JP2021507671A - メータ及びその他のデバイスで使用するための広範囲の電源 - Google Patents

Abstract

電力変換装置は、第１の電力変換ステージと、オプションの第２の電力変換ステージとを含む。第１のステージは、入力電圧を受電するように構成された入力と、第１の出力電圧を有する出力と、コントローラと、可変抵抗と、帰還電圧を有する帰還ノードとを有し、帰還ノードは第１のインピーダンスによって出力に結合される。コントローラは、帰還電圧が実質的に所定値であるように帰還電圧を受電して出力を駆動する。可変抵抗は、帰還ノードと基準電圧（例えば、接地）との間に結合される。可変抵抗は入力電圧の関数として変化する抵抗値を有する。第２のステージは、第１の出力電圧を受電するように動作可能に結合された入力を有する。第２のステージは、第１の出力電圧のレベルに関係なく、実質的に一定であるレベルの出力電圧を生成するように構成される。

Description

本発明は、スイッチモード電源に関し、そしてより具体的には、幅広い入力電圧に対応するスイッチモード電源に関する。

電気ユーティリティは、電力量計（電気メータ）を介して顧客の消費電力量を監視する。現代の電気メータは、通常、ソリッドステート電子部品と、センサデバイス、データプロセッサ、マイクロプロセッサ、メモリデバイス、クロック、及び通信装置を含む関連する電子機器を含む。これらの電子機器は、消費量検出、消費量計算、データ記憶装置、及び自動メータ読み取り（ＡＭＲ）通信など電力量計内でさまざまな目的に使用される。

これらの電子機器に関連して、電気メータは、ＤＣ動作電力を提供するように構成された電源を含む。通常、メータ内の電源は、メータ内で利用可能なＡＣ電力線信号を利用し、ＡＣ電力線信号を１つ以上の電圧レベルに変換して、メータの電子機器で使用する。

電力は、電圧レベル及びサービス様々な構成において（電気メータなどで）顧客に提供される。例えば、負荷に供給される公称電圧は、１２０Ｖ_ＲＭＳから４８０Ｖ_ＲＭＳまで変動する可能性がある。電気サービスは単相又は多相にすることができ、多相サービスはデルタ結線又はＹ結線することができる。従って、多くの場合、メータは、接続される電気サービスと電圧レベルに対応するように構成する必要がある。理想的には、ロジスティックの問題を回避し、規模の経済を改善するために、単一のメータをすべての状況に使用できる。例えば、
それぞれが異なる電気サービスの１つに固有であるメータの複数の異なるバージョンを構築するよりも、用途が同一のメータを構成して販売することがコスト的に効果的である。

米国特許第７１８０２８２号明細書

しかし、１つのユニバーサルメータでは、さまざまな理由から実用的ではありません。それにもかかわらず、同じ規模の経済がメータ内の部品や回路に適用できる。従って、異なる電気サービスには異なるメータ設計が必要になる場合があるが、同じ部品又は回路の多くをすべて又は多くの設計で使用できる場合は、コストを節約できる。一例は、デジタル処理回路である。電気メータは通常、測定信号を生成するアナログ検出デバイスと、測定信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、デジタル信号を用いて測光演算を行うデジタル処理回路とを含み、デジタル処理回路は、異なるメータリング計算を実行するようにプログラムできるため、同じデジタル処理回路は、複数の異なる電気サービスのために、複数のメータにおいて使用することができる。

複数の設計が必要になる可能性のある領域は電源である。メータの電源はＡＣ電源ライン信号から入力電力を取得するため、そこに異なる電源が各ＡＣライン電圧のために必要であることができることは可能性がある。メータに必要な電源設計の多様性を減らすために、メータで広範囲のスイッチング電源を使用することが知られている。このことは、広い範囲で、電源が一定範囲の入力電圧を受電するように構成されることを意味する。場合によっては、単一の電源設計をすべてのサービス電圧レベルに使用できる。

特許文献１は、９６Ｖ_ＲＭＳから５２８Ｖ_ＲＭＳの範囲の入力電圧を受電する目的の広範囲の電源を示している。このような電圧範囲でスイッチングトランジスタを使用することは現実的ではないため、特許文献１は、ＡＣ正弦波がしきい値を超えると、スイッチャーの動作が実質的に停止する設計を開示している。そのような設計は、そうでなければ利用可能であろう最大利用可能電力を減少させる。結果として、電源装置は、コスト、複雑さ及びサイズに悪影響を及ぼす他の方法で必要とされるよりも、大幅に大電力を取り扱うように設計する必要がある。

