JP2021180105A - 点灯装置、照明システム、及びプログラム - Google Patents
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Abstract
【課題】 再起動時に、電源回路のスイッチング素子に流れる電流を抑えることができる電源装置、点灯装置、照明器具、及びプログラムを提供する。【解決手段】 点灯装置3において、コンバータ31は、直流の出力電圧V3を出力する。スイッチ素子320は、コンバータ31の出力端間において光源4に直列接続されて、光源4の調光レベルに応じてオンオフする。微分回路35は、光源4に流れる負荷電流I3の検出結果である電流検出信号Vs1の微分成分を生成する。電圧制御回路36は、微分成分を含む信号の平均値と基準値との差分である誤差に応じてコンバータ31を制御して、出力電圧V3を調整する。基準生成回路33は、調光レベルに基づいて基準値を決める。【選択図】図1
Description
本開示は、点灯装置、照明システム、及びプログラムに関する。
従来、光源を流れる電流を断続するスイッチを備える点灯装置がある。
例えば、特許文献1の装置は、光源と、電源回路と、スイッチと、信号発生回路と、電流抑制回路と、を備える。電源回路は、光源へ電流を供給し、電流の定電流化を図る。スイッチは、光源と直列に接続され、光源を流れる電流を断続する。信号発生回路は、照明光を変調するためにスイッチのオン及びオフを制御する二値の通信信号を発生する。電流抑制回路は、光源及びスイッチと直列に接続され、可変の電流設定値を超えないように、光源を流れる電流を抑制する。
また、特許文献2では、調光特性が損なわれることを低減するために、補助電源回路を更に備える。補助電源回路は、補助電源電圧を生成し、生成した補助電源電圧に基づく電力を、スイッチ、及びスイッチの駆動回路に供給する。
上述の特許文献1、2のような点灯装置は、スイッチ素子(スイッチ)のオンオフを制御することで、光源に供給する負荷電流を調整する。
しかしながら、点灯開始時、及び光源の調光レベルの変更時などのように出力が変化する過渡時には負荷電流が脈動し、光源の光がちらついてしまう、という課題があった。
本開示の目的とするところは、光源に直列接続されたスイッチ素子のオンオフを制御することで出力を調整し、かつ、過渡時における光源のちらつきを抑制できる点灯装置、照明システム、及びプログラムを提供することにある。
本開示の一態様に係る点灯装置は、コンバータと、スイッチ素子と、微分回路と、電圧制御回路と、基準生成回路と、を備える。前記コンバータは、直流の出力電圧を出力する。前記スイッチ素子は、前記コンバータの出力端間において光源に直列接続されて、前記光源の調光レベルに応じてオンオフする。前記微分回路は、前記光源に流れる負荷電流の検出結果である電流検出信号の微分成分を生成する。前記電圧制御回路は、前記微分成分を含む信号の平均値と基準値との差分である誤差に応じて前記コンバータを制御して、前記出力電圧を調整する。前記基準生成回路は、前記調光レベルに基づいて前記基準値を決める。
本開示の一態様に係る照明システムは、上述の点灯装置と、前記点灯装置から電力を供給される光源と、を備える。
本開示の一態様に係るプログラムは、コンピュータを、上述の点灯装置が備える前記微分回路、前記電圧制御回路、及び前記基準生成回路の一部又は全部として機能させる。
以上説明したように、本開示では、光源に直列接続されたスイッチ素子のオンオフを制御することで出力を調整し、かつ、過渡時における光源のちらつきを抑制できるという効果がある。
以下の実施形態は、一般に、点灯装置、照明システム、及びプログラムに関する。より詳細には、以下の実施形態は、光源に直列接続されたスイッチ素子のオンオフを制御することで出力を調整する点灯装置、照明システム、及びプログラムに関する。
以下に本開示の実施形態を図面に基づいて説明する。
(1)基本構成
図1は、照明システム1の構成を示す。照明システム1は、電源装置2、点灯装置3、及び光源4を備える。
図1は、照明システム1の構成を示す。照明システム1は、電源装置2、点灯装置3、及び光源4を備える。
電源装置2は、外部電源9に電気的に接続している。外部電源9は、例えば100V系又は200V系の商用電力系統である。電源装置2は、外部電源9から交流電圧V1を供給され、交流電圧V1を電圧変換して直流電圧V2を生成し、生成した直流電圧V2を点灯装置3へ供給する。なお、外部電源9は、太陽光、風力、燃料電池、又はバイオマスなどを利用又は併用した電源であってもよい。
点灯装置3は、コンバータ31、断続回路32、基準生成回路33、非反転増幅回路34、微分回路35、電圧制御回路36、検出抵抗Ra、抵抗Rb、及び調光回路300を備える。点灯装置3は、直流電圧V2を入力されて、直流の出力電圧V3を出力し、光源4へ負荷電流I3を供給する。
コンバータ31は、昇降圧機能、昇圧機能、及び降圧機能のいずれかを有するスイッチング電源回路である。コンバータ31は、交流電力の力率を改善する力率改善機能を更に有することが好ましい。コンバータ31が昇降圧機能を有する場合、コンバータ31は、SEPIC(Single Ended PrimaryInductor Converter)回路、CUK回路、及びZETA回路のいずれかの構成を備えることが好ましい。
コンバータ31は、電源装置2から直流電圧V2を入力され、電圧制御回路36に制御されることで、直流の出力電圧V3を出力する。コンバータ31の出力端間には、光源4と断続回路32と検出抵抗Raとの直列回路が接続されている。当該直列回路には、出力電圧V3が印加される。光源4に流れる負荷電流I3の大きさ(平均値)は、検出抵抗Raの電圧降下(電流検出信号Vs1)を、非反転増幅回路34、抵抗Rb、及び微分回路35を介して電圧制御回路36に負帰還フィードバックすることによって平均化制御される。
また、調光回路300は、断続回路32内で生成されるPWM(Pulse Width Modulation)信号Y1のデューティを可変とし、基準生成回路33は、PWM信号Y1のデューティに応じた基準電圧Vr1を生成する。そして、電圧制御回路36は、基準電圧Vr1に基づいて、光源4の調光を行うことができる。
光源4は、固体発光素子としてレーザーダイオード(LD:Laser Diode)を用いており、1個以上のLDを備える。図1の光源4は、直列接続された複数のLD41を備える。直列接続された複数のLD41を備える場合、隣り合う一対のLD41では、一方のLD41のカソードが、他方のLD41のアノードに接続している。図1では、光源4として複数のLD41を図示しているが、光源4は、1個以上のLD41を備えていればよい。光源4は、高電位側をアノード側とし、低電位側をカソード側とする。
