JP2021090293A - 電力変換装置のユニット間電力伝送装置およびユニット間電力伝送方法 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の単位ユニットを有した電力変換装置において、直流電源が故障して停止した単位ユニットを停止させて出力電圧最大値を低減させることなく運転を継続できるようにする。【解決手段】直流電源１１と、直流電源１１に並列に接続された入力コンデンサ２１と、直流電源１１の正、負極端間に複数の半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をブリッジ接続したセルとを有した単位ユニットを複数（ユニット１〜ユニットＮ）設け、前記各単位ユニットのセルの各々の出力端子を多段直列接続し、各セルの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御して直流負荷５０に直流電力を供給する電力変換装置において、前記複数の単位ユニットのうち、直流電源１１が停止した単位ユニットの出力電力平均値が０となるように、前記ＰＷＭ制御に用いるキャリア信号の各単位ユニット間位相シフト角を制御する制御部を備える。【選択図】 図１

Description

本発明は、直流負荷に電力を供給する電力変換装置におけるユニット間電力伝送に関する。

直流電源、入力コンデンサ、セル（単位変換器）から構成される単位ユニットを、複数直列接続して直流負荷に電力を供給する電力変換装置は、例えば図１のように構成される。

図１（ａ）はセルとしてフルブリッジ型電力変換装置を用いた装置の構成を示し、図１（ｂ）はセルとしてハーフブリッジ型電力変換装置を用いた装置の構成を示している。

図１（ａ）において、ユニット（単位ユニット）１は、直流電源１１と、直流電源１１に並列に接続された入力コンデンサ２１と、直流電源１１の正、負極端間にフルブリッジ接続された半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を有したセル１とを備えている。

ユニット２〜ユニットＮは、ユニット１と同様に構成された直流電源１１…、入力コンデンサ２１…、セル２〜セルＮを備えている。各ユニット１〜ユニットＮは次のように多段直列接続されている。

すなわち、１段目のユニット１のセル１の半導体スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の共通接続点（一方の出力端子）を、２段目のユニット２のセル２の半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点（他方の出力端子）に接続し、ユニット２のセル２の半導体スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の共通接続点（一方の出力端子）を、３段目のユニット３のセル３の半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点（他方の出力端子）に接続し、以下順次同様にＮ段目のユニットＮまで接続し、さらに、１段目のユニット１のセル１の半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点（他方の出力端子）を、リアクトル３０ａ、出力コンデンサ４０、リアクトル３０ｂを介してＮ段目のユニットＮのセルＮの半導体スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の共通接続点（一方の出力端子）に接続している。

５０は、出力コンデンサ４０に並列に接続された直流負荷である。

また図１（ｂ）において、ユニット（単位ユニット）１は、直流電源１１と、直流電源１１に並列に接続された入力コンデンサ２１と、直流電源１１の正、負極端間にハーフブリッジ接続された半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を有したセル１とを備えている。

ユニット２〜ユニットＮは、ユニット１と同様に構成された直流電源１１…、入力コンデンサ２１…、セル２〜セルＮを備えている。各ユニット１〜ユニットＮは次のように多段直列接続されている。

すなわち、１段目のユニット１のセル１の半導体スイッチング素子Ｓ２と入力コンデンサ２１の共通接続点を、２段目のユニット２のセル２の半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点（出力端子）に接続し、ユニット２のセル２の半導体スイッチング素子Ｓ２と入力コンデンサ２１の共通接続点を、３段目のユニット３のセル３の半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点（出力端子）に接続し、以下順次同様にＮ段目のユニットＮまで接続し、さらに、１段目のユニット１のセル１の半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点（出力端子）を、リアクトル３０ａ、出力コンデンサ４０、リアクトル３０ｂを介してＮ段目のユニットＮのセルＮの半導体スイッチング素子Ｓ２と入力コンデンサ２１の共通接続点に接続している。

５０は、出力コンデンサ４０に並列に接続された直流負荷である。

尚、図１において、半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、例えばＩＧＢＴとそれに逆並列接続されたダイオードとによって構成されている。

上記のように構成された装置において、図示省略の制御部は、設定した電圧指令値と三角波キャリア信号との比較によりゲート信号を生成し、そのゲート信号によって各セル１〜セルＮの半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４、Ｓ１，Ｓ２
がＰＷＭ制御される。

図１中のＶ１，Ｖ２…は、各ユニット１，２…の各々の出力電圧を示している。直列接続されたユニット１〜ユニットＮの出力側には、ユニット電流Ｉｕｎｉｔおよびユニット電圧Ｖｕｎｉｔが出力され、これによって出力コンデンサ４０の出力電圧はＶｏｕｔとなり、直流負荷５０の供給電流（直流負荷電流）はＩｏｕｔとなる。

図１において、単位ユニットの直列接続数をＮとすると、図１（ａ）のフルブリッジ型電力変換装置を用いた構成では、ユニットごとの三角波キャリアをπ／Ｎ[ｒａｄ]ずつ位相シフトして運転する。この操作により、三角波キャリアを位相シフトしない場合に比べ、ユニット電流Ｉｕｎｉｔのリプル周波数がＮ倍、Ｉｕｎｉｔのリプル幅は１／Ｎとなる。このように出力コンデンサ４０に流れる電流リプルが低減された結果、出力コンデンサ４０の電圧リプル（直流負荷５０に供給する電圧リプル）が低減される。

