JP2021525882A - 無線受信器 - Google Patents

Abstract

開示される無線受信器は、多数の源からのバイナリオフセットキャリア（ＢＯＣ）信号などのデュアル側波帯信号をダウンコンバートして、上側波帯および下側波帯信号を作り出すためのダウンコンバータと、側波帯信号の各々をフィルタリングするためのチップマッチドフィルタとを含む。各フィルタの出力は、源に対して１つ、少なくともアーリー、プロンプト、およびレイトゲートが存する、一連の別々のチャネルに提供される。各ゲートは、最近傍サンプラと、拡散コードの適切な部分と乗算するための乗算器と、ドップラーまたは他の周波数オフセットを除去するための混合器と、積分器とを有する。本発明は、多数の源からの受信した関心のある信号に対して単一のダウンコンバータを使用することにより、効率的な様式で、ＢＯＣ変調された衛星航法信号などの信号を復調するための手段を提供する。

Description

本発明は、無線受信器に関し、より詳しくは、すべてが同じ１つ以上の周波数帯域を共有する多数の異なる源からの信号を、同時に受信するように適合された受信器に関係する。そのような受信器は、典型的には、衛星航法などの用途において使用される。

現在使用中の、または、後期の開発もしくは実現フェーズにある、いくつかの全地球航法衛星システム（ＧＮＳＳ）が存する。最も早いものは、米国全地球測位システム（ＧＰＳ）であり、その後に続いたのが、ロシアのＧＬＯＮＡＳＳシステムであった。これを書いている時点において、欧州のガリレオシステムが、サービスに入る準備がほとんど整っており、軌道内のいくつものサービス中の衛星を有する。これらのシステムの各々は、直接シーケンス拡散スペクトル（ＤＳ−ＳＳ：Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）データ送信方式を使用し、そのことにより、異なる衛星が、システム内のすべての他の衛星と（および時には、他のシステムともまた）共有される１つ以上の相対的に広い帯域幅にわたって、データを継続的に送信する。受信器が所与の衛星からの信号を識別することを可能とするために、各衛星は、一意的な、（受信器に）知られているコードをブロードキャストする。受信器は、相関プロセスを実施し、そのことにより、それは、（システム内のすべてのアクティブな衛星により送信されているコードの重ね合わせである）入来する信号を、それが探している衛星からのコードの内部的に保持されるコピーと相関させる。信号が存在するならば、その信号は、適正に機能するシステムにおいて、相関利得に起因して、他の衛星により送信されている他の信号から、および、熱的ノイズから分離可能であることになり、受信器は、例えばコードのフェーズにおいて、コード化されたデータを処理することができることになる。

受信器は、この相関プロセスを、複数の異なる衛星信号（典型的には、少なくとも４または５、および、より典型的には、最高でおよそ１０または１２ほど）に対して並列に実施し、この情報から、その受信器は、航法メッセージを集めて整理し、地球上の位置および現在時間を算出することができる。

ＧＮＳＳシステムのいくつかが、現在、バイナリ位相シフトキーイング変調方式（ＢＰＳＫ）を使用するのに対し、ガリレオネットワークは、代わりに、（スペクトル占有理由のために）バイナリオフセットキャリア（ＢＯＣ）変調を使用し、そのＢＯＣ変調は、ＢＰＳＫ信号（すなわち、拡散コード）を取り、この信号を方形波サブキャリアによって変調して、デュアル側波帯信号を作り出すことを、この信号を送信周波数に上げて変調する前に行い、その場合、各側波帯は、実際上はＢＰＳＫ信号である。他のＧＮＳＳシステムが、さらには、それらのシステムの信号のいくつかに対して何らかの種類のＢＯＣ送信を使用し、より多くのものが、やがては同様の方式を実現すると予想される。

ＢＯＣ信号の使用は、受信器に、平易なＢＰＳＫ信号を上回るいくらかの面倒な事態をもたらす。これらの面倒な事態のうちの１つは、そのＢＯＣ信号の自己相関関数が、ＢＰＳＫ信号に関して見出だされる単一のローブよりむしろ、多数のローブを有するということである。多数のローブのある（ｌｏｂｅｄ）構造は、相関関数を精査して、正確なタイミング情報、およびゆえに、正確な航法的位置を獲得することを難しくすることがある。この困難は、チップレート（ｃｈｉｐ ｒａｔｅ）に対するサブキャリア周波数の比が増大するにつれて増大する。あるＧＮＳＳサービスに対して、その比は１であり、その場合、様々な満足のゆく解決策が実在する。しかしながら、比が２以上であるとき、そのことはガリレオ政府規制サービス（Ｐｕｂｌｉｃ Ｒｅｇｕｌａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅ）に対するものであるが、マルチローブのある自己相関関数により引き起こされる問題は重大である。この問題に対する解決策は、ＱｉｎｅｔｉＱ Ｌｔｄにより出願され、引用により本明細書により含まれる、国際特許公開番号ＷＯ２０１５／１０７１１１、（‘１１１）において見出だされ得るものであり、最近傍（ｎｅａｒｅｓｔ−ｎｅｉｇｈｂｏｕｒ）サンプリングプロセス（サンプル選択ユニットを使用する）が後に続く、チップマッチドフィルタの使用が、上記で述べられた相関プロセスを実行する前に使用される。この手法は、計算的には効率的であるが、いくつかの状況においては、所望されるより大きい損失因子（すなわち、理論的最大値を超えるシステム信号対ノイズ比の低減）を有することがある。

Ｔｈａｌｅｓからの米国特許出願第ＵＳ２０１０／０２５４４３９号（’４３９）は、ＢＯＣ信号を復調するためのシステムおよびプロセスを開示する。

国際公開第２０１５／１０７１１１号 米国特許出願公開第２０１０／０２５４４３９号明細書

「Ｒａｐｉｄ Ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ Ｃｏｎｃｅｐｔｓ ｆｏｒ Ｖｏｉｃｅ Ａｃｔｉｖａｔｅｄ ＣＤＭＡ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」、Ｍ Ｓｕｓｔ、Ｒ Ｋａｕｆｍａｎ、Ｆ Ｍｏｌｉｔｏｒ、およびＡ Ｂｊｏｒｎｓｔｏｒ著、Ｇｌｏｂｅｃｏｍ ９０出版、１８２０−１８２６頁、１９９０年１２月

ＧＮＳＳなどの用途において使用されるようなデュアル側波帯信号の受信および処理のための、より効率的な、または代替的な受信器を提供することが、本発明の目的である。

本発明の第１の態様によれば、複数の関心のある信号を処理するための無線受信器であって、
複数の関心のある信号は、異なる送信器により送信され、アンテナにより受信され、すべてが、同じ共有される１つ以上の周波数帯域を占有し、各信号が、その信号に適用される別々の拡散コードを有し、上側波帯と下側波帯とを含み、受信器は：
ａ）すべての受信した信号の各側波帯を、公称ベースバンド周波数にダウンコンバートして、組み合わされた上側波帯信号、および、組み合わされた下側波帯信号を作り出すためのダウンコンバータ；
ｂ）組み合わされた上側波帯信号を処理するための第１のチップマッチドフィルタ、および、組み合わされた下側波帯信号の信号を処理するための第２のチップマッチドフィルタ；
ｃ）各受信した関心のある信号に対して１つの、各チャネルが第１および第２のチップマッチドフィルタからの出力を受信するように適合された、複数のチャネル；
を含み、
チップマッチドフィルタは、拡散コードがそれぞれの上側波帯または下側波帯への信号のダウンコンバージョンの後に続いて現れる際に、拡散コードのチップとマッチングされ、
各チャネルの各側波帯は、少なくともアーリー（Ｅａｒｌｙ）、プロンプト（Ｐｒｏｍｐｔ）、およびレイト（Ｌａｔｅ）ゲートを含む、少なくとも３つのゲートを含み、
各ゲート内に：
ｉ）必要に応じてアーリー、レイト、またはプロンプトタイミング基準を使用して、チップマッチドフィルタからの信号をサンプリングするための最近傍サンプラ；
ｉｉ）（ｉ）からのサンプルを、拡散コード生成器からの拡散コードのローカルコピーの適切な部分と乗算するための乗算器；
ｉｉｉ）側波帯上に存在するドップラー周波数または局部発振器オフセットの除去のために、ゲートの内の信号を、フィードバックループ信号により乗算するための混合器であって、数値制御発振器により駆動される、混合器；
ｉｖ）ステップ（ｉ−ｉｉｉ）から作り出されるゲート信号を積分するための積分器；
を含み、
アーリーおよびレイトゲートの出力の組み合わせから導出されるフィードバック信号が、最近傍サンプラのタイミングを次いで制御する数値制御発振器を駆動するために使用され、（ｉｉｉ）においてのフィードバックループ信号が、プロンプトゲートの出力から導出される、受信器が提供される。

