JP2022021747A

JP2022021747A - 定電流回路

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Publication number: JP2022021747A
Application number: JP2020125529A
Authority: JP
Inventors: 真也藤田; Shinya Fujita
Original assignee: Nisshinbo Micro Devices Inc
Current assignee: Nisshinbo Micro Devices Inc
Priority date: 2020-07-22
Filing date: 2020-07-22
Publication date: 2022-02-03
Anticipated expiration: 2040-07-22
Also published as: JP7388991B2

Abstract

【課題】複数の発光素子を順次点灯させる場合などの負荷駆動時のリプル電流を低減させ、安定した電流供給を可能にする。【解決手段】第１の駆動電圧ＶＯＵＴ１をオンオフする第１のスイッチＭ３１、第２の駆動電圧ＶＯＵＴ２をオンオフする第２のスイッチＭ３２、及びインダクタＬ３を有する出力回路１０３と、負荷の点灯回路６に流れる出力電流としての駆動電流ＩＬＥＤに比例する検出電圧ＶＲ３に応じて、スイッチＭ３１，Ｍ３２のオンオフを制御する制御回路１００とを備える。第２の駆動電圧は、第１の駆動電圧より小さい電圧である。制御回路１００は、検出電圧ＶＲ３と出力電流の目標量を指示する参照電圧ＶＲＥＦ３との差に比例する誤差信号が、参照信号としての三角波ＶＴＲＩより小さい場合に第１のスイッチＭ３１をオンし、誤差信号が参照信号より大きい場合に第２のスイッチＭ３２をオンする制御を行う。【選択図】図１

Description

本発明は、例えば発光素子駆動用の電力供給等に用いられる定電流回路に関する。

ＬＥＤ等の発光素子を光源とする点灯装置として、例えば車両のウィンカーなどのように、複数の発光素子を点灯させる装置がある。この種の点灯装置において発光素子を駆動するための回路として、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた駆動回路が広く用いられている。駆動回路の従来例としては、例えば特許文献１に示されるように、複数のＬＥＤを点灯させるための十分な電圧を得るために、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた発光装置が開示されている。

近年、車両のウィンカーにおいて、複数のＬＥＤが流れるように順次点灯するいわゆるシーケンシャルターンランプが普及しつつある。シーケンシャルターンランプを実現するための駆動回路として、例えば特許文献２、特許文献３、非特許文献１などに開示されているように、シーケンシャルターン用の信号を発生させて複数のＬＥＤを駆動するものが提案されている。特許文献３の駆動方法では、シーケンシャルターンさせるために複数の駆動部を並列に動作させる必要があり、コストが高くなっていた。一方、非特許文献１のように、ＬＥＤに対して並列にスイッチを設け、そのスイッチをオン／オフすることによってシーケンシャルターンを実現する構成とすることにより、低コスト化が可能である。

特許第６１４６９８４号公報特開昭５１－３６０９２号公報特開２０１７－７４８０３号公報

Texas Instruments, TPS92661-Q1のデータシート "High-Brightness LED Matrix Manager for Automotive Headlight Systems", ［online］, 2016年2月, ［令和２年６月４日検索］, インターネット<http://www.tij.co.jp/jp/lit/gpn/TPS92661-Q1>

従来の駆動回路によってシーケンシャルターンランプの駆動を行う場合、点灯装置の仕様によっては、点灯駆動時のリプル電流が大きくなって装置要求を満たせないなどの課題が生じていた。

本発明は、複数の発光素子を順次点灯させる場合などの負荷駆動時のリプル電流を低減させ、安定した電流供給が可能な定電流回路を提供することを目的とする。

本発明は、第１の駆動電圧を出力する第１の駆動電圧生成回路と、前記第１の駆動電圧に対して小さい電圧となる第２の駆動電圧を出力する第２の駆動電圧生成回路と、前記第１の駆動電圧の供給をオンオフする第１のスイッチと、前記第１のスイッチと直列に接続され、前記第２の駆動電圧の供給をオンオフする第２のスイッチと、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの接続点に一端が接続され、他端が負荷に接続されるインダクタと、前記負荷に流れる出力電流に比例する検出電圧に応じて、前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチのオンオフを制御する制御回路と、を有し、前記制御回路は、前記検出電圧と前記出力電流の目標量を指示する参照電圧との差に比例する誤差信号を出力するエラーアンプと、前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチをオンオフするクロックに同期した参照信号を出力する参照波形発生回路と、前記誤差信号と前記参照信号との比較結果を示す比較信号を出力するコンパレータと、前記比較信号が前記目標量より前記出力電流が少ないことを示す場合に前記第１のスイッチをオンする制御を行い、前記目標量より前記出力電流が多いことを示す場合に前記第２のスイッチをオンする制御を行うドライバと、を有し、前記検出電圧と前記参照電圧とが一致するようにフィードバック制御を行う、定電流回路を提供する。

本発明は、第１の駆動電圧を出力する第１の駆動電圧生成回路と、前記第１の駆動電圧に対して小さい電圧となる第２の駆動電圧を出力する第２の駆動電圧生成回路と、前記第１の駆動電圧の供給をオンオフする第１のスイッチと、前記第１のスイッチとカソードが接続され、前記第２の駆動電圧生成回路の出力端とアノードが接続されるダイオードと、前記第１のスイッチと前記ダイオードとの接続点に一端が接続され、他端が負荷に接続されるインダクタと、前記負荷に流れる出力電流に比例する検出電圧に応じて、前記第１のスイッチのオンオフを制御する制御回路と、を有し、前記制御回路は、前記検出電圧と前記出力電流の目標量を指示する参照電圧との差に比例する誤差信号を出力するエラーアンプと、前記第１のスイッチをオンオフするクロックに同期した参照信号を出力する参照波形発生回路と、前記誤差信号と前記参照信号との比較結果を示す比較信号を出力するコンパレータと、前記比較信号が前記目標量より前記出力電流が少ないことを示す場合に前記第１のスイッチをオンする制御を行い、前記目標量より前記出力電流が多いことを示す場合に前記第１のスイッチをオフする制御を行うドライバと、を有し、前記検出電圧と前記参照電圧とが一致するようにフィードバック制御を行う、定電流回路を提供する。

