JP2022050131A - 電力変換装置、電力変換装置の制御方法、及び電力システム - Google Patents

Abstract

【課題】負荷装置の消費電力が変動しても効率を低下させることなく所望の目標電力に等しい電力を発生する。【解決手段】スイッチング回路１２は、複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を含み、端子Ｐ１，Ｐ２に印加される交流電圧を直流電圧に変換して端子Ｐ３，Ｐ４から出力する。可変インダクタンス回路Ｌは、端子Ｐ１とスイッチング回路１２との間に接続され、可変なインダクタンスを有する。制御回路１１は、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗを制御し、スイッチング周波数ｆｓｗが第１のしきい値Ｔｈ１よりも大きくなる場合、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを増大させる。【選択図】図２

Description

本開示は、電力変換装置、電力変換装置の制御方法、及び電力システムに関する。

複数のスイッチング素子を備え、入力された交流電圧を直流電圧に変換して出力する電力変換装置には、出力電流の高調波成分を低減して力率を１に近づける力率改善回路として動作するものがある。例えば、特許文献１は、そのような力率改善回路である力率改善コンバータを開示している。

国際公開第２０１８／１２８１０２号

スイッチング素子の最適なスイッチング周波数は、電力変換装置の出力電力に依存する。電力変換装置の入力電圧及び出力電圧が一定である場合、概して、出力電力が減少すると最適なスイッチング周波数が増大し、出力電力が増大すると最適なスイッチング周波数が減少する。従って、電力変換装置の出力電力を負荷装置に供給する場合、スイッチング周波数は、電力変換装置の出力電力が負荷装置の消費電力に等しくなるように設定される。

しかしながら、スイッチング素子には、正常に動作可能であるスイッチング周波数の上限値が存在する。従って、負荷装置の消費電力が変動するとき、特に、負荷装置の消費電力が小さくなるとき、この消費電力に対応するスイッチング周波数で各スイッチング素子が動作できず、所望の出力電力を得られない可能性がある。この場合、例えば、各スイッチング素子を間欠的に動作させることで、等価的に、電力変換装置の出力電力を負荷装置の消費電力に等しくすることができる。ただし、間欠動作に起因して、電力変換装置の効率は低下する。このため、負荷装置の消費電力が変動しても、効率を低下させることなく、所望の目標電力に等しい電力を発生することができる電力変換装置が求められる。

本開示の目的は、負荷装置の消費電力が変動しても、効率を低下させることなく、所望の目標電力に等しい電力を発生することができる電力変換装置を提供することにある。また、本開示の目的は、そのような電力変換装置の制御方法を提供し、また、そのような電力変換装置を備えた電力システムを提供することにある。

本開示の一態様に係る電力変換装置によれば、
複数のスイッチング素子を含み、前記第１及び第２の端子に印加される交流電圧を直流電圧に変換して前記第３及び第４の端子から出力するスイッチング回路と、
前記第１又は第２の端子と前記スイッチング回路との間に接続され、可変なインダクタンスを有する可変インダクタンス回路と、
前記各スイッチング素子のスイッチング周波数を制御し、かつ、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを制御する制御回路とを備える電力変換装置であって、
前記制御回路は、
前記各スイッチング素子のスイッチング周波数を制御し、
前記スイッチング周波数が第１のしきい値よりも大きくなる場合、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを増大させる。

本開示の一態様に係る電力変換装置によれば、効率を低下させることなく、所望の目標電力に等しい電力を発生することができる。

第１の実施形態に係る電力システム１００の例示的な構成を示すブロック図である。 図１の力率改善回路３の例示的な構成を示す回路図である。 図２の可変インダクタンス回路Ｌの例示的な構成を示す回路図である。 図３のインダクタＬ１，Ｌ２及びスイッチＳＷの例示的な結線を示す図である。 図３のスイッチＳＷの例示的な構成を示す回路図である。 図３のスイッチＳＷの変形例の構成を示す回路図である。 図２の可変インダクタンス回路Ｌの第１の変形例の構成を示す回路図である。 図２の可変インダクタンス回路Ｌの第２の変形例の構成を示す回路図である。 図２の可変インダクタンス回路Ｌの第３の変形例の構成を示す回路図である。 図２の可変インダクタンス回路Ｌの第４の変形例の構成を示す回路図である。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路４の例示的な構成を示す回路図である。 図２の力率改善回路３の電流臨界モードの動作を説明する概略図である。 図２の力率改善回路３のソフトスイッチングを説明する概略図である。 図２の力率改善回路３の入力電圧Ｖｉｎに対するスイッチング周波数ｆｓｗの依存性を説明するグラフである。 図２の力率改善回路３の目標電力に対するスイッチング周波数ｆｓｗの依存性を説明するグラフである。 図２の制御回路１１によって実行される電力変換処理を示すフローチャートである。 図２の可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスの第１の例示的な切り換え方法を説明するタイミングチャートである。 図２の可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスの第２の例示的な切り換え方法を説明するタイミングチャートである。 図２の可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスの第３の例示的な切り換え方法を説明するタイミングチャートである。 第２の実施形態に係る力率改善回路３Ａの例示的な構成を示す回路図である。 第３の実施形態に係る電力システム１００Ｂの例示的な構成を示すブロック図である。 図２１の制御回路１１Ｂによって実行される電力変換処理を示すフローチャートである。 第４の実施形態に係る電力システム１００Ｃの例示的な構成を示すブロック図である。 図２３の負荷装置５Ｃの例示的な動作を説明するグラフである。 第５の実施形態に係る力率改善回路３Ｄの例示的な構成を示す回路図である。 第６の実施形態に係る力率改善回路３Ｅの例示的な構成を示す回路図である。

以下、本開示に係る各実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

［第１の実施形態］
［全体構成］
図１は、第１の実施形態に係る電力システム１００の例示的な構成を示すブロック図である。電力システム１００は、交流電源装置１、ノイズフィルタ２、力率改善回路３、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４、及び負荷装置５を備える。

交流電源装置１は、所定の交流電圧を供給する。交流電源装置１は、商用交流電源を含んでもよく、直流電源及びインバータを含んでもよい。

ノイズフィルタ２は、交流電源装置１及び力率改善回路３の間に接続される。ノイズフィルタ２は、力率改善回路３、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４、及び負荷装置５のいずれかにおいて発生して電力線を介して交流電源装置１又は他の装置に伝搬するノイズ、又は、電力線を介してその逆向きに伝搬するノイズを低減する。

力率改善回路３は、交流電源装置１からノイズフィルタ２を介して入力される交流電圧を直流電圧に変換して出力するとともに、出力電流の高調波成分を低減して力率を１に近づける。

力率改善回路３は、本開示の実施形態に係る電力変換装置の一例である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４は、力率改善回路３から入力された直流電圧を異なる直流電圧に変換して出力する。

負荷装置５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４から入力された直流電圧により動作する。

負荷装置５は、例えば、リチウムイオン電池のような蓄電池であってもよい。この場合、電力システム１００は、例えば、電気自動車の車載充電システムとして構成されてもよい。また、例えば、交流電源装置１は５０Ｈｚ又は６０Ｈｚかつ１１０Ｖ又は２２０Ｖの交流電圧を供給し、力率改善回路３は５００～８００Ｖの直流電圧を出力し、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４は２５０～４００Ｖの直流電圧を出力してもよい。

［力率改善回路の構成］
図２は、図１の力率改善回路３の例示的な構成を示す回路図である。力率改善回路３は、制御回路１１、スイッチング回路１２、電圧センサ１３，１４、電流センサ１５、キャパシタＣ１，Ｃ２、可変インダクタンス回路Ｌ、及び端子Ｐ１～Ｐ４を備える。図２の例では、力率改善回路３は、トーテムポール型力率改善回路として構成される。

第１及び第２の端子Ｐ１，Ｐ２には、交流の入力電圧Ｖｉｎが印加され、交流の入力電流Ｉｉｎが流れる。また、第３及び第４の端子Ｐ３，Ｐ４には、直流の出力電圧Ｖｏｕｔが発生し、直流の出力電流Ｉｏｕｔが流れる。

スイッチング回路１２は、端子Ｐ１，Ｐ２に印加される交流電圧を直流電圧に変換して端子Ｐ３，Ｐ４から出力する。スイッチング回路１２は、複数のスイッチング素子、図２の例では第１～第４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を含む。

第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、端子Ｐ３，Ｐ４の間に直列に接続され、制御回路１１の制御下で、交流電圧の周波数よりも高い周波数、例えば数百ｋＨｚ～数ＭＨｚの周波数で動作する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、このような高い周波数で動作するために、例えば、窒化ガリウム（ＧａＮ）デバイス又はシリコンカーバイド（ＳｉＣ）デバイスであってもよい。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、より低い周波数、例えば約１００ｋＨｚの周波数で動作してもよく、この場合、汎用のシリコンデバイス、例えばＭＯＳＦＥＴであってもよい。

第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、端子Ｐ３，Ｐ４の間に直列に、かつ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に並列に接続され、制御回路１１の制御下で、交流電圧の周波数、例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚで動作する。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に比べて低速で動作するので、安価な汎用のシリコンデバイスであってもよい。

可変インダクタンス回路Ｌは、端子Ｐ１又はＰ２とスイッチング回路１２との間に接続され、制御回路１１の制御下で変化する可変なインダクタンスを有する。可変インダクタンス回路Ｌは、例えば図２に示すように、端子Ｐ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の間のノードとの間に接続されてもよい。代替として、可変インダクタンス回路Ｌは、端子Ｐ２と、スイッチング素子Ｑ３～Ｑ４の間のノードとの間に接続されてもよい。