断続回路32は、光源4に直列接続されたスイッチ素子320を備える。断続回路32は、PWM信号Y1のデューティに応じてスイッチ素子320をオンオフして、光源4に流れる負荷電流I3をPWM制御する。すなわち、断続回路32は、スイッチ素子320をPWM周波数でオンオフさせることで、光源4をPWM調光する。なお、PWM信号Y1のデューティは、PWM信号Y1のPWM周期に対して、PWM信号Y1がHレベルとなる時間の割合である。また、スイッチ素子320のデューティは、PWM周期に対してスイッチ素子32がオンとなる時間の割合であり、PWM信号Y1のデューティと同じ(又はほぼ同じ)になる。
光源4がLD41を備える場合は、レーザーダイオードの発光原理から、PWM調光が好ましい。LD41のレーザー発振を維持するためには、下限値以上の負荷電流I3が必要であり、負荷電流I3の振幅を可変として調光する振幅制御では、調光レベルが低くなるとレーザー発振が停止して、光源4が消灯しやすくなる。そこで、LD41を備える光源4を調光する場合には、断続回路32を用いたPWM調光を行う。
しかしながら、PWM調光を行う場合、カメラ及びビデオ機器などのデジタル映像機器への影響も懸念される。デジタル映像機器への影響を抑制するためには、PWM周波数をデジタル映像機器のスキャン周波数よりも高く設定する必要があるが、昨今の高画質化に伴って益々の高周波化が要求されている。そこで、本実施形態では、コンバータ31のスイッチング周波数を100kHzとし、断続回路32のPWM周波数を30kHzとする。
さらに、特に舞台照明及びスタジアム照明などの用途においては、点灯開始時及び調光レベルの変更時などのように光出力が変化する過渡時において、調光レベルが変化し始めてから、調光レベルが目標レベルに安定するまでに要する時間(応答時間)の短縮が求められている。照明用の通信プロトコルであるDMX512(Digital Multiplex 512)では、調光信号にデジタルのDMX信号を用いるが、DMX信号を用いた制御には、例えば300msec程度の応答時間が要求される。しかしながら、PWM調光では、光出力が変化する過渡時に、負荷電流I3の脈動が発生しやすくなる。負荷電流I3が脈動すると、脈動が収まるまで光出力が不安定になり、光源4の光がちらついてしまう。すなわち、従来のPWM調光では、過渡時の応答性がよくなかった。特に、スイッチ素子320のオン期間が短くなる(PWM信号Y1のデューティが小さくなる)にしたがって、負荷電流I3の脈動の継続期間がより長くなり、応答時間がより長くなる傾向にあった。このように、PWM調光では、過渡時における応答性の向上が求められている。
そこで、点灯装置3は、基準生成回路33、微分回路35、及び電圧制御回路36を備える。微分回路35は、光源4に流れる負荷電流I3の検出結果である電流検出信号Vs1の微分成分を生成する。電圧制御回路36は、微分成分を含む信号の平均値と基準値との差分である誤差に応じてコンバータ31を制御して、出力電圧V3を調整する。基準生成回路33は、光源4の調光レベルに基づいて基準値を決める。この結果、点灯装置3は、コンバータ31の出力電圧V3を調整し、かつ、過渡時における光源4のちらつきを抑制できる。
(2)点灯装置
図2、図4A、図4B、図5A、図5B、図6A、図6B、及び図7A〜図7Dは、点灯装置3の回路構成の一例を示す。
図2、図4A、図4B、図5A、図5B、図6A、図6B、及び図7A〜図7Dは、点灯装置3の回路構成の一例を示す。
(2.1)コンバータ
コンバータ31は、図2に示すように、インダクタL1、L2、コンデンサC1、ダイオードD1、出力コンデンサC2、及びスイッチング素子Q1を備えて、SEPIC回路を構成する。インダクタL1とインダクタL2とは、同じ鉄心に巻き回されていてもよいし、それぞれ別の鉄心に巻き回されていてもよい。直流電圧V2が印加されるコンバータ31の入力端間には、正側入力端(直流電圧V2の正電位)から負側入力端(直流電圧V2の負電位)に向かって、インダクタL1、コンデンサC1、ダイオードD1、出力コンデンサC2を順に接続した直列回路が接続されている。インダクタL1とコンデンサC1との接続点と負側入力端との間には、スイッチング素子Q1が接続されている。図1のスイッチング素子Q1は、Nチャネルのエンハンスメント型のMOSFET(Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor:電界効果トランジスタ)である。スイッチング素子Q1のドレインは、インダクタL1とコンデンサC1との接続点に接続され、スイッチング素子Q1のソースは、負側入力端に接続される。なお、スイッチング素子Q1は、MOSFET以外に、例えばバイポーラトランジスタなどの他の半導体スイッチング素子であってもよい。
コンバータ31は、図2に示すように、インダクタL1、L2、コンデンサC1、ダイオードD1、出力コンデンサC2、及びスイッチング素子Q1を備えて、SEPIC回路を構成する。インダクタL1とインダクタL2とは、同じ鉄心に巻き回されていてもよいし、それぞれ別の鉄心に巻き回されていてもよい。直流電圧V2が印加されるコンバータ31の入力端間には、正側入力端(直流電圧V2の正電位)から負側入力端(直流電圧V2の負電位)に向かって、インダクタL1、コンデンサC1、ダイオードD1、出力コンデンサC2を順に接続した直列回路が接続されている。インダクタL1とコンデンサC1との接続点と負側入力端との間には、スイッチング素子Q1が接続されている。図1のスイッチング素子Q1は、Nチャネルのエンハンスメント型のMOSFET(Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor:電界効果トランジスタ)である。スイッチング素子Q1のドレインは、インダクタL1とコンデンサC1との接続点に接続され、スイッチング素子Q1のソースは、負側入力端に接続される。なお、スイッチング素子Q1は、MOSFET以外に、例えばバイポーラトランジスタなどの他の半導体スイッチング素子であってもよい。
コンデンサC1とダイオードD1との接続点と負側入力端との間には、インダクタL2が接続されている。そして、出力コンデンサC2の両端電圧が出力電圧V3になる。なお、ダイオードD1のアノードはコンデンサC1に接続され、ダイオードD1のカソードは出力コンデンサC2の正極に接続されている。
そして、スイッチング素子Q1がオンすると、正側入力端、インダクタL1、スイッチング素子Q1、負側入力端の順序で電流が流れて、インダクタL1にエネルギー(磁気エネルギー)が蓄積される。また、スイッチング素子Q1がオンすると、コンデンサC1、スイッチング素子Q1、インダクタL2、コンデンサC1の順序で電流が流れて、インダクタL2にエネルギー(磁気エネルギー)が蓄積される。
次に、スイッチング素子Q1がオフすると、インダクタL1及びインダクタL2に蓄積されているエネルギーによって、出力コンデンサC2が充電される。また、スイッチング素子Q1がオフすると、インダクタL1を通じて直流電圧V2によってコンデンサC1が充電される。
