JP2021141737A

JP2021141737A - Switching power supply device

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Publication number: JP2021141737A
Application number: JP2020038405A
Authority: JP
Inventors: 靖理大元; Yasumichi Omoto
Original assignee: Nidec Mobility Corp
Current assignee: Nidec Mobility Corp
Priority date: 2020-03-06
Filing date: 2020-03-06
Publication date: 2021-09-16

Abstract

To grasp the duty and the like of a pulse signal in a control unit, even when a signal generation unit for generating a pulse signal is composed of a hardware circuit.SOLUTION: A DC-DC converter 101 includes a switching circuit 1 having a switching element Q, a PWM signal generation unit 4 for generating a PWM signal for turning of/off the switching element Q, and a command value calculation unit 3 for calculating a command value required for generating a PWM signal and outputting the command value to the PWM signal generation unit 4. The PWM signal generation unit 4 is composed of a hardware circuit. The command value calculation unit 3 calculates a command value X by software processing. The control unit 2 composed of a microcomputer has the command value calculation unit 3, the PWM signal generation unit 4, and an input capture circuit 5 therein. The PWM signal output from the PWM signal generation unit 4 is given to the switching element Q and also input to the input capture circuit 5.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、電源と負荷との間に設けられるＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置に関し、特に、スイッチング素子を駆動するためのパルス信号を生成する信号生成部が、ハードウェア回路で構成されているスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device such as a DC-DC converter provided between a power supply and a load, and in particular, a signal generation unit that generates a pulse signal for driving a switching element is composed of a hardware circuit. Regarding switching power supplies.

ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング素子を駆動するパルス信号として、一般にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号が用いられる。ＰＷＭ信号のデューティを制御する方式には、大別して電圧モード制御と電流モード制御の２つがある。電圧モード制御は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出し、検出した電圧値に基づいてＰＷＭ信号のデューティを制御する方式である。一方、電流モード制御は、出力電圧のほかにスイッチング回路に流れる電流を検出し、検出した電圧値と電流値とに基づいてＰＷＭ信号のデューティを制御する方式である。いずれの方式においても、電圧や電流の検出結果がＰＷＭ信号生成部へフィードバックされ、目標とするデューティを持ったＰＷＭ信号が生成される。特許文献１には、電流モード制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている。 In a DC-DC converter, a PWM (Pulse Width Modulation) signal is generally used as a pulse signal for driving a switching element. There are roughly two methods for controlling the duty of the PWM signal: voltage mode control and current mode control. The voltage mode control is a method of detecting the output voltage of the DC-DC converter and controlling the duty of the PWM signal based on the detected voltage value. On the other hand, the current mode control is a method in which the current flowing in the switching circuit is detected in addition to the output voltage, and the duty of the PWM signal is controlled based on the detected voltage value and the current value. In either method, the voltage or current detection result is fed back to the PWM signal generation unit, and a PWM signal having a target duty is generated. Patent Document 1 describes a current mode control type DC-DC converter.

電流モード制御には、さらに平均電流モード制御、固定オンオフ時間制御、ピーク電流モード制御などの方式がある。このうち、ピーク電流モード制御は、スイッチング回路に流れる電流のピークを検出し、このピーク値に基づいてＰＷＭ信号のデューティを制御するもので、検出される電流ピークは出力電圧に応じて変化する。このピーク電流モード制御方式は、負荷の変動に対する応答が高速で、広い負荷範囲で安定して動作する利点を有していることから、種々の用途に広く用いられている。特許文献２には、ピーク電流モード制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている。 Current mode control further includes methods such as average current mode control, fixed on / off time control, and peak current mode control. Of these, the peak current mode control detects the peak of the current flowing through the switching circuit and controls the duty of the PWM signal based on this peak value, and the detected current peak changes according to the output voltage. This peak current mode control method has the advantages of high-speed response to load fluctuations and stable operation over a wide load range, and is therefore widely used in various applications. Patent Document 2 describes a DC-DC converter of a peak current mode control method.

ところで、このようなピーク電流モード制御で動作するＤＣ−ＤＣコンバータでは、制御部を構成するマイクロコンピュータが、ソフトウェアの実装部分（以下、「ソフトウェア実装部」という。）と、ハードウェアの実装部分（以下、「ハードウェア実装部」という。）とから構成される。ソフトウェア実装部は、出力電圧を基準電圧と比較して両者の偏差を演算し、この偏差に基づいてＰＷＭ信号のデューティ決定に必要な指令値を演算し出力するブロックであり、これらの処理はソフトウェアプログラムに従って実行される。一方、ハードウェア実装部は、スイッチング回路に流れる電流と上記指令値とが入力されるコンパレータや、このコンパレータの出力に基づいて所定のデューティを持ったＰＷＭ信号を生成し出力するフリップフロップ回路などを含み、ハードウェア回路としてマイクロコンピュータに組み込まれる。 By the way, in the DC-DC converter that operates in such peak current mode control, the microcomputer constituting the control unit is a software mounting part (hereinafter referred to as “software mounting part”) and a hardware mounting part (hereinafter referred to as “software mounting part”). Hereinafter, it is composed of "hardware mounting unit"). The software mounting unit is a block that compares the output voltage with the reference voltage, calculates the deviation between the two, calculates the command value required to determine the duty of the PWM signal based on this deviation, and outputs it. It is executed according to the program. On the other hand, the hardware mounting unit includes a comparator in which the current flowing through the switching circuit and the above command value are input, and a flip-flop circuit that generates and outputs a PWM signal having a predetermined duty based on the output of the comparator. Including, it is incorporated into the microcontroller as a hardware circuit.

このように、ピーク電流モード制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ソフトウェア実装部から分離してハードウェア実装部が設けられるのは、次のような理由による。スイッチング素子の高速動作に対応するためには、スイッチング回路に流れる電流のピーク検出からＰＷＭ信号のデューティ決定までの一連の処理を高速に行う必要がある。しかるに、この処理をソフトウェアで行うと、ハードウェアで行う場合に比べてはるかに時間を要するため、ＰＷＭ信号の生成をソフトウェア実装部で担うことは、現実的に困難だからである。なお、平均電流モード制御方式では、電流のピークを検出せず処理が簡単なので、ソフトウェア実装部だけで対応可能であり、ハードウェア実装部をあえて設ける必要はない。 In this way, in the peak current mode control type DC-DC converter, the hardware mounting unit is provided separately from the software mounting unit for the following reasons. In order to support high-speed operation of the switching element, it is necessary to perform a series of processes from peak detection of the current flowing through the switching circuit to determination of the duty of the PWM signal at high speed. However, if this process is performed by software, it takes much longer than when it is performed by hardware, and it is practically difficult for the software mounting unit to generate the PWM signal. In the average current mode control method, the peak of the current is not detected and the processing is simple, so that it can be handled only by the software mounting part, and it is not necessary to intentionally provide the hardware mounting part.