代替設計は、ブーストバック構成で力率改善電源を使用して、低い値の未調整ＤＣ電圧を生成することである。次に、１つ又は複数の電圧レギュレータを使用して、デジタル回路、ディスプレイなどの調整されたＤＣバイアス電圧を生成することができる。この構成では、フロントエンド回路は、高電圧であるが比較的一定の出力電圧を生成するブーストＰＦＣコンバータである。次に、バック（降圧）コンバータが電圧を約１２Ｖの未調整ＤＣに低下させる。この設計では、大型の高電圧トランスは必要ありません。ただし、電力メータの入力電圧の広い範囲にわたって一定の出力電圧に昇圧コンバータを動作させることは現実的ではない。しかし、４８０Ｖ_ＲＭＳの非常に最高の電圧レベルを除く。例えば、３３０Ｖ_ＲＭＳ入力を５００Ｖの出力に変換するブーストコンバータは、４０Ｖ_ＲＭＳ入力を５００Ｖの出力に効率的に変換できない。従って、現在の一部の設計では、電源の２つの構成を使用して、４０Ｖ_ＲＭＳから３３０Ｖ_ＲＭＳの範囲の潜在的な入力電圧をカバーしている。具体的には、第１の設計は、４０Ｖ_ＲＭＳから１４０Ｖ_ＲＭＳの範囲の入力電圧をカバーする。そして第２の設計は、８５Ｖ_ＲＭＳから３３０Ｖ_ＲＭＳの入力電圧の範囲をカバーする。ただし、このような構成では、２つの異なる設計で装置を製造し、ストックして、適切なメータに適切に設置する必要がある。

従って、従来技術の広範囲電源のいくつかの欠点を回避することができる、より広い範囲の入力電圧で使用できる電源が必要である。

本発明の少なくとも幾つかの実施形態は、入力電圧の関数として変化する可変出力電圧を有するブーストコンバータを提供することにより、上述したニーズ、並びにその他を解決することができる。ブーストコンバータの出力は、目的の出力電圧を生成する適度に広い範囲のバックコンバータに提供できる。

第１の実施形態は、第１及び第２の電力変換ステージを含む電力変換構成である。第１の電力変換ステージは、入力電圧を受電するように構成された第１の入力と、第１の出力電圧を有する出力と、コントローラと、可変抵抗と、帰還電圧を有する帰還ノードとを有する。帰還ノードは、第１のインピーダンスによって出力に結合される。コントローラは、帰還電圧を受電するように動作可能に結合され、帰還電圧が実質的に所定値であるように出力を駆動するように構成される。可変抵抗は、帰還ノードと基準電圧（例えば、接地）との間に結合される。可変抵抗は、入力電圧の関数として変化する抵抗値を有する。第２の電力変換ステージは、第１の出力電圧を受電するように動作可能に結合された第２のステージ入力を有する。第２の電力変換ステージは、第１の出力電圧の電圧レベルに関係なく実質的に一定である電圧レベルを有する第２の出力電圧を生成するように構成される。

一実施形態では、第１の電力変換ステージはブーストコンバータを含み、第２の電力変換ステージはバックコンバータを含む。

別の実施形態では、電力コンバータは、スイッチドコンバータ回路と、帰還電圧を有する帰還ノードと、第１の抵抗ブランチと、可変抵抗とを有する。スイッチドコンバータ回路は、入力電圧を受電するように動作可能に結合され、コントローラによって制御される半導体スイッチを含む。コントローラは、帰還信号を受信するように動作可能に結合される。スイッチドコンバータ回路は、出力に出力電圧を提供するように構成される。第１の抵抗ブランチは、出力と帰還ノードの間に直列に結合される。可変抵抗は、第１の抵抗ブランチと可変抵抗が帰還ノードで分圧器を形成するように、帰還ノードと基準電圧の間に結合される。可変抵抗は、入力電圧の関数として変化する抵抗値を有する。

上記の特徴及び利点、ならびにその他は、以下の詳細な説明及び添付図面を参照することにより、当業者にはより容易に明らかになるであろう。

本発明の少なくともいくつかの原理に従って可変抵抗を含む、電力変換装置の第１の実施形態の概略ブロック図である。 可変抵抗の例示的な実施形態をさらに詳細に含む、図１の電力変換装置の部分の概略ブロック図である。 図１の電力変換装置の第１の電力変換ステージの例示的実施形態の概略ブロック図である。 本発明のいくつかの実施形態による可変抵抗を組み込んだ代替電力変換ステージを示す。

図１は、本発明の少なくともいくつかの原理を組み込んだ電力変換装置１００の第１の実施形態を示す。図１の電力変換装置１００は、図示されていない電気メータ、もしくは、広範囲の入力ＡＣ電圧のいずれかに結合できる他の電子デバイスにおける広範囲の電源として、使用することができる。

この実施形態では、装置１００は、第１の電力変換ステージ１０２、第２の電力変換ステージ１０４、及びオプションの整流回路１０６を含む。第１の電力変換ステージ１０２は、スイッチングコンバータ１０８、コントローラ１１０、入力１１２、出力１１４、帰還ノード１１６、第１のインピーダンス１１８及び可変抵抗１２０を含む。この実施形態では、さらに詳細に後述するように、スイッチングコンバータ１０８は、ブーストコンバータ回路として構成される。第２の電力変換ステージ１０４は、第２の電力ステージ入力１２２及び第２の電力ステージ出力１２４を有する。この実施形態では、第２の電力変換ステージ１０４は、入力１２２で受電される比較的広い範囲の入力電圧に応答して、その出力１２４において実質的に一貫した無調整のＤＣ出力電圧を生成するバックコンバータとして構成される。そのようなバックコンバータは知られている。例えば、限られた範囲の入力電圧にわたって比較的一貫した出力電圧を維持するために、バックコンバータのスイッチの電圧制御を使用することが知られている。非限定的な例は、可変抵抗４２０なしに、以下に説明するように、図４のスイッチングコンバータ４０８及びコントローラ４１０に基づくものであることが好適である。

