JP2021145457A - 制御装置及び電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流指令値との誤差を低減した電力の変換を行うことができるようにする。【解決手段】操作量推定部６４によって、入力端の３個の端子のうちの、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値から、電圧が中間となる端子とトランス部とを接続する時間に関するデューティ比を含む操作量を推定し、スイッチング制御部７０によって、操作量に応じて、入力端側の電力変換器を制御する。また、操作量推定部６４によって、出力端の３個の端子のうちの、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値から、電圧が中間となる端子とトランス部とを接続する時間に関するデューティ比を含む操作量を推定し、スイッチング制御部７０によって、操作量に応じて、出力端側の電力変換器を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、制御装置及び電力変換装置に関する。

従来より、入力側変換器を三相単相マトリックスコンバータとし、出力側変換器を単相インバータとしたＤｕａｌ−Ａｃｔｉｖｅ−Ｂｒｉｄｇｅ構成の電力変換器とその制御法が知られている（特許文献１）。この特許文献１には、ソフトスイッチングを実現する回路構成とスイッチングパターン及び半導体スイッチのオン時間割合（デューティ比）の計算方法が示されている。これらにより、入力電流指令値に基づいて、ソフトスイッチングを行いながら、三相ＡＣ／ＤＣ変換動作を実現している。

特許第６５６２３０１号

しかしながら、上記従来の技術では、入力電流指令値と実際の入力電流の誤差が大きく、これに起因して入力電流に高調波が重畳する問題がある。

従来手法は、本来台形波状の複雑な波形である高周波トランス部の電流を、方形波に近似することにより、デューティ比の計算を行っているが、この近似誤差が大きく、前述の問題が発生する。

Ｄｕａｌ−Ａｃｔｉｖｅ−Ｂｒｉｄｇｅ構成の電力変換器は非線形な特性を持ち、入力側を三端子とした上記の回路は、デューティ比と電流指令値の関係は連立二次方程式となる。このため非線形性が強く、適切なデューティ比の決定が難しい。

本発明は上記の事情を考慮してなされたものであり、電流指令値との誤差を低減した電力の変換を行うことができることを目的とする。

上記目的を達成するために、第１発明の制御装置は、電源と接続される入力端側の電力変換器と、トランス部と、出力端側の電力変換器とを含み、前記入力端又は前記出力端が、Ｎ個（Ｎは３以上である。）の端子を有する、前記電源からの電力を変換する電力変換回路を制御する制御装置であって、前記Ｎ個の端子を有する前記入力端側又は前記出力端側に対し、電流指令値の瞬時値から、予め定められた条件を満たすＮ−２個の端子と前記トランス部とを接続する時間に関する操作量を推定し、前記操作量に応じて前記電力変換器を制御する制御部を含んで構成されている。

第１発明によれば、制御部によって、前記Ｎ個の端子を有する前記入力端側又は前記出力端側に対し、電流指令値の瞬時値から、予め定められた条件を満たすＮ−２個の端子と前記トランス部とを接続する時間に関する操作量を推定し、前記操作量に応じて前記電力変換器を制御する。

このように、電流指令値の瞬時値から、予め定められた条件を満たすＮ−２個の端子と前記トランス部とを接続する時間に関する操作量を推定することにより、電流指令値との誤差を低減した電力の変換を行うことができる。

第２発明に係る制御装置は、３個の端子を有し交流電源と接続される入力端と、前記入力端側の電力変換器と、トランス部と、３個の端子を有する出力端と、前記出力端側の電力変換器とを含み、前記交流電源からの電力を変換する電力変換回路を制御する制御装置であって、前記入力端の３個の端子のうちの、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値、及び前記出力端の３個の端子のうちの、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値から、前記入力端側及び前記出力端側の各々の、電圧が中間となる端子と前記トランス部とを接続する時間に関する操作量を推定し、前記操作量に応じて、前記入力端側の電力変換器及び前記出力端側の電力変換器を制御する制御部を含んで構成されている。

第２発明によれば、制御部によって、前記入力端の３個の端子のうちの、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値、及び前記出力端の３個の端子のうちの、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値から、前記入力端側及び前記出力端側の各々の、電圧が中間となる端子と前記トランス部とを接続する時間に関する操作量を推定し、前記操作量に応じて、前記入力端側の電力変換器及び前記出力端側の電力変換器を制御する。