キャパシタＣ１は、端子Ｐ１，Ｐ２の間に接続される。キャパシタＣ１は、交流の入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎに含まれるリップル成分、すなわち、交流電源装置１からノイズフィルタ２を介して入力される交流電圧の周波数よりも高い周波数を有する電圧及び電流の変動を低減する。キャパシタＣ１は、例えば、フィルムキャパシタ及びセラミックキャパシタなど、極性を持たず、高い耐リップル電流特性を有するデバイスであってもよい。

キャパシタＣ２は、端子Ｐ３，Ｐ４の間に接続される。キャパシタＣ２は、スイッチング回路１２から出力される電圧及び電流を平滑化及び安定化する。すなわち、キャパシタＣ２は、直流の出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔに含まれるリップル成分、すなわち、電圧及び電流の交流成分を低減する。キャパシタＣ２は、デバイスのサイズ及び周波数特性に合わせて、セラミックキャパシタ、フィルムキャパシタ、及び電解キャパシタのいずれか又は組み合わせであってもよい。

電圧センサ１３は、端子Ｐ１，Ｐ２間の入力電圧Ｖｉｎの瞬時値を検出し、この電圧値を制御回路１１に通知する。電圧センサ１４は、端子Ｐ３，Ｐ４間の出力電圧Ｖｏｕｔの瞬時値を検出し、この電圧値を制御回路１１に通知する。電流センサ１５は、可変インダクタンス回路Ｌに流れるインダクタ電流ＩＬの瞬時値を検出し、この電流値を制御回路１１に通知する。制御回路１１は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及びインダクタ電流ＩＬの値に基づいて、力率改善回路３の動作状態を認識することができる。

制御回路１１は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及びインダクタ電流ＩＬの値に基づいて、スイッチング回路１２及び可変インダクタンス回路Ｌを制御する。

［制御回路の動作］
制御回路１１は、スイッチング回路１２及び可変インダクタンス回路Ｌを以下のように制御する。

制御回路１１は、前述したように、交流電圧の周波数よりも高い周波数で動作するようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御し、かつ、交流電圧の周波数で動作するようにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を制御する。これにより、力率改善回路３は、トーテムポール型力率改善回路として動作し、出力電流の高調波成分を低減して力率を１に近づける。

また、前述したように、スイッチング素子の最適なスイッチング周波数は、電力変換装置の出力電力に依存する。従って、制御回路１１は、端子Ｐ３，Ｐ４における出力電力が所定の目標電力に等しくなるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗを制御する。目標電力は、例えば、負荷装置５の消費電力を表す。

また、制御回路１１は、スイッチング周波数ｆｓｗ（特に、経時的に変動するスイッチング周波数ｆｓｗの最大値ｆｓｗｍａｘ）が第１のしきい値Ｔｈ１よりも大きくなる場合、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを増大させる。また、制御回路１１は、制御回路１１は、スイッチング周波数ｆｓｗ（特に、スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ）が第１のしきい値Ｔｈ１よりも小さい第２のしきい値Ｔｈ２よりも小さくなる場合、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを低減させる。

このように、制御回路１１は、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗを制御し、かつ、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを制御する。

［可変インダクタンス回路の構成］
図３は、図２の可変インダクタンス回路Ｌの例示的な構成を示す回路図である。可変インダクタンス回路Ｌは、互いに直列に接続された２つのインダクタＬ１，Ｌ２と、インダクタＬ２に並列に接続されたスイッチＳＷとを備える。スイッチＳＷをオフしたとき、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスは、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスの和に等しくなる。スイッチＳＷをオンしたとき、インダクタＬ２の両端のノードＮ２，Ｎ３が短絡され、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスは、インダクタＬ１のインダクタンスに等しくなる。

図４は、図３のインダクタＬ１，Ｌ２及びスイッチＳＷの例示的な結線を示す図である。図４のノードＮ１～Ｎ３は、図３の対応するノードを示す。インダクタＬ１，Ｌ２の巻線は、例えば環状又は棒状の磁性体コア２０の周りに巻回されてもよい。可変インダクタンス回路Ｌを小型化するために、高周波動作に適した材料が使用される。巻線には、導通損失を低減するために、表皮効果の少ない材料、例えばリッツ線が使用される。磁性体コア２０には、高周波動作時の鉄損が少ないソフトフェライトコア、例えばＭｎ－Ｚｎコアが使用される。

図５は、図３のスイッチＳＷの例示的な構成を示す回路図である。スイッチＳＷは、リレー２１、スイッチング素子Ｑ、及び抵抗Ｒ１，Ｒ２を備える。リレー２１は、可動接点２１ａ及びコイル２１ｂを備える。スイッチング素子Ｑは、例えばＦＥＴなどのトランジスタであり、そのゲートには、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して制御回路１１からの制御信号が印加される。スイッチング素子Ｑは、制御回路１１からの制御信号に応じてオン／オフする。スイッチング素子Ｑがオンしたとき、コイル２１ｂに電流が流れる。コイル２１ｂに電流が流れたとき、可動接点２１ａがオンし、インダクタＬ２の両端が短絡される。

図６は、図３のスイッチＳＷの変形例の構成を示す回路図である。図３の可変インダクタンス回路Ｌは、図５のスイッチＳＷに代えて、図６のスイッチＳＷａを備えてもよい。スイッチＳＷａは、トランジスタ２２、絶縁ゲートドライバ回路２３、絶縁電源回路２４、及び抵抗Ｒ３，Ｒ４を備える。トランジスタ２２は例えばＦＥＴである。絶縁ゲートドライバ回路２３は、抵抗Ｒ３，Ｒ４を介してトランジスタ２２のゲートに接続される。絶縁ゲートドライバ回路２３は、絶縁電源回路２４から電力供給を受け、また、制御回路１１からの制御信号に応じてトランジスタ２２のゲート駆動信号を発生する。トランジスタ２２は、絶縁ゲートドライバ回路２３からのゲート駆動信号に応じてオン／オフする。トランジスタ２２がオンしたとき、インダクタＬ２の両端が短絡される。このように、トランジスタ２２は、絶縁ゲートドライバ回路２３を介して制御回路１１によって制御される。

可変インダクタンス回路Ｌは、図３の構成に限定されず、例えば、図７～図１０の構成を有してもよい。

図７は、図２の可変インダクタンス回路Ｌの第１の変形例の構成を示す回路図である。図２の力率改善回路３は、図３の可変インダクタンス回路Ｌに代えて、図７の可変インダクタンス回路Ｌａを備えてもよい。可変インダクタンス回路Ｌａは、互いに直列に接続された３つのインダクタＬ１～Ｌ３と、インダクタＬ２，Ｌ３に並列に接続されたスイッチＳＷ１と、インダクタＬ３に並列に接続されたスイッチＳＷ２とを備える。各スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、図５に示すようにリレーを含んでもよく、図６に示すようにトランジスタを含んでもよい。

図８は、図２の可変インダクタンス回路Ｌの第２の変形例の構成を示す回路図である。図２の力率改善回路３は、図３の可変インダクタンス回路Ｌに代えて、図８の可変インダクタンス回路Ｌｂを備えてもよい。可変インダクタンス回路Ｌｂは、２つのインダクタＬ１，Ｌ２と、スイッチＳＷ３とを備える。スイッチＳＷ３は、２つのインダクタＬ１，Ｌ２を互いに直列に接続するか、インダクタＬ２をバイパスしてインダクタＬ１のみを使用する。スイッチＳＷ３は、単極２投式のリレーを含んでもよい。

図９は、図２の可変インダクタンス回路Ｌの第３の変形例の構成を示す回路図である。図２の力率改善回路３は、図３の可変インダクタンス回路Ｌに代えて、図９の可変インダクタンス回路Ｌｃを備えてもよい。可変インダクタンス回路Ｌｃは、互いに並列に接続された３つのインダクタＬ４～Ｌ６と、インダクタＬ５に直列に接続されたスイッチＳＷ４と、インダクタＬ６に直列に接続されたスイッチＳＷ５とを備える。各スイッチＳＷ４，ＳＷ５は、図５に示すようにリレーを含んでもよく、図６に示すようにトランジスタを含んでもよい。

図１０は、図２の可変インダクタンス回路Ｌの第４の変形例の構成を示す回路図である。図２の力率改善回路３は、図３の可変インダクタンス回路Ｌに代えて、図１０の可変インダクタンス回路Ｌｄを備えてもよい。可変インダクタンス回路Ｌｄは、互いに並列に接続された２つのインダクタＬ７，Ｌ８と、インダクタＬ７，Ｌ８の一方を選択するスイッチＳＷ６とを備える。図１０の例では、インダクタＬ７，Ｌ８は互いに異なるインダクタンスを有する。スイッチＳＷ６は、単極２投式のリレーを含んでもよい。

以上説明したように、可変インダクタンス回路Ｌは、複数のインダクタと、複数のインダクタに接続された少なくとも１つのスイッチとを備える。スイッチは、端子Ｐ１又はＰ２とスイッチング回路１２との間において複数のインダクタを選択的に接続するように制御回路１１によって制御される。複数のインダクタは互いに直列に接続されてもよく、この場合、各スイッチは、複数のインダクタのうちの少なくとも１つに並列に接続される。また、複数のインダクタは互いに並列に接続されてもよく、この場合、各スイッチは、複数のインダクタのうちの少なくとも１つに直列に接続される。また、複数のインダクタは、直列及び並列の任意の組み合わせで互いに接続されてもよい。可変インダクタンス回路Ｌは、任意個数のインダクタ及び任意個数のスイッチを含んでもよく、これにより、任意個数のインダクタンスを有してもよい。

［ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の構成］
図１１は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路４の例示的な構成を示す回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４は、キャパシタＣ１１～Ｃ１３、インダクタＬ１１～Ｌ１２、端子Ｐ１１～Ｐ１４、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１８、及びトランスＴ１を備える。