本発明の実施形態による受信器は、入来する信号を特に効率的に処理することができる。入来する信号は、典型的には、関心のある信号の帯域幅と比較して高周波数においてデジタル化される。かくして、ガリレオ航法的信号の場合、それは、５０ＭＨｚから１００ＭＨｚの間においてデジタル化され得る。

ＧＮＳＳシステムにおいて、各チャネルは、単一の衛星からの受信した信号と関連付けられる。かくして、チャネルの数は、一般的には、所与の時間において受信器に可視になる公算が大きい衛星の最大数を含むことになる。

本発明の実施形態は、‘４３９開示を上回る有意な利益を有する。その開示において説明される受信器において、各チャネル（単一の衛星からの信号を処理するために要される回路に対応する）は、チャネルの１つ以上の出力からのフィードバックループにより制御される数値制御発振器（ＮＣＯ）により駆動される、それ自体のダウンコンバータを要する。

対照的に、本発明の実施形態において、各側波帯のための（公称ベースバンド信号に対する）単一のダウンコンバータが使用され、ダウンコンバータの出力は、すべてのチャネルの間で共有される。単一のＮＣＯのみが必要とされ、なぜならば、各ダウンコンバータに対する信号は、互いの複素共役であるからである。これは、ハードウェアを単純化し、チャネル複雑度を低減して、電力およびハードウェアコストにおいての節約につながる。拡散コードはチップのシーケンスを含むということが、当業者により理解されることになる。受信した信号の各側波帯を、公称ベースバンド周波数にダウンコンバートすることにおいて、各チップの形態が、元々送信されたようなものから変化させられることになる。例えば、広帯域ＢＯＣ信号の場合、各側波帯においての各チップの形態は、従来のＧＮＳＳ ＢＰＳＫ信号においてのように、近似的には矩形であることになる。

上記で言及された‘１１１特許において解説されるように、チップマッチドフィルタは、フィルタにおいて受信されているチップとマッチングされるマッチドフィルタであり得る。マッチドフィルタの使用は、精巧化された受信器システムにおいてありふれたものであり、マッチドフィルタは、そのインパルス応答が、知られている信号の時間反転である、フィルタである。そのようなフィルタは、典型的なＤＳ−ＳＳ信号に対して、アナログ技術において実現するのが非常に困難である。しかしながら、ここで考察されるタイプの信号に対するマッチドフィルタの実現が、求められる信号が同一のパルスのシーケンスであるという事実を考慮に入れることにより、簡単にされ得る。マッチドフィルタは、理論的には、最初に、単一のパルスとマッチングされるフィルタを使用して、受信した信号をフィルタリングし、次いで、そのフィルタの出力をサンプリングし、それを、知られている基準シーケンスと相関させることにより実現され得るものであり、相関器内へのサンプルの間隔は、チップあたり１であるということが、次いで示され得る。そのような初期フィルタを厳密に実現することは（そのフィルタの要されるインパルス応答の矩形形状のために）可能ではないが、近い近似が実現され得るものであり、これがチップマッチドフィルタである。

各側波帯上で動作するチップマッチドフィルタは、すべてのチャネルに対して共有され、やはり、より低い複雑度および電力要件を結果的に生じさせる。かくして、ガリレオＰＲＳ信号の場合、ただ２つのチップマッチドフィルタが、各側波帯に対して１つで、すべての信号に対して要される。チップマッチドフィルタのインパルス応答は、その拡散コードが、ダウンコンバートされた信号内に現れる際に、拡散コードの予想されるチップ特性とマッチングされる。各側波帯において、要されるインパルス応答は、矩形パルスとして近く近似され得る。

各ＣＭＦの出力は、複数のチャネルに提供され、チャネルは、単一の衛星からの信号を処理するために使用される構成要素を含む。各チャネルは、それぞれのＣＭＦ出力からの上側波帯信号および下側波帯信号を処理する。チャネルの中で、所与の側波帯に対するＣＭＦ出力は、複数のゲートに供給される。典型的には、各側波帯上のチャネルの中に３つのゲート（一般的には、アーリー、プロンプト、およびレイトゲートである）が存するが、いくつかの実施形態は、より多くのものを有し得る。各ゲート内で、ＣＭＦ信号は、最近傍サンプラに供給される。

チップマッチドフィルタからのサンプル出力を受信するように、および、出力として、タイミング基準点への関係において、所望される理想時間に時間的に最も近いサンプルを選択するように構成されるサンプル選択ユニットを、各ゲートに対する最近傍サンプラは含む。典型的には、入来するサンプルは、平均してチップあたり４と３２の間のサンプルのレート（すなわち、拡散または基準コードのチップの継続期間）で到着している。しかしながら、サンプルの入来するレートは、チップあたり非整数の数のサンプルを有するように構成され、そのことによって、‘１１１において説明されるような最近傍サンプリングの利益が達成される。

最近傍サンプラからの出力は、好ましくは、各チャネルの中に記憶される拡散コードコピーまたは基準コードの単一のチップとの後続の乗算のための、単一のサンプル出力を含み、拡散コードコピーまたは基準コードは、信号が取得されたときに、入来する信号と同期している。

ＧＮＳＳシステムにおいて使用されるＢＯＣ信号において、すべてのチャネルの上側波帯は、第１の周波数帯域を占有し、すべてのチャネルの下側波帯は、第２の周波数帯域を占有するということが、当業者により諒解されることになる。

本発明は、特に、ガリレオＢＯＣ（１５，２．５）ＰＲＳ信号などの広帯域ＢＯＣ信号が使用され、上側波帯の中心が、下側波帯の中心からおおよそ３０ＭＨｚだけ分離される、用途に適する。かくして、有利には、受信器は、２つの別個の周波数帯域を占有するＢＯＣ信号を処理するように適合される。

ＢＰＳＫ信号に対して設計されるＧＮＳＳ受信器において、典型的には、プロンプト相関器が存し、そのプロンプト相関器のタイミングは、それを、入来する信号内のレンジングコードチップのタイミングのものに可能な限り近くアライメントするために、追跡ループと呼ばれるフィードバックプロセスにより調整される。プロンプト相関器の出力は、それで、受信器が、受信した信号内に含まれるメッセージデータを復号するための、最良の可能な値を提供する。「遅延」（または「コード」）追跡ループが、さらなる相関器（典型的には２つ、「アーリー」および「レイト」ゲートとして知られている）の出力を使用して、この時間アライメントを行う。さらなる「キャリア」追跡ループが、プロンプト相関器からの測定値を使用して、その位相を、所望される値に至らせる。

ＢＯＣ信号の２つの側波帯が別々に処理される場合、両方の側波帯からの情報を組み合わせることが望ましく、なぜならば、そのことは性能を増大する（例えば、そのことは、追跡をより正確にし、メッセージを復号することにおいてのエラーの確率を低減するからである。それゆえに、これらの相関機能（プロンプト、アーリー、およびレイトなど）が、両方の側波帯に別々に適用される。しかしながら、後続の組み合わせプロセスにおいて困難が存するということがよく知られており、それらの困難に対する１つの方法が、‘４３９特許において開示されている。入来する信号に相対的なプロンプト相関のタイミングアライメントにおいての小さい誤差は、位相差が、２つの側波帯からの複素プロンプト相関出力の間で生起することを引き起こす。この位相差は、一方では、遅延誤差の測定値として有用であるが、他方では、それは、２つの側波帯からのプロンプト相関出力が、単純にそれらの出力を一緒に合計することによっては、組み合わされ得ないということを意味する。

ＢＰＳＫ受信器においての典型的な遅延追跡ループにおいて、使用されるのは、アーリーおよびレイトゲート出力のモジュラス（すなわち、絶対値）である。例えば、ＢＰＳＫ受信器においてアーリー（Ｅ）およびレイト（Ｌ）ゲート出力を処理するための、一般的な方法は、式

から導出されるコードＮＣＯを駆動するための信号を作り出すことであり、本発明の実施形態において使用され得る方法であり、式では｜ｘ｜はｘの絶対値を言及している。（この式は、「遅延弁別器」として知られている）。それは、遅延弁別器の単に１つの例である。他の式が使用され得るということ、および、さらなる相関器ゲート（ＥおよびＬに追加的な、ならびに、例えばベリーアーリーおよびベリーレイトと呼称される）が実現され得るものであり、それらの出力が、そのような式において使用され得るということが、当業者により諒解されることになる。