このように、入力端及び出力端の電流指令値の瞬時値から、前記入力端側及び前記出力端側の各々の、電圧が中間となる端子と前記トランス部とを接続する時間に関する操作量を推定することにより、電流指令値との誤差を低減した電力の変換を行うことができる。

第３発明に係る電力変換装置は、上記の制御装置と、電源からの電力を変換する前記電力変換回路と、を含んで構成されている。

本発明によれば、電流指令値との誤差を低減した電力の変換を行うことができるという効果が得られる。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成の一例を表すブロック図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換回路の構成の一例を示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換回路の構成の一例を示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換回路のスイッチング素子の構成の一例を示す回路図である。 トランス部の電流の波形及び電流の波形の一例を示す波形図である。 電力変換回路の電力制御系を示すブロック線図である。 電力変換回路の入力端側の電圧中間相の電流制御系を示すブロック線図である。 電力変換回路の出力端側の電圧中間相の電流制御系を示すブロック線図である。 入力端及び出力端の各々の電圧の波形及び電流の波形の一例を示す波形図、及び各操作量の変化を示す図である。 電圧中間相の電流指令値及び電流の波形の一例を示す波形図、および電圧中間相のデューティ比の変化を示す図である。 入力端側の電圧中間相の電流制御系の誤差及びパラメータの変化の一例を示す図である。 電流制御系のパラメータの最適化前後における入力端の電流の波形の一例を示す図である。 本発明の実施の形態の他の例に係る電力変換回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態の他の例に係る電力変換回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態の他の例に係る電力変換回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態の他の例に係る電力変換回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態の他の例に係るトランス部の構成を示す回路図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。

［本発明の実施の形態の概要］
入力端もしくは出力端が３つ以上のＤｕａｌ−Ａｃｔｉｖｅ−Ｂｒｉｄｇｅ方式の電力変換回路において、各スイッチング素子のオン時間（操作量）と各端子の電流（制御量）の関係は連立二次方程式で表されるため、制御量の目標値から適切な操作量を解析的に求めるのは困難である。

また、フィードバック制御は可能だが、電力変換器の非線形性から、高速で安定な制御系の設計は難しい。

そこで、本発明の実施の形態では、制御量と操作量との関係式を用いて制御量の目標値の瞬時値から適切な操作量を推定することにより、高速な制御を実現する。

なお、関係式を用いた推定結果には誤差が含まれるが、制御量と目標値の誤差を最小化するように関係式のパラメータを逐次更新することによって、誤差の少ない制御を実現する。

［本発明の実施の形態の装置構成］
図１に示した本実施の形態の電力変換装置は、電源の電力を変換してモータ等の負荷に供給する。図１に示すように、本実施の形態の電力変換装置１０は、電源の電力を変換する電力変換回路２０と、電力変換回路２０を制御する制御装置３０と、を備える。

図２に示すように、本実施の形態の電力変換回路２０は、３相の交流電源２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗと接続する端子２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗと、三相の交流電圧を単相の交流電圧に変換する電力変換器２６と、トランス部２８と、単相の交流電圧を三相の交流電圧に変換する電力変換器３２と、負荷３４Ｒ、３４Ｓ、３４Ｔと接続される端子３６Ｒ、３６Ｓ、３６Ｔとを備えている。

図３に示すように、電力変換器２６は、スイッチング素子４０Ｕ１、４０Ｕ２、４０Ｖ１、４０Ｖ２、４０Ｗ１、４０Ｗ２と、ＬＣフィルタ４６Ｕ、４６Ｖ、４６Ｗと、を備えている。

スイッチング素子４０Ｕ１の一端は、ＬＣフィルタ４６Ｕを介して交流電源２２Ｕと接続され、スイッチング素子４０Ｕ１の他端は、トランス部２８の入力端側の端子の一方と接続されている。また、スイッチング素子４０Ｕ２の一端は、ＬＣフィルタ４６Ｕを介して交流電源２２Ｕと接続され、スイッチング素子４０Ｕ２の他端は、トランス部２８の入力端側の端子の他方と接続されている。