整流回路１０６は、入力１２６及び出力１２８を有する。一般に、整流回路１０６は、その入力１２６において入力ＡＣ電圧を受電し、その出力１２８において整流信号を生成するように構成される。この実施形態では、整流回路１０６は、入力１２６と出力１２８との間に直列に結合されたダイオード１３０と、出力１２８と接地との間に結合されたコンデンサ１３２とを含む、半波整流器である。本明細書で使用される「接地」は、回路の接地を指し、回路の残りの部分の電圧が参照される他の基準電圧を含むことが理解されるであろう。また、整流回路１０６として使用される半波整流器は、ほんの一例として与えられ、全波ブリッジ整流器を含むがこれらに限定されない他の整流回路は、また、好適に用いることができる。

第１のコンバータステージ１０２の入力１１２は、整流回路１０６の出力１２８から入力電圧Ｖ_ＩＮを受電するように動作可能に結合される。従って、この実施形態では、入力１１２は、出力１２８から整流された信号を受電するように動作可能に結合される。スイッチングコンバータ１０８は、その出力１１４において、入力電圧Ｖ_ＩＮから第１の出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}を生成するように構成される。この目的のために、スイッチングコンバータ１０８は、コントローラ１１０によって制御される半導体スイッチ１０９を含む。帰還ノード１１６は、第１のインピーダンス１１８と可変抵抗器１２０との間に直列に配置される。この実施形態では抵抗器である第１のインピーダンス１１８は、帰還ノード１１６に出力１１４から直列に結合される。可変抵抗器１２０は、帰還ノード１１６と接地との間に動作可能に直列に結合される。従って、帰還ノード１１６は、第１のインピーダンス１１８と可変抵抗１２０によって形成される分圧器の出力である。

コントローラ１１０は、帰還ノード１１６から帰還電圧Ｖ_Ｆを受電するように動作可能に結合され、帰還電圧Ｖ_ＦＢが実質的に所定値である一定値になるように駆動されるように、出力を駆動するためにスイッチ１０９を制御するように構成される。可変抵抗１２０は、入力電圧Ｖ_ＩＮの関数として変化する抵抗値Ｒ_Ｖを有する。従って、電圧Ｖ_ＦＢが一定に維持されるので、入力電圧Ｖ_ＩＮの変化は、スイッチングコンバータ１０８の出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}を変更することが理解されるであろう。一般に、本実施形態における可変抵抗１２０は、動作範囲内の最大入力電圧Ｖ_ＩＮで動作するので、動作範囲内であって最低入力電圧Ｖ_ＩＮで約半分の出力電圧を提供する範囲で動作するように選択される。

可変出力電圧の１つの目的は、例えば、４０Ｖから３３０Ｖまで、あるいは４０Ｖから４８０Ｖまでの入力電圧の動作範囲全体にわたって、一定の出力電圧が維持されたかのように存在する、第１の電力変換ステージ１０２におけるひずみ及び効率損失を低減することである。例えば、３３０Ｖの入力電圧と昇圧コンバータの一定の出力電圧は適度に５００Ｖ ＤＣであり、さらに比較的効率的に動作することができる。同じブーストコンバータを使用して、４０Ｖの入力で５００Ｖ ＤＣの一定の出力電圧を生成するには、約１２：１の利得が必要であり、これは実用的でも効率的でもありません。図１の装置１００において、可変抵抗１２０は、６：１以下の低入力電圧利得を提供するように選択することができる。従って、Ｖ_ＩＮ＝４０Ｖで２４０Ｖの出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}を提供する一方、ハイエンドの入力電圧Ｖ_ＩＮ＝３３０Ｖで例えば５００Ｖを提供することができる。

言い換えると、可変抵抗１２０は、入力電圧Ｖ_ＩＮの動作範囲の上限での出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}の４０％〜６０％である、入力電圧Ｖ_ＩＮの動作範囲の下限においてＶ_{ＯＵＴ＿１}電圧を生成するように選択することができる。従って、Ｖ_ＩＮの入力動作範囲がＶ_{ＩＮ＿ＭＩＮ}からＶ_{ＩＮ＿ＭＡＸ}の場合、Ｖ_{ＩＮ＿ＭＡＸ}−Ｖ_{ＩＮ＿ＭＩＮ}＝δ_１であり、可変抵抗１２０が対応する出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}は、Ｖ_{ＯＵＴ＿ＭＩＮ}からＶ_{ＯＵＴ＿ＭＡＸ}の範囲であるように選択され、ここで、Ｖ_{ＯＵＴ＿ＭＩＮ}からＶ_{ＯＵＴ＿ＭＡＸ}はδ_２で、δ_２＜δ_１である。

図２は、図１の回路で使用することができる可変抵抗１２０の例示的な実施形態を示す。この実施形態における可変抵抗は、カレントミラー２０２、固定抵抗器２０４、及びセンスインピーダンス又は検出抵抗器２０６を含む。カレントミラー２０２は、帰還ノード１１６と接地との間に動作可能に結合され、さらに動作可能センス抵抗２０６を介して入力１１２に結合される。カレントミラー２０２は、帰還ノード１１６から、入力電圧Ｖ_ＩＮによってセンスインピーダンス２０６を介して生成される検出電流Ｉ_１に対応する電流Ｉ_２を引き出すように構成される。この実施形態における固定抵抗器２０４は、帰還ノード１１６と接地との間に結合された固定抵抗器（すなわち、可変ではない）である。以下で説明するように、固定抵抗器２０４は、出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}に対するＶ_ＩＮの影響をスケーリングするように動作する。