好都合には、受信器は、本発明のいくつかの実施形態において、所与のチャネル上の側波帯の両方に対してコードＮＣＯ（そうでなければ、コード遅延ＮＣＯとして知られている）を駆動するために、単一のフィードバック信号を使用するように構成され得る。これは、なぜならば、２つの側波帯の間のタイミング差が小さく、そのため、いかなる誤差も有意である傾向がないことになるからである。この場合の両方の側波帯からのコード遅延誤差の組み合わされた測定値を生成するために、受信器は、各チャネルに対して、各側波帯のアーリー積分器出力のモジュラス（絶対値）を加算し（すなわち、｜Ｅ_Ｕ｜＋｜Ｅ_Ｌ｜）、レイト積分器出力のモジュラスを加算し（すなわち、｜Ｌ_Ｕ｜＋｜Ｌ_Ｌ｜）、式

から導出される、最近傍サンプラ（すなわち遅延）およびレンジングコード生成器と関連付けられるコードＮＣＯを駆動するための信号を作り出し得る。

代替的には、異なるフィードバック信号が、いくつかの実施形態において使用され得るものであり、２つのフィードバック信号が、コード遅延追跡ループを、２つの側波帯の平均コード遅延に、および、２つの側波帯の間のコード遅延差に、の両方で適用することにより導出される。

他の実施形態が、コードＮＣＯを駆動するための異なるフィードバック信号を用い得る。上記で引用されたＴｈａｌｅｓからの先行技術文献は、要件を有するようであり、それにより、そのコードＮＣＯを駆動するために使用されるコード信号が、所与のチャネルの側波帯の各々の、プロンプト相関器出力の間の位相差から導出される、ということが留意される。コードＮＣＯ駆動信号へのそのような寄与は、本発明の実施形態において要されない。

各側波帯のための相関器の１つ以上の出力から導出されるフィードバック信号が、チャネル側波帯のキャリアＮＣＯを駆動するために使用され得る。これは、他方の側波帯からの信号と組み合わされ得る。好都合には、本発明のいくつかの実施形態において、各チャネルに対して、各側波帯のためのプロンプト積分器の逆正接の平均を含む第１の信号が生成され、各側波帯のためのプロンプト積分器の逆正接の半差（ｓｅｍｉ−ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）を含む第２の信号が生成され、第１の信号が、キャリアループフィルタを使用してフィルタリングされ、第２の信号が、位相差ループフィルタを使用してフィルタリングされ、第１および第２のフィルタリングされた信号の和が、一方の側波帯上でキャリアＮＣＯを駆動するために使用され、第１および第２のフィルタリングされた信号の差が、他方の側波帯上でキャリアＮＣＯを駆動するために使用される。フィードバック信号は、位相または周波数ロックループを駆動し得る。当業者は、それぞれの側波帯およびゲート信号を組み合わせるための他の方法が使用され得るということを諒解することになる。

上記で言われているように、フィードバックループは、説述された先行技術とは違い、公称ベースバンドへの受信した信号の初めのダウンコンバージョンに対して要されない。好ましくは、それゆえに、本発明の少なくともいくつかの実施形態において、ステップ（ａ）においてのベースバンドへのダウンコンバージョンは、チャネルからのフィードバックループにより駆動されない。ダウンコンバージョン周波数は、送信された信号と完全には周波数同期していないことなどのエラーを被りやすいことがあり（および、一般的には、被ることになり）、そのことは、小さい周波数オフセットがベースバンド信号上に存在すること（ゆえに、用語、公称ベースバンドの使用）につながる。受信した信号上の知られていないドップラーシフトを引き起こす、衛星（または他の）送信器に関する受信器の相対的移動に起因する周波数オフセットが、さらには存することになる。しかしながら、これらの組み合わされた周波数オフセットのサイズは、相対的に小さく、本明細書において提示される新規の受信器アーキテクチャに対する問題をもたらさない。

上記で説明されたような本発明は、主に、送信器からの１つ以上の信号が追跡されている間の、本発明の動作に関する。信号が追跡され得る前に、受信器が最初に信号を取得するための（すなわち、適用されていることがある、拡散コードの中の、または任意の周波数ホッピングシーケンスの中の現在の時間的ロケーションを確立するための）要件が存する。

取得が行われてしまう前に、受信器は、受信した信号の到着の時間を知らないことになる。いくつかの用途において、受信をさらに複雑化する他の問題点が、さらには存することになる。受信器または送信器の相対的移動により引き起こされる、受信した信号においてのドップラー周波数変化は、１つのそのような問題点である。受信器局部発振器（ＬＯ）においての不完全性により引き起こされる「ドップラー似の（Ｄｏｐｐｌｅｒ−ｌｉｋｅ）」周波数誤差は、もう一つのものである。取得プロセスは、それゆえに、求められる信号に対する、時間、および、いくつかの用途においては周波数（ドップラー変動に起因する）にわたるサーチを含む。これは、普通、相関プロセスを使用してなされ、受信した信号が、知られている信号（「基準コード」）のローカルコピーと相関させられる。取得フェーズの間の相関プロセスは、追跡フェーズの間に使用されるのと同じ相関器構成要素を使用し得るものであり、または代替的には、別々の相関器機能が、取得目的のために使用され得る。

かくして、本発明のいくつかの実施形態は、各側波帯上で、ＣＭＦフィルタリングされた信号を、各々が拡散コードの全シーケンスより短い複数の時間的部分へと分けるように、および、拡散コードのローカルコピーの同様のサイズの部分とのサブ相関を実行するように構成され、複数のサブ相関の結果を高速フーリエ変換または離散フーリエ変換において組み合わせる、取得ユニットをさらに含み得る。

本発明は、主として、ガリレオなどのＧＮＳＳシステムにより送信される信号の処理に向けられる。かくして、一般的には、複数の関心のある信号は、ＧＮＳＳシステムの衛星により送信されるものである。

本発明の第２の態様によれば、複数の関心のある信号を復調する方法であって、
複数の関心のある信号は、異なる送信器により送信され、アンテナにより受信され、すべてが、同じ共有される１つ以上の周波数帯域を占有し、各信号が、その信号に適用される別々の拡散コードを有し、上側波帯と下側波帯とを含み、方法は：
ａ）すべての受信した信号の各側波帯を、公称ベースバンド周波数にダウンコンバートして、組み合わされた上側波帯信号、および、組み合わされた下側波帯信号を作り出すステップ；
ｂ）組み合わされた上側波帯信号を第１のチップマッチドフィルタにおいて、および、組み合わされた下側波帯信号を第２のチップマッチドフィルタにおいてフィルタリングするステップ；
ｃ）各受信した関心のある信号に対して一つの、複数のチャネルの各々に、フィルタリングされた上側波帯信号および下側波帯信号を提供するステップであって、チャネルの各々が、両方の側波帯を別々に処理するように適合される、ステップ
を含み、
チップマッチドフィルタは、拡散コードがそれぞれの上側波帯または下側波帯への信号のダウンコンバージョンの後に続いて現れる際に、拡散コードのチップとマッチングされ、
各チャネルの各側波帯は、少なくともアーリー、プロンプト、およびレイトゲートを含む、少なくとも３つのゲートを含み、
各ゲート内で：
ｉ）最近傍サンプラを使用して、必要に応じてアーリー、レイト、またはプロンプトタイミング基準を使用して、チップマッチドフィルタからの信号をサンプリングするステップ；
ｉｉ）乗算器を使用して、（ｉ）からのサンプルを、拡散コード生成器からの拡散コードのローカルコピーの適切な部分と乗算するステップ；
ｉｉｉ）混合器を使用して、側波帯上に存在するドップラー周波数または局部発振器オフセットの除去のために、ゲート内の信号を、フィードバックループ信号により乗算するステップであって、混合器は、数値制御発振器により駆動される、ステップ；
ｉｖ）積分器を使用して、ステップ（ｉ−ｉｉｉ）から作り出されるゲート信号を積分するステップ；
を含み、
アーリーおよびレイトゲートの出力の組み合わせから導出されるフィードバック信号が、最近傍サンプラのタイミングを制御する数値制御発振器を駆動するために使用され、（ｉｉｉ）においてのフィードバックループ信号が、プロンプトゲートの出力から導出される、方法が提供される。

方法は、本発明の実施形態において、元々送信された信号内へとコード化された情報を含み、次いで後続のプロセスにより使用される出力を提供する。そのようなプロセスは、ＧＮＳＳ用途において、航法的位置、速度、またはタイミング（ＰＶＴ）情報の算出を含み得る。そのようなＰＶＴ情報の算出は、当業者に知られている。