また、本発明は、上記の定電流回路であって、前記制御回路は、前記負荷をオンオフする負荷制御回路と、前記負荷の状態に応じて前記第１の駆動電圧及び前記第２の駆動電圧を上げる又は下げる制御を行う出力電圧制御回路と、を有する、定電流回路を提供する。

また、本発明は、上記の定電流回路であって、前記第２の駆動電圧生成回路は、前記負荷に印加される負荷電圧に比例する電圧を用いて前記第２の駆動電圧の目標となる第２の参照電圧を生成する参照電圧生成回路を有する、定電流回路を提供する。

また、本発明は、上記の定電流回路であって、前記制御回路は、前記負荷をオンオフする負荷制御回路と、前記負荷の状態に応じて前記第１の駆動電圧を上げる又は下げる制御を行う出力電圧制御回路と、を有する、定電流回路を提供する。

また、本発明は、上記いずれかの定電流回路であって、前記第１の駆動電圧生成回路と前記第２の駆動電圧生成回路は、それぞれ昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータにより構成される、定電流回路を提供する。

本発明によれば、複数の発光素子を順次点灯させる場合などの負荷駆動時のリプル電流を低減させ、安定した電流供給が可能な定電流回路を提供できる。

第１の実施形態の定電流回路を含む駆動回路の構成を示す回路図である。比較例の定電流回路における出力電圧及び出力電流の波形の一例を示す特性図である。本実施形態の定電流回路における出力電圧及び出力電流の波形の一例を示す特性図である。第２の実施形態の定電流回路を含む駆動回路の構成を示す回路図である。第３の実施形態の定電流回路を含む駆動回路の構成を示す回路図である。第４の実施形態の定電流回路を含む駆動回路の構成を示す回路図である。比較例の定電流回路を含む駆動回路の構成を示す回路図である。

以下、本発明に係る定電流回路を具体的に開示した実施形態（以下、「本実施形態」という）について、図面を参照して詳細に説明する。

（本実施形態に至る背景）
従来技術を組み合わせて、シーケンシャルターンランプの駆動を行う場合を想定する。以下に比較例として、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータと、降圧定電流回路と、発光素子に対して並列にスイッチを設けた点灯回路とを有する構成によって、シーケンシャルターンランプの駆動を行う駆動回路の一例を示す。

図７は、比較例の定電流回路を含む駆動回路の構成を示す回路図である。比較例の駆動回路は、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ及び降圧定電流回路を含むスイッチング電源回路５Ｅを備え、ＬＥＤを用いた点灯回路６に対して、発光素子点灯用の駆動電力を供給する。

スイッチング電源回路５Ｅは、制御回路１００Ｅ、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する昇圧回路１０１、降圧定電流回路を構成する出力回路１０３Ｅを有して構成される。制御回路１００Ｅは、昇圧回路１０１のスイッチングトランジスタＭ１１と出力回路１０３ＥのスイッチＭ３１，Ｍ３２をそれぞれ駆動制御する駆動制御信号を出力する。昇圧回路１０１は、インダクタＬ１１、整流用ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１１を有し、入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧して駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１を出力する。出力回路１０３Ｅは、インダクタＬ３、スイッチＭ３１，Ｍ３２を含む同期整流型の降圧スイッチングレギュレータにより構成される。スイッチＭ３１，Ｍ３２は直列接続され、スイッチＭ３１の第１端に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１が供給され、スイッチＭ３１の第２端とスイッチＭ３２の第１端との接続点にインダクタＬ３が接続され、スイッチＭ３２の第２端が接地される。出力回路１０３Ｅは、昇圧回路１０１から供給される駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１に基づいて定電流の駆動電流Ｉ_ＬＥＤを出力し、点灯回路６へ駆動電力を供給する。

点灯回路６は、発光素子としてのＬＥＤ６１と、ＬＥＤ６１に対して並列接続されたスイッチングトランジスタ６２とを有し、これらのＬＥＤ６１及びスイッチングトランジスタ６２の組が直列に複数接続されて構成される。点灯回路６は、スイッチ制御回路３０の制御に従い、複数のＬＥＤ６１を所定タイミングでオン／オフして消灯／点灯させることにより、シーケンシャルターンランプを実現する。

スイッチング電源回路５Ｅにおいて、昇圧回路１０１は、スイッチングトランジスタＭ１１のオン／オフの時間比率（デューティ比）を制御することにより、入力電圧Ｖ_ＩＮを駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１に昇圧して後段の降圧定電流回路の出力回路１０３Ｅに電力を供給する。出力回路１０３Ｅは、スイッチＭ３１，Ｍ３２のオン／オフの時間比率（デューティ比）を制御することにより、定電流の駆動電流Ｉ_ＬＥＤを出力し、点灯回路６のＬＥＤ６１に駆動電流Ｉ_ＬＥＤを供給する。

駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、電流検出抵抗Ｒ３において検出電圧Ｖ_Ｒ３に変換されて制御回路１００Ｅ内のエラーアンプ３１２に入力され、エラーアンプ３１２によって電圧源３１４の参照電圧Ｖ_ＲＥＦ３との誤差が増幅されフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ３が生成される。そして、コンパレータ３３２により、三角波発生回路３３１が出力する三角波Ｖ_ＴＲＩとフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ３とが比較され、コンパレータ３３２の比較結果による出力信号がドライバ３４０に入力される。ドライバ３４０は、コンパレータ３３２の出力信号に基づいてスイッチＭ３１，Ｍ３２のゲートに駆動制御信号を出力し、スイッチＭ３１，Ｍ３２をオン／オフ駆動する。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ３が三角波Ｖ_ＴＲＩより小さい時には、スイッチＭ３２がオン、スイッチＭ３１がオフし、インダクタＬ３のエネルギーを消費しながら駆動電流Ｉ_ＬＥＤが提供される。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ３が三角波Ｖ_ＴＲＩより大きい時には、スイッチＭ３１がオン、スイッチＭ３２がオフし、インダクタＬ３にエネルギーを蓄えながら駆動電流Ｉ_ＬＥＤが提供される。以上のように、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの値に比例する検出電圧Ｖ_Ｒ３が参照電圧Ｖ_ＲＥＦ３と一致するようにフィードバックがかかり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、Ｉ_ＬＥＤ＝Ｖ_ＲＥＦ３／Ｒ３となるように定電流制御され、ＬＥＤ６１が定電流駆動される。なお、スイッチＭ３１，Ｍ３２は貫通電流によるトランジスタの劣化を避けるために同時にオンとならないようにスイッチＭ３１，Ｍ３２が両方ともオフとなるデッドタイムを経てオンするようにスイッチを切り替えても良い。