この実施形態では、カレントミラーは、第１のＦＥＴ２０８、第２のＦＥＴ２１０、第１抵抗２１２、及び第２の抵抗２１４を含む。第１のＦＥＴ２０８は、ゲート２０８ａと、第１及び第２の出力（例えば、ドレイン及びソース）端子２０８ｂ及び２０８ｃとを含む。同様に、第２のＦＥＴ２１０は、ゲート２１０ａと、第１及び第２の出力（例えば、ドレイン及びソース）端子２１０ｂ及び２１０ｃとを含む。第１のＦＥＴ２０８の第１の出力端子２０８ｂは、帰還ノード１１６から電流Ｉ_２を受電するように動作可能に結合される。そして、第２の出力端子２０８ｃは、第１の抵抗器２１２に電流Ｉ_２を提供するように動作可能に結合される。第２の抵抗器２１２はさらに接地に結合される。第２のＦＥＴ２１０の第１の出力端子２１０ｂは、検出抵抗器２０６から電流Ｉ_１を受電するように動作可能に結合される。そして、第２の出力端子２１０ｃは、電流Ｉ_１を第２の抵抗器２１４に提供するように動作可能に結合される。第２の抵抗器２１４はさらに接地に結合される。第２のＦＥＴ２１０のゲート２１０ａは、第１の出力端子２１０ｂ及び第１のＦＥＴ２０８のゲート２０８ａの両方に直接に結合される。

図１を再び参照すると、第２の電力変換ステージ１０４の入力１２２は、動作可能第１の電力変換ステージ１０２の出力１１４からの出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}を受信するように結合される。第２のコンバータステージ１０４は、出力１２４において、少なくともＶ_{ＯＵＴ＿ＭＩＮ}からＶ_{ＯＵＴ＿ＭＡＸ}までの範囲にわたる所定の電圧レベルである安定した出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿２}を生成するように構成される。δ_２はδ_１よりも小さいので、第２の電力変換ステージ１０２は、可変入力スイッチモード電力変換器回路の通常の動作範囲内にあり得ることに留意されたい。この実施形態では、第２の電力変換ステージ１０２は、２４０Ｖ ＤＣから５００Ｖ ＤＣまでの入力範囲に対して、約１２Ｖ ＤＣの出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿２}を生成するように構成される、可変入力電圧バック（降圧）コンバータであってもよい。

第２の電力変換ステージ１０４の出力１２４は、他のデバイス１３２及び／又は１つ以上の電圧レギュレータ１３４に出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿２}を提供するように動作可能に接続され、これは、様々なデジタル／処理回路１３６に低電圧ＤＣバイアス電力を提供する。デジタル／処理回路は、例えば当技術分野で知られている電気メータの処理回路であってよい。

動作中において、入力１２６は、図示されていない商用電源からＡＣ電圧Ｖ_ＡＣを受電する。理想的には、ＡＣ電圧Ｖ_ＡＣは１２０〜３３０Ｖ_ＡＣであるが、状況によっては４０Ｖ_ＡＣまで低くなる場合がある。ダイオード１３０とコンデンサ１３２は半波整流器として動作し、第１の電力変換ステージ１０２への入力電圧Ｖ_ＩＮになる、整流されたバージョンのＶ_ＡＣを出力に生成する。Ｖ_ＩＮは整流されるが、Ｖ_ＡＣに対応するピーク電圧を有する（約１．４１Ｖ_ＡＣ）。

スイッチングコンバータ１０８は、入力電圧Ｖ_ＩＮ及びコントローラ１１０によってスイッチ１０９に提供される制御信号ＣＳに基づいて、出力１１４において出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}を生成する。第１のインピーダンス１１８及び可変抵抗１２０によって作成された分圧器は、帰還ノード１１６で帰還電圧Ｖ_ＦＢを生成する。可変抵抗器１２０はまた、入力電圧Ｖ_ＩＮを受電する。可変抵抗器１２０は、Ｖ_ＩＮの電圧レベルの関数である抵抗値を有する。

コントローラ１１０は、Ｖ_ＦＢを一定に保つように動作する。具体的には、スイッチングコンバータ１０８は、コントローラ１１０から供給される制御信号ＣＳに基づいて、出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}のレベルを制御する。次に、コントローラ１１０は、帰還電圧Ｖ_ＦＢの関数として制御信号ＣＳを生成する。当技術分野で知られているように、コントローラ１１０は、帰還電圧Ｖ_ＦＢが比較的一定であるように出力Ｖ_{ＯＵＴ＿１}を駆動するために制御信号ＣＳを生成してスイッチ１０９に制御信号を提供するように構成される。この目的を達成するために、コントローラ１１０は、（例えば、方形波信号）比較的高い周波数のスイッチング信号を生成し、デューティサイクルを変化させて出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}（従ってＶ_ＦＢ）を変調し、Ｖ_ＦＢを所定の設定点に向かって駆動する。