本発明のさらなる態様によれば、１つ以上のプロセッサにより実行されるときに、１つ以上のプロセッサに、上記の方法を含む動作を行わせるように構成された命令を記憶する、非一時的コンピュータ可読媒体が提供される。

プロセッサは、いくつかの実施形態において、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェアにおいて、または、任意の他の手段により実現される、デジタル信号プロセッサ、マイクロプロセッサ、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、または、任意の他の適したプロセッサであり得る。プロセッサは、当業者により理解されることになるように、メモリに接続され、アンテナ、増幅器、混合器、その他を含む構成要素から信号を受信するように構成され得る。

本発明の実施形態が、今から、以下の図を参照して、単に例として、より詳細に説明されることになる。

本発明の実施形態のトップレベルアーキテクチャを図式的に例示する図である。 図１において示される本発明の実施形態の、より詳細な、ただし依然として単純化されたブロック線図を図式的に例示する図である。 本発明の実施形態において用いられるフィードバック構成の単純化されたブロック線図を図式的に例示する図である。 本発明の実施形態において用いられ得るような信号を取得する１つの方法を図式的に例示する図である。

図１は、本発明の実施形態による受信器のフロントエンドの基本アーキテクチャを示す。受信器１００は、ガリレオＧＮＳＳコンステレーションからのＰＲＳ信号などの、複数の衛星からのＧＮＳＳ信号を受信するためのアンテナ１０２を有する。アンテナは、その信号を（示されない低ノイズ増幅器を介して）ダウンコンバータおよびデジタル化機能１０４に提供し、デジタル化機能１０４は、信号の周波数を、サブキャリア周波数を加えた公称ベースバンド（Ｅ１帯域においてのガリレオＰＲＳ信号の場合、おおよそ１５ＭＨｚ）に至らせる。ダウンコンバータは、乗算器を含み得る。ダウンコンバージョンおよびデジタル化機能１０４からの出力が、２つのパスへと分けられる。上側パス１２２は、上側波帯信号を取り扱い、一方で、下側パス１２５は、下側波帯信号を取り扱う。上側パスにおいて、ダウンコンバートされた上側波帯信号は、混合器１１２において、下記でさらに解説されるように、信号を公称ベースバンドに至らせるために、数値制御発振器１１４からの出力と混合される。このベースバンド信号は、次いで、ｎ個の個々のチャネルの上側波帯処理パスの中での処理のために複数の信号へと分けられる前に、チップマッチドフィルタ１１８においてフィルタリングされ、各チャネルは、１つの衛星からの信号を処理するように構成される。２つのチャネル、すなわちチャネル１およびｎが示され、他のチャネルは、点線１２４により示される。下側波帯チェーンを取り扱う下側パスは、このレベルの粒度において、機能的に同一であり、下側波帯を公称ベースバンドに至らせるように、ユニット１０４からの入来する信号を、混合器１１２により使用されるものに対する共役信号と混合する混合器１１６を含む。これは、ＣＭＦ１２０によりフィルタリングされ、出力が、ｎ個のチャネルの下側波帯処理パスに給送するために分けられる。かくして、単一のＣＭＦおよび混合器が、所与の側波帯の信号のすべてを処理するために使用される。

各チャネルの各側波帯は、この実施形態において、各側波帯のための、アーリー（Ｅ）、レイト（Ｌ）、およびプロンプト（Ｐ）ゲートを含む３つのゲートへと分けられる。時には、いくつかの実施形態は、ベリーアーリーおよびベリーレイトチャネルなどのさらなるゲートを有し得るが、これらは、ここでは詳細に考察されない。さらなる処理が、図２について、より詳細に解説されるように、各ゲート内で実行され、各ゲートからの信号が、航法解（ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ ｓｏｌｕｔｉｏｎ）を生成することにおいての使用、ならびに、ゲートおよびチャネル処理を制御するためのフィードバック信号の両方のために、出力信号１３２を提供するために、１３０において相関させられ、処理される。これらの様々な機能および構成要素が、今から、さらに説明されることになる。

図２において示されるのは、図１の、より詳細なバージョンであるが、それは、依然として、本発明の実施形態の受信器の部分の単純化された表現１である。それは、入来する信号を公称サブキャリア周波数において提供するために、上記で説明されたように、受信した信号がダウンコンバートおよびデジタルサンプリングされているということを仮定する。かくして、例えばガリレオＰＲＳ受信器に対して、衛星からの受信した信号は、公称で１．５７５４２ＧＨｚの中心周波数を有し、この信号は、ＢＯＣ（１５，２．５）信号によって変調され、各側波帯を１５．３４５ＭＨｚの公称サブキャリア周波数に置く。このサブキャリア周波数は、図２のアーキテクチャの入力１０へ典型的には６０Ｍｓｐｓのレートでサンプリングされる、Ｉ（同相）およびＱ（直交）デジタルサンプルとして提示される。

説明は、信号が、後で説明されるものなどの取得プロセスを通して取得されているということ、およびゆえに、信号が、チャネルにおいて追跡されているということを仮定する。

入力においての信号は、各側波帯に対して１つ、１対のデジタル混合器内へと給送される。上側混合器１２は、さらには、公称サブキャリア周波数において動作するＮＣＯ１４からの複素入力を有する。下側混合器１４は、上側混合器に給送される信号のものに対する共役信号を伴うＮＣＯ１４からの複素入力を有する。混合器１２の出力は、送信された信号の上側波帯上に存在する変調された情報を含む、公称でベースバンドにおいての信号である。同じように、混合器１６の出力は、送信された信号の下側波帯上に存在する変調された情報を含む、公称でベースバンドにおいての信号である。

公称ベースバンド周波数が０Ｈｚに中心を定められることを妨げ得る様々な事が存する。これらは、ＮＣＯが受信器のさらなる相関要素からのフィードバック信号により制御されないということを考えると、サブキャリアＮＣＯにおいての周波数誤差を含む。いかなるそのような周波数誤差も、ＮＣＯが、典型的には例えば結晶から導出されるシステムクロックにより駆動され得るということを考えると、些細であることになり、周波数誤差は、後続の処理への性能影響を有さないことになる、容認可能な限度の中に十分にある。別の周波数誤差源は、所与の衛星と受信器との間の、半径方向の移動、または、変化するレンジにより引き起こされるドップラー効果に起因する、受信した周波数に対する変化のものである。やはり、このことにより引き起こされるいかなるそのような周波数誤差も、後続の処理への有意な影響力を有さない。これらの理由のために、本発明の発明者は、提案されるアーキテクチャによって、サブキャリアＮＣＯのフィードバック制御が必要とされず、それゆえに、システムは、すべての衛星をカバーする単一のものだけを要するということを見出だした。

混合器１２、１６からの出力の各々は、それぞれのチップマッチドフィルタ１８、２０内へと給送される。各ＣＭＦは、受信しているチップの予想される形状とマッチングされるマッチドフィルタである。ＷＯ２０１５／１０７１１１において解説されるように、ＣＭＦは、有限インパルス応答フィルタとして実現され得るものであり、チップ信号の性質（方形波、または、それへの近似である）を考えると、非常に効率的に実現され得るものであり、そのことは、この時点においての相対的に高いサンプルレート（典型的には１０ＭＨｚから８０ＭＨｚの間）を考えると、電力消費を低減することにおいて有用である。

単一の混合器、および、単一のＣＭＦのみが、所与の側波帯の、すべての信号を取り扱うために要される。各チップマッチドフィルタ１８、２０の出力は、各チャネルに対する個別の側波帯の処理チェーンに入力信号を提供するために分けられる。図２において、単一のチャネルの上側波帯および下側波帯のための処理チェーンが詳細に示され、他のチャネルの上側波帯処理チェーンおよび下側波帯処理チェーンが、２６および２８それぞれにおいて示され、それらは、より詳細に示される上側波帯処理チェーン２２および下側波帯処理チェーン２４と機能的に同一である。各チャネルは、個々の衛星に対する信号を取り扱うことに専用化された信号処理を含む。かくして、所与の瞬間において受信器に可視である公算が大きい（理想条件のもとで）衛星が存するのと同数のチャネルが存する。大部分の実施形態において、少なくとも４つのチャネルが存することになるが、典型的には、およそ１２個のチャネルが存することになる。各チャネルは、３つのゲート（Ｅ_Ｕ、Ｐ_Ｕ、およびＬ_Ｕ）において上側波帯信号を処理するための処理要素を有する第１の処理チェーン２２と、やはり３つのゲート（Ｅ_Ｌ、Ｐ_Ｌ、およびＬ_Ｌ）において下側波帯信号を処理するための処理要素を有する第２の処理チェーン２４とを含む。