ピーク電流モード制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、上述したように、ＰＷＭ信号を生成するハードウェア実装部がソフトウェア実装部から分離しており、ＰＷＭ信号のデューティを最終的に決定するのはハードウェア実装部であることから、ソフトウェア実装部では、ハードウェア実装部で生成されたＰＷＭ信号のデューティを把握することができない。したがって、マイクロコンピュータ自身は、デューティを用いた各種の演算を行うことができず、たとえば、入力電流とデューティに基づいて出力電流や入力電圧などを推定するための演算を行うことが不可能となる。そのため、出力電流や入力電圧などを直接検出するセンサが別途必要となる。 In the peak current mode control type DC-DC converter, as described above, the hardware mounting unit that generates the PWM signal is separated from the software mounting unit, and it is the hardware that finally determines the duty of the PWM signal. Since it is a mounting unit, the software mounting unit cannot grasp the duty of the PWM signal generated by the hardware mounting unit. Therefore, the microcomputer itself cannot perform various calculations using the duty, and for example, it becomes impossible to perform calculations for estimating the output current, the input voltage, and the like based on the input current and the duty. .. Therefore, a separate sensor that directly detects the output current, input voltage, etc. is required.

また、マイクロコンピュータがソフトウェア実装部でＰＷＭ信号のデューティを決定できる場合は、自身でデューティの上限値を定めることができるが、ピーク電流モード制御方式の場合はそうではないので、ハードウェア実装部から出力されるＰＷＭ信号のデューティが過大になる可能性がある。このため、デューティを制限する回路を別途設ける必要がある。 Further, if the microcomputer can determine the duty of the PWM signal in the software mounting part, the upper limit value of the duty can be set by itself, but in the case of the peak current mode control method, this is not the case, so from the hardware mounting part. The duty of the output PWM signal may become excessive. Therefore, it is necessary to separately provide a circuit for limiting the duty.

特開２００４−２８２８４２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2004-282842 特開２００３−２４４９５３号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2003-244953

本発明は、パルス信号を生成する信号生成部がハードウェア回路から構成される場合でも、制御部においてパルス信号のデューティなどを把握することが可能なスイッチング電源装置を提供することを課題としている。 An object of the present invention is to provide a switching power supply device capable of grasping the duty of a pulse signal and the like in the control unit even when the signal generation unit that generates the pulse signal is composed of a hardware circuit.

本発明に係るスイッチング電源装置は、電源と負荷との間に設けられ、入力電圧を所定の直流電圧に変換して負荷へ供給する装置であって、スイッチング素子のオン・オフ動作により電源の直流電圧をスイッチングするスイッチング回路と、スイッチング素子をオン・オフさせるためのパルス信号を生成する信号生成部と、パルス信号の生成に必要な指令値を演算し、当該指令値を信号生成部へ出力する指令値演算部と、信号生成部と指令値演算部のうち、少なくとも指令値演算部が内蔵されているとともに、インプットキャプチャ回路が内蔵されている制御部とを備えている。信号生成部は、ハードウェア回路から構成されており、指令値演算部は、ソフトウェア処理によって指令値を演算する。信号生成部から出力されるパルス信号は、スイッチング素子に与えられるとともに、インプットキャプチャ回路にも入力される。 The switching power supply device according to the present invention is a device provided between the power supply and the load, which converts an input voltage into a predetermined DC voltage and supplies the load to the load. A switching circuit that switches the voltage, a signal generator that generates a pulse signal for turning the switching element on and off, and a command value required to generate the pulse signal are calculated and the command value is output to the signal generator. Of the command value calculation unit, the signal generation unit, and the command value calculation unit, at least the command value calculation unit is built in, and the control unit has a built-in input capture circuit. The signal generation unit is composed of a hardware circuit, and the instruction value calculation unit calculates a command value by software processing. The pulse signal output from the signal generation unit is given to the switching element and also input to the input capture circuit.

このような構成によると、パルス信号を生成する信号生成部がハードウェア回路から構成される一方、指令値演算部ではソフトウェア処理によって指令値が演算される。また、信号生成部から出力されるパルス信号が、スイッチング素子に与えられるとともに、制御部に備わるインプットキャプチャ回路にも入力される。このため、信号生成部がハードウェア回路であっても、制御部は、内蔵されているインプットキャプチャ回路のカウンタ値を参照することによって、パルス信号のデューティなどの値を容易に取得することができる。その結果、制御部では、たとえばデューティの値を用いて所定の演算を行うことにより、出力電流や入力電圧などを推定することが可能となる。また、制御部で常にパルス信号のデューティを把握できるので、制御部の監視の下で、パルス信号生成部から出力されるパルス信号のデューティが過大になるのを抑制することができる。 According to such a configuration, the signal generation unit that generates the pulse signal is composed of a hardware circuit, while the instruction value calculation unit calculates the command value by software processing. Further, the pulse signal output from the signal generation unit is given to the switching element and also input to the input capture circuit provided in the control unit. Therefore, even if the signal generation unit is a hardware circuit, the control unit can easily acquire a value such as a duty of the pulse signal by referring to the counter value of the built-in input capture circuit. .. As a result, the control unit can estimate the output current, the input voltage, and the like by performing a predetermined calculation using, for example, the duty value. Further, since the control unit can always grasp the duty of the pulse signal, it is possible to prevent the duty of the pulse signal output from the pulse signal generation unit from becoming excessive under the supervision of the control unit.

本発明において、スイッチング回路は、スイッチング素子のオン・オフ動作に応じて電流が流れるインダクタをさらに有し、信号生成部は、指令値演算部から与えられる指令値に基づいて得られる閾値信号と、インダクタに流れるインダクタ電流とを比較して、インダクタ電流のピークを検出し、検出されたピーク値に応じたオン時間幅を持つパルス信号を生成してもよい。 In the present invention, the switching circuit further includes an inductor through which a current flows according to the on / off operation of the switching element, and the signal generation unit includes a threshold signal obtained based on a command value given from a command value calculation unit. The peak of the inductor current may be detected by comparing with the inductor current flowing through the inductor, and a pulse signal having an on-time width corresponding to the detected peak value may be generated.

本発明において、制御部は、インプットキャプチャ回路のカウント値を参照して、パルス信号のオン時間幅、パルス信号のオフ時間幅、およびパルス信号の周期の少なくとも１つを取得してもよい。 In the present invention, the control unit may obtain at least one of the on-time width of the pulse signal, the off-time width of the pulse signal, and the period of the pulse signal by referring to the count value of the input capture circuit.