Ｖ_ＦＢが所定の設定ポイントにある場合、出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}は可変抵抗Ｒ_Ｖの値に依存する。具体的には、可変抵抗１２０の抵抗値Ｒ_ｖが変化することができ、帰還電圧Ｖ_ＦＢと第１のインピーダンス１１８の抵抗Ｒ_１が一定であるため、出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}は、可変抵抗Ｖ_Ｒの関数として変化する。

図２の可変抵抗１２０の実施例の動作ＵＲＥ２についてさらに詳細に説明する。図２を参照して、電圧Ｖ_ＩＮは、センス抵抗２０６と第２の抵抗２１４を流れる電流を生成する。その電流Ｉ_１は、カレントミラー２０２の動作によってＩ_２にミラーリングされる。電流Ｉ_２は、帰還ノード１１６から引き出される。電流Ｉ_Ｐはまた、固定抵抗器２０４を介して帰還ノード１１６から引き出される。電流Ｉ_Ｐ及びＩ_２の両方は、抵抗器１１８を介して提供される。結果として、第１のインピーダンス１１８を通る電流は、実質的にＩ_２＋Ｉ_Ｐである。従って、出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}は次のように表すことができる。

（１）Ｖ_{ＯＵＴ＿１}＝Ｖ_ＦＢ＋（Ｉ_２＋Ｉ_Ｐ）＊Ｒ_１

ここで、Ｒ_１は第１のインピーダンス１１８の抵抗値である。従って、Ｖ_ＩＮが増加すると、Ｉ_１が増加し、次いで、Ｉ_２が増加する。Ｉ_２が増加すると、Ｉ_２＋Ｉ_Ｐも増加する。Ｉ_２＋Ｉ_Ｐが増加すると、式（１）に示すように、Ｖ_{ＯＵＴ＿１}は比例して増加する。コントローラ１１０がＶ_ＦＢを一定に保持しているからである。センス抵抗２０６の値Ｒ_Ｓは、入力電圧範囲Ｖ_ＩＮの最大値が所望の最大出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}を生成するように選択する必要がある。

図１を再び参照すると、上述したように、図１に示すように、第１の電力変換ステージ１０２は、本実施形態における昇圧コンバータである。非限定的な例では、可変抵抗器１２０は、以下のように設計することができる。
（１）Ｖ_ＩＮ＝５６Ｖ（ピーク）において、Ｖ_ＡＣ＝４０に対応する下限で、出力電圧は、２８０〜３３０Ｖであること、もしくは、
（２）上限のＶ_ＡＣ＝３３０に対応するＶ_ＩＮ＝４６６などの高電圧レベルにおいて、第１の電力変換ステージの利得が５：１又は６：１になること。
このとき、第１のコンバータステージの利得は約１．１：１であり、つまり約５００Ｖである。そのような制限は、半導体スイッチ１０９のデューティサイクルが妥当な範囲内に留まることを可能にする。

第２の電力変換ステージ１０４の入力１２２は、出力信号Ｖ_{ＯＵＴ＿１}を受信し、そこから調整されていないＤＣ電圧Ｖ_ＵＲを生成する。第２の電力変換ステージ１０４は可変入力電力変換回路であって、例えばバック（降圧）コンバータであるので、未調整のＤＣ電圧Ｖ_ＵＲは、Ｖ_{ＯＵＴ＿１}が例えば３３０Ｖなどのその最低動作電圧にあるか、もしくは、例えば５００Ｖのその最高使用電圧になるかにかかわらず、一定のままである。なお、第２の変換ステージ１０４のみが、４１０Ｖの入力電圧Ｖ_ＩＮの動作範囲に対して、１７０Ｖの範囲で入力電圧を処理するために必要とされる。さらに重要なことに、第２の変換（コンバータ）ステージ１０４の最高の入力電圧は最低の入力電圧の２倍未満である。一方、この例の最高のＶ_{ＩＮ＿ＨＩＧＨ}は最低のＶ_{ＩＮ＿ＬＯＷ}の８倍以上である。バック（降圧）コンバータは入力電圧範囲を処理でき、ここで、最大値は最小値の２倍未満であることが当技術分野で周知である。

従って、上述した実施形態は非常に非効率的な動作領域に、個々の変換（コンバータ）ステージ１０２又は１０４を駆動しない広い入力範囲電源供給を可能にする。

図３は、可変入力電圧の関数として可変出力電圧を生成するように構成される、ブースト力率変換ステージ１０２の例示的な実施形態をさらに詳細に示す。しかし、出力電圧の範囲は入力電圧の範囲よりも狭い。同様の参照番号は、図１及び図２の参照番号などを識別するために使用される。

図３の中で示されるように、第１のコンバータステージ１０２の入力１１２は、スイッチングコンバータ１０８への入力でもある。この実施形態におけるスイッチングコンバータ１０８は、誘導素子３０２と、整流器３０４と、半導体スイッチ１０９と、コンデンサ３０６とを含む。スイッチングコンバータ１０８はさらに、種々の過電圧、及び／又は過電流保護デバイス、及び／又は起動回路、及び他の一般的なＰＦＣ素子を含むことが理解される。