図２は、点線３０（その点線の左の、すべてのチャネルに共通である機能性と、その点線の右の、単一のチャネルにおいて使用される機能性との間の分かれ目を示す）の右手側に、１つのチャネルの部分の基本構造を示す。上側波帯を取り扱い、点線３３の上方にある処理要素２２をともに含むゲートは、ＣＭＦ１８からの入力を受信する（２６において示されるような、他のチャネルにおいての − 示されない − 他の上側波帯ゲートがするように）。側波帯処理チェーンの中で、入力は、各々アーリー、レイト、およびプロンプト処理のために１つ、３つのゲート２３ａ−ｃへと分かれる。各ゲートにおいて、最近傍（Ｎ−Ｎ）サンプラ３５が、ゲートの各々に対して、（個別のゲートに対する（各チップの開始、中間、または終了などの）各チップに関する基準点への関係において、理想サンプル時間に最も近い、（依然としてその時点において、混合器１２に供給される入力信号のサンプルレートでのものである）入来するサンプルストリームからの入力サンプルを（ＷＯ２０１５／１０７１１１において解説されるように）選定する。各ゲートは、それゆえに、チップあたり１サンプルのレートでの、３４ａ−ｃにおいて示されるようなサンプリングの後に続くサンプルストリームを含む。Ｅ、Ｌ、およびＰゲートは、ＧＮＳＳ受信器設計においてよく知られているように、入来する信号の精密なタイミングを見出だすために使用されるということが、当業者により理解されることになる。ＰとＥとの、および、ＬとＰとの間の相対的タイミングは、一般的には固定されたままであるが、絶対的タイミングは、後でさらに解説されるように、遅延ロックループの部分を形成するコードＮＣＯにより制御される。

各Ｎ−Ｎサンプラ３４の出力は、チップあたり１サンプルのレートでのサンプルであり、残りのサンプルは使用されない。このサンプルは、乗算器３６ａ−ｃにおいて、適切なレンジング（拡散）コードチップと乗算され、そのことにより、当業者により諒解されることになる、および、後で説明されるように、レンジングコードチップ位置を入来するサンプルと同期させる取得プロセスを通して、適切なチップが見出だされる。同期させられると、レンジングコードチップを更新するクロック信号が、この実施形態において、Ｎ−Ｎサンプラ３５の各動作からとられる。レンジングコードは、＋１または−１の実数値を含むので、乗算器は、好都合には、スイッチト否定器（ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｎｅｇａｔｏｒ）として実現される。

レンジングコード乗算の後に続いて、キャリアワイプオフが行われ、それは、上記で論考された、すなわち、相対的移動（ドップラー）により、および、元の信号ダウンコンバージョンプロセスにおいての周波数誤差により引き起こされる、周波数誤差を除去する（または、少なくとも低減する）。キャリアワイプオフは、各ゲートにおいての混合器３８ａ−ｃにおいて、レンジングコード乗算器の出力を混合することにより実現される。キャリアワイプオフは、後でより十二分に説明されるプロセスにおいて、キャリアＮＣＯ構成要素３９が内にある位相ロックループ（ＰＬＬ）により駆動される。

キャリアワイプオフおよびレンジングコード乗算は、どちらの順序でも行われ得るものであり、実施形態は、上記で述べられた順序に限定されるべきではないということが留意されるべきである。

この後に続いて、信号は、積分器４０（すなわち、加算器ユニット）において、適した時間スパン（典型的には、コードの１つ以上の完全な繰り返しなど）にわたって積分され、積分された値（ダンプ）は、上記で述べられた様々なＤＬＬおよびＰＬＬループを制御するために、およびまた、さらなる処理のために航法信号出力を提供するために、後で説明されるように使用される。これは、参照３２として示され、図３を参照して下記で詳細に説明される。

積分およびダンプ機能とともに、レンジングコード乗算が相関器を構成し、その相関器は、入来する信号をレンジングコードと相関させて、Ｅ_Ｕ、Ｌ_Ｕ、およびＰ_Ｕと称される、Ｅ、Ｌ、およびＰ出力の各々に対する相関値を作り出し、ここでＵは、それが上側波帯からのものであるということを意味し、Ｅ、Ｌ、およびＰは、先に定義されたようなものであるということが理解されることになる。

点線３３の下方にある処理要素２４は、下側波帯を取り扱い、上側波帯処理要素２２のものと機能的に同一である。それは、混合器１６から、上記で説明されたような、サブキャリアＮＣＯ１４からの（共役）信号との混合プロセスの後に続いて、下側波帯信号を受信する。上側波帯に関してのように、下側波帯信号は、上記で説明されたように、Ｎ−Ｎサンプラと、キャリアワイプオフ機能と、相関機能とを有する、Ｅ、Ｌ、およびＰパスを含む３つのゲートへと分かれる。下側波帯２４相関プロセスからの出力は、Ｅ_Ｌ、Ｌ_Ｌ、およびＰ_Ｌと称される３つの出力であり、ここでＬは、下側波帯処理パス相関器からの出力を意味する。同様の参照番号が、上側波帯および下側波帯の両方のチャネルの中の構成要素に対して使用されるが、後者は、例えば３４’と、ダッシュを伴って示されるということに留意されたい。

図３は、本発明の実施形態の、各チャネルの中で動作するフィードバックパスを示す。当業者に明らかであることになるように、この実施形態は、フィードバック構成を実現する１つの方法にすぎないということ、および、他のものが、さらには使用され得るということが留意されるべきである。図は、点線５０により、上側波帯フィードバック処理５２および下側波帯フィードバック処理５４へと分けられるが、上側波帯および下側波帯の両方からの信号が、下記で説明されるように、各部分５２、５４の中で使用される。

コードＮＣＯ遅延ロックループが、以下のように、この実施形態において実現される。Ｅ_Ｕ、Ｌ_Ｕ、Ｅ_Ｌ、およびＬ_Ｌの絶対値が、ａｂｓ機能５６ａ−ｂにより示されるように、正値を通過させること、または、負値の否定することのいずれかにより作り出される。Ｅ_ＵおよびＥ_Ｌ項のモジュラスが、次いで、加算器５８において加算され、Ｌ_ＵおよびＬ_Ｌ項が、加算器６０において加算される。

の値を含む信号が、次いで、６２において計算され、結果的に生じる信号が、ＤＬＬフィルタ６４においてフィルタリングされ、フィルタリングされた信号が、コードＮＣＯ６６を駆動するために使用される。これらの構成要素は、かくして、アーリーおよびレイト信号の振幅を追跡するコードＤＬＬの部分を構成する。｜Ｅ｜（これは、｜Ｅ_Ｕ｜＋｜Ｅ_Ｌ｜の絶対値である）が｜Ｌ｜（これは、｜Ｌ_Ｕ｜＋｜Ｌ_Ｌ｜の絶対値である）より大きいならば、式１の分子は正であり、ＤＬＬは、第１の方向において適切にＮ−Ｎサンプラのタイミングを調整するために駆動されることになるということがわかるだろう。逆に、式１の分子が負であるならば、ＤＬＬは、反対の方向においてＮ−Ｎサンプラのタイミングを調整する役割を果たす。式１、および、コードＤＬＬの中でのその使用は、かくして、遅延弁別器としての役割を果たし、システムに遅延誤差の評価を提供し、ループによって、遅延誤差の最小化のための手段を提供する。

図３は、単一のコードＮＣＯを示し、ゆえに、単一のコードＤＬＬが、チャネルの中の上側波帯および下側波帯の両方に対して使用される。図２において示されるコードＮＣＯ６６は、それゆえに、この実施形態において、単に表現の容易さのために示される２つと同じＮＣＯである。歪んでいない受信した信号に対して、両方の側波帯により経験される遅延は同じである。電離層歪みの最も極端な場合を除いて、２つの側波帯の間の遅延差は無視できる。これは、遅延が等しいという仮定が、一般的には容認可能であるということを意味する。これは、単一のコードＮＣＯが、上側波帯および下側波帯の両方に対して使用されることを可能とする。

いくつかの実施形態において、（例えば、他のシステムにより送信される信号に対する用途、または、それらの信号との互換性のために）ＢＰＳＫ追跡チャネルと同一のアーキテクチャを使用することを希望する理由のために、２つの側波帯チャネル各々に対して別々のコードＮＣＯを保持することが所望されるということが実情であることがある。この場合、遅延ループフィルタ６４の出力が、各チャネルに対して１つで、２つのコードＮＣＯを同一に駆動するために使用され得るものであり、その場合、図２においてのＮＣＯ６６は、したがって、別々のＮＣＯである。