本発明において、パルス信号はＰＷＭ信号であり、制御部は、インプットキャプチャ回路のカウント値を参照して、ＰＷＭ信号のデューティを取得してもよい。 In the present invention, the pulse signal is a PWM signal, and the control unit may acquire the duty of the PWM signal by referring to the count value of the input capture circuit.

本発明において、信号生成部を構成するハードウェア回路は、制御部に内蔵されていてもよいし、制御部の外部に設けられていてもよい。 In the present invention, the hardware circuit constituting the signal generation unit may be built in the control unit or may be provided outside the control unit.

本発明において、信号生成部から出力されるパルス信号をインプットキャプチャ回路へ入力することに代えて、当該パルス信号をローパスフィルタを介して制御部のＡ／Ｄ変換ポートに入力してもよい。 In the present invention, instead of inputting the pulse signal output from the signal generation unit to the input capture circuit, the pulse signal may be input to the A / D conversion port of the control unit via a low-pass filter.

本発明において、制御部を、ハードウェア回路からなる第１制御部と、マイクロコンピュータからなる第２制御部とで構成し、第１制御部には信号生成部と指令値演算部を内蔵し、第２制御部にはインプットキャプチャ回路を内蔵し、第１制御部の信号生成部から出力されるパルス信号を、第２制御部のインプットキャプチャ回路に入力してもよい。 In the present invention, the control unit is composed of a first control unit composed of a hardware circuit and a second control unit composed of a microcomputer, and the first control unit incorporates a signal generation unit and a command value calculation unit. An input capture circuit may be built in the second control unit, and a pulse signal output from the signal generation unit of the first control unit may be input to the input capture circuit of the second control unit.

本発明によれば、パルス信号を生成する信号生成部がハードウェア回路から構成される場合でも、制御部においてパルス信号のデューティなどを把握することが可能となる。 According to the present invention, even when the signal generation unit that generates a pulse signal is composed of a hardware circuit, the control unit can grasp the duty of the pulse signal and the like.

本発明の第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。It is a circuit diagram of the DC-DC converter of the 1st Embodiment of this invention. インプットキャプチャ回路の動作を説明するための模式図である。It is a schematic diagram for demonstrating the operation of an input capture circuit. 図１の回路における各部の波形を示した図である。It is a figure which showed the waveform of each part in the circuit of FIG. 本発明の第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。It is a circuit diagram of the DC-DC converter of the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。It is a circuit diagram of the DC-DC converter of the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。It is a circuit diagram of the DC-DC converter of the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。It is a circuit diagram of the DC-DC converter of the 5th Embodiment of this invention.

以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。各図を通して、同一の部分または対応する部分には同一符号を付してある。以下では、スイッチング電源装置として、ＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げる。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Throughout each figure, the same parts or corresponding parts are designated by the same reference numerals. In the following, a DC-DC converter will be taken as an example as a switching power supply device.

＜第１実施形態＞
図１は、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の回路図を示している。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、直流電源１０と負荷２０との間に接続される。直流電源１０は、たとえば車両に搭載されているバッテリであり、負荷２０は、たとえば車両に装備されたオーディオ装置、空調装置、照明装置などの電装品である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１には、スイッチング回路１、制御部２、および電圧検出抵抗Ｒ１、Ｒ２が備わっている。 <First Embodiment>
FIG. 1 shows a circuit diagram of the DC-DC converter 101 of the first embodiment. The DC-DC converter 101 is connected between the DC power supply 10 and the load 20. The DC power supply 10 is, for example, a battery mounted on a vehicle, and the load 20 is, for example, an electrical component such as an audio device, an air conditioner, or a lighting device mounted on the vehicle. The DC-DC converter 101 includes a switching circuit 1, a control unit 2, and voltage detection resistors R1 and R2.

スイッチング回路１は、直流電源１０の直流電圧（入力電圧Ｖin）をスイッチングして降圧する降圧チョッパ回路であり、スイッチング素子Ｑ、ダイオードＤ、インダクタＬ、およびコンデンサＣを備えた公知の回路から構成されている。スイッチング素子Ｑは、本例ではＦＥＴからなり、後述する制御部２から出力されるＰＷＭ信号によって、オン・オフのスイッチング動作を行う。ダイオードＤは、スイッチング素子Ｑのオフ期間に導通して、当該素子Ｑのオン期間にインダクタＬに蓄積された電気エネルギーを環流させる環流ダイオードである。コンデンサＣは、ダイオードＤおよびインダクタＬを環流する電流を平滑するコンデンサである。 The switching circuit 1 is a step-down chopper circuit that switches the DC voltage (input voltage Vin) of the DC power supply 10 to step down the voltage, and is composed of a known circuit including a switching element Q, a diode D, an inductor L, and a capacitor C. ing. The switching element Q is composed of an FET in this example, and performs an on / off switching operation by a PWM signal output from a control unit 2 described later. The diode D is a recirculation diode that conducts during the off period of the switching element Q and recirculates the electric energy stored in the inductor L during the on period of the element Q. The capacitor C is a capacitor that smoothes the current circulating through the diode D and the inductor L.

制御部２は、マイクロコンピュータから構成されており、スイッチング回路１の動作を制御する。制御部２には、指令値演算部３と、ＰＷＭ信号生成部４と、インプットキャプチャ回路５とが内蔵されている。指令値演算部３は、ここではハードウェア回路で表されているが、実際にはソフトウェアで演算処理を行うブロック、すなわち前述したソフトウェア実装部である。以下、指令値演算部３については、便宜上ハードウェア回路として説明する。ＰＷＭ信号生成部４は、前述したハードウェア実装部であり、純粋なハードウェア回路から構成されている。また、インプットキャプチャ回路５も同様に、ハードウェア回路から構成されている。なお、制御部２のソフトウェア実装部には、指令値演算部３だけでなく、その他の演算処理を行う部分も含まれる。ＰＷＭ信号生成部４は、本発明における「信号生成部」の一例である。 The control unit 2 is composed of a microcomputer and controls the operation of the switching circuit 1. The control unit 2 includes a command value calculation unit 3, a PWM signal generation unit 4, and an input capture circuit 5. Although the command value calculation unit 3 is represented by a hardware circuit here, it is actually a block that performs arithmetic processing by software, that is, a software mounting unit described above. Hereinafter, the command value calculation unit 3 will be described as a hardware circuit for convenience. The PWM signal generation unit 4 is the hardware mounting unit described above, and is composed of a pure hardware circuit. Similarly, the input capture circuit 5 is also composed of a hardware circuit. The software mounting unit of the control unit 2 includes not only the command value calculation unit 3 but also a part that performs other calculation processing. The PWM signal generation unit 4 is an example of the "signal generation unit" in the present invention.