スイッチング素子４０Ｖ１の一端は、ＬＣフィルタ４６Ｖを介して交流電源２２Ｖと接続され、スイッチング素子４０Ｖ１の他端は、トランス部２８の入力端側の端子の一方と接続されている。また、スイッチング素子４０Ｖ２の一端は、ＬＣフィルタ４６Ｖを介して交流電源２２Ｖと接続され、スイッチング素子４０Ｖ２の他端は、トランス部２８の入力端側の端子の他方と接続されている。

スイッチング素子４０Ｗ１の一端は、ＬＣフィルタ４６Ｗを介して交流電源２２Ｗと接続され、スイッチング素子４０Ｗ１の他端は、トランス部２８の入力端側の端子の一方と接続されている。また、スイッチング素子４０Ｗ２の一端は、ＬＣフィルタ４６Ｗを介して交流電源２２Ｗと接続され、スイッチング素子４０Ｗ２の他端は、トランス部２８の入力端側の端子の他方と接続されている。

ＬＣフィルタ４６Ｕは、インダクタ４２Ｕ及びコンデンサ４４Ｕにより構成され、ＬＣフィルタ４６Ｖは、インダクタ４２Ｖ及びコンデンサ４４Ｖにより構成され、ＬＣフィルタ４６Ｗは、インダクタ４２Ｗ及びコンデンサ４４Ｗにより構成されている。

電力変換器３２は、スイッチング素子５０Ｒ１、５０Ｒ２、５０Ｓ１、５０Ｓ２、５０Ｔ１、５０Ｔ２と、ＬＣフィルタ５６Ｒ、５６Ｓ、５６Ｔと、を備えている。

スイッチング素子５０Ｒ１の一端は、ＬＣフィルタ５６Ｒを介して負荷３４Ｒと接続され、スイッチング素子５０Ｒ１の他端は、トランス部２８の出力端側の端子の一方と接続されている。また、スイッチング素子５０Ｒ２の一端は、ＬＣフィルタ５６Ｒを介して負荷３４Ｒと接続され、スイッチング素子５０Ｒ２の他端は、トランス部２８の出力端側の端子の他方と接続されている。

スイッチング素子５０Ｓ１の一端は、ＬＣフィルタ５６Ｓを介して負荷３４Ｓと接続され、スイッチング素子５０Ｓ１の他端は、トランス部２８の出力端側の端子の一方と接続されている。また、スイッチング素子５０Ｓ２の一端は、ＬＣフィルタ５６Ｓを介して負荷３４Ｓと接続され、スイッチング素子５０Ｓ２の他端は、トランス部２８の出力端側の端子の他方と接続されている。

スイッチング素子５０Ｔ１の一端は、ＬＣフィルタ５６Ｔを介して負荷３４Ｔと接続され、スイッチング素子５０Ｔ１の他端は、トランス部２８の出力端側の端子の一方と接続されている。また、スイッチング素子５０Ｔ２の一端は、ＬＣフィルタ５６Ｔを介して負荷３４Ｔと接続され、スイッチング素子５０Ｔ２の他端は、トランス部２８の出力端側の端子の他方と接続されている。

ＬＣフィルタ５６Ｒは、インダクタ５２Ｒ及びコンデンサ５４Ｒにより構成され、ＬＣフィルタ５６Ｓは、インダクタ５２Ｓ及びコンデンサ５４Ｓにより構成され、ＬＣフィルタ５６Ｔは、インダクタ５２Ｔ及びコンデンサ５４Ｔにより構成されている。

なお、スイッチング素子４０Ｕ１、４０Ｕ２、４０Ｖ１、４０Ｖ２、４０Ｗ１、４０Ｗ２、５０Ｒ１、５０Ｒ２、５０Ｓ１、５０Ｓ２、５０Ｔ１、５０Ｔ２の各々は、図４（Ａ）に示す回路構成で実現される。なお、図４（Ａ）に示す回路構成に限定されるものではなく、ＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、スイッチング素子を、図４（Ｂ）に示す回路構成で実現してもよく、能動素子を１つだけ用いる場合には、スイッチング素子を、図４（Ｃ）、（Ｄ）に示す回路構成で実現してもよく、逆素子ＩＧＢＴを用いる場合には、スイッチング素子を、図４（Ｅ）に示す回路構成で実現してもよい。