端子Ｐ１１，Ｐ１２（第５及び第６の端子）は、力率改善回路３の端子Ｐ３，Ｐ４にそれぞれ接続され、力率改善回路３から直流電圧が印加される。また、端子Ｐ１３，Ｐ１４（第７及び第８の端子）は、負荷装置５に接続され、端子Ｐ１１，Ｐ１２に印加される直流電圧とは異なる直流電圧が発生する。

スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４は、フルブリッジ型のインバータ回路を構成し、端子Ｐ１１，Ｐ１２とトランスＴ１の一次巻線との間に接続される。

スイッチング素子Ｑ１５～Ｑ１８は、フルブリッジ型の同期整流回路を構成し、トランスＴ１の二次巻線と端子Ｐ１３，Ｐ１４との間に接続される。

キャパシタＣ１３は、端子Ｐ１３，Ｐ１４の間に接続される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４は、トランスＴ１を含む絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路である。

トランスＴ１の一次巻線にはさらに、キャパシタＣ１１及びインダクタＬ１１が接続されてもよい。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４は、ＬＬＣ共振コンバータとして動作する。また、トランスＴ１の二次巻線にはさらに、キャパシタＣ１２及びインダクタＬ１２が接続されてもよい。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４は、ＣＬＬＣ共振コンバータとして動作する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４は、力率改善回路３から端子Ｐ１１，Ｐ１２に印加された直流電圧を異なる直流電圧に変換して端子Ｐ１３，Ｐ１４から出力する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４は、端子Ｐ１１，Ｐ１２から端子Ｐ１３，Ｐ１４に向かって電力を伝送するだけでなく、端子Ｐ１３，Ｐ１４から端子Ｐ１１，Ｐ１２に向かって電力を伝送することもできる。端子Ｐ１３，Ｐ１４から端子Ｐ１１，Ｐ１２に向かって電力を伝送する場合、スイッチング素子Ｑ１５～Ｑ１８はフルブリッジ型のインバータ回路として動作し、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４はフルブリッジ型の同期整流回路として動作する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４は、負荷装置５から端子Ｐ１３，Ｐ１４に印加された直流電圧を異なる直流電圧に変換して端子Ｐ１１，Ｐ１２から出力するように動作可能である。

なお、図２の力率改善回路３もまた、端子Ｐ１，Ｐ２から端子Ｐ３，Ｐ４に向かって電力を伝送するだけでなく、端子Ｐ３，Ｐ４から端子Ｐ１，Ｐ２に向かって電力を伝送することもできる。端子Ｐ３，Ｐ４から端子Ｐ１，Ｐ２に向かって電力を伝送する場合、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４はフルブリッジ型のインバータ回路として動作する。これにより、力率改善回路３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４から端子Ｐ３，Ｐ４に印加された直流電圧を交流電圧に変換して端子Ｐ１，Ｐ２から出力する。

負荷装置５は、蓄電池又は回生モータであってもよい。この場合、力率改善回路３及びＤＣ／ＤＣコンバータ回路４は、交流電源装置１から負荷装置５に向かって電力を伝送するとともに、負荷装置５から交流電源装置１又は他の装置に向かって電力を伝送する。

［動作原理］
まず、力率改善回路３のトーテムポール型力率改善回路としての動作について説明する。

端子Ｐ１，Ｐ２に印加される交流電圧の正の時間区間において、スイッチング素子Ｑ３は常にオフされ、スイッチング素子Ｑ４は常にオンされ、その一方、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交流電圧の周波数よりも高い周波数でスイッチングされる。スイッチング素子Ｑ１をオフしかつスイッチング素子Ｑ２をオンすることで、可変インダクタンス回路Ｌに磁気エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１をオンしかつスイッチング素子Ｑ２をオフすることで、可変インダクタンス回路Ｌに蓄積された磁気エネルギーは、キャパシタＣ２に電気エネルギーとして伝達される。

端子Ｐ１，Ｐ２に印加される交流電圧の負の時間区間において、スイッチング素子Ｑ３は常にオンされ、スイッチング素子Ｑ４は常にオフされ、その一方、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交流電圧の周波数よりも高い周波数でスイッチングされる。スイッチング素子Ｑ１をオンしかつスイッチング素子Ｑ２をオフすることで、可変インダクタンス回路Ｌに磁気エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１をオフしかつスイッチング素子Ｑ２をオンすることで、可変インダクタンス回路Ｌに蓄積された磁気エネルギーは、キャパシタＣ２に電気エネルギーとして伝達される。

これにより、力率改善回路３は、トーテムポール型力率改善回路として動作し、出力電流の高調波成分を低減して力率を１に近づけることができる。

次に、力率改善回路３の電流臨界モードの動作について説明する。

少なくとも１つのスイッチング素子及びインダクタを含む電力変換装置の動作モードには、電流連続モード、電流不連続モード、及び電流臨界モードがある。電流連続モードでは、各スイッチング素子は一定の周波数で動作し、インダクタに常に非ゼロの電流が流れる、電流不連続モードでもまた、各スイッチング素子は一定の周波数で動作するが、スイッチング素子の動作の各周期は、インダクタに流れる電流がゼロになる時間区間を含む。電流臨界モードは、電流連続モード及び電流不連続モードの境界に相当する。電流臨界モードでは、インダクタの電流がゼロでありかつ１つのスイッチング素子の両端に印加される電圧がゼロであるときに当該１つのスイッチング素子をオン又はオフし、かつ、インダクタの電流がゼロになる時間長を最小化している。電流臨界モードでは、各スイッチング素子は可変な周波数で動作する。

電流連続モードでは、各スイッチング素子が一定の周波数で動作するので、各スイッチング素子を簡単に制御することができる。しかしながら、電流連続モードでは、インダクタに非ゼロの電流が流れているときに各スイッチング素子をオン／オフするので、大きなスイッチング損失が発生する。各スイッチング素子の動作周波数が増大するほど、スイッチング損失も増大する。このため、各スイッチング素子を電流臨界モードで動作させることにより、電流連続モードの場合よりもスイッチング損失を低減することができる。

また、一般に、電力変換装置の寸法を削減するためには、その動作周波数を増大させることが有効である。従って、各スイッチング素子を電流臨界モードで動作させることにより、電流連続モードの場合よりも小さなスイッチング損失で、小型の電力変換装置を提供することができる。

図１２は、図２の力率改善回路３の電流臨界モードの動作を説明する概略図である。図１２の上段は、端子Ｐ１，Ｐ２に印加される交流電圧の正の時間区間におけるインダクタ電流ＩＬを示す。インダクタ電流ＩＬは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフに応じて、交流電圧の半周期よりも短い時間で周期的にゼロから増減して再びゼロになる。インダクタ電流ＩＬがゼロから増減して再びゼロになるまでの時間長は、交流電圧の半周期内において時間的に変動する。言い換えると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、交流電圧の半周期内において動的に変動する「周波数拡散」の特徴を有する。出力電流Ｉｏｕｔは、インダクタ電流ＩＬの平均値に比例する。端子Ｐ１，Ｐ２に印加される交流電圧の負の時間区間においてもまた、インダクタ電流ＩＬは、極性が反転することを除いて、図１２の上段に示すものと同様に変化する。また、図１２の下段は、図２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の間のノードにおける電圧Ｖｄｓを示す。

図１３は、図２の力率改善回路３のソフトスイッチングを説明する概略図である。図１３は、図１２の一部、すなわち、インダクタ電流ＩＬが増減する２周期分の時間区間を示す。図１３の１段目及び２段目は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２をそれぞれ示す。図１３の３段目は、図１２の上段と同様にインダクタ電流ＩＬを示す。図１３の４段目は、図１２の下段と同様に電圧Ｖｄｓを示し、また、図２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の間のノードに流れる電流Ｉｄｓを示す。

図１２及び図１３の例は、端子Ｐ１，Ｐ２に印加される交流電圧の正の時間区間を示すので、前述したように、スイッチング素子Ｑ３は常にオフされ、スイッチング素子Ｑ４は常にオンされている。

図１３を参照すると、時間区間ｔ０～ｔ１において、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓ１がローレベルになり、かつ、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓ２がハイレベルになる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオフされ、かつ、スイッチング素子Ｑ２がオンされている。このとき、インダクタ電流ＩＬはゼロからピークまで次第に増大し、電流Ｉｄｓもまたゼロからピークまで次第に増大する。また、このとき、電圧Ｖｄｓはローレベルのままである。

時間区間ｔ１～ｔ２において、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓ１がハイレベルになり、かつ、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓ２がローレベルになる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオンされ、かつ、スイッチング素子Ｑ２がオフされている。このとき、インダクタ電流ＩＬはピークからゼロまで次第に減少し、さらに、スイッチング素子Ｑ２の内部の寄生容量から放電するために、負のインダクタ電流ＩＬが流れる。また、このとき、電流Ｉｄｓはピークからゼロまで急激に減少し、その後、スイッチング素子Ｑ２がオフしている間はゼロのままである。また、このとき、電圧Ｖｄｓは、ローレベルからハイレベルまで急激に増大し、その後、スイッチング素子Ｑ１がオンしている間はハイレベルのままである。

時間区間ｔ２～ｔ３において、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２の両方がローレベルになる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフされている。このとき、スイッチング素子Ｑ２の内部の寄生容量から放電するために、引き続き、負のインダクタ電流ＩＬが流れている。また、このとき、電圧Ｖｄｓは、ハイレベルからローレベルまで急激に減少する。

時刻ｔ３において、インダクタ電流ＩＬがゼロになり、かつ、電圧Ｖｄｓがゼロになる。この瞬間に合わせて、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓ２がハイレベルにされる。すなわち、スイッチング素子Ｑ２がオンされる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフをこのように制御することにより、スイッチング素子Ｑ２をオンするときのスイッチング損失をほぼゼロにすることができる。このような動作を、スイッチング素子Ｑ２の「ソフトスイッチング」又は「ゼロボルトスイッチング」と呼ぶ。