指令値演算部３は、誤差増幅器３１と、補償器３２とを有している。誤差増幅器３１の反転入力端子（−端子）は、制御部２のポートＰ１（Ａ／Ｄ変換ポート）に接続されており、非反転入力端子（＋端子）には、基準電圧Ｖrefが入力される。ポートＰ１は、電圧検出抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点に接続されており、この接続点の電圧ＶｐがポートＰ１に入力される。電圧Ｖｐは、出力電圧Ｖoutに比例した値となる。誤差増幅器３１は、電圧Ｖｐを基準電圧Ｖrefと比較し、両者の差分（偏差）を増幅して出力する。補償器３２は、誤差増幅器３１の出力に対してＰＩ（比例積分）演算などを行うことで、応答性や安定性を改善する。補償器３２の出力Ｘは、インダクタＬに流れる電流Ｉ_Ｌに対する指令値となる。 The command value calculation unit 3 has an error amplifier 31 and a compensator 32. The inverting input terminal (-terminal) of the error amplifier 31 is connected to the port P1 (A / D conversion port) of the control unit 2, and the reference voltage Vref is input to the non-inverting input terminal (+ terminal). .. The port P1 is connected to the connection points of the voltage detection resistors R1 and R2, and the voltage Vp at the connection points is input to the port P1. The voltage Vp is a value proportional to the output voltage Vout. The error amplifier 31 compares the voltage Vp with the reference voltage Vref, amplifies the difference (deviation) between the two, and outputs the difference. The compensator 32 improves responsiveness and stability by performing PI (proportional integration) calculation or the like on the output of the error amplifier 31. The output X of the compensator 32 becomes a command value for the current I _L flowing through the inductor L.

ＰＷＭ信号生成部４は、コンパレータ４１と、ＲＳフリップフロップ４２と、ドライバ４３と、スロープ補償回路４４とを有している。コンパレータ４１は、アナログのコンパレータである。コンパレータ４１の非反転入力端子（＋端子）には、指令値演算部３からの指令値Ｘが入力される。また、コンパレータ４１の一方の反転入力端子（上側の−端子）は、制御部２のポートＰ２（アナログコンパレータポート）に接続されており、他方の反転入力端子（下側の−端子）は、スロープ補償回路４４に接続されている。ポートＰ２には、スイッチング回路１からインダクタ電流Ｉ_Ｌが入力される。スロープ補償回路４４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の出力電圧Ｖoutが乱れた場合に、ＰＷＭ信号のデューティがばらばらの値になるのを抑制するために設けられている。スロープ補償回路４４の出力は、のこぎり波の信号である。 The PWM signal generation unit 4 includes a comparator 41, an RS flip-flop 42, a driver 43, and a slope compensation circuit 44. The comparator 41 is an analog comparator. The command value X from the command value calculation unit 3 is input to the non-inverting input terminal (+ terminal) of the comparator 41. Further, one inverting input terminal (upper-terminal) of the comparator 41 is connected to port P2 (analog comparator port) of the control unit 2, and the other inverting input terminal (lower-terminal) is a slope. It is connected to the compensation circuit 44. _{The inductor current IL} is input from the switching circuit 1 to the port P2. The slope compensation circuit 44 is provided to prevent the duty of the PWM signal from becoming a disparate value when the output voltage Vout of the DC-DC converter 101 is disturbed. The output of the slope compensation circuit 44 is a sawtooth signal.

ＲＳフリップフロップ４２は、コンパレータ４１の出力に基づいて、所定のデューティを持ったＰＷＭ信号を生成する。ＲＳフリップフロップ４２のリセット端子Ｒには、コンパレータ４１の出力が入力される。ＲＳフリップフロップ４２のセット端子Ｓには、図示しないクロック回路で生成されたクロック信号が入力される。ＲＳフリップフロップ４２の一方の出力端子は、ドライバ４３の入力端子に接続されている。ドライバ４３の出力端子は、制御部２のポートＰ３（ＰＷＭ出力ポート）に接続されている。ＲＳフリップフロップ４２で生成されたＰＷＭ信号は、ドライバ４３とポートＰ３を介して、スイッチング回路１のスイッチング素子Ｑのゲートへ与えられるとともに、ポートＰ４（インプットキャプチャポート）を介して、制御部２に内蔵されているインプットキャプチャ回路５にも入力される。 The RS flip-flop 42 generates a PWM signal having a predetermined duty based on the output of the comparator 41. The output of the comparator 41 is input to the reset terminal R of the RS flip-flop 42. A clock signal generated by a clock circuit (not shown) is input to the set terminal S of the RS flip-flop 42. One output terminal of the RS flip-flop 42 is connected to the input terminal of the driver 43. The output terminal of the driver 43 is connected to the port P3 (PWM output port) of the control unit 2. The PWM signal generated by the RS flip-flop 42 is given to the gate of the switching element Q of the switching circuit 1 via the driver 43 and the port P3, and is given to the control unit 2 via the port P4 (input capture port). It is also input to the built-in input capture circuit 5.

インプットキャプチャ回路５は、制御部２を構成するマイクロコンピュータにもともと内蔵されている回路である。インプットキャプチャは、入力されたパルス信号の立上がり、立下がり、またはそれらの両方のタイミングで、その時のカウンタの値をレジスタ（Capture Compare Register：CCR）に取り込んで保持する機能であり、レジスタのカウンタ値を参照することによって、パルス信号の周期やデューティなどを取得することができる。 The input capture circuit 5 is a circuit originally built in the microcomputer constituting the control unit 2. Input capture is a function that captures and holds the counter value at that time in a register (Capture Compare Register: CCR) at the rising and falling edges of the input pulse signal, or both, and is the counter value of the register. By referring to, the period and duty of the pulse signal can be obtained.

図２は、インプットキャプチャ回路５の動作を模式的に表した図である。図２（ａ）は、ポートＰ４からインプットキャプチャ回路５に入力されるＰＷＭ信号の波形である。ＰＷＭ信号の周期Ｔは一定であるが、スイッチング素子Ｑのオン期間に対応するオン時間幅ｔ１、ｔ３、ｔ５と、スイッチング素子Ｑのオフ期間に対応するオフ時間幅ｔ２、ｔ４、ｔ６は、ＰＷＭ信号のデューティに応じて変化する。 FIG. 2 is a diagram schematically showing the operation of the input capture circuit 5. FIG. 2A is a waveform of a PWM signal input from the port P4 to the input capture circuit 5. Although the period T of the PWM signal is constant, the on-time widths t1, t3, and t5 corresponding to the on-period of the switching element Q and the off-time widths t2, t4, and t6 corresponding to the off-period of the switching element Q are PWM. It changes according to the duty of the signal.