制御装置３０は、交流電源２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗのうちの電圧中間相から入力される電流を正弦波にするように、電圧中間相の電流をＰＷＭ制御する。すなわち、入力端側の電圧中間相を使用する割合（電圧中間相に電流を流す時間割合を示すデューティ比）を制御する。

また、制御装置３０は、負荷３４Ｒ、３４Ｓ、３４Ｔのうちの電圧中間相へ出力される電流を正弦波にするように、電圧中間相の電流をＰＷＭ制御する。すなわち、出力端側の電圧中間相を使用する割合（電圧中間相に電流を流す時間割合を示すデューティ比）を制御する。

また、制御装置３０は、トランス部２８の一次側電圧ｖ１と二次側電圧ｖ２の位相差δを制御する。

このように、本実施の形態では、上記３つの操作量を制御することとし、交流入出力電流を直接制御せず、電力と、電圧中間相の電流のみを制御量とし、間接的に交流入出力電流を制御する。

上記の３つの操作量に応じたトランス部２８の電圧波形と電流波形とを図５に示す。

ここで、電力は位相差δに対し増加し、入力端側の電圧中間相の平均電流は、デューティ比ｄ_ｍ１に対し増加し、出力端側の電圧中間相の平均電流は、デューティ比ｄ_ｍ２に対し増加する。

すわなち、位相差δの調整により、通常のＤｕａｌ−Ａｃｔｉｖｅ−Ｂｒｉｄｇｅと同様に伝送する平均電力を調整することが出来る。また、ｄ_ｍ１とｄ_ｍ２の調整により、入力端側と出力端側の電圧中間相の電流をそれぞれ制御することが出来る。他の相の電流は、電力と電圧中間相の電流を制御することにより間接的に制御される。

制御装置３０は、具体的には、図１に示すように、指令部６２と、操作量推定部６４と、フィードバック制御部６６と、パラメータ更新部６８と、スイッチング制御部７０とを備えている。なお、操作量推定部６４と、フィードバック制御部６６と、パラメータ更新部６８と、スイッチング制御部７０とは、制御部の一例である。

指令部６２は、電力指令値と、入力端側の電圧が中間となる端子の電流指令値の波形と、出力端側の電圧が中間となる端子の電流指令値の波形とを出力する。

操作量推定部６４は、電力指令値と、入力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値と、出力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値とから、電圧が中間となる端子から印加される電圧を使用する時間を表すデューティ比ｄ_ｍ１、ｄ_ｍ２と、位相差δとを含む操作量を推定する。

具体的には、操作量推定部６４は、電力指令値と位相差δとの関係を表す関係式を用いて、電力指令値から位相差δを推定する。

また、操作量推定部６４は、入力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値と電力指令値とデューティ比ｄ_ｍ１との関係を表す二次式を用いて、入力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値からデューティ比ｄ_ｍ１を推定する。

また、操作量推定部６４は、出力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値と電力指令値とデューティ比ｄ_ｍ２との関係を表す二次式を用いて、出力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値からデューティ比ｄ_ｍ２を推定する。

フィードバック制御部６６は、トランス部２８の１次側もしくは２次側の電圧及び電流から計算される平均電力と、電力指令値との誤差に基づいて、位相差δを出力する。

電力の制御は、１次側もしくは２次側どちらか一方の電力誤差に基づいて行う。

フィードバック制御部６６は、入力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値と、入力端側の、電圧が中間となる端子に流れる電流の瞬時値との誤差を出力する。

フィードバック制御部６６は、出力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値と、出力端側の、電圧が中間となる端子に流れる電流の瞬時値との誤差を出力する。

スイッチング制御部７０は、操作量推定部６４により推定された位相差δ及びフィードバック制御部６６から出力された位相差δの和と、操作量推定部６４により推定されたデューティ比ｄ_ｍ１とに基づいて、入力端側のスイッチング素子４０Ｕ１、４０Ｕ２、４０Ｖ１、４０Ｖ２、４０Ｗ１、４０Ｗ２を制御する。

スイッチング制御部７０は、操作量推定部６４により推定された位相差δ及びフィードバック制御部６６から出力された位相差δの和と、操作量推定部６４により推定されたデューティ比ｄ_ｍ２とに基づいて、出力端側のスイッチング素子５０Ｒ１、５０Ｒ２、５０Ｓ１、５０Ｓ２、５０Ｔ１、５０Ｔ２を制御する。