以後、力率改善回路３は、時間区間ｔ０～ｔ３にわたる動作と同様に動作する。

制御回路１１は、交流電圧の半周期よりも短い時間で周期的に可変インダクタンス回路Ｌにおける電流値ＩＬがゼロから増減して再びゼロになるように、可変インダクタンス回路Ｌにおける電流値ＩＬがゼロでありかつ複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの１つのスイッチング素子の両端に印加される電圧Ｖｄｓがゼロであるときに、当該１つのスイッチング素子をオン又はオフするように、かつ、可変インダクタンス回路Ｌにおける電流値ＩＬがゼロになる時間長を最小化するように、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御する。これにより、制御回路１１は、力率改善回路３を電流臨界モードで動作させることができる。

図１３において、ｔｏｎは、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓ１がローレベルになり、かつ、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓ２がハイレベルになる時間区間の長さ（以下、「（スイッチング素子Ｑ２の）オン時間」と呼ぶ）を示す。ｔｏｆｆは、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓ２がローレベルになる時間区間の長さ（以下、「（スイッチング素子Ｑ２の）オフ時間」と呼ぶ）を示す。ｔｄは、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２の両方がローレベルになる時間区間の長さ（以下、「デッド時間」と呼ぶ）を示す。デッド時間ｔｄの長さは、任意の時間長、例えば５０～２００ナノ秒に設定される。オン時間ｔｏｎ及びオフ時間ｔｏｆｆの長さは、力率改善回路３が図１３に示すように動作するように、すなわち、力率改善回路３が電流臨界モードで動作し、かつ、スイッチング素子Ｑ２のソフトスイッチングを実現するように決定される。

次に、オン時間ｔｏｎ及びオフ時間ｔｏｆｆの長さを決定する方法について説明する。

一般に、インダクタの両端間の電圧は、インダクタに流れる電流の時間的変化率と、インダクタンスとの積により表される。

スイッチング素子Ｑ１がオフされ、かつ、スイッチング素子Ｑ２がオンされているとき、可変インダクタンス回路Ｌの両端間の電圧ＶＬ（ｏｎ）は、次式により表される。

ＶＬ（ｏｎ）＝Ｖｉｎ
＝Ｌ×（ΔＩＬ（ｏｎ）／ｔｏｎ） （１）

ここで、ΔＩＬ（ｏｎ）は、スイッチング素子Ｑ１がオフされ、かつ、スイッチング素子Ｑ２がオンされているときにおける、インダクタ電流ＩＬの変化量を示す。

また、スイッチング素子Ｑ１がオンされ、かつ、スイッチング素子Ｑ２がオフされているとき、可変インダクタンス回路Ｌの両端間の電圧ＶＬ（ｏｆｆ）は、次式により表される。

ＶＬ（ｏｆｆ）＝Ｖｏｕｔ－Ｖｉｎ
＝Ｌ×（ΔＩＬ（ｏｆｆ）／（ｔｏｆｆ－ｔｄ）） （２）

ここで、ΔＩＬ（ｏｆｆ）は、スイッチング素子Ｑ１がオンされ、かつ、スイッチング素子Ｑ２がオフされているときにおける、インダクタ電流ＩＬの変化量を示す。

オン時間ｔｏｎ及びオフ時間ｔｏｆｆを決定することにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗを次式により決定することができる。

ｆｓｗ＝１／（ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ） （３）

制御回路１１は、入力電圧Ｖｉｎ、インダクタ電流ＩＬ、及び出力電圧Ｖｏｕｔの値に基づいて、式（１）～式（３）を用いて、端子Ｐ３，Ｐ４における出力電力が目標電力に等しくなるように、オン時間ｔｏｎ、オフ時間ｔｏｆｆ、及びスイッチング周波数ｆｓｗを決定する。式（１）及び式（２）において、入力電圧Ｖｉｎは、電圧センサ１３によって検出された値を参照して設定される。また、前述したように、出力電流Ｉｏｕｔは、インダクタ電流ＩＬの平均値に比例する。従って、式（１）及び式（２）において、インダクタ電流ＩＬの変化量ΔＩＬは、目標電力に基づいて設定されてもよく、また、電流センサ１５によって検出された値を参照して設定されてもよい。また、式（２）において、出力電圧Ｖｏｕｔは、目標電力に基づいて設定されてもよく、電圧センサ１３によって検出された値を参照して設定されてもよい。また、インダクタ電流ＩＬ及び出力電圧Ｖｏｕｔを検出することにより、等価的に、負荷装置５の消費電力値を取得して目標電力を決定することができる。また、インダクタ電流ＩＬ及び出力電圧Ｖｏｕｔを設定することにより、等価的に、出力電力が設定される。

制御回路１１は、オン時間ｔｏｎ、オフ時間ｔｏｆｆ、及びスイッチング周波数ｆｓｗを、インダクタ電流ＩＬが増減する周期ごとに、例えば数マイクロ秒ごとに計算する。これにより、力率改善回路３を高い周波数で動作させることができる。

図１４は、図２の力率改善回路３の入力電圧Ｖｉｎに対するスイッチング周波数ｆｓｗの依存性を説明するグラフである。式（１）～式（３）によれば、スイッチング周波数ｆｓｗは、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及びインダクタ電流ＩＬに依存する。力率改善回路３には交流電圧が入力されるので、その入力電圧Ｖｉｎの値は常に変動する。従って、スイッチング周波数ｆｓｗは、入力電圧Ｖｉｎの変化に応じて動的に変動する「周波数拡散」の特徴を有する。図１４の例によれば、例えば、入力される交流電圧の振幅が２００Ｖであり、出力電圧Ｖｏｕｔが５００Ｖであり、目標電力が３ｋＷである場合、入力電圧Ｖｉｎの絶対値は０Ｖ～２００Ｖの範囲で変動するので、スイッチング周波数ｆｓｗは２００～５００ｋＨｚの範囲で変動する。

次に、力率改善回路３の可変インダクタンス回路Ｌの制御について説明する。

前述したように、スイッチング素子には、正常に動作可能であるスイッチング周波数の上限値が存在する。従って、負荷装置の消費電力が変動するとき、特に、負荷装置の消費電力が小さくなるとき、この消費電力に対応するスイッチング周波数で各スイッチング素子が動作できず、所望の出力電力を得られない可能性がある。

一般に、トランジスタなどのスイッチング素子は、そのゲート、ソース、及びドレインの間に寄生容量を有する。スイッチング素子のゲートに接続された信号線は、信号線の抵抗と、ゲート・ソース間の寄生容量とに起因する時定数を有する。この時定数に起因して、ゲート駆動信号の立ち上がり及び立ち下がりが遅延する。スイッチング周波数が増大してゲート駆動信号のオン時間が立ち上がりの遅延時間よりも小さくなると、ゲートに十分な電圧を印加してスイッチング素子をオンすることができなくなる。また、スイッチング素子の導通損失及びターンオフ損失は、スイッチング周波数が増大するほど大きくなる。インダクタの銅損もまた、スイッチング周波数が増大するほど大きくなる。従って、スイッチング素子のスイッチング周波数が、正常に動作可能である上限値を超えると、ゲート駆動信号の遅延に起因して、また、スイッチング素子及びインダクタの損失に起因して、電力変換装置は正常に動作できなくなる。

このため、図２の力率改善回路３は、可変なインダクタンスを有する可変インダクタンス回路Ｌを備える。制御回路１１は、スイッチング周波数ｆｓｗがしきい値Ｔｈ１よりも大きくなる場合、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを増大させる。また、制御回路１１は、制御回路１１は、スイッチング周波数ｆｓｗがしきい値Ｔｈ２よりも小さくなる場合、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを低減させる。

図１５は、図２の力率改善回路３の目標電力に対するスイッチング周波数ｆｓｗの依存性を説明するグラフである。図１５の例では、入力される交流電圧の振幅が２００Ｖであり、出力電圧Ｖｏｕｔが８００Ｖである場合を示す。しきい値Ｔｈ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が正常に動作可能であるスイッチング周波数の上限値を示す。また、しきい値Ｔｈ２は、しきい値Ｔｈ１よりも小さい所定の下限値である。しきい値Ｔｈ２は、ある目標電力においてスイッチング周波数ｆｓｗがしきい値Ｔｈ２に達して可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスをＬ１＋Ｌ２からＬ１に変化させても、スイッチング周波数ｆｓｗがしきい値Ｔｈ１を超過しないように設定される。図１５の例では、しきい値Ｔｈ１は２ＭＨｚに設定され、しきい値Ｔｈ２は０．５ＭＨｚに設定される。また、図１５の例では、力率改善回路３は、図３の可変インダクタンス回路Ｌを備え、そのインダクタンスはＬ１又はＬ１＋Ｌ２に変化する。

可変インダクタンス回路ＬがインダクタンスＬ１を有する場合、目標電力が１．８ｋＷより高いときには、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、目標電力に対応するスイッチング周波数ｆｓｗで正常に動作可能である。一方、目標電力が１．８ｋＷ以下であるとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、目標電力に対応するスイッチング周波数ｆｓｗはしきい値Ｔｈ１を超過し、このスイッチング周波数ｆｓｗで正常に動作することはできない。

一方、可変インダクタンス回路ＬがインダクタンスＬ１＋Ｌ２を有する場合、目標電力が１．８ｋＷ以下かつ０．６ｋＷより大きいとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、目標電力に対応するスイッチング周波数ｆｓｗで正常に動作可能である。