インプットキャプチャ回路５では、図２（ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号が立ち上がった時点から、カウンタによるオン時間幅の計数が開始され、ＰＷＭ信号が立ち下がった時点で計数が停止される。また、図２（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号が立ち下がった時点から、カウンタによるオフ時間幅の計数が開始され、ＰＷＭ信号が立ち上がった時点で計数が停止される。したがって、制御部２では、カウンタの計数値から、オン時間幅とオフ時間幅を知ることができ、また、オン時間幅とオフ時間幅から周期Ｔを知ることができ、さらに、オン時間幅と周期Ｔからデューティを知ることができる。なお、制御部２は、ここで挙げたオン時間幅、オフ時間幅、および周期の全てを取得してもよいし、いずれか１つまたは２つを取得してもよい。また、これらに加えて、デューティを取得してもよい。 In the input capture circuit 5, as shown in FIG. 2B, counting of the on-time width by the counter is started from the time when the PWM signal rises, and counting is stopped when the PWM signal falls. Further, as shown in FIG. 2C, counting of the off time width by the counter is started from the time when the PWM signal falls, and counting is stopped when the PWM signal rises. Therefore, the control unit 2 can know the on-time width and the off-time width from the count value of the counter, can know the period T from the on-time width and the off-time width, and further, can know the on-time width and the on-time width. The duty can be known from the period T. The control unit 2 may acquire all of the on-time width, the off-time width, and the period mentioned here, or may acquire any one or two of them. In addition to these, the duty may be acquired.

図３は、図１のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１における各部の波形を示した図である。図３の（ａ）は、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutを示している。入力電圧Ｖinは略一定であるが、出力電圧Ｖoutにはスイッチング素子Ｑのオン・オフによる変動がみられる。図３の（ｂ）における実線は、インダクタＬに流れる電流、すなわちインダクタ電流Ｉ_Ｌの波形を示している。インダクタ電流Ｉ_Ｌは、スイッチング素子Ｑのオン・オフに応じた三角波となる。また、破線で示したのこぎり波は、指令値演算部３から出力される指令値Ｘと、スロープ補償回路４４の出力とを加算または減算（本例では減算）した信号であり、これがピーク電流モード制御においてインダクタ電流Ｉ_Ｌのピークを検出するための閾値信号Ｙとなる。 FIG. 3 is a diagram showing waveforms of each part in the DC-DC converter 101 of FIG. FIG. 3A shows an input voltage Vin and an output voltage Vout. The input voltage Vin is substantially constant, but the output voltage Vout fluctuates depending on whether the switching element Q is turned on or off. The solid line in FIG. 3 (b), the current flowing through the inductor L, that shows the waveform of the inductor current I _L. The inductor current I _L, a triangular wave in response to the on and off of the switching element Q. The sawtooth wave shown by the broken line is a signal obtained by adding or subtracting (subtracting in this example) the command value X output from the command value calculation unit 3 and the output of the slope compensation circuit 44, and this is the peak current mode. the threshold signal Y for detecting the peak of the inductor current I _L in the control.

詳しくは、ポートＰ２から制御部２へ入力するインダクタ電流Ｉ_Ｌは、コンパレータ４１で上記の閾値信号Ｙと比較され、インダクタ電流Ｉ_Ｌが閾値信号Ｙと等しくなるまで、コンパレータ４１はＲＳフリップフロップ４２への信号出力を継続する。この間、ＰＷＭ信号はＨ（High）レベルとなって、スイッチング素子Ｑがオン状態となる（図３（ｃ）参照）。そして、インダクタ電流Ｉ_Ｌが閾値信号Ｙと等しくなると、コンパレータ４１は信号出力を停止する。これによってＰＷＭ信号はＬ（Low）レベルとなり、スイッチング素子Ｑがオフする結果、インダクタ電流Ｉ_Ｌは減少して閾値信号Ｙを下回る。その後、閾値信号Ｙが立ち上がると、コンパレータ４１は信号出力を開始し、スイッチング素子Ｑが再びオンとなって、以後同様の動作が繰り返される。 Specifically, the inductor current I _L to be input from the port P2 to the control unit 2, the comparator 41 is compared with the threshold signal Y, until the inductor current I _L is equal to the threshold signal Y, the comparator 41 is RS flip-flop 42 Continue to output the signal to. During this time, the PWM signal becomes H (High) level and the switching element Q is turned on (see FIG. 3C). When the inductor current I _L is equal to the threshold signal Y, the comparator 41 stops the signal output. This PWM signal becomes the L (Low) level as a result of the switching element Q is turned off, the inductor current I _L falls below the threshold value signal Y decreases. After that, when the threshold signal Y rises, the comparator 41 starts signal output, the switching element Q is turned on again, and the same operation is repeated thereafter.

このようにして、インダクタ電流Ｉ_Ｌを閾値信号Ｙと比較することで、インダクタ電流Ｉ_Ｌのピーク（三角波の頂点）が検出される。そして、図３の（ｂ）と（ｃ）に一点鎖線で示したように、インダクタ電流Ｉ_Ｌのピーク値が大きいほど、ＰＷＭ信号のオン時間幅は短くなる。逆に、インダクタ電流Ｉ_Ｌのピーク値が小さいほど、ＰＷＭ信号のオン時間幅は長くなる。したがって、ＰＷＭ信号のデューティも、インダクタ電流Ｉ_Ｌのピーク値が大きいほど小さくなり、ピーク値が小さいほど大きくなる。すなわち、ピーク電流モード制御では、ＰＷＭ信号のデューティが、インダクタ電流Ｉ_Ｌのピーク値に応じて可変される。 In this manner, by comparing the inductor current I _L and the threshold signal Y, the peak inductor current I _L (apexes of the triangular wave) is detected. Then, as indicated by one-dot chain line in shown in FIG. 3 (b) and (c), the larger the peak value of the inductor current I _L, the ON time width of the PWM signal becomes shorter. Conversely, as the peak value of the inductor current I _L is small, the ON time width of the PWM signal becomes longer. Accordingly, the duty of the PWM signal is also larger the peak value of the inductor current I _L decreases, the larger the peak value is small. In other words, peak current mode control, the duty of the PWM signal is varied according to the peak value of the inductor current I _L.