具体的には、スイッチング制御部７０は、デューティｄ_ｍ１に応じて電圧中間相に電流を流す期間に該当しないとき、入力端側で電圧が最大の相と最小の相に電流が流れるようにスイッチング素子４０Ｕ１、４０Ｕ２、４０Ｖ１、４０Ｖ２、４０Ｗ１、４０Ｗ２を制御する。デューティｄ_ｍ１に応じて電圧中間相に電流を流す期間に該当するとき、入力端側の電圧中間相の電流指令値の符号と電力指令値の符号に応じてスイッチングパターンが変わる。

伝送電力指令値の符号と電圧中間相の電流指令値が等しい場合は、電圧中間相と最小相に電流が流れるようにスイッチングが行われる。符号が異なる場合は、電圧中間相と最大相に電流が流れるようにスイッチングが行われる。

出力端側のスイッチングパターンは、入力端側と同様である。すなわち、制御装置３０は、デューティｄ_ｍ２に応じて電圧中間相に電流を流す期間に該当しないとき、出力端側で電圧が最大の相と最小の相に電流が流れるようにスイッチング素子５０Ｒ１、５０Ｒ２、５０Ｓ１、５０Ｓ２、５０Ｔ１、５０Ｔ２を制御する。デューティｄ_ｍ２に応じて電圧中間相に電流を流す期間に該当しないとき，出力端側の電圧中間相の電流指令値の符号と伝送電力指令値の符号に応じてスイッチングパターンが変わる。

伝送電力指令値の符号と電圧中間相の電流指令値が等しい場合は、電圧中間相と最小相に電流が流れるようにスイッチングが行われる。符号が異なる場合は、電圧中間相と最大相に電流が流れるようにスイッチングが行われる。

パラメータ更新部６８は、入力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値と、入力端側の、電圧が中間となる端子に流れる電流の瞬時値との誤差に基づいて、入力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値と電力指令値とデューティ比ｄ_ｍ１との関係を表す二次式に含まれる係数を更新する

パラメータ更新部６８は、出力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値と、出力端側の、電圧が中間となる端子に流れる電流の瞬時値との誤差に基づいて、出力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値と電力指令値とデューティ比ｄ_ｍ２との関係を表す二次式に含まれる係数を更新する

具体的には、操作量推定部６４と、フィードバック制御部６６と、パラメータ更新部６８は、図６に示す電力制御系のブロック線図、及び図７、図８に示す電圧中間相の電流制御系に従って動作する。

図６に示すように、位相差δと平均伝送電力Ｐの関係の近似関数（以下の式（１）参照））の逆関数（以下の式（２）参照）を用いたフィードフォワード制御と、Ｉ制御によるフィードバック制御を組み合わせた制御系に従って、位相差δを推定し、位相差δとなるように制御する。

（１）

（２）
ただし、ｅ_Ｍ１は、入力端の電圧最大相と電圧最小相との間の電位差であり、ｅ_Ｍ２は、出力端の電圧最大相と電圧最小相との間の電位差である。また、ｆは、スイッチング周波数であり、Ｌは、トランス部２８の漏れインダクタンス（１次側換算）である。ｎは、トランス部２８の１次側と２次側の巻数比を表し、ｎ＝１次側巻数／２次側巻数である。

位相差δにより、電力変換回路２０の電力Ｐが、以下の式（３）に従って制御される。

（３）
ただし、ε（δ,ｄ_m1,ｄ_m2）は、式（１）の近似関数と実際の電力変換器の動作を表す関数との誤差を表す関数である。

図７に示すように、電力指令値で正規化した電流指令値の二次式（以下の式（４））でデューティ比ｄ_ｍ１を推定し、デューティ比ｄ_ｍ１となるように制御する。また、図８に示すように、デューティ比ｄ_ｍ２も同様に推定する。

ただし、ｉ_midrefinは、電力指令値で正規化した入力端の電圧中間相の電流指令値である。

デューティ比ｄ_ｍ２の制御と並行して、電力指令値と、入力端側の、電圧が中間となる端子の電流値との誤差である制御誤差を検出し、制御誤差を最小化するように二次式のパラメータＫ_ｉｎ１，Ｋ_ｉｎ２を更新する処理を行う。