半導体スイッチ１０９はＮチャネルＭＯＳＦＥＴが適切であるが、制御端子１０９ａと、第１の端子（例えば、ドレイン）１０９ｂと、第２の端子（例えば、ソース）１０９ｃを含む。制御端子１０９ａは、コントローラ１１０から制御信号を受信するように動作可能に結合される。第２の端子１０９ｃは接地に結合される。誘導性素子３０２は適切にはインダクタであり、直列入力１１２と半導体スイッチ１０９の第１の端子１０９Ｂとの間に接続される。誘導性素子３０２は、入力１１２に動作可能に結合されて、入力電圧Ｖ_ＩＮを受電する。整流器３０４は、半導体スイッチ１０９の第１の端子１０９ｂと、第１の電力変換ステージ１０２の出力１１４であるスイッチングコンバータ１０８の出力端子との間に直列に結合される。整流器３０４は適切にはダイオードであり、誘導性素子３０２から受け取った電流を出力１１４に伝導するようにバイアスされる。コンデンサ３０６は、出力１１４と接地との間に結合される。

図１及び図２に示すように、出力１１４は、第１のインピーダンス１１８への出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１}を提供するように結合され、第１のインピーダンス１１８は出力１１４と帰還ノード１１６の間に直列に接続される。帰還ノード１１６は、コントローラ１１６に帰還電圧Ｖ_ＦＢを提供するように動作可能に結合される。カレントミラー２０２は、帰還ノード１１６と接地との間に結合され、そしてさらに動作可能センスインピーダンス２０６を介して第１の入力１１２に結合される。上記のように、カレントミラー２０２は、帰還ノード１１６から電流を引き出すように構成され、帰還ノード１１６は入力電圧Ｖ_ＩＮによってセンスインピーダンス２０６を介して生成される電流に対応する。固定抵抗器２０４は、帰還ノード１１６から接地に結合される。

第１の変換ステージ１０２の動作は、一般的に図１及び図２に関連して上記で記載される。誘導性素子３０２、スイッチ１０９、整流器３０４、及びブーストＰＦＣコンバータとしてのコンデンサ３０６の動作の追加の詳細は当業者には既知であろう。

なお、第１変換ステージ１０２は、図１の中に示されたもの以外の他の回路で使用されてもよいことが理解されるであろう。図３の第１の電力変換装置１０２は、その出力電圧は、可変であってもよいが、ただし、入力電圧の範囲よりも狭い範囲が必要である、任意の状況で使用することができる。

同様に、本発明に係る可変出力を有する電力変換ステージは、降圧型ＰＦＣ回路、又は他のＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＤＣコンバータトポロジ、ＰＦＣであるか否かで実現することができる。一例として、図４に示すバック変換装置４００は可変抵抗器４２０を実装し、可変入力電圧の関数である可変出力電圧を生成するが、出力電圧の範囲は入力電圧の範囲よりも狭い。装置４００は、スイッチングコンバータ４０８、コントローラ４１０、入力４１２、出力４１４、帰還ノード４１６、第１のインピーダンス４１８及び可変抵抗４２０を含む。この実施形態では、さらに詳細に後述するようにスイッチングコンバータ４０８は、バック（降圧）コンバータ回路である。

入力４１２は、入力電圧Ｖ_ＩＮＢを受電するように動作可能に結合される。スイッチングコンバータ４０８は、入力電圧Ｖ_ＩＮＢからその出力４１４において第１の出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１Ｂ}を生成するように構成される。この目的を達成するために、スイッチングコンバータ４０８は、半導体スイッチ４０９、整流器４５０、誘導性素子４５２、コンデンサ４５４及びコントローラ４１０を含む。半導体スイッチ４０９は適切にはＭＯＳＦＥＴであり、制御端子４０９ａと、第１の端子（例えば、ドレイン）４０９ｂと、第２の端子（例えば、ソース）４０９ｃとを含む。制御端子４０９ａは、コントローラ４１０から制御信号を受信するように動作可能に結合される。第１の端子４０９ｂは、入力４１２から入力電圧Ｖ_ＩＮＢを受電するように動作可能に結合される。

誘導性素子４５２は適切にはインダクタであり、半導体スイッチ４０９の第２の端子４０９ｃと出力４１４との間に直列に接続される。整流器４５０は、半導体スイッチ４０９の第２の端子４０９ｃと接地との間に直列に結合される。整流器４５０は適切にはダイオードであってよく、第２の端子４０９Ｃから接地に対してバイアスで反転される。コンデンサ４５４は、出力１１４と接地との間に結合される。

図１及び図３の実施形態と同様に、本実施形態における可変抵抗４２０は、カレントミラー４６２、固定抵抗４６４、センスインピーダンス又はセンス抵抗器４６６を含む。カレントミラー４６２は、帰還ノード４１６と接地との間に動作可能に結合され、そしてさらに動作可能センス抵抗４６６を介して入力４１２に結合される。カレントミラー４６２は、帰還ノード４１６から電流Ｉ_２Ｂを引き出すように構成され、この電流は入力電圧Ｖ_ＩＮＢによってセンスインピーダンス４６６を介して生成される検出電流Ｉ_１Ｂに対応する。この実施形態における調整抵抗器４６６は、帰還ノード４１６と接地との間に結合された非可変抵抗器である。カレントミラー４６２は、カレントミラー２０２と同じ設計を適切に有することができ、同様に動作する。従って、図２の実施の形態と同様に、固定抵抗４６４は、出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１Ｂ}にＶ_ＩＮＢの影響をスケーリングするように動作する。