キャリアオフセット（上記で解説されたように、ドップラー周波数効果、および、ダウンコンバージョンプロセスにおいての周波数誤差に起因する）を低減するためのキャリアＮＣＯ位相ロックループ（ＰＬＬ）が、以下のように、この実施形態において実現される。所与のチャネルにおいて、プロンプト出力Ｕ_ＰおよびＬ_Ｐの逆正接が、６６および６８において算出される。第１の加算ユニット７０において、これらの逆正接が加算され、その結果が、平均逆正接を作り出すために、７２において２で除算される（すなわち、（Ｔａｎ^−１（Ｐ_Ｕ）＋Ｔａｎ^−１（Ｐ_Ｌ））／２）。第２の加算ユニット７４および除算器７５において、（Ｔａｎ^−１（Ｐ_Ｕ）−Ｔａｎ^−１（Ｐ_Ｌ））／２が、平均差を作り出すために算出される。平均逆正接は、次いで、キャリアループフィルタ７６に行き、一方で、平均逆正接差は、位相差ループフィルタ７８に提供される。ループフィルタ７６および７８は、同じ、または有利には、異なる程度の平滑化を、それらのそれぞれの入力信号に提供するように構成され得る。これは、なぜならば、平均逆正接の変動は、衛星と受信器アンテナとの間の変化する距離に正比例し、一方で、平均逆正接差は、遅延ロックループの動的応答により影響を及ぼされる、遅延追跡ループにおいての遅延誤差に比例するからである。これらの信号は、それゆえに、異なる特性を有する。フィルタ７６および７８の出力は、加算器８０において加算され、上側波帯キャリアＮＣＯ３９への入力として給送される。キャリアループフィルタ７６と位相差ループフィルタ７８との間の、加算器８２において算出される差は、下側波帯キャリアＮＣＯ３９’に提供される。これは、キャリア弁別器機能を提供する。

キャリアループフィルタ７６への入力は、また、下記で説明されるように、累積デルタ位相（Ａｃｃｕｍｕｌａｔｅｄ Ｄｅｌｔａ Ｐｈａｓｅ）の計算の目的のために「キャリア位相」出力７９として使用される。

それぞれの相関器からのＰ_ＵおよびＰ_Ｌ信号は、後続の航法メッセージ処理において使用されるＩおよびＱ出力８６を提供するために、加算ユニット８４において加算される。

チャネルの中の上側波帯と下側波帯との間のキャリア位相誤差が小さいならば、それらの平均が「キャリア位相誤差」であるということが諒解されることになる。それらの差が、「サブキャリア位相差」である。この位相差は、プロンプト相関ゲートの遅延誤差に比例する。その位相差は、プロンプト相関ゲートの遅延誤差がＢＯＣサブキャリアの１サイクルの半分を経る際に、１つの全サイクル（２πラジアン）を経る。

上記で説明されたようなキャリアループフィードバックの実施形態は、（ａ）２つのサブキャリア位相誤差の平均である「キャリア位相」誤差（さらには、中心キャリア位相として知られている）、および、（ｂ）「サブキャリア位相差」７７の値を計算する。「キャリア位相」は、当業者により理解されることになるように、特に、追跡フェーズの間の受信器の移動を正確に測定することにおいて価値がある、「積算デルタ位相」７９、または等価的には「積算デルタレンジ」の算出を通して、航法解の精度を改善するために使用され得る。

中心キャリア位相およびサブキャリア位相差の除去、または、それらに対する補償が、また、加算ユニット８４において加算されるＰ_ＵおよびＰ_Ｌ信号が互いに同相であるということを確実にするために必要であり、そのことによって、ＩおよびＱ出力８６は、最良の可能なデータ復調性能が、位置、速度、および時間を計算するための後続の航法メッセージ処理をサポートして、達成されることを可能とする。

ＢＯＣ信号追跡においての「サブキャリア位相差」７７は、「バーニア遅延」測定値を提供するために、先行技術システムにおいて（例えば、‘４３９において）使用されており、バーニア遅延は、−πからπの間のサブキャリア位相差が、−０．２５サブキャリアサイクルから＋０．２５サブキャリアサイクルの間のプロンプト遅延誤差を示す。これは、遅延測定値精度を改善するために使用され得る。

しかしながら、ＢＯＣ変調の、（‘１１１特許出願において説明されるような）そのＢＯＣ変調の特有の自己相関関数に関する性質は、この手法に関する困難をもたらす。具体的には、プロンプトの遅延誤差が±０．２５サブキャリアサイクルを超過すると、サブキャリア位相差は「ラップアラウンドする（ｗｒａｐｓ ａｒｏｕｎｄ）」（例えば、その遅延誤差は、０．５サイクルだけオフセットされた「誤った」位置に相対的に、−０．２５から０．２５サイクルのレンジの中にあるとみなされる）。これは、０．５サイクルインターバルでピークを有するＢＯＣ自己相関関数モジュラスにより引き起こされるアンビギュイティに、まさに類似する。

この理由のために、本発明の実施形態は、遅延評価のためにサブキャリア位相差を使用しない。次のことが、本発明者により、気づかれた：
・各側波帯チャネルのＢＰＳＫ似（ＢＰＳＫ−ｌｉｋｅ）の相関関数は、単独では、多数のＢＯＣピークの間の間隔よりはるかに広く、２つの側波帯の間の時間／遅延差は、（前に解説されたように）通常は無視できる。それゆえに、両方の側波帯において同じタイミングによってアーリーおよびレイトゲートを計算し、次いで、それらのゲートの出力をインコヒーレントに組み合わせることは、満足のゆくものである。遅延追跡を行うためにサブキャリア位相差から提供される余分な遅延追跡精度を有することは必要でない。

・追跡器が、誤った（または等価的には、ゼロサブキャリア位相誤差を、ただし、わずかに正しくない遅延を伴う）サブピーク上へとロックされた様態になることがある場合でも、これは、ここでの関心のある事例である、サブピークが密接にスペースをおかれる場合、ＢＯＣ信号の復調を有意に悪化させない。

・サブキャリア位相差が、遅延精度を改善することの意図を伴って（または、キャリア支援において）使用される場合、アンビギュイティが克服されないならば、遅延誤差は、より良好にではなくむしろ、より悪くされ得る。ゆえに、追跡ループの中でサブキャリア位相差を使用することではなく、代わりに、図において示されないプロセスを適用することが、より良いと信じられ、そのプロセスは、遅延追跡ループに影響を及ぼすことなくアンビギュイティを評価および除去するために、図３において示されるサブキャリア位相差出力を処理し、より長期にわたって動作するものである。サブキャリア位相差の、結果的に生じる、アンビギュイティを解消された評価が、受信器においての位置、速度、および時間評価アルゴリズムへの出力のために、ＤＬＬ遅延評価値と組み合わされ得る。

当業者は、様々なフィードバックループの他の実施形態が使用され得るということを諒解することになる。上記で説明されたような方法は、‘４３９文献においてなど、いくつかの先行技術実施形態において行われるような、キャリアループとのコードループの混合を要さない。

１つの代替的な手法は、上記で説明された組み合わされた手法よりむしろ、上側波帯および下側波帯上で、独立したキャリアＰＬＬ（または適切な場合には、周波数ロックループ − ＦＬＬ）を使用することである。これらは、独立して、２つの側波帯信号を位相ロックされた様態に保つことになる。データベアリング（ｄａｔａ−ｂｅａｒｉｎｇ）信号、すなわち、航法目的のために必要な情報（２つの側波帯において同じである）を含む、衛星により送信された信号が、次いで、各々から抽出され、次いで、全体的なデータＳＮＲを３ｄＢだけ改善するために平均化され得る。これは、しかしながら、上記で説明されたようにサブキャリア位相誤差の平均を使用してキャリア位相誤差を算出する能力を失うものであり、そのため好まれない。

ＧＮＳＳ受信器が信号を追跡することができる前に、それは、信号の存在を検出し、その遅延、および、その周波数オフセットの初期評価値を算定することを必要とする。‘１１１特許において解説される（および、引用により含まれる）ように、これは、多くの方法のうちの１つで実現され得る取得ユニットを使用して実行される。本発明の実施形態は、ベースバンドへの各側波帯の周波数シフティング、および、各側波帯のチップマッチドフィルタリングが、すでに説明されたようなすべての追跡チャネルによってのみではなく、図１において示されるような取得ユニット１２３によっても共有されることを可能にし得る。