そして、スイッチング素子Q1がスイッチング周波数でオンオフすることによって、直流電圧V2を入力とする昇降圧動作が行われ、出力コンデンサC2の両端間に直流の出力電圧V3が発生する。コンバータ31は、出力コンデンサC2の正極及び負極に接続する一対の出力端を備えており、一対の出力端から出力電圧V3を出力する。コンバータ31の出力端間には、光源4と断続回路32と検出抵抗Raとの直列回路が接続されている。
(2.2)調光回路
調光回路300は、光源4の調光レベルを指示する調光信号Y0をPWM信号回路323へ出力する。例えば、調光信号Y0は、直流の電圧信号である。調光信号Y0の電圧値は、指示する調光レベルが高いほど小さくなり、指示する調光レベルが低いほど大きくなる。調光回路300は、外部からの指示、タイマの出力、又はセンサの出力などに基づいて、光源4の調光レベルを調整できる。また、調光回路300は、点灯装置3ではなく、点灯装置3の外部の機器に設けられてもよい。
調光回路300は、光源4の調光レベルを指示する調光信号Y0をPWM信号回路323へ出力する。例えば、調光信号Y0は、直流の電圧信号である。調光信号Y0の電圧値は、指示する調光レベルが高いほど小さくなり、指示する調光レベルが低いほど大きくなる。調光回路300は、外部からの指示、タイマの出力、又はセンサの出力などに基づいて、光源4の調光レベルを調整できる。また、調光回路300は、点灯装置3ではなく、点灯装置3の外部の機器に設けられてもよい。
(2.3)断続回路
断続回路32は、スイッチ素子320と、バッファ(ドライバIC)321と、ゲート抵抗322と、PWM信号回路323とを備える。スイッチ素子320は、Nチャネルのエンハンスメント型のMOSFETである。スイッチ素子320のドレインは、光源4のカソード側に接続され、スイッチ素子320のソースは、出力コンデンサC2の負極に接続されている。なお、スイッチ素子320は、MOSFET以外に、例えばバイポーラトランジスタなどの他の半導体スイッチング素子であってもよい。
断続回路32は、スイッチ素子320と、バッファ(ドライバIC)321と、ゲート抵抗322と、PWM信号回路323とを備える。スイッチ素子320は、Nチャネルのエンハンスメント型のMOSFETである。スイッチ素子320のドレインは、光源4のカソード側に接続され、スイッチ素子320のソースは、出力コンデンサC2の負極に接続されている。なお、スイッチ素子320は、MOSFET以外に、例えばバイポーラトランジスタなどの他の半導体スイッチング素子であってもよい。
バッファ321は、PWM信号回路323からPWM信号Y1を受け取る。PWM信号Y1は、Hレベル及びLレベル(1及び0)をとり得る2値の電圧信号であり、PWM周波数は例えば30kHzとなる。PWM信号Y1では、Lレベルが本開示の第1電圧値に相当し、Hレベルが本開示の第2電圧値に相当し、Hレベルの電圧値は、Lレベルの電圧値より大きい。バッファ321の出力は、ゲート抵抗322を介してスイッチ素子320のゲートに接続しており、バッファ321は、スイッチ素子320をオンオフ駆動する。バッファ321は、PWM信号Y1がHレベルであれば、スイッチ素子320をオンさせ、PWM信号Y1がLレベルであれば、スイッチ素子320をオフさせる。スイッチ素子320がオンすれば、負荷電流I3が光源4に流れ、スイッチ素子320がオフすれば、負荷電流I3が遮断される。すなわち、PWM信号Y1のデューティが変化することで、負荷電流I3がPWM制御されて、光源4がPWM調光される。PWM信号Y1のデューティが大きくなるほど、負荷電流I3の平均値が大きくなり、光源4の調光レベルが高くなる。
PWM信号回路323は、PWM調光のために、デューティを可変とするPWM信号Y1を生成する。PWM信号回路323は、調光回路300が出力する調光信号Y0に基づいて、PWM信号Y1のデューティを決定する。本実施形態の調光信号Y0は、直流の電圧信号であり、PWM信号回路323は、調光信号Y0を三角波信号と比較することで、PWM信号Y1を生成する。具体的に、調光信号Y0の電圧値が小さいほど、PWM信号Y1のデューティは大きくなり、調光信号Y0の電圧値が大きいほど、PWM信号Y1のデューティは小さくなる。
(2.4)基準生成回路
本実施形態の基準生成回路33は、光源4の調光レベルに基づく基準値として、PWM信号Y1の積分値を用いる。具体的に、基準生成回路33は、PWM信号Y1を積分することによって、基準電圧Vr1を生成する。したがって、基準電圧Vr1は、図3に示すようにPWM信号Y1のデューティに比例して変化する。具体的に、PWM信号Y1のデューティが大きくなるほど、基準電圧Vr1は増加し、PWM信号Y1のデューティが小さくなるほど、基準電圧Vr1は低下する。
本実施形態の基準生成回路33は、光源4の調光レベルに基づく基準値として、PWM信号Y1の積分値を用いる。具体的に、基準生成回路33は、PWM信号Y1を積分することによって、基準電圧Vr1を生成する。したがって、基準電圧Vr1は、図3に示すようにPWM信号Y1のデューティに比例して変化する。具体的に、PWM信号Y1のデューティが大きくなるほど、基準電圧Vr1は増加し、PWM信号Y1のデューティが小さくなるほど、基準電圧Vr1は低下する。
図4Aは、基準生成回路33の第1回路例として、基準生成回路33Aを示す。基準生成回路33Aは、バッファK11、ダイオードD11、抵抗R11、R12、及びコンデンサC11を備える。バッファK11は、調光回路300からPWM信号Y1を受け取る。PWM信号Y1は、Hレベル及びLレベル(1及び0)をとり得る2値の電圧信号である。バッファK11の出力は、ダイオードD11のアノードに接続されている。ダイオードD11のカソードは抵抗R11を介して、抵抗R12とコンデンサC11との並列回路に接続されている。すなわち、基準生成回路33Aは、PWM信号Y1を積分する積分回路を構成し、コンデンサC11の両端電圧が基準電圧Vr1になる。
PWM信号Y1がHレベルであれば、バッファK11の出力電圧は正値となり、PWM信号Y1がLレベルであれば、バッファK11の出力電圧は0になる。したがって、PWM信号Y1がHレベルであれば、コンデンサC11は、バッファK11の出力によってダイオードD11及び抵抗R11を介して充電される。この結果、コンデンサC11の両端間には、光源4の調光レベルに応じた基準電圧Vr1が生じる。
図4Bは、基準生成回路33の第2回路例として、基準生成回路33Bを示す。基準生成回路33Bは、基準生成回路33AからダイオードD11を取り除いた構成である。基準生成回路33Bも、PWM信号Y1を積分する積分回路を構成し、コンデンサC11の両端電圧が基準電圧Vr1になる。
(2.5)非反転増幅回路