スイッチング周波数ｆｓｗは、図１２を参照して前述したように交流電圧の半周期内において動的に変動し、また、図１４を参照して前述したように入力電圧Ｖｉｎの変化に応じて動的に変動する、「周波数拡散」の特徴を有する。従って、制御回路１１は、実際には、所定時間区間にわたって、例えば交流電圧の数周期分の時間区間にわたって経時的に変動するスイッチング周波数ｆｓｗの最大値ｆｓｗｍａｘをしきい値Ｔｈ１及びＴｈ２と比較する。

次に、以上説明した動作原理に従って、実施形態に係る力率改善回路３の動作について説明する。

［第１の実施形態の動作］
図１６は、図２の制御回路１１によって実行される電力変換処理を示すフローチャートである。

図１６の例では、力率改善回路３は、図３の可変インダクタンス回路Ｌを備え、そのインダクタンスはＬ１又はＬ１＋Ｌ２に設定される。

ステップＳ１において、制御回路１１は、所望の出力電圧Ｖｏｕｔを設定する。

ステップＳ２において、制御回路１１は、可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスをＬ１＋Ｌ２に設定する。

ステップＳ３において、制御回路１１は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、インダクタ電流ＩＬ、及びインダクタンスＬ１＋Ｌ２に基づいて、式（１）及び式（２）を用いてオン時間ｔｏｎ及びオフ時間ｔｏｆｆを計算し、さらに、式（３）を用いてスイッチング周波数ｆｓｗを計算する。制御回路１１は、計算したオン時間ｔｏｎ、オフ時間ｔｏｆｆ、及びスイッチング周波数ｆｓｗをスイッチング回路１２に設定する。

ステップＳ４において、制御回路１１は、スイッチング周波数ｆｓｗの最大値ｆｓｗｍａｘがしきい値Ｔｈ２より小さいか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ５に進み、ＮＯのときはステップＳ３に戻る。

ステップＳ５において、制御回路１１は、可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスをＬ１に設定する。

ステップＳ６において、制御回路１１は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、インダクタ電流ＩＬ、及びインダクタンスＬ１に基づいて、式（１）及び式（２）を用いてオン時間ｔｏｎ及びオフ時間ｔｏｆｆを計算し、さらに、式（３）を用いてスイッチング周波数ｆｓｗを計算する。制御回路１１は、計算したオン時間ｔｏｎ、オフ時間ｔｏｆｆ、及びスイッチング周波数ｆｓｗをスイッチング回路１２に設定する。

ステップＳ７において、制御回路１１は、スイッチング周波数ｆｓｗの最大値ｆｓｗｍａｘがしきい値Ｔｈ１より大きいか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ２に戻り、ＮＯのときはステップＳ５６に戻る。

図１６の電力変換処理によれば、制御回路１１は、力率改善回路３を起動するとき、ステップＳ２において、可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスをまずＬ１＋Ｌ２に設定する。言い換えると、制御回路１１は、力率改善回路３を起動するとき、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを最大化させる。力率改善回路３の起動時には、負荷装置５の消費電力が未知である可能性がある。例えば、負荷装置５が蓄電池である場合、蓄電池の充電量が不明であると、目標電力を決定することができない。例えば、蓄電池が満充電であり、その消費電力が小さい場合、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスが小さいと、スイッチング周波数がしきい値Ｔｈ１を超過する可能性がある。図１６の電力変換処理によれば、力率改善回路３の起動時には、スイッチング周波数ｆｓｗがしきい値Ｔｈ１を超えないように、小さな目標電力を想定して、可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスをまずＬ１＋Ｌ２に設定する。

また、図１６の電力変換処理によれば、制御回路１１は、可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスをＬ１からＬ１＋Ｌ２に変更するとき、しきい値Ｔｈ１を参照し、可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスをＬ１＋Ｌ２からＬ１に変更するとき、しきい値Ｔｈ２を参照する。このように、制御回路１１は、互いに異なるしきい値Ｔｈ１，Ｔｈ２を用いてヒステリシス特性を有するように可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを制御する。これにより、スイッチング周波数ｆｓｗがしきい値の近傍にあるときに可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを過度に頻繁に変更することなく、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを安定的に制御することができる。

図１５を参照して、ヒステリシス特性を有するように可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを制御する一例として、しきい値Ｔｈ１，Ｔｈ２を用いる場合についてさらに説明する。可変インダクタンス回路ＬにインダクタンスＬ１が設定されている場合、しきい値Ｔｈ１が設定される。目標電力が減少すると、これに応じて、スイッチング周波数ｆｓｗが増大される（点Ｄ→点Ａ）。スイッチング周波数ｆｓｗがしきい値Ｔｈ１に到達したとき（点Ａ）、可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスはＬ１からＬ１＋Ｌ２に変更され、これに応じて、スイッチング周波数ｆｓｗも変更される（点Ａ→点Ｂ）。可変インダクタンス回路ＬにインダクタンスＬ１＋Ｌ２が設定されている場合、しきい値Ｔｈ２が設定される。目標電力が増大すると、これに応じて、スイッチング周波数ｆｓｗが低減される（点Ｂ→点Ｃ）。スイッチング周波数ｆｓｗがしきい値Ｔｈ２に到達したとき（点Ｃ）、可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスはＬ１＋Ｌ２からＬ１に変更され、これに応じて、スイッチング周波数ｆｓｗも変更される（点Ｃ→点Ｄ）。

可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスをＬ１＋Ｌ２からＬ１へ変更することは、図１６のステップＳ４～Ｓ５に示すようにしきい値Ｔｈ２を用いてもよく、他の基準を用いてもよい。例えば、さまざまな目標電力において、可変インダクタンス回路ＬにインダクタンスＬ１を設定したときのスイッチング周波数ｆｓｗｓと、可変インダクタンス回路ＬにインダクタンスＬ１＋Ｌ２を設定したときのスイッチング周波数ｆｓｗｂとを予め計算し、目標電力と２つのスイッチング周波数ｆｓｗａ，ｆｓｗｂとの組を含むテーブルを生成してもよい。この場合、制御回路１１は、力率改善回路３の起動後、負荷装置５の消費電力値を取得して目標電力を決定し、この目標電力に対応するスイッチング周波数ｆｓｗｂをスイッチング回路１２に設定する。制御回路１１は、上述のテーブルを参照して、目標電力において可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスをＬ１＋Ｌ２からＬ１に変化させたとき、スイッチング周波数ｆｓｗａがしきい値Ｔｈ１を超過するか否かを決定する。スイッチング周波数ｆｓｗａがしきい値Ｔｈ１以下である場合、制御回路１１は、実際に、可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスをＬ１＋Ｌ２からＬ１に変化させる。その後、制御回路１１は、目標電力に対応するスイッチング周波数ｆｓｗａをスイッチング回路１２に設定する。

次に、図１７～図１９を参照して、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスの切り換え方法について説明する。

図１７は、図２の可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスの第１の例示的な切り換え方法を説明するタイミングチャートである。制御回路１１は、第１の時点ａにおいてスイッチング周波数ｆｓｗがしきい値Ｔｈ１よりも大きくなるか又はしきい値Ｔｈ２よりも小さくなるとき、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のすべてを直ちにオフする。制御回路１１は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオフしているとき（時点ａ～ｃ）、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変化させる。制御回路１１は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオフしているとき、かつ、入力電圧Ｖｉｎがゼロになるときに（時点ｂ又はｃ）、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変化させてもよい。その後、制御回路１１は、第１の時点ａの後に入力電圧Ｖｉｎがゼロになる第２の時点ｂ又はｃにおいて、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の動作を再開させる。各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオフしてからそれらの動作を再開させるまでの時間長は、図１７に示すものに限定されず、より短くても、より長くてもよい。

図１８は、図２の可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスの第２の例示的な切り換え方法を説明するタイミングチャートである。制御回路１１は、第１の時点ｄにおいてスイッチング周波数ｆｓｗがしきい値Ｔｈ１よりも大きくなるか又はしきい値Ｔｈ２よりも小さくなる場合、第１の時点ｄの直後に入力電圧Ｖｉｎがゼロになる第２の時点ｅにおいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のすべてをオフする。制御回路１１は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオフしているとき（時点ｅ～ｆ）、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変化させる。制御回路１１は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオフしているとき、かつ、入力電圧Ｖｉｎがゼロになるときに（時点ｅ又はｆ）、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変化させてもよい。その後、制御回路１１は、第２の時点ｅの後に入力電圧Ｖｉｎがゼロになる第３の時点ｆにおいて、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の動作を再開させる。各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオフしてからそれらの動作を再開させるまでの時間長は、図１８に示すものに限定されず、より長くてもよい。図１７の例では、時点ａにおいて、可変インダクタンス回路Ｌに非ゼロの入力電圧Ｖｉｎを印加しながら可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変化させるので、可変インダクタンス回路ＬのスイッチＳＷの両端にリンギングを生じるおそれがある。一方、図１８の例では、スイッチング周波数ｆｓｗがしきい値Ｔｈ１よりも大きくなるか又はしきい値Ｔｈ２よりも小さくなった場合でも、入力電圧Ｖｉｎがゼロになるまでは、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の動作を継続する。これにより、図１８の動作によれば、可変インダクタンス回路Ｌにおいてリンギングを発生しにくくすることができる。

図１９は、図２の可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスの第３の例示的な切り換え方法を説明するタイミングチャートである。制御回路１１は、第１の時点ｇにおいてスイッチング周波数ｆｓｗがしきい値Ｔｈ１よりも大きくなるか又はしきい値Ｔｈ２よりも小さくなる場合、第１の時点ｇの直後に入力電圧Ｖｉｎ値がゼロになる第２の時点ｈにおいて、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオフし、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変化させ、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の動作を再開させる。図１７及び図１８の例では、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を停止してインダクタ電流ＩＬが流れなくなる時間が長いので、力率が低下する。一方、図１９の例では、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を停止する時間が短いので、力率の低下を抑制しながら可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変更することができる。