図３の（ｄ）は、インプットキャプチャ回路５におけるカウンタの計数値の時間的変化を示している。実線はオン時間幅の計数値を示し、破線はオフ時間幅の計数値を示している。本例では、各周期ごとにカウンタをリセットするようにしている。したがって、各周期ごとの累積計数値Ｋ１、Ｋ２が、それぞれ当該周期におけるオン時間幅とオフ時間幅になる。 FIG. 3D shows the time change of the count value of the counter in the input capture circuit 5. The solid line shows the count value of the on-time width, and the broken line shows the count value of the off-time width. In this example, the counter is reset every cycle. Therefore, the cumulative count values K1 and K2 for each cycle are the on-time width and the off-time width in the cycle, respectively.

上述した第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１によれば、ＰＷＭ信号生成部４がハードウェア回路から構成される一方、指令値演算部３ではソフトウェア処理によって指令値が演算される。また、ＰＷＭ信号生成部４から出力されるＰＷＭ信号が、スイッチング素子Ｑに与えられるとともに、制御部２に備わるインプットキャプチャ回路５にも入力される。このため、ＰＷＭ信号生成部４がハードウェア回路であっても、制御部２は、内蔵されているインプットキャプチャ回路５のカウンタ値を参照することによって、ＰＷＭ信号のオン時間幅、オフ時間幅、周期、デューティなどの値を容易に取得することができる。その結果、たとえば、デューティの値を用いて所定の演算を行うことにより、出力電流や入力電圧などを推定することが可能となる。また、制御部２で常にＰＷＭ信号のデューティを把握できるので、制御部２の監視の下で、ＰＷＭ信号生成部４から出力されるパルス信号のデューティが過大になるのを抑制することができる。 According to the DC-DC converter 101 of the first embodiment described above, the PWM signal generation unit 4 is composed of a hardware circuit, while the command value calculation unit 3 calculates the command value by software processing. Further, the PWM signal output from the PWM signal generation unit 4 is given to the switching element Q and is also input to the input capture circuit 5 provided in the control unit 2. Therefore, even if the PWM signal generation unit 4 is a hardware circuit, the control unit 2 refers to the counter value of the built-in input capture circuit 5 to obtain the on-time width and off-time width of the PWM signal. Values such as period and duty can be easily obtained. As a result, for example, it is possible to estimate the output current, the input voltage, and the like by performing a predetermined calculation using the duty value. Further, since the control unit 2 can always grasp the duty of the PWM signal, it is possible to prevent the duty of the pulse signal output from the PWM signal generation unit 4 from becoming excessive under the supervision of the control unit 2.

＜第２実施形態＞
図４は、第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の回路図を示している。第２実施形態が第１実施形態と異なる点は、制御部２のポートＰ３から出力されるＰＷＭ信号が、ローパスフィルタ６を介して制御部２のポートＰ５（Ａ／Ｄ変換ポート）に入力されるように構成されていることである。なお、図４では、制御部２に内蔵されているインプットキャプチャ回路の図示を省略してある。その他の構成については、図１と同じであるので、図４の各部の詳細な説明は省略する。 <Second Embodiment>
FIG. 4 shows a circuit diagram of the DC-DC converter 102 of the second embodiment. The difference between the second embodiment and the first embodiment is that the PWM signal output from the port P3 of the control unit 2 is input to the port P5 (A / D conversion port) of the control unit 2 via the low-pass filter 6. It is configured to be. In FIG. 4, the input capture circuit built in the control unit 2 is not shown. Since other configurations are the same as those in FIG. 1, detailed description of each part in FIG. 4 will be omitted.

ローパスフィルタ６は、コンデンサと抵抗を含むＣＲフィルタ回路などから構成される。ポートＰ３から出力されたＰＷＭ信号は、ローパスフィルタ６において平滑化され、アナログ信号となる。デューティの大きいＰＷＭ信号ほど、ローパスフィルタ６から出力されるアナログ信号のレベルが高くなる。ローパスフィルタ６の出力は、ポートＰ５から制御部２へ取り込まれて内部でＡ／Ｄ変換され、制御部２は、デジタル変換値に基づきソフトウェア演算を行って、ＰＷＭ信号のデューティを取得する。 The low-pass filter 6 is composed of a CR filter circuit including a capacitor and a resistor. The PWM signal output from the port P3 is smoothed by the low-pass filter 6 to become an analog signal. The higher the duty of the PWM signal, the higher the level of the analog signal output from the low-pass filter 6. The output of the low-pass filter 6 is taken into the control unit 2 from the port P5 and internally A / D converted, and the control unit 2 performs software calculation based on the digital conversion value to acquire the duty of the PWM signal.

このような第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２によっても、制御部２でＰＷＭ信号のデューティを把握できるため、第１実施形態と同様の効果が得られる。ただ、第２実施形態では、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１と比較して、ローパスフィルタ６による遅延が大きくなるが、遅延が問題とならない用途であれば、支障なく使用が可能である。 Even with the DC-DC converter 102 of the second embodiment, the duty of the PWM signal can be grasped by the control unit 2, so that the same effect as that of the first embodiment can be obtained. However, in the second embodiment, the delay due to the low-pass filter 6 is larger than that in the DC-DC converter 101 of the first embodiment, but it can be used without any problem as long as the delay is not a problem. ..

＜第３実施形態＞
図５は、第３実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の回路図を示している。第３実施形態が第１実施形態と異なる点は、制御部が、第１制御部７と第２制御部８に分かれていることである。第１制御部７はアナログＩＣから構成され、図１と同じ指令値演算部３とＰＷＭ信号生成部４とを有している。ただし、この第１制御部７に含まれる回路は、すべてハードウェア回路である。第２制御部８はマイクロコンピュータから構成されており、図１と同じインプットキャプチャ回路５を有している。インプットキャプチャ回路５には、ポートＰ６（インプットキャプチャポート）を介して、第１制御部７からＰＷＭ信号が入力される。なお、第２制御部８にはソフトウェア実装部も内蔵されているが、図示は省略してある。その他の構成については、図１と同じであるので、図５の各部の詳細な説明は省略する。 <Third Embodiment>
FIG. 5 shows a circuit diagram of the DC-DC converter 103 of the third embodiment. The third embodiment differs from the first embodiment in that the control unit is divided into a first control unit 7 and a second control unit 8. The first control unit 7 is composed of an analog IC, and has the same command value calculation unit 3 and PWM signal generation unit 4 as in FIG. However, all the circuits included in the first control unit 7 are hardware circuits. The second control unit 8 is composed of a microcomputer and has the same input capture circuit 5 as in FIG. A PWM signal is input to the input capture circuit 5 from the first control unit 7 via the port P6 (input capture port). Although the software mounting unit is also built in the second control unit 8, the illustration is omitted. Since other configurations are the same as those in FIG. 1, detailed description of each part in FIG. 5 will be omitted.