比較例の駆動回路における課題について説明する。出力回路１０３Ｅの出力電圧Ｖ_ＳＷは、スイッチＭ３１がオン、スイッチＭ３２がオフの時には駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１にほぼ等しくなり、スイッチＭ３１がオフ、スイッチＭ３２がオンの時にはほぼ０Ｖとなる。一方、負荷のＬＥＤにかかる負荷電圧Ｖ_ＬＥＤはほぼ変化しないため、スイッチＭ３１，Ｍ３２がオン／オフする時にインダクタＬ３に大きな電圧差が発生し、インダクタＬ３を介してＬＥＤに流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、出力電圧Ｖ_ＳＷがほぼ０Ｖになる時に大きく電流が減少する。この駆動電流Ｉ_ＬＥＤの減少はそのままリプル電流に相当し、リプル電流が大きくなるという課題を本願発明者が発見するに至った。リプル電流を減らすには、インダクタを大きくするかスイッチング周波数を大きくする必要がある。しかし、前者はコストが増大する課題があり、後者はＥＭＣの問題により選択できない場合がある。

本実施形態では、上記事情に鑑み、リプル電流を低減することが可能な定電流回路及び定電流回路を含む点灯装置の駆動回路の構成例を示す。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の定電流回路を含む駆動回路の構成を示す回路図である。本実施形態の駆動回路は、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ及び降圧定電流回路を含むスイッチング電源回路５を備え、発光素子としてのＬＥＤを光源としたシーケンシャルターンランプを構成する点灯回路６に対して、発光素子点灯用の駆動電力を供給する。

スイッチング電源回路５は、制御回路１００、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する２つの昇圧回路１０１，１０２、降圧定電流回路を構成する出力回路１０３を有して構成される。制御回路１００は、昇圧回路１０１のスイッチングトランジスタＭ１１、及び昇圧回路１０２のスイッチングトランジスタＭ２１、並びに出力回路１０３のスイッチＭ３１，Ｍ３２をそれぞれ駆動制御する駆動制御信号を出力する。

制御回路１００は、スイッチングトランジスタＭ１１を駆動する第１昇圧制御部として、エラーアンプ１１２、電圧源１１４、スロープ補償回路１３１、コンパレータ１３２、発振器（ＯＳＣ）１３３、フリップフロップ１３４、ゲートドライバ１４０を有する。また、スイッチングトランジスタＭ２１を駆動する第２昇圧制御部として、エラーアンプ２１２、電圧源２１４、スロープ補償回路２３１、コンパレータ２３２、発振器（ＯＳＣ）２３３、フリップフロップ２３４、ゲートドライバ２４０を有する。また、制御回路１００は、点灯回路６の複数のＬＥＤ６１を駆動する出力制御部として、エラーアンプ３１２、電圧源３１４、三角波発生回路３３１、コンパレータ３３２、ドライバ３４０、スイッチ制御回路３０、スイッチングトランジスタ６２を有する。制御回路１００のエラーアンプ１１２，２１２，３１２は、例えばｇｍアンプにより構成される。制御回路１００は、例えば集積化した制御ＩＣにより構成される。

制御回路１００には、上記の第１昇圧制御部、第２昇圧制御部、出力制御部の各フィードバックループの位相補償を行う位相補償回路１１３、２１３、３１３が接続される。位相補償回路１１３は、位相補償用容量Ｃ_ＦＢ１と位相補償用抵抗Ｒ_ＦＢ１を有し、エラーアンプ１１２の出力端とグランドとの間に接続される。位相補償回路２１３は、位相補償用容量Ｃ_ＦＢ２と位相補償用抵抗Ｒ_ＦＢ２を有し、エラーアンプ２１２の出力端とグランドとの間に接続される。位相補償回路３１３は、位相補償用容量Ｃ_ＦＢ３と位相補償用抵抗Ｒ_ＦＢ３を有し、エラーアンプ３１２の出力端とグランドとの間に接続される。これらの位相補償回路１１３、２１３、３１３は、安定動作させるためにそれぞれ位相補償用容量Ｃ_{ＦＢ１～３}と位相補償用抵抗Ｒ_{ＦＢ１～３}により適切な時定数を設定されることが望ましい。

第１の昇圧回路１０１は、インダクタＬ１１、整流用ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１１、インダクタ電流検出用の抵抗Ｒ１１、出力容量Ｃ１１、帰還抵抗Ｒ_ＦＢ１１，Ｒ_ＦＢ１２を含む。第１の昇圧回路１０１は、入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧して第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１を出力する。この第１の昇圧回路１０１による第１昇圧制御部が第１の駆動電圧生成回路として機能する。スイッチングトランジスタＭ１１は、制御端としてのゲートがゲートドライバ１４０の出力端に接続され、ゲートドライバ１４０によってオン／オフ制御される。スイッチングトランジスタＭ１１の第１端としてのドレインは、インダクタＬ１１を介して入力電圧Ｖ_ＩＮの電源に接続されるとともに、整流用ダイオードＤ１のアノードに接続される。スイッチングトランジスタＭ１１の第２端としてのソースは、抵抗Ｒ１１を介して接地され、ソースと抵抗Ｒ１１の接続点がスロープ補償回路１３１に接続されており、インダクタＬ１１に流れる電流に比例する第１の検出電圧Ｖ_Ｒ１がスロープ補償回路１３１に入力される。整流用ダイオードＤ１のカソードは、出力回路１０３のスイッチＭ３１に接続されるとともに、出力容量Ｃ１１を介して接地され、また帰還抵抗Ｒ_ＦＢ１１，Ｒ_ＦＢ１２がグランドとの間に接続される。帰還抵抗Ｒ_ＦＢ１１，Ｒ_ＦＢ１２の接続点はエラーアンプ１１２の反転入力端に接続され、第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１に比例する電圧がエラーアンプ１１２に入力される。