図１６の電力変換処理は、図３の可変インダクタンス回路Ｌを使用し、可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスをＬ１又はＬ１＋Ｌ２に変更する場合について説明したが、３つ以上のインダクタンスを有する他の可変インダクタンス回路Ｌも使用可能である。制御回路１１は、スイッチング周波数ｆｓｗが第１のしきい値よりも大きくなる場合、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを増大させる。制御回路１１は、スイッチング周波数ｆｓｗが第１のしきい値よりも小さい第２のしきい値よりも小さくなる場合、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを低減させる。この場合、スイッチング周波数ｆｓｗと比較するために３つ以上のしきい値を用いてもよい。

可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスが最大値であるとき、スイッチング周波数ｆｓｗの最大値ｆｓｗｍａｘがしきい値Ｔｈ１を越えた場合、制御回路１１は力率改善回路３の動作を停止してもよい。

［第１の実施形態の効果］
第１の実施形態に係る力率改善回路３によれば、可変インダクタンス回路Ｌを備え、目標電圧に応じて可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変更することにより、効率を低下させることなく、所望の目標電力に等しい電力を発生することができる。

第１の実施形態に係る力率改善回路３によれば、例えば、以下の特徴のうちの少なくとも１つを有する。

（１）複数のインダクタ及び少なくとも１つのスイッチを含み、可変なインダクタンスを有する可変インダクタンス回路Ｌを備えたこと。
（２）検出された電圧及び電流に基づいて各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗを計算し、スイッチング周波数ｆｓｗが所定の条件を満たした時点において可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変更すること。
（３）ヒステリシス特性を有するように可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを制御すること。
（４）交流の入力電圧が非ゼロである時点において、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変更する条件が満たされた場合、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオフしているときに可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変更すること。
（５）力率改善回路３の起動時に、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを最大化し、動作が安定した後に、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを最適化すること。

このような特徴を備えたことにより、適正なスイッチング周波数でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を動作させることができ、また、スイッチング電源装置の設計上の自由度を向上することができる。

第１の実施形態に係る力率改善回路３によれば、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を電流臨界モードで動作させることにより、電流連続モードの場合よりもスイッチング損失を低減することができる。電流連続モードの場合、交流の入力電圧の正の時間区間において、可変インダクタンス回路Ｌには正の電流が常に流れる。電流連続モードでは、スイッチング素子Ｑ２の内部の寄生容量から放電するために、スイッチング素子Ｑ２をオンする必要がある。そのため、スイッチング素子Ｑ２がオンする時に電圧Ｖｄｓが印加されているので、大きなターンオン損失が発生する。一方、電流臨界モードの場合、可変インダクタンス回路Ｌには正の電流及び負の電流が流れる。可変インダクタンス回路Ｌに負の電流が流れるとき、スイッチング素子Ｑ２がオフの状態で、スイッチング素子Ｑ２の内部の寄生容量から放電することができる。そのため、電圧Ｖｄｓがゼロになった後にスイッチング素子Ｑ２をオンするゼロボルトスイッチングを実現することができる。従って、電流臨界モードではターンオン損失をほぼゼロにすることができるので、高い周波数で駆動する力率改善回路３に適している。

力率改善回路が、可変インダクタンス回路Ｌではなく、一定のインダクタンスを有するインダクタを備える場合を考える。この場合、例えば、各スイッチング素子を間欠的に動作させることにより、目標電力が小さくなるときであっても、正常に動作可能であるスイッチング周波数の上限値を超えることなく各スイッチング素子を動作させることができる。このとき、出力電流は、間欠動作しない場合の元の出力電流と、間欠動作のデューティ比との積である。従って、各スイッチング素子を間欠的に動作させることにより、スイッチング周波数ｆｓｗを増大させることなく、出力電力を低減することができる。ただし、ただし、間欠動作に起因して、力率は低下する。一方、第１の実施形態に係る力率改善回路３によれば、目標電力が小さくなるときであっても、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は連続的に動作し、インダクタ電流ＩＬは連続的に流れるので、簡潔動作する場合よりも力率は向上する。

力率改善回路３の直流バスに生じる電圧を高くすることにより、導通損失を低減することができる。前述したように、力率改善回路３は５００～８００Ｖの直流電圧を出力してもよい。また、力率改善回路３の動作周波数を高くすることにより、その各回路素子の寸法を削減し、また、力率改善回路３の全体の寸法を削減することができる。本発明者らの試作によれば、６５ｋＨｚの動作周波数を有する力率改善回路が２１ｃｍ×１５ｃｍのフットプリントを有していたのに対して、３００ｋＨｚの動作周波数を有する力率改善回路が１５ｃｍ×１３ｃｍのフットプリントを有していた。動作周波数を増大させることによる小型化の効果がわかる。

［第２の実施形態］
図２０は、第２の実施形態に係る力率改善回路３Ａの例示的な構成を示す回路図である。力率改善回路３Ａは、図２の制御回路１１及び電流センサ１５に代えて、制御回路１１Ａ及び電流センサ１６を備える。

電流センサ１６は、端子Ｐ３，Ｐ４における出力電流Ｉｏｕｔの瞬時値を検出する。

制御回路１１Ａは、端子Ｐ１，Ｐ２間の入力電圧Ｖｉｎ、端子Ｐ３，Ｐ４における出力電流Ｉｏｕｔ、及び端子Ｐ３，Ｐ４間の出力電圧Ｖｏｕｔの値に基づいて、端子Ｐ３，Ｐ４における電力が目標電力に等しくなるように各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間及びオフ時間の長さを決定し、これによりスイッチング周波数ｆｓｗを制御する。前述したように、出力電流Ｉｏｕｔは、インダクタ電流ＩＬの平均値に比例する。従って、式（１）～式（３）の計算において、インダクタ電流ＩＬに代えて、所定の係数を乗算した出力電流Ｉｏｕｔを用いてもよい。

実施形態に係る力率改善回路は、電流センサ１５，１６の両方を備えてもよい。

［第３の実施形態］
図２１は、第３の実施形態に係る電力システム１００Ｂの例示的な構成を示すブロック図である。電力システム１００Ｂは、図１の力率改善回路３に代えて力率改善回路３Ｂを備え、さらに、温度センサ６を備える。

温度センサ６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４及び／又は負荷装置５の近傍又は内部に設けられ、その温度を検出する。

力率改善回路３Ｂは、図２の制御回路１１に代えて、制御回路１１Ｂを備える。制御回路１１Ｂには、温度センサ６によって検出された温度が通知される。制御回路１１Ｂは、端子Ｐ３，Ｐ４に直接的又は間接的に接続された装置（すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４及び／又は負荷装置５）の温度が第３のしきい値Ｔｈ３よりも高くなったとき、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを低減させる。

図２２は、図２１の制御回路１１Ｂによって実行される電力変換処理を示すフローチャートである。図２２の電力変換処理は、図１６のステップＳ６，Ｓ７の間に新たなステップＳ１１を含む。ステップＳ１１において、制御回路１１は、温度センサ６によって検出された温度Ｔｅｍｐがしきい値Ｔｈ３よりも大きいか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ２に戻り、ＮＯのときはステップＳ７に進む。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４及び／又は負荷装置５において過度に高い温度が発生しているとき、これらの装置を冷却するため、又は、少なくとも温度のさらなる上昇を防ぐため、制御回路１１Ｂは出力電力を低減する。一般に、目標電力を低減すると、スイッチング周波数ｆｓｗが増大してしきい値Ｔｈ１を越えるおそれがある。ただし、実施形態に係る力率改善回路３Ｂは、可変インダクタンス回路Ｌを備え、そのインダクタンスをＬ１からＬ１＋Ｌ２に変更することにより、しきい値Ｔｈ１以下のスイッチング周波数で各スイッチング素子を動作させることができる。

ステップＳ１１からステップＳ２に戻った場合、温度Ｔｅｍｐがしきい値Ｔｈ３よりも高い間は、ステップＳ３においてスイッチング周波数ｆｓｗを再計算することなく、現在のスイッチング周波数ｆｓｗを維持してもよい。図１５を参照すると、このようにスイッチング周波数ｆｓｗを維持したまま可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変化させることにより、出力電力が大きく変化することがわかる。

以上説明したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４及び／又は負荷装置５の温度に基づいて可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを制御することにより、電力システム１００Ｂの全体の安全性を向上することができる。

［第４の実施形態］
図２３は、第４の実施形態に係る電力システム１００Ｃの例示的な構成を示すブロック図である。電力システム１００Ｃは、図１の力率改善回路３及び負荷装置５に代えて、力率改善回路３Ｃ及び負荷装置５Ｃを備える。

負荷装置５Ｃは、その内部状態、例えば、電流、電圧、及び電力の少なくとも１つを力率改善回路３Ｃに通知する。負荷装置５Ｃが例えば蓄電池である場合、充電量を力率改善回路３Ｃに通知してもよい。

力率改善回路３Ｃは、図２の制御回路１１に代えて、制御回路１１Ｃを備える。制御回路１１Ｃには、制御回路１１Ｃは、端子Ｐ３，Ｐ４に直接的又は間接的に接続された装置（例えば負荷装置５Ｃ）における電流、電圧、及び電力の少なくとも１つに基づいて、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを制御する。