このような第３実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０３によっても、第２制御部８でＰＷＭ信号のデューティを把握できるため、第１実施形態と同様の効果が得られる。また、第３実施形態によれば、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１のように、マイクロコンピュータ（制御部２）にＰＷＭ信号生成部４を構成するハードウェア回路を内蔵する必要がないので、第２制御部８として汎用のマイクロコンピュータを用いることができる利点がある。 Even with the DC-DC converter 103 of the third embodiment, the duty of the PWM signal can be grasped by the second control unit 8, so that the same effect as that of the first embodiment can be obtained. Further, according to the third embodiment, unlike the DC-DC converter 101 of the first embodiment, it is not necessary to incorporate the hardware circuit constituting the PWM signal generation unit 4 in the microcomputer (control unit 2). There is an advantage that a general-purpose microcomputer can be used as the second control unit 8.

＜第４実施形態＞
図６は、第４実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の回路図を示している。第４実施形態が第１実施形態と異なる点は、ＰＷＭ信号生成部４を構成するハードウェア回路が、制御部２の外部に設けられていることである。ソフトウェア処理を行う指令値演算部３は、第１実施形態と同様に制御部２に内蔵されており、また、インプットキャプチャ回路５も制御部２に内蔵されている。その他の構成については、図１と同じであるので、図６の各部の詳細な説明は省略する。 <Fourth Embodiment>
FIG. 6 shows a circuit diagram of the DC-DC converter 104 of the fourth embodiment. The fourth embodiment differs from the first embodiment in that the hardware circuit constituting the PWM signal generation unit 4 is provided outside the control unit 2. The command value calculation unit 3 that performs software processing is built in the control unit 2 as in the first embodiment, and the input capture circuit 5 is also built in the control unit 2. Since other configurations are the same as those in FIG. 1, detailed description of each part in FIG. 6 will be omitted.

このような第４実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０４によっても、制御部２でＰＷＭ信号のデューティを把握できるため、第１実施形態と同様の効果が得られる。また、第４実施形態によれば、第３実施形態と同様に、制御部２にＰＷＭ信号生成部４のハードウェア回路を内蔵する必要がないので、制御部２として汎用のマイクロコンピュータを用いることができる利点がある。 Even with the DC-DC converter 104 of the fourth embodiment, the duty of the PWM signal can be grasped by the control unit 2, so that the same effect as that of the first embodiment can be obtained. Further, according to the fourth embodiment, as in the third embodiment, it is not necessary to incorporate the hardware circuit of the PWM signal generation unit 4 in the control unit 2, so that a general-purpose microcomputer is used as the control unit 2. There is an advantage that can be done.

＜第５実施形態＞
図７は、第５実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０５の回路図を示している。第５実施形態が第１〜第４実施形態と異なる点は、スイッチング回路１１が降圧チョッパ回路ではなく、昇圧チョッパ回路となっていることである。スイッチング回路１１は、スイッチング素子Ｑ’、インダクタＬ’、ダイオードＤ’、コンデンサＣ１、およびコンデンサＣ２を備えた公知の回路から構成されている。スイッチング素子Ｑ’はＦＥＴからなる。スイッチング素子Ｑ’と、インダクタＬ’と、ダイオードＤ’の接続関係は、図１のスイッチング素子Ｑと、インダクタＬと、ダイオードＤの接続関係と異なっている。その他の構成については、図１と同じであるので、図７の各部の詳細な説明は省略する。 <Fifth Embodiment>
FIG. 7 shows a circuit diagram of the DC-DC converter 105 of the fifth embodiment. The fifth embodiment differs from the first to fourth embodiments in that the switching circuit 11 is not a step-down chopper circuit but a step-up chopper circuit. The switching circuit 11 is composed of a known circuit including a switching element Q', an inductor L', a diode D', a capacitor C1 and a capacitor C2. The switching element Q'consists of FET. The connection relationship between the switching element Q', the inductor L', and the diode D'is different from the connection relationship between the switching element Q, the inductor L, and the diode D in FIG. Since other configurations are the same as those in FIG. 1, detailed description of each part in FIG. 7 will be omitted.

このような第５実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０５によっても、制御部２でＰＷＭ信号のデューティを把握できるため、第１実施形態と同様の効果が得られる。 Even with the DC-DC converter 105 of the fifth embodiment, the duty of the PWM signal can be grasped by the control unit 2, so that the same effect as that of the first embodiment can be obtained.

＜その他の実施形態＞
本発明では、上述した実施形態以外にも、以下のような種々の実施形態を採用することができる。 <Other Embodiments>
In the present invention, various embodiments as described below can be adopted in addition to the above-described embodiments.

前記の各実施形態では、スイッチング素子Ｑ、Ｑ’を駆動する信号としてＰＷＭ信号を例に挙げたが、本発明は、スイッチング素子の駆動信号がＰＷＭ信号以外のパルス信号である場合にも適用することができる。 In each of the above embodiments, the PWM signal is given as an example as the signal for driving the switching elements Q and Q', but the present invention is also applied to the case where the driving signal of the switching element is a pulse signal other than the PWM signal. be able to.

図７の第５実施形態においては、図１の第１実施形態における降圧チョッパ回路からなるスイッチング回路１を、昇圧チョッパ回路からなるスイッチング回路１１に置き換えた例を挙げたが、図４〜図６の第２〜第４実施形態において、降圧チョッパ回路からなるスイッチング回路１を、図７の昇圧チョッパ回路からなるスイッチング回路１１に置き換えてもよい。さらに、スイッチング回路１、１１は、昇降圧チョッパ回路や、絶縁型の回路（たとえばフライバック回路）などから構成することもできる。 In the fifth embodiment of FIG. 7, an example in which the switching circuit 1 composed of the step-down chopper circuit according to the first embodiment of FIG. 1 is replaced with the switching circuit 11 composed of the step-up chopper circuit has been given. In the second to fourth embodiments of the above, the switching circuit 1 composed of the step-down chopper circuit may be replaced with the switching circuit 11 composed of the step-up chopper circuit of FIG. Further, the switching circuits 1 and 11 can also be composed of a buck-boost chopper circuit, an insulated circuit (for example, a flyback circuit), or the like.