第２の昇圧回路１０２は、インダクタＬ２１、整流用ダイオードＤ２、スイッチングトランジスタＭ２１、インダクタ電流検出用の抵抗Ｒ２１、出力容量Ｃ２１、帰還抵抗Ｒ_ＦＢ２１，Ｒ_ＦＢ２２を含む。第２の昇圧回路１０２は、入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧して第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２を出力する。この第２の昇圧回路１０２による第２昇圧制御部が第２の駆動電圧生成回路として機能する。第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２は、第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１よりも低く、０Ｖよりも十分に高い電圧とする。すなわち、第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２は、負荷のＬＥＤにかかる負荷電圧Ｖ_ＬＥＤより少し低い電圧に設定される。第２の昇圧回路１０２の構成は上述した第１の昇圧回路１０１と同様であり、詳細な説明を省略する。スイッチングトランジスタＭ２１は、制御端としてのゲートがゲートドライバ２４０の出力端に接続され、ゲートドライバ２４０によってオン／オフ制御される。スイッチングトランジスタＭ２１の第２端としてのソースと抵抗Ｒ２１の接続点がスロープ補償回路２３１に接続されており、インダクタＬ２１に流れる電流に比例する第２の検出電圧Ｖ_Ｒ２がスロープ補償回路２３１に入力される。帰還抵抗Ｒ_ＦＢ２１，Ｒ_ＦＢ２２の接続点はエラーアンプ２１２の反転入力端に接続され、第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２に比例する電圧がエラーアンプ２１２に入力される。

出力回路１０３は、第１のスイッチＭ３１、第２のスイッチＭ３２、インダクタＬ３を含む。第１のスイッチＭ３１は、高電位側スイッチであり、ハイサイドスイッチ、上側スイッチ等とも称する。第２のスイッチＭ３２は、低電位側スイッチであり、ローサイドスイッチ、下側スイッチ等とも称する。出力回路１０３は、第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１と第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２とに基づいて定電流の駆動電流Ｉ_ＬＥＤを出力し、負荷としての点灯回路６へ駆動電力を供給する。

スイッチＭ３１，Ｍ３２は、例えばＭＯＳＦＥＴにより構成され、互いに直列接続される。図示例では、スイッチＭ３１をＰｃｈＭＯＳトランジスタ、スイッチＭ３２をＮｃｈＭＯＳトランジスタによってそれぞれ構成している。スイッチＭ３１の第１端が第１の昇圧回路１０１の出力端と接続され、スイッチＭ３２の第１端が第２の昇圧回路１０２の出力端と接続され、スイッチＭ３１の第２端とスイッチＭ３２の第２端が接続される。スイッチＭ３１，Ｍ３２は、制御端としてのそれぞれのゲートが制御回路１００のドライバ３４０に接続され、ドライバ３４０によってオン／オフ制御される。第１のスイッチＭ３１は、第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１の供給をオンオフする。第２のスイッチＭ３２は、第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２の供給をオンオフする。スイッチＭ３１とスイッチＭ３２との接続点にインダクタＬ３の一端が接続され、インダクタＬ３の他端が出力回路１０３の出力端となって点灯回路６の上端のＬＥＤ６１に接続される。

点灯回路６は、駆動回路の負荷となる発光素子としてのＬＥＤ６１と、ＬＥＤ６１に対して並列接続されたスイッチングトランジスタ６２とを有し、これらのＬＥＤ６１及びスイッチングトランジスタ６２の組が直列に複数接続されて構成される。直列接続された複数のＬＥＤ６１は、アノード側（上端）に出力回路１０３が接続され、カソード側（下端）に電流検出抵抗Ｒ３の一端が接続され、電流検出抵抗Ｒ３の他端が接地される。ＬＥＤ６１のカソード側と電流検出抵抗Ｒ３との接続点は、エラーアンプ３１２の反転入力端に接続され、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの値に比例する検出電圧Ｖ_Ｒ３がエラーアンプ３１２に入力される。複数のスイッチングトランジスタ６２は、それぞれのゲートがスイッチ制御回路３０に接続され、スイッチ制御回路３０によってオン／オフ制御される。スイッチ制御回路３０は、負荷としての点灯回路６の複数のＬＥＤ６１をオンオフする負荷制御回路として機能する。点灯回路６は、複数のＬＥＤ６１を所定タイミングでオン／オフして消灯／点灯させることにより、シーケンシャルターンランプを実現する。スイッチ制御回路３０は、複数のＬＥＤ６１を順次点灯させて光が流れるように表示させるなど、シーケンシャルターンランプの点灯制御のための制御信号を各スイッチングトランジスタ６２のゲートに出力する。

制御回路１００の第１昇圧制御部において、エラーアンプ１１２の出力端がコンパレータ１３２の第１入力端に接続され、コンパレータ１３２の第２入力端にスロープ補償回路１３１の出力端が接続される。コンパレータ１３２の出力端はフリップフロップ１３４のＲ入力端に接続され、フリップフロップ１３４のＳ入力端に発振器１３３が接続され、フリップフロップ１３４のＱ出力端がゲートドライバ１４０の入力端に接続される。同様に、制御回路１００の第２昇圧制御部において、エラーアンプ２１２の出力端がコンパレータ２３２の第１入力端に接続され、コンパレータ２３２の第２入力端にスロープ補償回路２３１の出力端が接続される。コンパレータ２３２の出力端はフリップフロップ２３４のＲ入力端に接続され、フリップフロップ２３４のＳ入力端に発振器２３３が接続され、フリップフロップ２３４のＱ出力端がゲートドライバ２４０の入力端に接続される。

また、制御回路１００の出力制御部において、エラーアンプ３１２の出力端がコンパレータ３３２の第２入力端に接続され、コンパレータ３３２の第１入力端に三角波発生回路３３１が接続され、コンパレータ３３２の出力端がドライバ３４０の入力端に接続される。三角波発生回路３３１は、スイッチＭ３１，Ｍ３２をオンオフするクロックに同期した三角波又は鋸波の参照信号を発生する参照波形発生回路の一例であり、参照信号として三角波を出力する。

なお、制御回路１００の第１昇圧制御部、第２昇圧制御部、出力制御部は、上述した構成に限定されず、他の公知のデューティコントローラを用いて構成することも可能である。例えば、参照信号を発生する参照波形発生回路として、三角波発生回路を鋸波発生回路に置換する、フリップフロップをＳＲフリップフロップ以外のフリップフロップやラッチ回路に置換するなど、種々の代替構成が可能である。また、点灯回路６において、ＬＥＤ６１に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤを電流検出抵抗Ｒ３を介してグランドに流しているが、入力電圧Ｖ_ＩＮに戻すようにしてもよい。