図２４は、図２３の負荷装置５Ｃの例示的な動作を説明するグラフである。図２４の例は、負荷装置５Ｃがリチウムイオン電池などの蓄電池を含む場合を示す。負荷装置５Ｃは、蓄電池の充電電圧を制御回路１１Ｃに通知する。制御回路１１Ｃは、蓄電池の充電電圧に基づいて、可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを制御する。図２４の例によれば、蓄電池に充電するとき、充電の開始直後は定電流動作（ＣＣ）で充電し、その後、定電力動作（ＣＰ）で充電し、満充電に近づくと定電圧動作（ＣＶ）で充電する。定電流動作（ＣＣ）のとき、力率改善回路３Ｃの出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔは一定である。定電力動作（ＣＰ）のとき、力率改善回路３Ｃの出力電圧Ｖｏｕｔは次第に増大し、力率改善回路３Ｃの出力電流Ｉｏｕｔは次第に減少する。定電圧動作（ＣＶ）のとき、力率改善回路３Ｃの出力電圧Ｖｏｕｔは一定であり、力率改善回路３Ｃの出力電流Ｉｏｕｔは次第に減少する。制御回路１１Ｃは、蓄電池の充電電圧及び動作状態（ＣＣ、ＣＰ、又はＣＶ）に基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ、及びスイッチング周波数ｆｓｗを設定する。スイッチング周波数ｆｓｗは、定電流動作（ＣＣ）及び定電力動作（ＣＰ）のとき、しきい値Ｔｈ１よりも小さいが、定電圧動作（ＣＶ）のとき、しきい値Ｔｈ１よりも大きくなる。これは、蓄電池の充電率が小さい間は負荷装置５Ｃの消費電力が比較的に大きく、蓄電池が満充電に近づくと負荷装置５Ｃの消費電力が小さくなるからである。従って、制御回路１１Ｃは、負荷装置５Ｃが定電圧動作（ＣＶ）で蓄電池に充電しているとき、可変インダクタンス回路ＬのインダクタンスをＬ１＋Ｌ２に設定する。

以上説明したように、負荷装置５Ｃの状態に基づいて可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを制御することにより、負荷装置に適切な電力を送ることができる。

以上の説明では、力率改善回路３等がトーテムポール型力率改善回路である場合を示したが、本開示の実施形態に係る電力変換装置は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を含む任意の力率改善回路であってもよい。

［第５の実施形態］
図２５は、第５の実施形態に係る力率改善回路３Ｄの例示的な構成を示す回路図である。力率改善回路３Ｄは、制御回路１１Ｄ、キャパシタＣ２１、ダイオードＤ２１～Ｄ２５、可変インダクタンス回路Ｌ、端子Ｐ１～Ｐ４、及びスイッチング素子Ｑ２１を備える。力率改善回路３Ｄは、図１の電力システム１００において、力率改善回路３に代えて、ノイズフィルタ２及びＤＣ／ＤＣコンバータ回路４の間に挿入される。

ダイオードＤ２１～Ｄ２４は、ダイオードブリッジを構成する。ダイオードＤ２１，Ｄ２３のカソードは、可変インダクタンス回路Ｌを介して、ダイオードＤ２５及びスイッチング素子Ｑ２１の間のノードに接続される。ダイオードＤ２５のカソードは端子Ｐ３に接続される。キャパシタＣ２１は、端子Ｐ３，Ｐ４にわたって接続される。制御回路１１Ｄは、図２のスイッチング回路１２に代えてスイッチング素子Ｑ２１を制御することを除いて、図２の制御回路１１と同様に動作する。

図２５の力率改善回路３Ｄもまた、可変インダクタンス回路Ｌを備え、目標電圧に応じて可変インダクタンス回路Ｌのインダクタンスを変更することにより、効率を低下させることなく、所望の目標電力に等しい電力を発生することができる。

［第６の実施形態］
図２６は、第６の実施形態に係る力率改善回路３Ｅの例示的な構成を示す回路図である。力率改善回路３Ｅは、制御回路１１Ｅ、キャパシタＣ３１、ダイオードＤ３１～Ｄ３２、可変インダクタンス回路Ｌ－１～Ｌ－２、端子Ｐ１～Ｐ４、及びスイッチング素子Ｑ３１～Ｑ３２を備える。力率改善回路３Ｅもまた、図１の電力システム１００において、力率改善回路３に代えて、ノイズフィルタ２及びＤＣ／ＤＣコンバータ回路４の間に挿入される。

ダイオードＤ３１及びスイッチング素子Ｑ３１は、端子Ｐ３，Ｐ４の間において互いに直列に接続される。ダイオードＤ３２及びスイッチング素子Ｑ３２もまた、端子Ｐ３，Ｐ４の間において互いに直列に接続される。スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２のゲートは互いに接続される。ダイオードＤ３１及びスイッチング素子Ｑ３１の間のノードは、可変インダクタンス回路Ｌ－１を介して端子Ｐ１に接続される。ダイオードＤ３２及びスイッチング素子Ｑ３２の間のノードは、可変インダクタンス回路Ｌ－２を介して端子Ｐ２に接続される。可変インダクタンス回路Ｌ－１～Ｌ－２はそれぞれ、例えば、図３の可変インダクタンス回路Ｌと同様に構成される。キャパシタＣ２１は、端子Ｐ３，Ｐ４にわたって接続される。制御回路１１Ｅは、図２のスイッチング回路１２に代えてスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２を制御し、また、図２の可変インダクタンス回路Ｌに代えて可変インダクタンス回路Ｌ－１～Ｌ－２を制御することを除いて、図２の制御回路１１と同様に動作する。制御回路１１Ｅは、常に互いに同じインダクタンスを有するように可変インダクタンス回路Ｌ－１～Ｌ－２を制御する。

図２６の力率改善回路３Ｅを、デュアルブースト型の力率改善回路とも呼ぶ。

図２６の力率改善回路３Ｅもまた、可変インダクタンス回路Ｌ－１～Ｌ－２を備え、目標電圧に応じて可変インダクタンス回路Ｌ－１～Ｌ－２のインダクタンスを変更することにより、効率を低下させることなく、所望の目標電力に等しい電力を発生することができる。

［他の変形例］
図２等では、１つのスイッチング回路１２及び１つの可変インダクタンス回路Ｌを含む単相の力率改善回路について説明したが、説明した内容は、複数組のスイッチング回路及び可変インダクタンス回路を含む２相又は多相インターリーブ型の力率改善回路にも適用可能である。

図１等の電力システムにおいて、ノイズフィルタを省略してもよい。また、図１等の電力システムにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を省略し、力率改善回路３から負荷装置５に直接に電力を供給してもよい。また、図１等の電力システムは、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４及び直流電圧で動作する負荷装置５に代えて、インバータと、交流電圧で動作する負荷装置とを備えてもよい。

説明した実施形態及び変形例を任意に組み合わせてもよい。

本開示の一態様に係る電力システムは、例えば、電気自動車の車載充電システムとして構成されてもよい。車載充電システムは、住宅の電力設備から電気自動車の蓄電池に充電し、逆に、電気自動車の蓄電池から住宅の電力設備に電力を供給するように、すなわち双方向で動作するように構成されてもよい。電力変換装置（力率改善回路）は、数ｋＷの出力電力を発生するように動作可能であり、これにより、充電時間を短縮することができる。車載充電システムを従来よりも小型かつ軽量に構成することができ、これにより、電費を削減し、電気自動車の走行距離を延長することができる。

１ 交流電源装置
２ ノイズフィルタ
３，３Ａ～３Ｅ 力率改善回路
４ ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
５，５Ｃ 負荷装置
６ 温度センサ
１１，１１Ａ～１１Ｅ 制御回路
１２ スイッチング回路
１３，１４ 電圧センサ
１５，１６ 電流センサ
２０ 磁性体コア
２１ リレー
２１ａ 可動接点
２１ｂ コイル
２２ トランジスタ
２３ 絶縁ゲートドライバ回路
２４ 絶縁電源回路
１００，１００Ｂ，１００Ｃ 電力システム
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１～Ｃ１３，Ｃ２１，Ｃ３１ キャパシタ
Ｄ２１～Ｄ２５，Ｄ３１～Ｄ３２ ダイオード
Ｌ，Ｌａ～Ｌｄ，Ｌ－１～Ｌ－２ 可変インダクタンス回路
Ｌ１～Ｌ８，Ｌ１１～Ｌ１２ インダクタ
Ｎ１～Ｎ３ ノード
Ｐ１～Ｐ４，Ｐ１１～Ｐ１４ 端子
Ｑ，Ｑ１～Ｑ４，Ｑ１１～Ｑ１８，Ｑ２１，Ｑ３１～Ｑ３２ スイッチング素子
Ｒ１～Ｒ４ 抵抗
ＳＷ，ＳＷａ，ＳＷ１～ＳＷ６ スイッチ
Ｔ１ トランス

Claims (29)

