすることを特徴とする無線電力伝送用整流回路設計のための測定システム。
2. 前記Ａ／Ｄコンバータはオシロスコープであることを特徴とする請求項１に記載の無線電力伝送用整流回路設計のための測定システム。
3. 交流電源、方向性結合器及び被測定物（ＤＵＴ）をこの順に接続し、前記方向性結合器にＡ／Ｄコンバータを接続して、基準面を介して前記方向性結合器とＤＵＴを接続し、前記ＤＵＴをショート、オープン又は整合負荷として、前記ショートでは電圧Ｖ_Ｆ ^Ｓの大きさ、電圧Ｖ_Ｒ ^Ｓの大きさ及び前記電圧Ｖ_Ｆ ^Ｓと電圧Ｖ_Ｒ ^Ｓとの位相差∠Ｖ_Ｒ ^Ｓ−∠Ｖ_Ｆ ^Ｓを、オープンでは電圧Ｖ_Ｆ ^Ｏの大きさ及び電圧Ｖ_Ｒ ^Ｏの大きさ、前記電圧Ｖ_Ｆ ^Ｏ及び前記電圧Ｖ_Ｒ ^Ｏとの位相差∠Ｖ_Ｆ ^Ｏ−∠Ｖ_Ｒ ^Ｏを、前記整合負荷では電圧Ｖ_Ｆ ^Ｐの大きさ、電圧Ｖ_Ｒ ^Ｐの大きさ、前記電圧Ｖ_Ｆ ^Ｐと前記電圧Ｖ_Ｒ ^Ｐとの位相差∠Ｖ_Ｆ ^ｐ−∠Ｖ_Ｒ ^ｐ及び電力Ｐ_ｍ ^ｐを、それぞれ測定することを特徴とする無線電力伝送用整流回路設計のための測定方法。
4. 下記の式(１)〜（６）に基づきＶ_ｍ ^Ｓ、Ｖ_ｍ ^O、Ｖ_ｍ ^ｐ、I_ｍ ^Ｓ、I_ｍ ^O及びI_ｍ ^ｐを算出し、基準面の所定の特性インピーダンスであるＺ_O、前記電力Ｐ_ｍ ^ｐ及び式（８）に基づき第1の行列の要素（ｃ、ｂ）を算出し、前記第1の行列の要素（ｃ、ｂ）、Ｖ_ｍ ^Ｓ、Ｖ_ｍ ^O、I_ｍ ^Ｓ及びI_ｍ ^Oと式（９）に基づき第２の行列の要素（a、ｄ）を算出し、第1及び第２の行列の要素からなる行列（a〜ｄ）の逆行列と数式（１０）に基づき、前記基準面おける真値の電流Ｖ及び真値の電流Iを算出することを特徴とする無線電力伝送用整流回路設計のための校正方法。
   

   

   
   

   

   
   

   

   
   

   

   
   

   

   
   

   

   
   

   

   
   

   

   
   

   
5. 前記Ａ／Ｄコンバータはオシロスコープであることを特徴とする請求項３に記載の無線電力伝送用整流回路設計のための測定方法。
   
   

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