次に、本実施形態の駆動回路の動作を説明する。制御回路１００の第１昇圧制御部において、エラーアンプ１１２は、第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１に比例する電圧と、電圧源１１４により出力される参照電圧Ｖ_ＲＥＦ１との誤差を増幅して第１フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１を生成し、コンパレータ１３２に出力する。スロープ補償回路１３１は、インダクタＬ１１に流れる電流に比例する第１の検出電圧Ｖ_Ｒ１に対してスロープ信号を重畳し、スロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ１としてコンパレータ１３２に出力する。コンパレータ１３２は、第１フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１とスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ１とを比較し、スロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ１が第１フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１に達したときに、フリップフロップ１３４のＲ入力端にオフ信号（ハイレベル）を出力する。すなわち、インダクタＬ１１に流れる電流が第１フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ１に応じたピーク電流に達したときに、フリップフロップ１３４のＲ入力端に入力されるオフ信号がアサートされる。フリップフロップ１３４のＳ入力端には発振器１３３から出力される周期信号が入力される。フリップフロップ１３４のＱ出力端の出力信号は、Ｓ入力端の周期信号のポジティブエッジでハイレベル（オンレベル）に遷移し、Ｒ入力端のオフ信号がアサートされるとローレベル（オフレベル）に遷移する。このフリップフロップ１３４の出力に基づき、ゲートドライバ１４０からスイッチングトランジスタＭ１１のゲートに駆動信号が供給され、スイッチングトランジスタＭ１１がオン／オフ制御される。

制御回路１００の第２昇圧制御部の動作についても、第１昇圧制御部と同様である。すなわち、スロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ２が第２フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２に達したとき、すなわち、インダクタＬ２１に流れる電流が第２フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ２に応じたピーク電流に達したときに、フリップフロップ２３４のＲ入力端に入力されるオフ信号がハイレベルとなってアサートされる。そして、フリップフロップ２３４のＱ出力端の出力信号は、Ｓ入力端の周期信号のポジティブエッジでハイレベル（オンレベル）に遷移し、Ｒ入力端のオフ信号がアサートされるとローレベル（オフレベル）に遷移する。このフリップフロップ２３４の出力に基づき、ゲートドライバ２４０からスイッチングトランジスタＭ２１のゲートに駆動信号が供給され、スイッチングトランジスタＭ２１がオン／オフ制御される。

制御回路１００の出力制御部において、エラーアンプ３１２は、負荷としての点灯回路６の駆動電流Ｉ_ＬＥＤの値に比例する検出電圧（出力電流の検出電圧）Ｖ_Ｒ３と、電圧源３１４により出力される参照電圧（出力電流の参照電圧）Ｖ_ＲＥＦ３との誤差を増幅して誤差信号としての第３フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ３を生成し、コンパレータ３３２に出力する。ここで、参照電圧Ｖ_ＲＥＦ３は、出力電流としての駆動電流Ｉ_ＬＥＤの目標量を指示する電圧である。コンパレータ３３２は、第３フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ３と三角波発生回路３３１から出力される参照信号としての三角波Ｖ_ＴＲＩとを比較し、比較結果を示す比較信号を出力する。コンパレータ３３２は、第３フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ３が三角波Ｖ_ＴＲＩより大きいときにハイレベル、その逆のときにローレベルの比較信号をドライバ３４０に出力する。本実施形態では、ハイレベルの比較信号は出力電流としての駆動電流Ｉ_ＬＥＤが目標量より少ないことを示し、ローレベルの比較信号は駆動電流Ｉ_ＬＥＤが目標量より多いことを示している。

ドライバ３４０は、コンパレータ３３２の出力信号に基づいて、すなわち出力電流である駆動電流Ｉ_ＬＥＤが目標量より少ないか多いかに基づいてスイッチＭ３１，Ｍ３２のゲートに駆動制御信号を出力し、スイッチＭ３１，Ｍ３２をオン／オフ駆動する。第３フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ３が三角波Ｖ_ＴＲＩより小さい時には、スイッチＭ３２がオン、スイッチＭ３１がオフし、インダクタＬ３のエネルギーを消費しながら駆動電流Ｉ_ＬＥＤが提供される。第３フィードバック電圧Ｖ_ＦＢ３が三角波Ｖ_ＴＲＩより大きい時には、スイッチＭ３１がオン、スイッチＭ３２がオフし、インダクタＬ３にエネルギーを蓄えながら駆動電流Ｉ_ＬＥＤが提供される。上記動作により、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの値に比例する検出電圧Ｖ_Ｒ３が参照電圧Ｖ_ＲＥＦ３と一致するようにフィードバックがかかって駆動電流Ｉ_ＬＥＤが定電流制御される。なお、スイッチＭ３１，Ｍ３２が同時にオフになってしまうとインダクタＬ３への供給電力が断たれてしまい出力電圧Ｖ_ＳＷが低下し負電圧に達し、スイッチＭ３２の両端には第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２以上の電圧がかかりながら電流が流れることになりスイッチＭ３２が発熱により破損する恐れがある。これを避けるためにスイッチＭ３１，Ｍ３２が同時にオンとなる時間を経てオフするようにスイッチを切り替えても良い。

ここで、本実施形態と図７に示した比較例のそれぞれの駆動回路における動作波形の一例を示し、本実施形態の効果について説明する。

図２は、比較例の定電流回路における出力電圧及び出力電流の波形の一例を示す特性図である。図３は、本実施形態の定電流回路における出力電圧及び出力電流の波形の一例を示す特性図である。図２及び図３では、駆動回路における出力電圧Ｖ_ＳＷ、駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１，Ｖ_ＯＵＴ２、負荷電圧Ｖ_ＬＥＤ、駆動電流Ｉ_ＬＥＤ、ピーク電流値Ｉ_{ＬＥＤ＿Ｈ}，Ｉ_{ＬＥＤ＿Ｌ}，Ｉ_{ＬＥＤ＿Ｈ２}，Ｉ_{ＬＥＤ＿Ｌ２}を模式的に表した波形によってそれぞれ示している。