点灯装置3は、検出抵抗Raを備える。検出抵抗Raは、スイッチ素子320のソースと出力コンデンサC2の負極との間に接続されている。すなわち、出力コンデンサC2の両端間には、光源4、スイッチ素子320、及び検出抵抗Raの直列回路が接続されている。したがって、検出抵抗Raには負荷電流I3が流れ、検出抵抗Raの両端間には、負荷電流I3に比例する電圧が発生する。
点灯装置3は、検出抵抗Raを備える。検出抵抗Raは、スイッチ素子320のソースと出力コンデンサC2の負極との間に接続されている。すなわち、出力コンデンサC2の両端間には、光源4、スイッチ素子320、及び検出抵抗Raの直列回路が接続されている。したがって、検出抵抗Raには負荷電流I3が流れ、検出抵抗Raの両端間には、負荷電流I3に比例する電圧が発生する。
非反転増幅回路34は、検出抵抗Raの両端電圧を電流検出信号Vs1として取得する。スイッチ素子320がオフしていれば、電流検出信号Vs1は、ほぼ0Vとなる。スイッチ素子320がオンしていれば、電流検出信号Vs1は、負荷電流I3に比例する電圧になる。非反転増幅回路34は、電流検出信号Vs1を正の増幅率で増幅し、増幅した電流検出信号Vs1を電流検出信号Vs11として出力する。通常、検出抵抗Raでの電力損失を抑制するために、検出抵抗Raの抵抗値は非常に小さい。この結果、電流検出信号Vs1の電圧値も低くなる。そこで、非反転増幅回路34が電流検出信号Vs1を正の増幅率で増幅しておく。
図5Aは、非反転増幅回路34の第1回路例として、非反転増幅回路34Aを示す。非反転増幅回路34Aは、オペアンプOP21、及び抵抗R21〜R23を備える。オペアンプOP21の正入力端子は、抵抗R21を介して電流検出信号Vs1を入力される。オペアンプOP21の負入力端子は、抵抗R22を介して回路グランドに接続される。オペアンプOP21の出力端子と負入力端子との間には抵抗R23が接続されている。抵抗R21の抵抗値と抵抗R22の抵抗値とは同値であり、非反転増幅回路34Aの増幅率は、[R23の抵抗値/R21の抵抗値]になる。
図5Bは、非反転増幅回路34の第2回路例として、非反転増幅回路34Bを示す。非反転増幅回路34Bは、2段の増幅回路を備える。具体的に、非反転増幅回路34Bは、非反転増幅回路34Aの後段に、オペアンプOP22、及び抵抗R24〜R26を備える。オペアンプOP22の正入力端子は、抵抗R24を介してオペアンプOP21の出力端子に接続される。オペアンプOP22の負入力端子は、抵抗R25を介して回路グランドに接続される。オペアンプOP22の出力端子と負入力端子との間には抵抗R26が接続されている。抵抗R24の抵抗値と抵抗R25の抵抗値とは同値である。非反転増幅回路34Bの増幅率は、[R23の抵抗値/R21の抵抗値・R26の抵抗値/R24の抵抗値]になる。非反転増幅回路34Aの増幅率と非反転増幅回路34Bの増幅率とが同じであれば、2段構成の非反転増幅回路34Bは、1段構成の非反転増幅回路34Aよりも良好な増幅特性を得ることができる。
(2.6)微分回路
非反転増幅回路34の出力は、微分回路35と抵抗Rbとの並列回路を介して電圧制御回路36に接続されている。すなわち、微分回路35と抵抗Rbとの並列回路は、非反転増幅回路34の出力と電圧制御回路36との間に接続されている。電流検出信号Vs11は、微分回路35と抵抗Rbとの並列回路によって微分信号Vs12に変換される。微分回路35は、電流検出信号Vs11を微分して、電流検出信号Vs11の微分成分(進み成分)を出力する。微分信号Vs12は、微分回路35を通過した微分成分と抵抗Rbを通過した同相成分との和である。
非反転増幅回路34の出力は、微分回路35と抵抗Rbとの並列回路を介して電圧制御回路36に接続されている。すなわち、微分回路35と抵抗Rbとの並列回路は、非反転増幅回路34の出力と電圧制御回路36との間に接続されている。電流検出信号Vs11は、微分回路35と抵抗Rbとの並列回路によって微分信号Vs12に変換される。微分回路35は、電流検出信号Vs11を微分して、電流検出信号Vs11の微分成分(進み成分)を出力する。微分信号Vs12は、微分回路35を通過した微分成分と抵抗Rbを通過した同相成分との和である。
図6Aは、微分回路35の第1回路例として、微分回路35Aを示す。微分回路35Aは、抵抗Rbに並列接続された容量素子として、コンデンサC31を備える。
図6Bは、微分回路35の第2回路例として、微分回路35Bを示す。微分回路35Bは、コンデンサC31と抵抗R31との直列回路を備え、コンデンサC31と抵抗R31との直列回路は、抵抗Rbに並列接続される。
(2.7)電圧制御回路
図2では、電圧制御回路36の一例として、電圧制御回路36Aを示す。電圧制御回路36Aは、駆動回路361、及び誤差回路362を備え、基準電圧Vr1及び微分信号Vs12に基づいてスイッチング素子Q1をスイッチング制御する。
図2では、電圧制御回路36の一例として、電圧制御回路36Aを示す。電圧制御回路36Aは、駆動回路361、及び誤差回路362を備え、基準電圧Vr1及び微分信号Vs12に基づいてスイッチング素子Q1をスイッチング制御する。
(2.7.1)誤差回路
誤差回路362は、オペアンプOP41、積分回路K43、及び抵抗R44を有する。
誤差回路362は、オペアンプOP41、積分回路K43、及び抵抗R44を有する。
オペアンプOP41の正入力端子は、基準電圧Vr1を入力される。オペアンプOP41の負入力端子は、抵抗R44を介して微分信号Vs12を入力される。オペアンプOP41の出力端子と負入力端子との間には積分回路K43が接続されている。誤差回路362は、微分信号Vs12の平均値(積分値)と基準電圧Vr1との差分を誤差として求める。誤差回路362は、誤差を、誤差信号Va1として出力する。
図7Aは、積分回路K43の第1回路例として、積分回路K43Aを示す。積分回路K43Aは、オペアンプOP41の負入力端子と出力端子との間に接続されたコンデンサC51を備える。
図7Bは、積分回路K43の第2回路例として、積分回路K43Bを示す。積分回路K43Bは、積分回路K43AのコンデンサC51に直列接続された抵抗R51を更に備える。
図7Cは、積分回路K43の第3回路例として、積分回路K43Cを示す。積分回路K43Cは、積分回路K43BのコンデンサC51と抵抗R51との直列回路に並列接続されたコンデンサC52を更に備える。
図7Dは、積分回路K43の第4回路例として、積分回路K43Dを示す。積分回路K43Dは、積分回路K43CのコンデンサC52に並列接続された抵抗R52を更に備える。
(2.7.2)駆動回路
駆動回路361は、コンパレータK41、バッファK42、抵抗R41〜R43、及び発振器OS41を有し、誤差信号Va1に応じてスイッチング素子Q1をスイッチング制御する。
駆動回路361は、コンパレータK41、バッファK42、抵抗R41〜R43、及び発振器OS41を有し、誤差信号Va1に応じてスイッチング素子Q1をスイッチング制御する。