このことを解説するために、より単純な、ただし関係付けられる技法を使用するＢＰＳＫ信号について、取得プロセスが最初に説明されることになり、次いで、どのようにその取得プロセスがＢＯＣ信号に関して適用されるかに関して、解説が与えられることになる。

入来する信号に関する基準コードの相対的タイミング（およびまた、利用可能なものからのどの基準コードが使用されるべきか）は知られておらず、受信した信号は、ノイズの中に深く埋もれているので、相関器は、（どこかのサンプル時間、例えばｍ_１において）相関器出力の大きさが、所定のしきい値を超過するまで、異なる時間シフトおよび基準コードを使用して、基準コードを入来する信号と繰り返し相関させるようにされ得る。この時点において、基準信号は、検出されたと言われ、その到着の時間は、サンプル時間ｍ_１であると評価される）。

これらの相関を、相関の計算負荷、およびゆえに電力消費を最小化するために、可能な限り低いレートで行うことが望ましい。しかしながら、レートが低減されるにつれて、相関の間の時間間隔は増大し、信号の真の到着の時間と、相関が計算された実際の時間のうちの１つとの間の最大可能時間差は増大する。これは、性能損失（検出の低減した確率）を引き起こし、その性能損失の最大および平均値は、相関の間の間隔が増大するにつれて増大する。

よく知られているように、相関の間の時間インターバルは、それゆえに、典型的には、検出確率の十分に小さい損失を確実にするために、チップ継続期間の０．２５倍と０．５倍の間であるように選定される。ゆえに、完全な相関が、チップレートの２倍から４倍の間のレートで行われるはずである。これは、前に論考されたような追跡においてのものよりはるかに大きい、計算のレートである。

この繰り返される相関を効率的に実現するための方法は、最初に最近傍サンプラを使用して、チップマッチドフィルタ出力からのサンプルを、相関の選定されたレート（例えば、チップレートの２から４倍）に等しい平均レートで選択し、それらのサンプルをバッファ内に記憶することである。次いで、各相関を行うために、相関器は、サンプル時間がチップあたり１サンプルの間隔に可能な限り近く対応するサンプルを、バッファから取り出す。

上記で解説されたように、受信した信号は、また、ドップラーシフトまたは発振器周波数誤差のために、周波数においてシフトされ得る。この周波数シフトが相関の前に除去されないならば、残存する何らかの周波数シフトが、相関出力の大きさが低減されることを引き起こす。これは、検出確率の追加的な損失を引き起こす。その損失が、容認可能な限度を超過しないということを確実にするために、相関器入力においての残留周波数誤差の大きさは、ｆ_{ＬＩＭＩＴ}Ｈｚとラベル付けられ得る限度より下に保たれなければならない。

そのことは、各々１つが、上記で説明されたような相関器システムへの入力の前に適用される異なる周波数オフセットを有する、多数のパスを実現することにより達成され得る。パスの間の周波数においての間隔は、パスのうちの１つにおいて、残留周波数誤差がｆ_{ＬＩＭＩＴ}Ｈｚ以下であるということを確実にするために、２ｆ_{ＬＩＭＩＴ}Ｈｚ以下でなければならない。

この方法において相関器の数を単純に増大することは、より多い計算パワー、ならびにゆえに、より多い回路、および、より大きい電力消費を要するという望ましくない結果を有する。これらの不利を回避するために、必要な計算を行うための効率的な方法が規定された。「セグメント化された相関」と呼称される１つのそのような方法が、論文「Ｒａｐｉｄ Ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ Ｃｏｎｃｅｐｔｓ ｆｏｒ Ｖｏｉｃｅ Ａｃｔｉｖａｔｅｄ ＣＤＭＡ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」、Ｍ Ｓｕｓｔ、Ｒ Ｋａｕｆｍａｎ、Ｆ Ｍｏｌｉｔｏｒ、およびＡ Ｂｊｏｒｎｓｔｏｒ著、Ｇｌｏｂｅｃｏｍ ９０出版、１８２０−１８２６頁、１９９０年１２月、において（「スイベリングマッチドフィルタ（Ｓｗｉｖｅｌｌｉｎｇ Ｍａｔｃｈｅｄ Ｆｉｌｔｅｒ）」という名で）説明されている。

この方法において、基準コードシーケンスは、各々が長さＢの、Ｍ個のサブセクションへと分割される（ここでＭＢは、少なくともＬ、全基準コードシーケンスの長さであるはずである）。相関プロセス（ゼロ周波数シフトを有すると仮定される信号とマッチングされる）が、次いで、各々が１つの出力を作り出すＭ個のサブ相関へと分解される。各サブ相関は、入力のＢ個のサンプルのみを、基準コードの対応するＢ個のサンプルと乗算する。

これは、Ｓｕｓｔ論文からの図に基づく図４において例示される。入来する受信した信号は、例えば本明細書において説明されるように、最初にダウンコンバートおよびサンプリングされる９０。サンプルは、次いで、Ｍ個のサブ相関器ＳＣ０、ＳＣ１…ＳＣ（Ｍ−１）に適用され、各サブ相関器は、複素出力を提供する。Ｍ個のサブ相関器の出力は、次いで、「複素ＦＦＴまたはＤＦＴ」とラベル付けられた組み合わせプロセス９２においてさらに組み合わされる。

組み合わせプロセスの出力ｒ_０、ｒ_１…ｒ_ｎ−１は、ＦＦＴまたはＤＦＴの、各複素出力の二乗された大きさ（すなわち、Ｉ^２＋Ｑ^２）である。各相関時間においての最も大きい二乗された大きさは、次いで、選定されたしきい値との比較されるものであり、その二乗された大きさがしきい値を超過するならば、検出が宣言される。

Ｓｕｓｔらの論文において解説されるように、このアーキテクチャからの出力は、各々が、異なる周波数シフトｆ_Ａを有する、Ｍ個の別々の相関器のセットからのものと近似的には等価であり、ｆ_Ａの値は、
ｋ＝−Ｍ／２、…（Ｍ／２）−１に対して、ｆ_Ａｋ＝ｋ（ｆ_Ｓ／ＭＢ） （１０）
である。

これらの周波数シフトされた相関器の間の周波数間隔は、それゆえに、値ｆ_ＳＴＥＰ＝（ｆ_Ｓ／ＭＢ）を有する。これは、（あまりにも大に、性能損失につながる）典型的にはあまりにも大きい最悪ケース損失につながる。この問題を克服するために、機能「ＦＦＴまたはＤＦＴ」が、離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）と命名されたプロセスにより置換され得る。ＤＴＦＴにおいて、出力の間の周波数間隔ｆ_ＳＴＥＰは、随意に選定され得るものであり；特に、それは、（ｆ_Ｓ／ＭＢ）より小さいように選定され得るものであり、そのことは、性能の、より小さい最悪ケース損失につながる。ゼロパディングされるＦＦＴの使用、または、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの使用を含む、そのようなＤＴＦＴを実現するためのいくつもの方法が存するということが、当業者により諒解されることになる。

本発明において、上記で説明された取得技法を、２つの側波帯のうちの１つのみに適用すること；換言すれば、図１においての２つのＣＭＦ出力のうちの１つのみを使用することが可能であることになる。取得技法は、したがって、まさにすでに説明されたようであることになる。しかしながら、２つの側波帯のうちの１つのみを使用することは、ほぼ３ｄＢの有意な性能損失を引き起こす。

これを回避するために、本発明の実施形態において、上記で説明された取得処理の２つのコピーが、１つが上側波帯ＣＭＦ出力に、および、１つが下側波帯ＣＭＦ出力に適用され、それらの出力が組み合わされる。より詳細には、取得ユニットが、図１においての両方のＣＭＦの出力を受信する。下側波帯最近傍サンプラおよび上側波帯最近傍サンプラが、下側波帯チップマッチドフィルタ出力および上側波帯チップマッチドフィルタ出力からのサンプルを、同じ時点において、および、相関の選定されたレート（例えば、チップレートの２から４倍）に等しい平均レートで選択し、それらのサンプルが、２つのバッファ内に記憶される。

セグメント化された相関方法は、この実施形態において、２つのバッファのコンテンツに、独立して適用される。前述のように、それは、サンプル時間がチップあたり１サンプルの間隔に可能な限り近く対応するサンプルを、バッファから取り出す。第１のセグメント化された相関器の出力は、上記で説明されたように、異なる周波数シフトにおいての相関に対応する複素数である。同様に、第２のセグメント化された相関器の出力は、上記で説明されたように、異なる周波数シフトにおいての相関に対応する複素数である。しかし、追跡についてすでに解説された理由のために、２つのセグメント化された相関器からの対応する出力の偏角（すなわち位相）は異なる。