図２の比較例では、出力回路１０３Ｅの出力電圧Ｖ_ＳＷは、スイッチＭ３１がオン、スイッチＭ３２がオフの時には駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１にほぼ等しくなり、スイッチＭ３１がオフ、スイッチＭ３２がオンの時にはほぼ０Ｖとなる。一方、負荷のＬＥＤにかかる負荷電圧Ｖ_ＬＥＤは、ダイオードの特性からほぼ変化しない。このため、インダクタＬ３を介してＬＥＤに流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、出力電圧Ｖ_ＳＷがほぼ０Ｖになる時にＶ＝Ｌ＊ｄＩ／ｄｔ（ここで、Ｌ：インダクタＬ３のインダクタンス、ｄＩ／ｄｔ：駆動電流Ｉ_ＬＥＤの単位時間変化率）より、大きく電流が減少する。したがって、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、駆動電流最大値Ｉ_{ＬＥＤ＿Ｈ}と駆動電流最小値Ｉ_{ＬＥＤ＿Ｌ}との差が大きく、リプル電流が大きくなる。例えば、上式でＬ３が２２μＨ、Ｖ_ＬＥＤが２８Ｖ、ｄｔが０．６μｓであれば、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは７６０ｍＡも減少する。これはそのままリプル電流に相当する。

図３の本実施形態では、出力回路１０３の出力電圧Ｖ_ＳＷは、スイッチＭ３１がオン、スイッチＭ３２がオフの時には第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１にほぼ等しくなり、スイッチＭ３１がオフ、スイッチＭ３２がオンの時には第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２にほぼ等しくなる。第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２は負荷電圧Ｖ_ＬＥＤより小さく設定され、出力電圧Ｖ_ＳＷは小さい範囲で変動する。第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２と負荷電圧Ｖ_ＬＥＤとの電圧差は、出力電流としての駆動電流Ｉ_ＬＥＤのリプル電流量が十分に小さくなる程度の所定範囲内の値に設定する。この場合、インダクタＬ３を介してＬＥＤに流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、駆動電流最大値Ｉ_{ＬＥＤ＿Ｈ２}と駆動電流最小値Ｉ_{ＬＥＤ＿Ｌ２}との差が小さくなる。

比較例におけるリプル電流量は、スイッチング周期をＴとして次の（１）式で表される。

本実施形態におけるリプル電流量は、スイッチング周期をＴとして次の（２）式で表される。

したがって、比較例と本実施形態のリプル電流の比は、次の（３）式で表される。

このように、本実施形態では比較例に対して大きくリプル電流を低減できる。例えば、（３）式において、Ｖ_ＯＵＴ１が３６Ｖ、Ｖ_ＯＵＴ２が２７Ｖ、Ｖ_ＬＥＤが２８Ｖであれば、リプル電流量は１／７に低減される。

上述したように、本実施形態の構成では、スイッチＭ３２がオンの時の電圧を０ＶからＶ_ＯＵＴ２に持ち上げることによって、インダクタを大きくすることなく、またスイッチング周波数を大きくすることもなく、リプル電流を低減することができる。

（第２の実施形態）
図４は、第２の実施形態の定電流回路を含む駆動回路の構成を示す回路図である。第２の実施形態の駆動回路におけるスイッチング電源回路５Ａは、図１に示した第１の実施形態のスイッチング電源回路５の構成に加えて、制御器３５０Ａを備える。第１の実施形態と同様の構成要素については同一符号を付して説明を省略する。

制御回路１００Ａに設けられる制御器３５０Ａは、出力電圧制御回路として機能するものであり、第１の参照電圧生成回路としての可変電圧源１１４Ａ、第２の参照電圧生成回路としての可変電圧源２１４Ａ、負荷制御回路としてのスイッチ制御回路３０Ａの動作を制御する。制御器３５０Ａは、点灯回路６のＬＥＤ６１を点灯／消灯するために、スイッチ制御回路３０Ａに制御信号を送ってスイッチングトランジスタ６２をオフ／オンする。このＬＥＤ６１の点灯／消灯に伴い、可変電圧源１１４Ａ及び可変電圧源２１４Ａを制御し、第１の参照電圧Ｖ_ＲＥＦ１及び第２の参照電圧Ｖ_ＲＥＦ２の電圧を上げる／下げることを行い、第１の昇圧回路１０１、第２の昇圧回路１０２の出力電圧を上げる／下げることを実行させる。なお、制御器３５０Ａは、外部のコントローラ等から入力される制御信号に基づいて上記制御を行ってもよい。

すなわち、ＬＥＤ６１の点灯時には、参照電圧Ｖ_ＲＥＦ１，Ｖ_ＲＥＦ２の電圧を上げ、第１の昇圧回路１０１の出力の第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１、及び第２の昇圧回路１０２の出力の第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２を上げるようにする。また、ＬＥＤ６１の消灯時には、参照電圧Ｖ_ＲＥＦ１，Ｖ_ＲＥＦ２の電圧を下げ、第１の昇圧回路１０１の出力の第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１、及び第２の昇圧回路１０２の出力の第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２を下げるようにする。

より具体的には、シーケンシャルターンランプにおいて点灯させるＬＥＤの数に応じて、第１の昇圧回路１０１及び第２の昇圧回路１０２の昇圧電圧を変動させ、第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１及び第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２を変化させる。このように、第２の実施形態では、ＬＥＤ６１の点灯／消灯、ＬＥＤ６１の点灯数などの負荷の状態に応じて、第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１、第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２を上げる又は下げる制御を行う。ＬＥＤの点灯数によって必要最小限の負荷電圧Ｖ_ＬＥＤは変化し、第１の昇圧回路１０１及び第２の昇圧回路１０２による必要な昇圧電圧が異なる。このため、ＬＥＤの点灯状態に応じて昇圧電圧を変化させることにより、さらにリプル電流を低減させることが可能である。

例えば、負荷としてＬＥＤが８個直列接続された点灯回路６を用いる場合、１個のＬＥＤの両端電圧が３．５Ｖとすると、８個全て点灯させるときに必要な負荷電圧Ｖ_ＬＥＤは２８Ｖとなる。このとき、例えば第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１を３６Ｖ、第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２を２７Ｖに調整することによって、８個点灯時のリプル電流を低減できる。また、６個を点灯させるときは、必要な負荷電圧Ｖ_ＬＥＤは２１Ｖとなり、例えば第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１を２９Ｖ、第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２を２０Ｖに調整することによって、６個点灯時のリプル電流をさらに低減できる。