帰還ノード４１６は、第１のインピーダンス４１８が可変抵抗器４２０を接続するノードであって、具体的には、固定抵抗４６４とカレントミラー４６２との間のノードである。この実施形態では、抵抗器である第１のインピーダンス４１８は、帰還ノード４１６に出力４１４から直列に結合される。従って、帰還ノード４１６は、第１のインピーダンス４１８及び可変抵抗４２０によって形成される分圧器の出力である。コントローラ４１０は、帰還ノード４１６から帰還電圧Ｖ_ＦＢＢを受電するように動作可能に結合され、帰還電圧Ｖ_ＦＢＢが実質的に一定の所定の値に駆動されるように、出力を駆動するためにスイッチ４０９を制御するように構成される。

同様に、図１〜図３の実施形態のように、可変抵抗４２０は、入力電圧の関数として変化する抵抗値を有する。従って、電圧Ｖ_ＦＢＢが一定であるので、入力電圧Ｖ_ＩＮＢの変化は、出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１Ｂ}を変更することが認識される。

動作中、入力４１２は、適切に整流されたＡＣ電圧であり得る入力電圧Ｖ_ＩＮＢを受信する。スイッチングコンバータ４０８の複数の素子は、周知のバックコンバータ動作において協働して、入力電圧Ｖ_ＩＮＢ、及びコントローラ４１０によってスイッチ４０９に提供される制御信号ＣＳＢに基づいて、出力４１４において出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１Ｂ}を生成する。図３のブースト変換ステージ１０２とは異なり、バック（降圧）スイッチングコンバータ４０８は、入力電圧Ｖ_ＩＮＢより低い出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１Ｂ}を生成する。

いずれにしても、第１のインピーダンス４１８及び可変抵抗４２０によって作成された分圧器は、帰還ノード４１６で帰還電圧Ｖ_ＦＢＢを生成する。可変抵抗器４２０はまた、入力電圧Ｖ_ＩＮＢを受電する。上記の理由により、可変抵抗器４２０は、Ｖ_ＩＮＢの電圧レベルの関数である抵抗を有する。

コントローラ４１０は、Ｖ_ＦＢＢを一定に保つように動作する。具体的には、スイッチコントローラ４０８は、周期的な制御信号ＣＳＢのデューティサイクルを変調することにより、出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１Ｂ}のレベルを制御する。コントローラ４１０は、帰還電圧Ｖ_ＦＢＢの関数としてデューティサイクルを変調する。当技術分野で知られているように、コントローラ４１０は、電圧出力Ｖ_{ＯＵＴ＿１Ｂ}を駆動するための制御信号ＣＳＢのデューティサイクルを制御することで、帰還電圧Ｖ_ＦＢＢが一定の所定のレベルになる（又はその方向に駆動される）ように構成される。

Ｖ_ＦＢＢが所定の設定点にあるとき、出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１Ｂ}は、可変抵抗４２０の値Ｒ_Ｖに依存する。具体的には、可変抵抗４２０の抵抗値Ｒ_ｖが変化することができ、帰還電圧Ｖ_ＦＢＢ及び第１のインピーダンス４１８の抵抗Ｒ１Ｂは一定であるため、出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿１Ｂ}は可変抵抗Ｒ_Ｖの関数として変化する。

図４の装置は、図２及び図３の可変抵抗がバック（降圧）変換ステージに関連して、どのように容易に実施されてもよいかを示す。図４の装置はまた、一定の出力電圧電力変換を提供するために、他の変換ステージと組み合わせることができる。

上述した実施形態は単なる例示であり、当業者は、それら自身の実装及び修正を容易に考案することができ、本発明の原理を組み込んでおり、本発明の精神及び範囲に含まれることが理解されるであろう。１つの変形例では、当業者は、可変抵抗器１２０と同様の可変抵抗がここで説明する結果を達成するために、出力ノード（例えば１１４、４１４）と、帰還ノード（例えば１１６、４１６）との間に使用することができる。

Claims (20)