誤差信号Va1は抵抗R41、R42で分圧され、誤差信号Va1の分圧電圧は、コンパレータK41の正入力端子に入力される。発振器OS41は、例えば100kHzの三角波信号(又はのこぎり波信号)Vt1を生成し、コンパレータK41の負入力端子は、三角波信号Vt1を入力される。コンパレータK41は、誤差信号Va1と三角波信号Vt1との比較結果を、2値のスイッチング制御信号Vb1として出力する。具体的に、コンパレータK41が出力するスイッチング制御信号Vb1は、誤差信号Va1が三角波信号Vt1以上であればHレベルとなり、誤差信号Va1が三角波信号Vt1未満であればLレベルとなる。スイッチング制御信号Vb1は、例えば100kHzのPWM信号となり、スイッチング制御信号Vb1のデューティは、誤差信号Va1に応じて可変となる。
バッファK42は、スイッチング素子Q1のゲートにゲート電圧Vg1を出力して、スイッチング素子Q1をオンオフ駆動する。具体的に、バッファK42は、スイッチング制御信号Vb1がHレベルであれば、スイッチング素子Q1をオンさせ、スイッチング制御信号Vb1がLレベルであれば、スイッチング素子Q1をオフさせる。すなわち、電圧制御回路36は、コンバータ31をPWM制御する。
(2.8)過渡時の動作
光源4の光出力が変化する過渡時の動作について、図8〜図10を用いて説明する。
光源4の光出力が変化する過渡時の動作について、図8〜図10を用いて説明する。
上述の点灯装置3は、負荷電流I3の微分信号Vs12と基準電圧Vr1との差分を誤差信号Va1とし、誤差信号Va1を用いてコンバータ31をフィードバック制御する。そして、点灯装置3は、調光レベルに基づいて、基準電圧Vr1の電圧値を変化させる。具体的に、点灯装置3は、デューティによって調光レベルを指示するPWM信号Y1を積分することで、基準電圧Vr1を生成する。この結果、調光レベルを変化させても負荷電流I3のピーク値は一定値に制御され、かつ、PWM信号Y1のデューティが増加するにつれて負荷電流I3の平均値は大きくなる。図8は、PWM信号Y1のデューティと、負荷電流I3のピーク値Ip3及び平均値Ia3との関係を表す。PWM信号Y1のデューティを1%〜100%の範囲で変化させると、ピーク値Ip3の大きさはI300をほぼ維持し、平均値Ia3はPWM信号Y1のデューティに比例して変化する。
例えば、図9の上段は、PWM信号Y1のデューティの変化に伴う基準電圧Vr1の変化を示す。図9では、時間t10に、PWM信号Y1のデューティを1%としてコンバータ31が動作を開始する。時間t10から時間t11までの期間T11では、PWM信号Y1のデューティが1%一定であり、基準電圧Vr1は一定値を維持する。その後、時間t11から時間t12までの期間T12では、PWM信号Y1のデューティは1%から100%までリニアに増加しており、基準電圧Vr1もリニアに増加する。期間T11の時間長さは、例えば500msecである。期間T12の時間長さは、例えば300msecである。このとき、負荷電流I3の波形の包絡線W1は、図9の下段に示される。期間T11では、コンバータ31が動作を開始した時間t10直後の包絡線W1の脈動が抑えられ、かつ、包絡線W1は比較的早く一定値に収束して安定している。また、PWM信号Y1のデューティが増加する期間T12の開始時には、包絡線W1の小さな落ち込みH1が生じているものの、期間T12での包絡線W1の脈動も抑えられている。
図10の上段は、PWM信号Y1のデューティの別の変化を示す。図10では、時間t20に、PWM信号Y1のデューティを100%としてコンバータ31が動作を開始する。時間t20から時間t21までの期間T21では、PWM信号Y1のデューティが100%一定であり、基準電圧Vr1は一定値を維持する。その後、時間t21から時間t22までの期間T22では、PWM信号Y1のデューティは100%から1%までリニアに減少しており、基準電圧Vr1もリニアに低下する。期間T21の時間長さは、例えば50msecである。期間T22の時間長さは、例えば300msecである。このとき、負荷電流I3の波形の包絡線W2は、図10の下段に示される。期間T21では、コンバータ31が動作を開始した時間t20直後の包絡線W2の脈動が抑えられ、かつ、包絡線W2は比較的早く一定値に収束して安定している。また、PWM信号Y1のデューティが減少する期間T22の終了時には、包絡線W2の小さな突部H2が生じているものの、時間t22後での包絡線W2の脈動も抑えられている。
すなわち、光源4の光出力が変化する過渡時における負荷電流I3の脈動の大きさ及び継続時間が抑えられており、点灯装置3は、過渡時における光源4のちらつきを抑制できる。この結果、過渡時における応答時間が短縮され、調光の応答性が向上する。
(3)第1変形例
図11は、第1変形例の点灯装置として、点灯装置3Aを示す。点灯装置3Aは、補正回路37を更に備える。補正回路37は、基準電圧Vr1を補正して、補正基準電圧Vr11を生成する。
図11は、第1変形例の点灯装置として、点灯装置3Aを示す。点灯装置3Aは、補正回路37を更に備える。補正回路37は、基準電圧Vr1を補正して、補正基準電圧Vr11を生成する。
具体的に、補正回路37は、光源4の調光特性(PWM信号Y1のデューティに対する光源4の光束比)が所望の特性となるように、基準電圧Vr1を補正する。例えば、補正回路37は、光源4の調光特性が2.3乗特性又は2.7乗特性に近付くように、基準電圧Vr1を補正する。
図12Aは、補正回路37の第1回路例として、補正回路37Aを示す。補正回路37Aは、バッファK61、トランジスタQ61、抵抗R61〜R64、及びコンデンサC61を備える。トランジスタQ61は、npn型のバイポーラトランジスタである。なお、トランジスタQ61は、バイポーラトランジスタ以外に、例えばMOSFETなどの他の半導体スイッチング素子であってもよい。
バッファK61は、基準生成回路33から基準電圧Vr1を受け取り、基準電圧Vr1を出力する。バッファK61の出力端は、抵抗R61を介してトランジスタQ61のベースに接続されている。また、バッファK61の出力端は、抵抗R62〜R64の直列回路を介して回路グランドに接続されている。トランジスタQ61のコレクタは、抵抗R63と抵抗R64との接続点に接続され、トランジスタQ61のエミッタは、回路グランドに接続されている。抵抗R63と抵抗R64との直列回路には、コンデンサC61が並列接続されている。コンデンサC61の両端電圧が補正基準電圧Vr11になる。
補正回路37Aでは、基準電圧Vr1の大きさに応じてトランジスタQ61のコレクタ電流が変動する。したがって、コンデンサC61への充電電流も基準電圧Vr1の大きさに応じて変動する。この結果、補正回路37Aは、基準電圧Vr1の大きさに応じて基準電圧Vr1を連続的に補正した補正基準電圧Vr11を生成することができる。