前記の各実施形態では、指令値演算部３から出力される指令値Ｘとスロープ補償回路４４の出力との加減算を、ハードウェア実装部であるＰＷＭ信号生成部４で行う例を挙げたが、この演算をソフトウェア実装部である指令値演算部３で行ってもよい。この場合、指令値演算部３は、ソフトウェアによる演算を行い、その演算結果をＤ／Ａ変換して出力する。コンパレータ４１は、この出力とインダクタ電流Ｉ_Ｌとの比較を行う。 In each of the above embodiments, the PWM signal generation unit 4, which is the hardware mounting unit, adds or subtracts the command value X output from the command value calculation unit 3 and the output of the slope compensation circuit 44. This calculation may be performed by the command value calculation unit 3 which is a software mounting unit. In this case, the command value calculation unit 3 performs a calculation by software, D / A-converts the calculation result, and outputs the calculation result. The comparator 41 makes a comparison between the output and the inductor current I _L.

前記の各実施形態では、スイッチング素子Ｑ、Ｑ’としてＦＥＴを用いたが、ＦＥＴの替わりに、トランジスタやＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などのスイッチング素子を用いてもよい。 In each of the above embodiments, FETs are used as the switching elements Q and Q', but instead of the FETs, switching elements such as transistors and IGBTs (insulated gate bipolar transistors) may be used.

前記の各実施形態では、電源として直流電源１０を例に挙げたが、本発明はこれに限定されない。たとえば、交流電源を電源とし、この交流電源とＤＣ−ＤＣコンバータとの間に、交流電圧を全波整流する整流回路を設けてもよい。また、前記の各実施形態では、負荷２０として車両の電装品を例に挙げたが、負荷の種類はこれに限定されない。 In each of the above embodiments, the DC power source 10 is taken as an example as the power source, but the present invention is not limited thereto. For example, an AC power supply may be used as a power source, and a rectifier circuit for full-wave rectifying the AC voltage may be provided between the AC power supply and the DC-DC converter. Further, in each of the above-described embodiments, the electrical components of the vehicle are given as an example of the load 20, but the type of load is not limited to this.

前記の各実施形態では、車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げたが、本発明は、車両以外の用途に用いられるＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。さらに、本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに限らず、ＡＣ−ＤＣコンバータや、ＤＣ−ＡＣコンバータなどのスイッチング電源装置にも適用が可能である。 In each of the above embodiments, a DC-DC converter mounted on a vehicle has been given as an example, but the present invention can also be applied to a DC-DC converter used for applications other than vehicles. Further, the present invention can be applied not only to a DC-DC converter but also to a switching power supply device such as an AC-DC converter or a DC-AC converter.

１、１１スイッチング回路
２制御部
３指令値演算部
４ＰＷＭ信号生成部（信号生成部）
５インプットキャプチャ回路
６ローパスフィルタ
７第１制御部
８第２制御部
１０直流電源（電源）
２０負荷
１０１〜１０５ＤＣ−ＤＣコンバータ（スイッチング電源装置）
Ｌ、Ｌ’ インダクタ
Ｑ、Ｑ’ スイッチング素子
Ｐ５Ａ／Ｄ変換ポート 1, 11 Switching circuit 2 Control unit 3 Command value calculation unit 4 PWM signal generation unit (signal generation unit)
5 Input capture circuit 6 Low-pass filter 7 1st control unit 8 2nd control unit 10 DC power supply (power supply)
20 Load 101-105 DC-DC converter (switching power supply)
L, L'inductor Q, Q'switching element P5 A / D conversion port

Claims

A switching power supply that is provided between the power supply and the load and converts the input voltage into a predetermined voltage and supplies it to the load.
A switching circuit that has a switching element and switches the DC voltage of the power supply by the on / off operation of the switching element.
A signal generator that generates a pulse signal for turning the switching element on and off,
A command value calculation unit that calculates a command value required for generating the pulse signal and outputs the command value to the signal generation unit.
Of the signal generation unit and the command value calculation unit, at least a command value calculation unit is built in, and a control unit in which an input capture circuit is built-in is provided.
The signal generation unit is composed of a hardware circuit.
The command value calculation unit calculates the command value by software processing, and then performs the command value calculation unit.
A switching power supply device characterized in that the pulse signal output from the signal generation unit is applied to the switching element and is also input to the input capture circuit.

In the switching power supply device according to claim 1,
The switching circuit further includes an inductor through which a current flows according to the on / off operation of the switching element.
The signal generation unit compares the threshold signal obtained based on the command value given from the command value calculation unit with the inductor current flowing through the inductor, and detects and detects the peak of the inductor current. A switching power supply device characterized by generating a pulse signal having an on-time width corresponding to a peak value.

In the switching power supply device according to claim 1 or 2.
The control unit is characterized in that it acquires at least one of the on-time width of the pulse signal, the off-time width of the pulse signal, and the period of the pulse signal with reference to the count value of the input capture circuit. Switching power supply device.

In the switching power supply device according to any one of claims 1 to 3.
The pulse signal is a PWM signal and is
A switching power supply device, wherein the control unit acquires a duty of the PWM signal by referring to a count value of the input capture circuit.

In the switching power supply device according to any one of claims 1 to 4.
A switching power supply device characterized in that the hardware circuit constituting the signal generation unit is built in the control unit.

In the switching power supply device according to any one of claims 1 to 4.
A switching power supply device characterized in that the hardware circuit constituting the signal generation unit is provided outside the control unit.

A switching power supply device provided between a DC power supply and a load, which converts the DC voltage of the power supply into a predetermined DC voltage and supplies it to the load.
A switching circuit that has a switching element and switches the DC voltage of the power supply by the on / off operation of the switching element.
A signal generator that generates a pulse signal for turning the switching element on and off,
A command value calculation unit that calculates a command value required for generating the pulse signal and outputs the command value to the signal generation unit.
Of the signal generation unit and the command value calculation unit, at least a control unit having a built-in command value calculation unit is provided.
The signal generation unit is composed of a hardware circuit.
The command value calculation unit calculates the command value by software processing, and then performs the command value calculation unit.
The pulse signal output from the signal generation unit is applied to the switching element and is also input to the A / D conversion port of the control unit via a low-pass filter. Switching power supply.

A switching power supply device provided between a DC power supply and a load, which converts the DC voltage of the power supply into a predetermined DC voltage and supplies it to the load.
A switching circuit that has a switching element and switches the DC voltage of the power supply by the on / off operation of the switching element.
A signal generator that generates a pulse signal for turning the switching element on and off,
A command value calculation unit that calculates a command value required for generating the pulse signal and outputs the command value to the signal generation unit.
The first control unit in which the signal generation unit and the command value calculation unit are built, and
It is equipped with a second control unit with a built-in input capture circuit.
The first control unit is composed of a hardware circuit.
The second control unit is composed of a microcomputer.
The pulse signal output from the signal generation unit of the first control unit is applied to the switching element and is also input to the input capture circuit of the second control unit. A switching power supply that features.