同様に、デューティ比の制御と並行して、電力指令値と、出力端側の、電圧が中間となる端子の電流値との誤差である制御誤差を検出し、制御誤差を最小化するように二次式のパラメータＫ_ｏｕｔ１、Ｋ_ｏｕｔ２を更新する処理を行う。

次に、本実施の形態の電力変換装置１０の作用を説明する。

まず、電力変換回路２０の入力端の３つの端子２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗに、三相の交流電源２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗが接続され、出力端の３つの端子３６Ｒ、３６Ｓ、３６Ｔに、負荷３４Ｒ、３４Ｓ、３４Ｔが接続される。

そして、制御装置３０の指令部６２により、電力指令値と、入力端側の電圧が中間となる端子の電流指令値の波形と、出力端側の電圧が中間となる端子の電流指令値の波形とを出力する。

操作量推定部６４は、電力指令値と、入力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値と、出力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値とから、電圧が中間となる端子から印加される電圧を使用する時間を表すデューティ比ｄ_ｍ１、ｄ_ｍ２と、位相差δとを含む操作量を推定する。

そして、フィードバック制御部６６は、トランス部２８の１次側もしくは２次側の電圧及び電流から計算される平均電力と、電力指令値との誤差に基づいて位相差δを出力する。

そして、スイッチング制御部７０は、操作量推定部６４により推定された位相差δ及びフィードバック制御部６６から出力された位相差δの和と、操作量推定部６４により推定されたデューティ比ｄ_ｍ１とに基づいて、入力端側のスイッチング素子４０Ｕ１、４０Ｕ２、４０Ｖ１、４０Ｖ２、４０Ｗ１、４０Ｗ２を制御する。

また、スイッチング制御部７０は、操作量推定部６４により推定された位相差δ及びフィードバック制御部６６から出力された位相差δの和と、操作量推定部６４により推定されたデューティ比ｄ_ｍ２とに基づいて、出力端側のスイッチング素子５０Ｒ１、５０Ｒ２、５０Ｓ１、５０Ｓ２、５０Ｔ１、５０Ｔ２を制御する。

また、上記のスイッチング素子の制御と並行して、パラメータ更新部６８は、入力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値と、入力端側の、電圧が中間となる端子に流れる電流の瞬時値との平均二乗誤差に基づいて、入力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値と電力指令値とデューティ比ｄ_ｍ１との関係を表す二次式に含まれる係数を更新する。

パラメータ更新部６８は、出力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値と、出力端側の、電圧が中間となる端子に流れる電流の瞬時値との平均二乗誤差に基づいて、出力端側の、電圧が中間となる端子の電流指令値と電力指令値とデューティ比ｄ_ｍ２との関係を表す二次式に含まれる係数を更新する。

＜シミュレーション例＞
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置１０の動作をシミュレーションした結果について説明する。

まず、表１にシミュレーション条件を示す。

図９に定常状態における電圧電流波形のシミュレーション結果を示す。ここで、入力電圧とは、各入力端の電圧であり、入力電流とは、各入力端に流れる電流である。また、出力電圧とは、各出力端の電圧であり、出力電流とは、各出力端に流れる電流である。入力端側、出力端側とも、高調波の少ない正弦波電流を実現できており、全高調波ひずみ率（ＴＨＤ）は４．３％以下となっている。

また、図１０に、入力端側の電圧中間相の電流指令値と電流とデューティ比ｄ_ｍ１の波形を示す。ｍｓオーダーで変動する電流指令値に対し、正確に追従できていることが確認できる。これらの結果は、電流指令値を用いた近似関数でデューティ比ｄ_ｍ１、ｄ_ｍ２を決定する本手法は、電流の高速で正確な制御を実現するために有効であることを示している。

図１１に、入力端側の電圧中間相の電流制御系の操作量の推定に用いるパラメータの更新特性を示す。初期状態では制御誤差が大きいが、時間の経過とともにパラメータが最適化され、電流の誤差が小さくなっていく様子が確認できる。

図１２に初期状態の入力電流波形とパラメータが最適化された後での入力電流波形を示す。パラメータの最適化が進むことで、電流の高調波が大きく低減されていることが確認できる。