図12Bは、補正回路37の第2回路例として、補正回路37Bを示す。補正回路37Bは、バッファK62、ダイオードD61、抵抗R65〜R69、及びコンデンサC62を備える。
バッファK62は、基準生成回路33から基準電圧Vr1を受け取り、基準電圧Vr1を出力する。バッファK62の出力端は、抵抗R65を介してダイオードD61のアノードに接続されている。ダイオードD61のカソードは、回路グランドに接続されている。また、バッファK62の出力端は、抵抗R66〜R68の直列回路を介して回路グランドに接続されている。抵抗R65とダイオードD61の接続点(ダイオードD61のアノード)と、抵抗R67と抵抗R68の接続点とは、抵抗R69を介して接続されている。抵抗R67と抵抗R68との直列回路には、コンデンサC62が並列接続されている。コンデンサC62の両端電圧が補正基準電圧Vr11になる。
補正回路37Bでは、基準電圧Vr1の大きさに応じて、ダイオードD61がオンオフする。したがって、コンデンサC61への充電電流も基準電圧Vr1の大きさに応じて変動する。この結果、補正回路37Bは、基準電圧Vr1の大きさに応じて基準電圧Vr1を段階的に補正した補正基準電圧Vr11を生成することができる。
図13は、補正回路37によって補正された調光特性の第1例を示す。
例えば、図13の上段は、PWM信号Y1のデューティの変化に伴う補正基準電圧Vr11の変化を示す。図13では、時間t30に、PWM信号Y1のデューティを1%としてコンバータ31が動作を開始する。時間t30から時間t31までの期間T31では、PWM信号Y1のデューティが1%一定であり、補正基準電圧Vr11は一定値を維持する。その後、時間t31から時間t32までの期間T32では、PWM信号Y1のデューティは1%から100%までリニアに増加する。期間T31の時間長さは、例えば500msecである。期間T32の時間長さは、例えば300msecである。このとき、補正基準電圧Vr11は、時間t31の直後から増加傾きを徐々に大きくしながら増加した後、リニアに増加する。すなわち、デューティが1%から増加する期間T32の初期段階における補正基準電圧Vr11の増加速度は、中期段階及び後期段階に比べて遅くなる。この場合、負荷電流I3の波形の包絡線W3は、図13の下段のように示される。PWM信号Y1のデューティが増加する期間T22の開始時において、包絡線W3の落ち込み(図9の落ち込みH1参照)の発生が抑えられている。
図14は、補正回路37によって補正された調光特性の第2例を示す。
図14の上段は、PWM信号Y1のデューティの変化に伴う補正基準電圧Vr11の変化を示す。図14では、時間t40に、PWM信号Y1のデューティを100%としてコンバータ31が動作を開始する。時間t40から時間t41までの期間T41では、PWM信号Y1のデューティが100%一定であり、補正基準電圧Vr11は一定値を維持する。その後、時間t41から時間t42までの期間T42では、PWM信号Y1のデューティは100%から1%までリニアに減少する。期間T41の時間長さは、例えば50msecである。期間T42の時間長さは、例えば300msecである。このとき、補正基準電圧Vr11は、時間t41の直後からリニアに低下する。そして、時間t42に近付くと、補正基準電圧Vr11は、低下傾きを徐々に小さくしながら低下する。すなわち、デューティが100%から減少する期間T42の後期段階における補正基準電圧Vr11の低下速度は、初期段階及び中期段階に比べて遅くなる。この場合、負荷電流I3の波形の包絡線W4は、図14の下段のように示される。包絡線W4では、PWM信号Y1のデューティが減少する期間T42の終了時において、包絡線W4の突部(図10の突部H2参照)の発生が抑えられている。
すなわち、光源4の光出力が変化する過渡時における負荷電流I3の脈動の大きさ及び継続時間がより抑えられており、点灯装置3は、過渡時における光源4のちらつきをより抑制できる。この結果、過渡時における応答時間が短縮され、調光の応答性が向上する。
補正回路37は、調光回路300からの調光信号Y0に応じて補正処理を行ってもよい(図11内の一点鎖線参照)。例えば、補正回路37は、マイコンのデータテーブルにより調光レベルに応じた補正基準電圧Vr11を生成することができる。
(4)第2変形例
図15は、第2変形例における断続回路32Aを示す。断続回路32Aは、スイッチ素子320A、オペアンプOP81、基準電圧源K81、PWM信号回路323、NOT論理素子K82、及び抵抗R81、R82を備える。スイッチ素子320Aは光源4に直列接続されており、断続回路32Aは、スイッチ素子320Aをオンオフして、光源4に流れる負荷電流I3をPWM制御する。さらに、断続回路32Aは、スイッチ素子320Aが導通しているときの負荷電流I3が目標電流に一致するように動作する。
図15は、第2変形例における断続回路32Aを示す。断続回路32Aは、スイッチ素子320A、オペアンプOP81、基準電圧源K81、PWM信号回路323、NOT論理素子K82、及び抵抗R81、R82を備える。スイッチ素子320Aは光源4に直列接続されており、断続回路32Aは、スイッチ素子320Aをオンオフして、光源4に流れる負荷電流I3をPWM制御する。さらに、断続回路32Aは、スイッチ素子320Aが導通しているときの負荷電流I3が目標電流に一致するように動作する。
NOT論理素子K82は、PWM信号回路323からPWM信号Y1を受け取り、PWM信号Y1を反転させた信号を出力する。NOT論理素子K82の出力端子は、抵抗R81を介して、オペアンプOP81の負入力端子に接続されている。基準電圧源K81は、負荷電流I3の瞬時値の目標値に相当する直流の目標電圧を生成しており、オペアンプOP81の正入力端子には、目標電圧が入力される。オペアンプOP81の出力端子は、スイッチ素子320Aのゲートに接続されている。
PWM信号Y1がHレベルであれば、検出抵抗Raの両端電圧を抵抗R81、R82で分圧した分圧電圧が、オペアンプOP81の負入力端子に入力され、オペアンプOP81は、分圧電圧と目標電圧との誤差に応じた正電圧をスイッチ素子320Aのゲートに印加する。したがって、PWM信号Y1がHレベルであれば、スイッチ素子320Aは導通し、負荷電流I3は、スイッチ素子320Aによって目標値に一致するように調整される。
PWM信号Y1がLレベルであれば、NOT論理素子K82が出力するHレベルの電圧を抵抗R81、R82で分圧した分圧電圧が、オペアンプOP81の負入力端子に入力される。目標電圧は、Hレベルの電圧の分圧電圧より十分に低い値に予め設定されている。したがって、PWM信号Y1がLレベルであれば、オペアンプOP81の出力電圧はLレベルとなり、スイッチ素子320Aはオフする。
断続回路32Aは、単にスイッチ素子320Aで負荷電流I3の導通、遮断を切り替えるだけではなく、負荷電流I3を定電流制御しながら、負荷電流I3を断続している。この結果、負荷電流I3が過度に増加することを抑制できるので、光源4に過電流が流れ難くなり、光源4を保護することができる。