1. 第１～第４の端子と、
   複数のスイッチング素子を含み、前記第１及び第２の端子に印加される交流電圧を直流電圧に変換して前記第３及び第４の端子から出力するスイッチング回路と、
   前記第１又は第２の端子と前記スイッチング回路との間に接続され、可変なインダクタンスを有する可変インダクタンス回路と、
   前記各スイッチング素子のスイッチング周波数を制御し、かつ、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを制御する制御回路とを備える電力変換装置であって、
   前記制御回路は、
   前記各スイッチング素子のスイッチング周波数を制御し、
   前記スイッチング周波数が第１のしきい値よりも大きくなる場合、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを増大させる、
   電力変換装置。
2. 前記制御回路は、前記スイッチング周波数が前記第１のしきい値よりも小さい第２のしきい値よりも小さくなる場合、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを低減させる、
   請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記制御回路は、
   第１の時点において前記スイッチング周波数が前記第１のしきい値よりも大きくなるか又は前記第２のしきい値よりも小さくなるとき、前記各スイッチング素子をオフし、
   前記各スイッチング素子をオフしているとき、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを変化させ、
   前記第１の時点の後に前記第１及び第２の端子の間の電圧値がゼロになる第２の時点において、前記各スイッチング素子の動作を再開させる、
   請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、
   第１の時点において前記スイッチング周波数が前記第１のしきい値よりも大きくなるか又は前記第２のしきい値よりも小さくなる場合、前記第１の時点の直後に前記第１及び第２の端子の間の電圧値がゼロになる第２の時点において、前記各スイッチング素子をオフし、
   前記各スイッチング素子をオフしているとき、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを変化させ、
   前記第２の時点の後に前記第１及び第２の端子の間の電圧値がゼロになる第３の時点において、前記各スイッチング素子の動作を再開させる、
   請求項２記載の電力変換装置。
5. 前記制御回路は、第１の時点において前記スイッチング周波数が前記第１のしきい値よりも大きくなるか又は前記第２のしきい値よりも小さくなる場合、前記第１の時点の直後に前記第１及び第２の端子の間の電圧値がゼロになる第２の時点において、前記各スイッチング素子をオフし、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを変化させ、前記各スイッチング素子の動作を再開させる、
   請求項２記載の電力変換装置。
6. 前記制御回路は、前記第１及び第２の端子の間の電圧値、前記可変インダクタンス回路における電流値、及び前記第３及び第４の端子の間の電圧値に基づいて、又は、前記第１及び第２の端子の間の電圧値、前記第３及び第４の端子における電流値、及び前記第３及び第４の端子の間の電圧値に基づいて、前記各スイッチング素子のオン時間及びオフ時間の長さを決定し、これにより前記スイッチング周波数を制御する、
   請求項１～５のうちの１つに記載の電力変換装置。
7. 前記制御回路は、
   前記交流電圧の半周期よりも短い時間で周期的に前記可変インダクタンス回路における電流値がゼロから増減して再びゼロになるように、
   前記可変インダクタンス回路における電流値がゼロでありかつ前記複数のスイッチング素子のうちの１つのスイッチング素子の両端に印加される電圧がゼロであるときに、当該１つのスイッチング素子をオン又はオフするように、かつ、
   前記可変インダクタンス回路における電流値がゼロになる時間長を最小化するように、
   前記各スイッチング素子を制御する、
   請求項１～６のうちの１つに記載の電力変換装置。
8. 前記制御回路は、前記電力変換装置を起動するとき、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを最大化させる、
   請求項１～７のうちの１つに記載の電力変換装置。
9. 前記制御回路は、前記第３及び第４の端子に直接的又は間接的に接続された装置の温度が第３のしきい値よりも高くなったとき、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを低減させる、
   請求項１～８のうちの１つに記載の電力変換装置。
10. 前記制御回路は、前記第３及び第４の端子に直接的又は間接的に接続された装置における電流、電圧、及び電力の少なくとも１つに基づいて、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを制御する、
    請求項１～９のうちの１つに記載の電力変換装置。
11. 前記可変インダクタンス回路は、複数のインダクタと、前記複数のインダクタに接続された少なくとも１つのスイッチとを備え、
    前記スイッチは、前記第１又は第２の端子と前記スイッチング回路との間において前記複数のインダクタを選択的に接続するように前記制御回路によって制御される、
    請求項１～１０のうちの１つに記載の電力変換装置。
12. 前記スイッチはトランジスタを含む、
    請求項１１記載の電力変換装置。
13. 前記スイッチは、前記トランジスタのゲートに接続された絶縁ゲートドライバ回路をさらに備え、
    前記トランジスタは、前記絶縁ゲートドライバ回路を介して前記制御回路によって制御される、
    請求項１２記載の電力変換装置。
14. 前記スイッチはリレーを含む、
    請求項１１記載の電力変換装置。
15. 前記複数のインダクタは互いに直列に接続され、
    前記各スイッチは、前記複数のインダクタのうちの少なくとも１つに並列に接続される、
    請求項１１～１４のうちの１つに記載の電力変換装置。
16. 前記複数のインダクタは互いに並列に接続され、
    前記各スイッチは、前記複数のインダクタのうちの少なくとも１つに直列に接続される、
    請求項１１～１４のうちの１つに記載の電力変換装置。
17. 前記スイッチング回路は、
    前記第３及び第４の端子の間に直列に接続され、前記交流電圧の周波数よりも高い周波数で動作する第１及び第２のスイッチング素子と、
    前記第３及び第４の端子の間に直列に、かつ、前記第１及び第２のスイッチング素子に並列に接続され、前記交流電圧の周波数で動作する第３及び第４のスイッチング素子とを備える、
    請求項１～１６のうちの１つに記載の電力変換装置。
18. 請求項１～１７のうちの１つに記載の電力変換装置と、
    ＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、
    負荷装置とを備えた電力システムであって、
    前記電力変換装置は力率改善回路として動作し、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、前記電力変換装置の第３及び第４の端子にそれぞれ接続された第５及び第６の端子と、前記負荷装置に接続された第７及び第８の端子とを備え、前記電力変換装置から前記第５及び第６の端子に印加された直流電圧を異なる直流電圧に変換して前記第７及び第８の端子から出力する、
    電力システム。
19. 前記負荷装置は蓄電池であり、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、前記蓄電池から前記第７及び第８の端子に印加された直流電圧を異なる直流電圧に変換して前記第５及び第６の端子から出力し、
    前記電力変換装置は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路から前記第３及び第４の端子に印加された直流電圧を交流電圧に変換して前記第１及び第２の端子から出力する、
    請求項１８記載の電力システム。
20. 電力変換装置の制御方法であって、
    前記電力変換装置は、
    第１～第４の端子と、
    複数のスイッチング素子を含み、前記第１及び第２の端子に印加される交流電圧を直流電圧に変換して前記第３及び第４の端子から出力するスイッチング回路と、
    前記第１又は第２の端子と前記スイッチング回路との間に接続され、可変なインダクタンスを有する可変インダクタンス回路とを備え、
    前記制御方法は、
    前記各スイッチング素子のスイッチング周波数を制御するステップと、
    前記スイッチング周波数が第１のしきい値よりも大きくなる場合、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを増大させるステップとを含む、
    電力変換装置の制御方法。
21. 前記制御方法は、前記スイッチング周波数が前記第１のしきい値よりも小さい第２のしきい値よりも小さくなる場合、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを低減させるステップをさらに含む、
    請求項２０記載の電力変換装置の制御方法。
22. 前記制御方法は、
    第１の時点において前記スイッチング周波数が前記第１のしきい値よりも大きくなるか又は前記第２のしきい値よりも小さくなるとき、前記各スイッチング素子をオフするステップと、
    前記各スイッチング素子をオフしているとき、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを変化させるステップと、
    前記第１の時点の後に前記第１及び第２の端子の間の電圧値がゼロになる第２の時点において、前記各スイッチング素子の動作を再開させるステップとをさらに含む、
    請求項２１記載の電力変換装置の制御方法。
23. 前記制御方法は、
    第１の時点において前記スイッチング周波数が前記第１のしきい値よりも大きくなるか又は前記第２のしきい値よりも小さくなる場合、前記第１の時点の直後に前記第１及び第２の端子の間の電圧値がゼロになる第２の時点において、前記各スイッチング素子をオフするステップと、
    前記各スイッチング素子をオフしているとき、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを変化させるステップと、
    前記第２の時点の後に前記第１及び第２の端子の間の電圧値がゼロになる第３の時点において、前記各スイッチング素子の動作を再開させるステップとをさらに含む、
    請求項２１記載の電力変換装置の制御方法。
24. 前記制御方法は、第１の時点において前記スイッチング周波数が前記第１のしきい値よりも大きくなるか又は前記第２のしきい値よりも小さくなる場合、前記第１の時点の直後に前記第１及び第２の端子の間の電圧値がゼロになる第２の時点において、前記各スイッチング素子をオフし、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを変化させ、前記各スイッチング素子の動作を再開させるステップとをさらに含む、
    請求項２１記載の電力変換装置の制御方法。
25. 前記制御方法は、前記第１及び第２の端子の間の電圧値、前記可変インダクタンス回路における電流値、及び前記第３及び第４の端子の間の電圧値に基づいて、又は、前記第１及び第２の端子の間の電圧値、前記第３及び第４の端子における電流値、及び前記第３及び第４の端子の間の電圧値に基づいて、前記各スイッチング素子のオン時間及びオフ時間の長さを決定し、これにより前記スイッチング周波数を制御するステップをさらに含む、
    請求項２０～２４のうちの１つに記載の電力変換装置の制御方法。
26. 前記制御方法は、
    前記第１及び第２の端子に印加される交流電圧の半周期よりも短い時間で周期的に前記可変インダクタンス回路における電流値がゼロから増減して再びゼロになるように、
    前記可変インダクタンス回路における電流値がゼロでありかつ前記複数のスイッチング素子のうちの１つのスイッチング素子の両端に印加される電圧がゼロであるときに、当該１つのスイッチング素子をオン又はオフするように、かつ、
    前記可変インダクタンス回路における電流値がゼロになる時間長を最小化するように、
    前記各スイッチング素子を制御するステップをさらに含む、
    請求項２０～２５のうちの１つに記載の電力変換装置の制御方法。
27. 前記制御方法は、前記電力変換装置を起動するとき、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを最大化させるステップをさらに含む、
    請求項２０～２６のうちの１つに記載の電力変換装置の制御方法。
28. 前記制御方法は、前記第３及び第４の端子に直接的又は間接的に接続された装置の温度が第３のしきい値よりも高くなったとき、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを低減させるステップをさらに含む、
    請求項２０～２７のうちの１つに記載の電力変換装置の制御方法。
29. 前記制御方法は、前記第３及び第４の端子に直接的又は間接的に接続された装置における電流、電圧、及び電力の少なくとも１つに基づいて、前記可変インダクタンス回路のインダクタンスを制御するステップをさらに含む、
    請求項２０～２８のうちの１つに記載の電力変換装置の制御方法。

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