1. 第１の電力変換ステージと、第２の電力変換ステージとを備える電力変換装置であって、
   前記第１の電力変換ステージは、入力電圧を受電するように構成された第１の入力と、第１の出力電圧を有する出力と、帰還電圧を有する帰還ノードとを有し、
   前記帰還ノードは第１のインピーダンスによって出力に結合され、
   前記第１の電力変換ステージは、
   前記帰還電圧が所定値に実質的であるように、出力を駆動するように構成された帰還電圧を受電するように動作可能に結合されたコントローラと、
   前記帰還ノードと接地の間に結合された可変抵抗とを有し、
   前記可変抵抗は、入力電圧の関数として変化する抵抗値を有し、
   前記第２の電力変換ステージは、第１の出力電圧を受電するように動作可能に結合された第２のステージ入力を有し、
   前記第２の電力変換ステージは、前記第１の出力電圧の電圧レベルに関係なく実質的に一定である電圧レベルを有する第２の出力電圧を生成するように構成される、
   電力変換装置。
2. 前記第１の電力変換ステージは、ブーストコンバータを含む、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第２の電力変換ステージは、バックコンバータを含む、
   請求項２の電力変換装置。
4. 前記第１の電力変換ステージはさらに、
   入力電圧を受電するように動作可能に結合されたスイッチドコンバータ回路と、
   第１の抵抗ブランチとを備え、
   前記スイッチドコンバータ回路は、前記コントローラによって制御される半導体スイッチを含み、
   前記コントローラは、帰還電圧を受電するように動作可能に結合され、
   前記スイッチドコンバータ回路は、出力において第１の出力電圧を提供するように構成され、
   前記第１の抵抗ブランチは、前記出力と前記帰還ノードとの間に直列に結合され、
   前記可変抵抗は前記帰還ノードと接地との間に結合され、
   前記第１の抵抗ブランチと前記可変抵抗は、前記帰還ノードにおいて分圧器を形成する、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記可変抵抗は、前記帰還ノードと接地との間に結合されたカレントミラーを含み、
   前記カレントミラーはさらに、センスインピーダンスを介して第１の入力に動作可能に結合される、
   請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記カレントミラーは、前記入力電圧によってセンスインピーダンスを介して生成される電流に対応する電流であって、前記帰還ノードから電流を引き出すようにさらに構成される、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記可変抵抗はさらに、前記帰還ノードと接地の間にカレントミラーと並列に結合された固定抵抗を含む、
   請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記カレントミラーは、第１のＦＥＴ及び第２のＦＥＴを備え、
   前記第１のＦＥＴは第１のゲートを有し、前記帰還ノードと接地との間に結合され、
   前記第２のＦＥＴは第２のゲートを有し、前記センスインピーダンスと接地との間に結合され
   前記第１のゲートは前記第２のゲートに直接に結合される、
   請求項６に記載の電力変換装置。
9. 前記センスインピーダンスは、前記第２のゲート及び前記第１のゲートに直接に結合される、
   請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記入力電圧として整流されたＡＣ信号を提供するように結合された整流回路をさらに含む、
    請求項４に記載の電力変換装置。
11. 前記整流回路は半波整流器である、
    請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 入力電圧を受電するように動作可能に結合されたスイッチドコンバータ回路を備える電力変換器であって、
    前記スイッチドコンバータ回路はコントローラによって制御される半導体スイッチを含み、
    前記コントローラは、帰還信号を受信するように動作可能に結合され、
    前記スイッチドコンバータ回路は、出力において出力電圧を提供するように構成され、
    前記電力変換器は、
    帰還電圧を有する帰還ノードと、
    前記出力から接地への分圧器を少なくとも部分的に形成するために直列に結合された第１の抵抗ブランチ及び可変抵抗とを備え、
    前記分圧器の分圧電圧は帰還電圧を定義し、
    前記可変抵抗は、前記入力電圧の関数として変化する抵抗値を有する、
    電力変換器。
13. 前記可変抵抗は、前記帰還ノードと基準電圧との間に結合されたカレントミラーとを含み、
    前記カレントミラーはさらに、センスインピーダンスを介して入力電圧に動作可能に結合される、
    請求項１２に記載の電力変換器。
14. 前記カレントミラーは、前記入力電圧によって前記センスインピーダンスを介して生成される電流に対応する電流であって、前記帰還ノードから電流を引き出すようにさらに構成される、
    請求項１３に記載の電力変換器。
15. 前記可変抵抗はさらに、前記帰還ノードと基準電圧の間にカレントミラーと並列に結合された固定抵抗を含む、
    請求項１４に記載の電力変換器。
16. 前記カレントミラーは、第１のＦＥＴ及び第２のＦＥＴを備え、
    前記第１のＦＥＴは第１のゲートを有し、前記帰還ノードと接地との間に結合され、
    前記第２のＦＥＴは第２のゲートを有し、前記センスインピーダンスと接地との間に結合され、
    前記第１のゲートは前記第２のゲートに直接に結合される、
    請求項１４に記載の電力変換器。
17. 前記センスインピーダンスは、前記第２のゲート及び前記第１のゲートに直接に結合される、
    請求項１６に記載の電力変換器。
18. 前記電力変換器はさらに、
    前記第１のＦＥＴと接地との間に結合された第１の抵抗素子と、
    前記第２のＦＥＴと接地との間に結合された第２の抵抗素子とを備え、
    前記第２の抵抗素子と前記第１の抵抗素子は、実質的に同じ抵抗値を有する、
    請求項１６に記載の電力変換器。
19. 前記スイッチドコンバータ回路はさらに、
    制御端子、第１の端子、及び第２の端子を有する半導体スイッチを備え、
    前記制御端子は、前記コントローラから制御信号を受信するように動作可能に結合され、
    前記スイッチドコンバータ回路はさらに、
    前記基準電圧に結合された第２の端子と、
    前記入力電圧を有する入力端子と、
    前記入力端子と前記半導体スイッチの第１の端子との間に直列に接続された誘導性素子とを備え、
    前記誘導性素子は、前記入力電圧を受電するように構成され、
    前記スイッチドコンバータ回路はさらに、
    前記第１の端子と出力端子の間に直列に結合された整流器を備え、
    前記整流器は前記誘導性素子から流れる電流を前記出力に通過させるようにバイアスされ、
    前記スイッチドコンバータ回路はさらに、
    前記出力端子と前記基準電圧の間に結合されたコンデンサを備える、
    請求項１８に記載の電力変換器。
20. 前記整流器はダイオードを含み、
    前記誘導性素子はインダクタを含む、
    請求項１９に記載の電力変換器。

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