(5)第3変形例
光源4は、固体発光素子としてレーザーダイオードを有する構成に限定されない。光源4は、固体発光素子として、LED(Light Emitting Diode)、又は有機EL(Organic Electro Luminescence、OEL)などの他の固体発光素子を有していてもよい。
光源4は、固体発光素子としてレーザーダイオードを有する構成に限定されない。光源4は、固体発光素子として、LED(Light Emitting Diode)、又は有機EL(Organic Electro Luminescence、OEL)などの他の固体発光素子を有していてもよい。
また、基準生成回路33、非反転増幅回路34、微分回路35、電圧制御回路36、及び抵抗Rbの各機能は、複数のディスクリート部品を有する電気回路、又プログラムを実行するコンピュータシステムによって実現される。基準生成回路33、非反転増幅回路34、微分回路35、電圧制御回路36、及び抵抗Rbの各機能は、ディスクリート部品を有する電気回路、及びコンピュータシステムの両方で実現されてもよい。
コンピュータシステムでは、CPU(Central Processing Unit)、又はMPU(Micro Processing Unit)などのプロセッサがメモリに記憶されているプログラムを読み出して実行することによって、基準生成回路33、非反転増幅回路34、微分回路35、電圧制御回路36、及び抵抗Rbの一部又は全部の機能が実現される。コンピュータシステムは、プログラムに従って動作するプロセッサを主なハードウェア構成として備える。プロセッサは、プログラムを実行することによって機能を実現することができれば、その種類は問わない。プロセッサは、半導体集積回路(IC)、又はLSI(large scale integration)を含む一つ又は複数の電子回路で構成される。ここでは、ICやLSIと呼んでいるが、集積の度合いによって呼び方が変わり、システムLSI、VLSI(very large scale integration)、若しくはULSI(ultra large scale integration)と呼ばれるものであってもよい。LSIの製造後にプログラムされる、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ(FPGA)、又はLSI内部の接合関係の再構成又はLSI内部の回路区画のセットアップができる再構成可能な論理デバイスも同じ目的で使うことができる。複数の電子回路は、一つのチップに集積されてもよいし、複数のチップに設けられてもよい。複数のチップは一つの装置に集約されていてもよいし、複数の装置に備えられていてもよい。
また、上述の実施形態及び各変形例のそれぞれの構成を適宜組み合わせることは可能であり、各構成によって上記同様の効果を得ることができる。
(6)まとめ
以上のように、実施形態に係る第1の態様の点灯装置(3、3A)は、コンバータ(31)と、スイッチ素子(320、320A)と、微分回路(35)と、電圧制御回路(36)と、基準生成回路(33)と、を備える。コンバータ(31)は、直流の出力電圧(V3)を出力する。スイッチ素子(320)は、コンバータ(31)の出力端間において光源(4)に直列接続されて、光源(4)の調光レベルに応じてオンオフする。微分回路(35)は、光源(4)に流れる負荷電流(I3)の検出結果である電流検出信号(Vs1)の微分成分を生成する。電圧制御回路(36)は、微分成分を含む信号の平均値と基準値との差分である誤差(Va1)に応じてコンバータ(31)を制御して、出力電圧(V3)を調整する。基準生成回路(33)は、調光レベルに基づいて基準値を決める。
以上のように、実施形態に係る第1の態様の点灯装置(3、3A)は、コンバータ(31)と、スイッチ素子(320、320A)と、微分回路(35)と、電圧制御回路(36)と、基準生成回路(33)と、を備える。コンバータ(31)は、直流の出力電圧(V3)を出力する。スイッチ素子(320)は、コンバータ(31)の出力端間において光源(4)に直列接続されて、光源(4)の調光レベルに応じてオンオフする。微分回路(35)は、光源(4)に流れる負荷電流(I3)の検出結果である電流検出信号(Vs1)の微分成分を生成する。電圧制御回路(36)は、微分成分を含む信号の平均値と基準値との差分である誤差(Va1)に応じてコンバータ(31)を制御して、出力電圧(V3)を調整する。基準生成回路(33)は、調光レベルに基づいて基準値を決める。
上述の点灯装置(3、3A)は、光源(4)に直列接続されたスイッチ素子(320、320A)のオンオフを制御することで出力を調整し、かつ、過渡時における光源(4)のちらつきを抑制できる。
実施形態に係る第2の態様の点灯装置(3、3A)では、第1の態様において、スイッチ素子(320、320A)は、調光レベルに応じたデューティが設定されたPWM信号(Y1)に基づいてオンオフすることが好ましい。基準生成回路(33)は、PWM信号(Y1)を用いて基準値を決める。
上述の点灯装置(3、3A)は、調光レベルに基づく基準値を容易に決めることができる。
実施形態に係る第3の態様の点灯装置(3、3A)では、第2の態様において、PWM信号(Y1)は、第1電圧値又は第2電圧値となる2値の電圧信号であることが好ましい。スイッチ素子(320、320A)は、PWM信号(Y1)が第1電圧値であればオフし、PWM信号が第2電圧値であればオンする。
上述の点灯装置(3、3A)は、調光レベルに基づく基準値を容易に決めることができる。
実施形態に係る第4の態様の点灯装置(3、3A)では、第3の態様において、第2電圧値は、第1電圧値より大きいことが好ましい。
上述の点灯装置(3、3A)は、調光レベルに基づく基準値を容易に決めることができる。
実施形態に係る第5の態様の点灯装置(3、3A)では、第4の態様において、基準生成回路(33)は、PWM信号(Y1)の積分値を基準値とすることが好ましい。
上述の点灯装置(3、3A)は、調光レベルに基づく基準値を容易に決めることができる。
実施形態に係る第6の態様の点灯装置(3、3A)では、第1乃至第5の態様のいずれか1つにおいて、微分回路(35)は、容量素子(C31)を備えることが好ましい。
上述の点灯装置(3、3A)は、微分回路(35)を容易に実現することができる。
実施形態に係る第7の態様の点灯装置(3A)は、第1乃至第6の態様のいずれか1つにおいて、基準値を補正する補正回路(37)を更に備えることが好ましい。
上述の点灯装置(3A)は、光源(4)の調光特性を調整できる。
実施形態に係る第8の態様の点灯装置(3A)では、第7の態様において、補正回路(37)は、光源(4)の調光特性が所望の特性となるように、基準値を補正することが好ましい。
上述の点灯装置(3A)は、過渡時における光源(4)のちらつきをより抑制することができる。