それゆえに、各々そのような出力のモジュラス（すなわち、絶対値）が計算される。マッチング周波数においての第１および第２の相関器からの出力のモジュラスが、次いで、各周波数に対する単一の出力を作り出すために加算される。

それらの加算された値のうちの最も大きいものは、したがって、選定されたしきい値との比較されるものであり、それがしきい値を超過するならば、検出が宣言され、追跡フェーズが始まることができる。

本発明は、当業者により理解されることになるように、任意の適した様式で、取り入れられて実現され得る。受信した信号がデジタル化されてしまうと、本明細書において説明される様々な機能は、１つ以上のＡＳＩＣチップ上などのデジタルハードウェアにおいて、１つ以上のＦＰＧＡ上のファームウェアにおいて、または、例えば汎用プロセッサもしくは信号プロセッサを使用するコンピュータシステム上で走るソフトウェアにおいて、または、これらのもののうちの２つ以上の組み合わせにおいて実行され得る。

Claims (13)

1. 複数の関心のある信号を処理するための無線受信器であって、
   複数の関心のある信号は、異なる送信器により送信され、アンテナにより受信され、すべてが、同じ共有される１つ以上の周波数帯域を占有し、各信号が、その信号に適用される別々の拡散コードを有し、上側波帯と下側波帯とを含み、受信器は、
   ａ）すべての受信した信号の各側波帯を、公称ベースバンド周波数にダウンコンバートして、組み合わされた上側波帯信号、および、組み合わされた下側波帯信号を作り出すためのダウンコンバータ、
   ｂ）組み合わされた上側波帯信号を処理するための第１のチップマッチドフィルタ、および、組み合わされた下側波帯信号を処理するための第２のチップマッチドフィルタ、
   ｃ）各受信した関心のある信号に対して１つの、各チャネルが第１および第２のチップマッチドフィルタからの出力を受信するように適合された、複数のチャネル
   を含み、
   チップマッチドフィルタは、拡散コードがそれぞれの上側波帯または下側波帯への信号のダウンコンバージョンの後に続いて現れる際に、拡散コードのチップとマッチングされ、
   各チャネルの各側波帯は、少なくともアーリー、プロンプト、およびレイトゲートを含む、少なくとも３つのゲートを含み、
   各ゲート内に、
   ｉ）必要に応じてアーリー、レイト、またはプロンプトタイミング基準を使用して、チップマッチドフィルタからの信号をサンプリングするための最近傍サンプラ、
   ｉｉ）（ｉ）からのサンプルを、拡散コード生成器からの拡散コードのローカルコピーの適切な部分と乗算するための乗算器、
   ｉｉｉ）側波帯上に存在するドップラー周波数または局部発振器オフセットの除去のために、ゲート内の信号を、フィードバックループ信号により乗算するための混合器であって、数値制御発振器により駆動される、混合器、
   ｉｖ）ステップ（ｉ−ｉｉｉ）から作り出されるゲート信号を積分するための積分器
   を含み、
   アーリーおよびレイトゲートの出力の組み合わせから導出されるフィードバック信号が、最近傍サンプラのタイミングを次いで制御する数値制御発振器を駆動するために使用され、（ｉｉｉ）においてのフィードバックループ信号が、プロンプトゲートの出力から導出される、受信器。
2. 各チップマッチドフィルタが、所与の側波帯のすべての信号を同時に処理する、請求項１に記載の受信器。
3. 各チャネルに対して、プロンプトゲートからの積分器の、各側波帯からの出力が、航法メッセージが抽出される複素出力を作り出すために組み合わされる、請求項１または２に記載の受信器。
4. チップマッチドフィルタからのサンプル出力を受信するように、および、出力として、タイミング基準点への関係において、所望される理想時間に時間的に最も近いサンプルを選択するように構成されるサンプル選択ユニットを、最近傍サンプラが含む、請求項１から３のいずれか一項に記載の受信器。
5. 拡散コードが、一連のチップを含み、各サンプル選択ユニットが、拡散コードの各チップに対する単一のサンプル出力を提供する、請求項４に記載の受信器。
6. サンプル選択ユニットに提供されるサンプルの数が、平均して、チップあたり非整数の数のサンプルを有するように構成される、請求項５に記載の受信器。
7. 各チャネルに対して、アーリー積分器出力のモジュラスが加算され、レイト積分器出力のモジュラスが加算され、Ｎ−Ｎサンプラおよび拡散コード生成器と関連付けられるコードＮＣＯを駆動するための信号が、式
   

   

   から導出される、請求項１から６のいずれか一項に記載の受信器。
8. 各チャネルに対して、各側波帯のためのプロンプト積分器の逆正接の和を含む第１の信号が生成され、各側波帯のためのプロンプト積分器の逆正接の差を含む第２の信号が生成され、第１の信号が、キャリアループフィルタを使用してフィルタリングされ、第２の信号が、位相差ループフィルタを使用してフィルタリングされ、第１および第２のフィルタリングされた信号の和が、一方の側波帯上でキャリアＮＣＯを駆動するために使用され、第１および第２のフィルタリングされた信号の差が、他方の側波帯上でキャリアＮＣＯを駆動するために使用される、請求項１から７のいずれか一項に記載の受信器。
9. 複数の関心のある信号が、ＧＮＳＳシステムを形成する衛星により送信されるものである、請求項１から８のいずれか一項に記載の受信器。
10. ステップ（ａ）においてのベースバンドへのダウンコンバージョンが、チャネルまたはゲートからのフィードバックループにより駆動されない、請求項１から９のいずれか一項に記載の受信器。
11. 各側波帯上で、ＣＭＦフィルタリングされた信号を、各々が拡散コードの全シーケンスより短い複数の時間的部分へと分けるように、および、拡散コードのローカルコピーの同様のサイズの部分とのサブ相関を実行するように構成され、複数のサブ相関の結果を高速フーリエ変換または離散フーリエ変換において組み合わせる、取得ユニットをさらに含む、請求項１から１０のいずれか一項に記載の受信器。
12. 複数の関心のある信号を復調する方法であって、
    複数の関心のある信号は、異なる送信器により送信され、アンテナにより受信され、すべてが、同じ共有される１つ以上の周波数帯域を占有し、各信号が、その信号に適用される別々の拡散コードを有し、上側波帯と下側波帯とを含み、
    ａ）すべての受信した信号の各側波帯を、公称ベースバンド周波数にダウンコンバートして、組み合わされた上側波帯信号、および、組み合わされた下側波帯信号を作り出すステップ、
    ｂ）組み合わされた上側波帯信号を第１のチップマッチドフィルタにおいて、および、組み合わされた下側波帯信号を第２のチップマッチドフィルタにおいてフィルタリングするステップ、
    ｃ）各受信した関心のある信号に対して１つの、複数のチャネルの各々に、フィルタリングされた上側波帯信号および下側波帯信号を提供するステップであって、チャネルの各々が、両方の側波帯を別々に処理するように適合される、ステップ
    を含み、
    チップマッチドフィルタは、拡散コードがそれぞれの上側波帯または下側波帯へのダウンコンバージョンの後に続いて現れる際に、拡散コードのチップとマッチングされ、
    各チャネルの各側波帯は、少なくともアーリー、プロンプト、およびレイトゲートを含む、少なくとも３つのゲートを含み、
    各ゲート内で、
    ｉ）最近傍サンプラを使用して、必要に応じてアーリー、レイト、またはプロンプトタイミング基準を使用して、チップマッチドフィルタからの信号をサンプリングするステップ、
    ｉｉ）乗算器を使用して、（ｉ）からのサンプルを、拡散コード生成器からの拡散コードのローカルコピーの適切な部分と乗算するステップ、
    ｉｉｉ）混合器を使用して、側波帯上に存在するドップラー周波数または局部発振器オフセットの除去のために、ゲート内の信号を、フィードバックループ信号により乗算するステップであって、混合器は、数値制御発振器により駆動される、ステップ、
    ｉｖ）積分器を使用して、ステップ（ｉ−ｉｉｉ）から作り出されるゲート信号を積分するステップ
    を含み、
    アーリーおよびレイトゲートの出力の組み合わせから導出されるフィードバック信号が、最近傍サンプラのタイミングを次いで制御する数値制御発振器を駆動するために使用され、（ｉｉｉ）においてのフィードバックループ信号が、プロンプトゲートの出力から導出される、方法。
13. １つ以上のプロセッサにより実行されるときに、１つ以上のプロセッサに、請求項１２に記載の方法を含む動作を行わせるように構成された命令を記憶する、非一時的コンピュータ可読媒体。

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