これらの結果より、操作量を推定する式のパラメータを、制御誤差を最小化するように更新していく本手法は、電流の高速な制御に有効であり、電流の高調波を低減することが可能であることが確認できる。

以上説明したように、本発明の実施の形態の電力変換装置によれば、入力端の電流指令値の瞬時値から、電圧が中間となる端子とトランス部とを接続する時間に関する操作量を推定すると共に、出力端の電流指令値の瞬時値から、電圧が中間となる端子とトランス部とを接続する時間に関する操作量を推定することにより、電流指令値との誤差を低減した電力の変換を行うことができ、高速で安定な電流制御を実現することができる。例えば、三相交流を入力もしくは出力とする電力変換回路においてmsオーダーで変化する交流電流指令値に高速に追従することによって電流波形の高調波を低減したり、マルチポートＤＣ／ＤＣコンバータにおいて負荷の変動に高速に追従することによって負荷変動の影響を吸収するコンデンサを小型化できる。

また、操作量（位相差δ、デューティ比ｄ_ｍ１、ｄ_ｍ２）と制御量（入出力電流）の関係が非線形であっても、変化する制御量としての指令値に高速に追従する制御が可能である。

また、本実施の形態の電力変換装置による制御法は、入力端もしくは出力端が３つ以上のＤｕａｌ−Ａｃｔｉｖｅ−Ｂｒｉｄｇｅ構成の電力変換回路を対象としているため、三相ＡＣ／三相ＡＣ変換以外の電力変換回路にも適用可能である。すなわち、本実施の形態の電力変換装置の制御装置は、汎用性が高く、様々な電力変換回路を制御することができる。本制御法を適用できる回路構成の例を図１３〜１６に示す。

図１３では、入力端に２つの直流電源を接続し、出力端に１つの直流電源を接続したマルチポートＤＣ／ＤＣコンバータである電力変換回路の回路構成を示している。この電力変換回路は、２つの直流電源と接続する３つの入力端と、直流電圧を単相の交流電圧に変換する電力変換器２２６と、トランス部２８と、単相の交流電圧を直流電圧に変換する電力変換器２３２と、直流電源と接続される２つの出力端とを備えている。

図１４では、入力端に２つの直流電源を接続し、出力端に２つの直流電源を接続したマルチポートＤＣ／ＤＣコンバータである電力変換回路の回路構成を示している。この電力変換回路は、２つの直流電源と接続する３つの入力端と、直流電圧を単相の交流電圧に変換する電力変換器２２６と、トランス部２８と、単相の交流電圧を直流電圧に変換する電力変換器３３２と、２つの直流電源と接続される３つの出力端とを備えている。

図１５では、入力端に３つの交流電源を接続し、出力端に１つの直流電源を接続した三相ＡＣ／ＤＣコンバータである電力変換回路の回路構成を示している。この電力変換回路は、３つの交流電源と接続する３つの入力端と、三相の交流電圧を単相の交流電圧に変換する電力変換器２６と、トランス部２８と、単相の交流電圧を直流電圧に変換する電力変換器２３２と、２つの直流電源と接続される３つの出力端とを備えている。

図１６では、入力端に３つの交流電源を接続し、出力端に２つの直流電源を接続したマルチポート三相ＡＣ／ＤＣコンバータである電力変換回路の回路構成を示している。この電力変換回路は、３つの交流電源と接続する３つの入力端と、三相の交流電圧を単相の交流電圧に変換する電力変換器２６と、トランス部２８と、単相の交流電圧を直流電圧に変換する電力変換器３３２と、２つの直流電源と接続される３つの出力端とを備えている。

このように、制御装置３０には汎用性があり、制御装置３０に接続する電力変換回路の回路構成が変わっても、高速で安定な電流制御を実現することができる。

なお、上記の実施の形態では、出力端に負荷を接続する場合を例に説明したが、これに限定されるものではなく、上記図１３〜図１６に示すように、出力端に交流電源または直流電源を接続してもよい。この場合には、入力端側の交流電源と、出力端側の直流電源又は交流電源との間で電力を双方向に伝送することができる。