実施形態に係る第9の態様の点灯装置(3、3A)は、第1乃至第8の態様のいずれか1つにおいて、スイッチ素子(320A)は、スイッチ素子(320A)が導通しているときに光源(4)に流れる負荷電流(I3)の瞬時値が目標値に一致するように動作することが好ましい。
上述の点灯装置(3、3A)は、負荷電流(I3)が過度に増加することを抑制できるので、光源(4)に過電流が流れ難くなり、光源(4)を保護することができる。
実施形態に係る第10の態様の点灯装置(3、3A)は、第1乃至第9の態様のいずれか1つにおいて、光源(4)は、少なくとも1つの固体発光素子を備えることが好ましい。
上述の点灯装置(3、3A)は、固体発光素子を有する光源(4)のちらつきを抑制できる。
実施形態に係る第11の態様の点灯装置(3、3A)は、第10の態様において、少なくとも1つの固体発光素子は、レーザーダイオード(41)であることが好ましい。
上述の点灯装置(3、3A)は、レーザーダイオード(41)を有する光源(4)のちらつきを抑制できる。
実施形態に係る第12の態様の照明システム(1)は、第1乃至第11の態様のいずれか1つの点灯装置(3、3A)と、点灯装置(3、3A)から電力を供給される光源(4)と、を備える。
上述の照明システム(1)は、光源(4)に直列接続されたスイッチ素子(320、320A)のオンオフを制御することで出力を調整し、かつ、過渡時における光源(4)のちらつきを抑制できる。
実施形態に係る第13の態様のプログラムは、コンピュータを、第1乃至第11の態様のいずれか1つの点灯装置(3、3A)が備える微分回路(35)、電圧制御回路(36)、及び基準生成回路(33)の一部又は全部として機能させる。
上述のプログラムは、光源(4)に直列接続されたスイッチ素子(320、320A)のオンオフを制御することで出力を調整し、かつ、過渡時における光源(4)のちらつきを抑制できる。
また、上述の実施形態及び変形例は本開示の一例である。このため、本開示は、上述の実施形態及び変形例に限定されることはなく、上述の実施形態及び変形例以外であっても、本開示に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。
1 照明システム
3、3A 点灯装置
31 コンバータ
320、320A スイッチ素子
33 基準生成回路
35 微分回路
36 電圧制御回路
37 補正回路
4 光源
41 レーザーダイオード
C31 コンデンサ(容量素子)
I3 負荷電流
V3 出力電圧
Vs1 電流検出信号
Va1 誤差信号(誤差)
Y1 PWM信号
3、3A 点灯装置
31 コンバータ
320、320A スイッチ素子
33 基準生成回路
35 微分回路
36 電圧制御回路
37 補正回路
4 光源
41 レーザーダイオード
C31 コンデンサ(容量素子)
I3 負荷電流
V3 出力電圧
Vs1 電流検出信号
Va1 誤差信号(誤差)
Y1 PWM信号
Claims (13)
- 直流の出力電圧を出力するコンバータと、
前記コンバータの出力端間において光源に直列接続されて、前記光源の調光レベルに応じてオンオフするスイッチ素子と、
前記光源に流れる負荷電流の検出結果である電流検出信号の微分成分を生成する微分回路と、
前記微分成分を含む信号の平均値と基準値との差分である誤差に応じて前記コンバータを制御して、前記出力電圧を調整する電圧制御回路と、
前記調光レベルに基づいて前記基準値を決める基準生成回路と、を備える
点灯装置。 - 前記スイッチ素子は、前記調光レベルに応じたデューティが設定されたPWM信号に基づいてオンオフし、
前記基準生成回路は、前記PWM信号を用いて前記基準値を決める
請求項1の点灯装置。 - 前記PWM信号は、第1電圧値又は第2電圧値となる2値の電圧信号であり、
前記スイッチ素子は、前記PWM信号が前記第1電圧値であればオフし、前記PWM信号が前記第2電圧値であればオンする
請求項2の点灯装置。 - 前記第2電圧値は、前記第1電圧値より大きい
請求項3の点灯装置。 - 前記基準生成回路は、前記PWM信号の積分値を前記基準値とする
請求項4の点灯装置。 - 前記微分回路は、容量素子を備える
請求項1乃至5のいずれか1つの点灯装置。 - 前記基準値を補正する補正回路を更に備える
請求項1乃至6のいずれか1つの点灯装置。 - 前記補正回路は、前記光源の調光特性が所望の特性となるように、前記基準値を補正する
請求項7の点灯装置。 - 前記スイッチ素子は、前記スイッチ素子が導通しているときに前記光源に流れる負荷電流の瞬時値が目標値に一致するように動作する
請求項1乃至8のいずれか1つの点灯装置。 - 前記光源は、少なくとも1つの固体発光素子を備える
請求項1乃至9のいずれか1つの点灯装置。 - 前記少なくとも1つの固体発光素子は、レーザーダイオードである
請求項10の点灯装置。 - 請求項1乃至11のいずれか1つの点灯装置と、
前記点灯装置から電力を供給される光源と、を備える
照明システム。 - コンピュータを、請求項1乃至11のいずれか1つの点灯装置が備える前記微分回路、前記電圧制御回路、及び前記基準生成回路の一部又は全部として機能させる
プログラム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020084811A JP2021180105A (ja) | 2020-05-13 | 2020-05-13 | 点灯装置、照明システム、及びプログラム |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2020084811A JP2021180105A (ja) | 2020-05-13 | 2020-05-13 | 点灯装置、照明システム、及びプログラム |
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JP2021180105A true JP2021180105A (ja) | 2021-11-18 |
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ID=78510690
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2020084811A Pending JP2021180105A (ja) | 2020-05-13 | 2020-05-13 | 点灯装置、照明システム、及びプログラム |
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-
2020
- 2020-05-13 JP JP2020084811A patent/JP2021180105A/ja active Pending
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