なお、図４の構成では、参照電圧Ｖ_ＲＥＦ１，Ｖ_ＲＥＦ２の電圧値を制御してＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を変更しているが、帰還抵抗Ｒ_ＦＢ１１，Ｒ_ＦＢ１２，Ｒ_ＦＢ２１，Ｒ_ＦＢ２２の抵抗値を制御して出力電圧を変更してもよいし、ＤＣ／ＤＣコンバータに限らず適切な出力電圧が得られる一般的な電源回路を用いてもよい。また、ＬＥＤ６１に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤを電流検出抵抗Ｒ３を介してグランドに流しているが、入力電圧Ｖ_ＩＮに戻すようにしてもよい。

このように、第２の実施形態では、ＬＥＤの点灯／消灯に応じて第１の昇圧回路１０１及び第２の昇圧回路１０２の昇圧電圧を変化させることにより、リプル電流をさらに低減することができる。

（第３の実施形態）
図５は、第３の実施形態の定電流回路を含む駆動回路の構成を示す回路図である。第３の実施形態の駆動回路におけるスイッチング電源回路５Ｂは、図４に示した第２の実施形態のスイッチング電源回路５Ａの構成を一部変更し、第２の参照電圧Ｖ_ＲＥＦ２を生成する回路を異なる構成とした変形例である。なお、第３の実施形態の構成を図１に示した第１の実施形態のスイッチング電源回路５に適用することも可能である。第１及び第２の実施形態と同様の構成要素については同一符号を付して説明を省略する。

制御回路１００Ｂに設けられる制御器３５０Ｂは、出力電圧制御回路として機能するものであり、可変電圧源１１４Ｂ、負荷制御回路としてのスイッチ制御回路３０Ｂの動作を制御する。第２の参照電圧Ｖ_ＲＥＦ２を生成する参照電圧生成回路２１４Ｂは、点灯回路６の複数のＬＥＤ６１の出力回路１０３側の端部（アノード側）に、ダイオードＤ２２、帰還抵抗Ｒ_ＦＢ２３，Ｒ_ＦＢ２４が直列接続された電圧発生回路により構成される。参照電圧生成回路２１４Ｂは、負荷となる点灯回路６のＬＥＤ６１に印加される負荷電圧Ｖ_ＬＥＤに比例する電圧を第２の参照電圧Ｖ_ＲＥＦ２として生成する。出力回路１０３の出力端とＬＥＤ６１との接続点にダイオードＤ２２のアノードが接続され、ダイオードＤ２２のカソードに帰還抵抗Ｒ_ＦＢ２３，Ｒ_ＦＢ２４が直列接続され、帰還抵抗Ｒ_ＦＢ２３の一端がグランドに接地される。帰還抵抗Ｒ_ＦＢ２３，Ｒ_ＦＢ２４の接続点は、制御回路１００Ｂにおいてエラーアンプ２１２の非反転入力端に接続され、負荷電圧Ｖ_ＬＥＤに比例する電圧がエラーアンプ２１２に入力される。

上記の（３）式から分かるように、Ｖ_ＯＵＴ２とＶ_ＬＥＤとが近い値を取るほどリプル電流を小さくすることができるので、第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２を負荷電圧Ｖ_ＬＥＤになるべく近づける制御方法が望ましい。これを実現するために、第３の実施形態では、ＬＥＤ６１の上端の負荷電圧Ｖ_ＬＥＤをダイオード１つ分電圧降下させた電圧を抵抗分圧した電圧を、参照電圧Ｖ_ＲＥＦ２としている。これにより、ＬＥＤの点灯／消灯を行って負荷電圧Ｖ_ＬＥＤが変動したとしても、この変化に追従してＶ_ＬＥＤより僅かに低い出力電圧を第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２として出力することができる。

このように、第３の実施形態では、負荷電圧Ｖ_ＬＥＤに応じて第２の昇圧回路１０２の昇圧電圧をＶ_ＬＥＤに近い値に調整することにより、リプル電流をさらに低減することができる。

（第４の実施形態）
図６は、第４の実施形態の定電流回路を含む駆動回路の構成を示す回路図である。第４の実施形態の駆動回路におけるスイッチング電源回路５Ｃは、図５に示した第３の実施形態のスイッチング電源回路５Ｂの構成を一部変更し、スイッチＭ３２をダイオードＤ３に置き換えた変形例である。第１、第２及び第３の実施形態と同様の構成要素については同一符号を付して説明を省略する。

出力回路１０３Ｃにおいて、ダイオードＤ３のアノードが第２の昇圧回路１０２の出力端と接続され、スイッチＭ３１の第２端とダイオードＤ３のカソードが接続される。スイッチＭ３１とダイオードＤ３との接続点にインダクタＬ３の一端が接続され、インダクタＬ３の他端が出力回路１０３Ｃの出力端となって点灯回路６の上端のＬＥＤ６１に接続される。

出力回路１０３Ｃでは、スイッチＭ３２をダイオードＤ３に置き換えたことにより、制御回路１００Ｃのドライバ３４０ＣはスイッチＭ３１のゲートに駆動制御信号を出力してスイッチＭ３１をオン／オフ駆動する。スイッチＭ３２を設けた構成では、スイッチＭ３２のゲートに出力する駆動制御信号は第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２より高い電圧とする必要があるため、スイッチング電源回路内に図示しない昇圧回路やブートストラップ回路が必要になる場合がある。第４の実施形態では、スイッチＭ３１のみを駆動すればよく、また昇圧回路やブートストラップ回路が不要となるため、ドライバ３４０Ｃを簡素化できる。

上述したように、本実施形態では、昇圧回路としてのＤＣ／ＤＣコンバータを２つ設けて第１の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１及び第２の駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ２を生成し、出力回路のスイッチ素子がオン／オフする時のインダクタに発生する電圧差を小さくする。これによって、駆動回路の出力回路を構成する定電流回路において、スイッチング周波数を速くすることなく、インダクタンスを大きくすることもなく、定電流出力のリプル電流を減少させることができる。本実施形態は、例えば複数の発光素子を有して構成されるシーケンシャルターンランプの駆動回路等において、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータと降圧定電流コンバータを組み合わせて定電流出力を得る応用例において好適であり、出力のリプル電流を低減させることが可能となる。