また、入力端が、３つの端子を有し、出力端が、３つの端子を有する場合を例に説明したが、これに限定されるものではなく、入力端又は出力端が、３つ以上の端子を有していればよい。また、入力端又は出力端が、４つ以上である場合には、端子の数をＮ個とすると、当該Ｎ個の端子を有する入力端又は出力端について、当該Ｎ個の端子のうちの予め定められた条件を満たすＮ−２個の端子の各々とトランス部とを接続する時間に関するデューティ比の各々を操作量として推定すればよい。

また、電流指令値と操作量との関係を表す関係式として、二次式を用いる場合を例に説明したが、これに限定されるものではなく、例えば、電流指令値と操作量との関係を表す多項式や、区分的多項式を用いてもよい。

また、トランス部を、図１７（Ａ）〜図１７（Ｅ）に示すような、少なくとも１つの端子に直列にインダクタを接続した構成としてもよい。

なお、本実施の形態で説明した電力変換装置１０等の構成及び動作等は一例であり、本発明の主旨を逸脱しない範囲内において状況に応じて変更可能であることは言うまでもない。

１０ 電力変換装置
２０ 電力変換回路
２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗ 交流電源
２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗ、３６Ｒ、３６Ｓ、３６Ｔ 端子
２６、３２ 電力変換器
２８ トランス部
３０ 制御装置
３４Ｒ、３４Ｓ、３４Ｔ 負荷
４０Ｕ１、４０Ｕ２、４０Ｖ１、４０Ｖ２、４０Ｗ１、４０Ｗ２ スイッチング素子
４２Ｕ、４２Ｖ、４２Ｗ インダクタ
４４Ｕ、４４Ｖ、４４Ｗ コンデンサ
４６Ｕ、４６Ｖ、４６Ｗ ＬＣフィルタ
５０Ｒ１、５０Ｒ２、５０Ｓ１、５０Ｓ２、５０Ｔ１、５０Ｔ２ スイッチング素子
５２Ｒ、５２Ｓ、５２Ｔ インダクタ
５４Ｒ、５４Ｓ、５４Ｔ コンデンサ
５６Ｒ、５６Ｓ、５６Ｔ ＬＣフィルタ
６２ 指令部
６４ 操作量推定部
６６ フィードバック制御部
６８ パラメータ更新部
７０ スイッチング制御部
２２６、２３２、３３２ 電力変換器

Claims (5)

1. 電源と接続される入力端側の電力変換器と、トランス部と、出力端側の電力変換器とを含み、前記入力端又は前記出力端が、Ｎ個（Ｎは３以上である。）の端子を有する、前記電源からの電力を変換する電力変換回路を制御する制御装置であって、
   前記Ｎ個の端子を有する前記入力端側又は前記出力端側に対し、電流指令値の瞬時値から、予め定められた条件を満たすＮ−２個の端子と前記トランス部とを接続する時間に関する操作量を推定し、前記操作量に応じて前記電力変換器を制御する制御部
   を含む制御装置。
2. 前記制御部は、前記電流指令値と前記操作量との関係を表す多項式、二次式、又は区分的多項式である関係式を用いて、前記電流指令値の瞬時値から前記操作量を推定する請求項１記載の制御装置。
3. 前記制御部は、前記電流指令値と前記操作量との関係を表す関係式を用いて、前記電流指令値の瞬時値から前記操作量を推定し、
   前記電流指令値と、予め定められた条件を満たす前記Ｎ−２個の端子に流れる電流との誤差に応じて、前記関係式に含まれる係数を更新する請求項１又は２記載の制御装置。
4. ３個の端子を有し交流電源と接続される入力端と、前記入力端側の電力変換器と、トランス部と、３個の端子を有する出力端と、前記出力端側の電力変換器とを含み、前記交流電源からの電力を変換する電力変換回路を制御する制御装置であって、
   前記入力端の３個の端子のうちの、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値、及び前記出力端の３個の端子のうちの、電圧が中間となる端子の電流指令値の瞬時値から、前記入力端側及び前記出力端側の各々の、電圧が中間となる端子と前記トランス部とを接続する時間に関する操作量を推定し、前記操作量に応じて、前記入力端側の電力変換器及び前記出力端側の電力変換器を制御する制御部
   を含む制御装置。
5. 請求項１〜請求項４の何れか１項記載の制御装置と、
   電源からの電力を変換する前記電力変換回路と、
   を含む電力変換装置。

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