なお、本実施形態に係る発光素子の駆動回路は、昇圧回路と降圧型の定電流回路との組み合わせに限定されるものではなく、例えば降圧型などの他の方式の定電圧回路による駆動電圧生成回路と、出力回路としての定電流回路とを有するものであれば、同様に適用可能である。すなわち、本実施形態の定電流回路は、２つの駆動電圧生成回路の出力電圧を入力して定電流の出力電流を得る回路として、発光素子の駆動回路等に応用可能なものである。

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例又は修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。また、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

本発明は、複数の発光素子を順次点灯させる場合などの負荷駆動時のリプル電流を低減させ、安定した電流供給が可能となる効果を有し、例えばシーケンシャルターンランプ等の複数の発光素子を駆動する駆動回路等に設けられる定電流回路に有用である。

５，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ：スイッチング電源回路
６：点灯回路
３０，３０Ａ，３０Ｂ：スイッチ制御回路
６１：ＬＥＤ
６２：スイッチングトランジスタ
１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ：制御回路
１０１，１０２：昇圧回路
１０３，１０３Ｃ：出力回路
１１２，２１２，３１２：エラーアンプ
１１３，２１３，３１３：位相補償回路
１１４，２１４，３１４：電圧源
１１４Ａ，１１４Ｂ，２１４Ａ：可変電圧源
１３１，２３１：スロープ補償回路
１３２，２３２，３３２：コンパレータ
１３３，２３３：発振器
１３４，２３４：フリップフロップ
１４０，２４０：ゲートドライバ
２１４Ｂ：参照電圧生成回路
３３１：三角波発生回路
３４０，３４０Ｃ：ドライバ
３５０Ａ，３５０Ｂ：制御器
Ｃ１１，Ｃ２１：出力容量
Ｄ１，Ｄ２：整流用ダイオード
Ｄ３，Ｄ２２：ダイオード
Ｌ３，Ｌ１１，Ｌ２１：インダクタ
Ｍ１１，Ｍ２１：スイッチングトランジスタ
Ｍ３１，Ｍ３２：スイッチ
Ｒ３：電流検出抵抗
Ｒ１１，Ｒ２１：抵抗
Ｒ_ＦＢ１１，Ｒ_ＦＢ１２，Ｒ_ＦＢ２１，Ｒ_ＦＢ２２，Ｒ_ＦＢ２３，Ｒ_ＦＢ２４：帰還抵抗

Claims

第１の駆動電圧を出力する第１の駆動電圧生成回路と、
前記第１の駆動電圧に対して小さい電圧となる第２の駆動電圧を出力する第２の駆動電圧生成回路と、
前記第１の駆動電圧の供給をオンオフする第１のスイッチと、
前記第１のスイッチと直列に接続され、前記第２の駆動電圧の供給をオンオフする第２のスイッチと、
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの接続点に一端が接続され、他端が負荷に接続されるインダクタと、
前記負荷に流れる出力電流に比例する検出電圧に応じて、前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチのオンオフを制御する制御回路と、を有し、
前記制御回路は、
前記検出電圧と前記出力電流の目標量を指示する参照電圧との差に比例する誤差信号を出力するエラーアンプと、
前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチをオンオフするクロックに同期した参照信号を出力する参照波形発生回路と、
前記誤差信号と前記参照信号との比較結果を示す比較信号を出力するコンパレータと、
前記比較信号が前記目標量より前記出力電流が少ないことを示す場合に前記第１のスイッチをオンする制御を行い、前記目標量より前記出力電流が多いことを示す場合に前記第２のスイッチをオンする制御を行うドライバと、を有し、
前記検出電圧と前記参照電圧とが一致するようにフィードバック制御を行う、
定電流回路。
第１の駆動電圧を出力する第１の駆動電圧生成回路と、
前記第１の駆動電圧に対して小さい電圧となる第２の駆動電圧を出力する第２の駆動電圧生成回路と、
前記第１の駆動電圧の供給をオンオフする第１のスイッチと、
前記第１のスイッチとカソードが接続され、前記第２の駆動電圧生成回路の出力端とアノードが接続されるダイオードと、
前記第１のスイッチと前記ダイオードとの接続点に一端が接続され、他端が負荷に接続されるインダクタと、
前記負荷に流れる出力電流に比例する検出電圧に応じて、前記第１のスイッチのオンオフを制御する制御回路と、を有し、
前記制御回路は、
前記検出電圧と前記出力電流の目標量を指示する参照電圧との差に比例する誤差信号を出力するエラーアンプと、
前記第１のスイッチをオンオフするクロックに同期した参照信号を出力する参照波形発生回路と、
前記誤差信号と前記参照信号との比較結果を示す比較信号を出力するコンパレータと、
前記比較信号が前記目標量より前記出力電流が少ないことを示す場合に前記第１のスイッチをオンする制御を行い、前記目標量より前記出力電流が多いことを示す場合に前記第１のスイッチをオフする制御を行うドライバと、を有し、
前記検出電圧と前記参照電圧とが一致するようにフィードバック制御を行う、
定電流回路。
前記制御回路は、
前記負荷をオンオフする負荷制御回路と、
前記負荷の状態に応じて前記第１の駆動電圧及び前記第２の駆動電圧を上げる又は下げる制御を行う出力電圧制御回路と、を有する、
請求項１又は２に記載の定電流回路。
前記第２の駆動電圧生成回路は、
前記負荷に印加される負荷電圧に比例する電圧を用いて前記第２の駆動電圧の目標となる第２の参照電圧を生成する参照電圧生成回路を有する、
請求項１又は２に記載の定電流回路。
前記制御回路は、
前記負荷をオンオフする負荷制御回路と、
前記負荷の状態に応じて前記第１の駆動電圧を上げる又は下げる制御を行う出力電圧制御回路と、を有する、
請求項４に記載の定電流回路。
前記第１の駆動電圧生成回路と前記第２の駆動電圧生成回路は、それぞれ昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータにより構成される、
請求項１から５のいずれか一項に記載の定電流回路。