図１（ｂ）のハーフブリッジ型電力変換装置を用いた構成でも同様に、ユニットごとの三角波キャリアを２π／Ｎ[ｒａｄ]ずつ位相シフトして運転する。この操作により、三角波キャリアを位相シフトしない場合に比べ、ユニット電流Ｉｕｎｉｔのリプル周波数がＮ倍、Ｉｕｎｉｔのリプル幅は１／Ｎとなる。このように出力コンデンサ４０に流れる電流リプルが低減された結果、出力コンデンサ４０の電圧リプル（直流負荷５０に供給する電圧リプル）が低減される。

図１中の直流電源（１１）が一部故障した場合は、従来、例えば特許文献１に記載のように、フルブリッジ型電力変換装置を適用した構成において、直流電源が故障したユニットをバイパスしてユニット出力電圧を０としつつ、ユニットごとの三角波キャリアの位相シフト角をπ／Ｎ[ｒａｄ]からπ／（Ｎ−１）[ｒａｄ]に増大させて運転する方法が提案されている。

特開２０１９−９２３３３号公報

図１の構成では、直流負荷５０に供給できる最大電圧は、直列接続されたユニット１〜ユニットＮに含まれる直流電源電圧の総和で表される。特許文献１では、ユニット故障時にそのユニットをバイパスさせて対応するため、上記最大電圧が低下してしまう。

本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的は、複数の単位ユニットを直列接続して構成された電力変換装置において、故障停止した単位ユニットを停止させて出力電圧最大値を低減させることなく運転を継続することができる電力変換装置のユニット間電力伝送装置および方法を提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載の電力変換装置のユニット間電力伝送装置は、
直流電源と、前記直流電源に並列に接続された入力コンデンサと、前記直流電源の正、負極端間に複数の半導体スイッチング素子をブリッジ接続したセルとを有した単位ユニットを複数設け、前記各単位ユニットのセルの各々の出力端子を多段直列接続し、各セルの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御して直流負荷に直流電力を供給する電力変換装置において、
前記複数の単位ユニットのうち、直流電源が停止した単位ユニットの出力電力平均値が０となるように、前記ＰＷＭ制御に用いるキャリア信号の各単位ユニット間位相シフト角を制御する制御部を備えたことを特徴としている。

請求項２に記載の電力変換装置のユニット間電力伝送装置は、請求項１において、
前記複数の単位ユニットの各セルは、複数の半導体スイッチング素子をフルブリッジ接続して構成され、
前記制御部は、各単位ユニット間位相シフト角を、π／Ｎ（Ｎは単位ユニットの直列接続数）以外の位相シフト角に設定して制御することを特徴としている。

請求項３に記載の電力変換装置のユニット間電力伝送装置は、請求項１において、
前記複数の単位ユニットの各セルは、複数の半導体スイッチング素子をハーフブリッジ接続して構成され、
前記制御部は、各単位ユニット間位相シフト角を、２π／Ｎ（Ｎは単位ユニットの直列接続数）以外の位相シフト角に設定して制御することを特徴としている。

請求項４に記載の電力変換装置のユニット間電力伝送方法は、
直流電源と、前記直流電源に並列に接続された入力コンデンサと、前記直流電源の正、負極端間に複数の半導体スイッチング素子をブリッジ接続したセルとを有した単位ユニットを複数設け、前記各単位ユニットのセルの各々の出力端子を多段直列接続し、各セルの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御して直流負荷に直流電力を供給する電力変換装置のユニット間電力伝送方法であって、
前記複数の単位ユニットのうち、直流電源が停止した単位ユニットの出力電力平均値が０となるように、前記ＰＷＭ制御に用いるキャリア信号の各単位ユニット間位相シフト角を制御する制御ステップを備えたことを特徴とする。

請求項５に記載の電力変換装置のユニット間電力伝送方法は、請求項４において、
前記複数の単位ユニットの各セルは、複数の半導体スイッチング素子をフルブリッジ接続して構成され、
前記制御ステップは、各単位ユニット間位相シフト角を、π／Ｎ（Ｎは単位ユニットの直列接続数）以外の位相シフト角に設定して制御することを特徴としている。

請求項６に記載の電力変換装置のユニット間電力伝送方法は、請求項４において、
前記複数の単位ユニットの各セルは、複数の半導体スイッチング素子をハーフブリッジ接続して構成され、
前記制御ステップは、各単位ユニット間位相シフト角を、２π／Ｎ（Ｎは単位ユニットの直列接続数）以外の位相シフト角に設定して制御することを特徴としている。

（１）請求項１〜６に記載の発明によれば、複数の単位ユニットのうち、ある単位ユニットの直流電源が故障停止した場合に、単位ユニット内の入力コンデンサの電圧を一定に維持することができ、これによって、単位ユニットを運転停止させて出力電圧最大値を低減させることなく、運転を継続することができる。
（２）請求項２、５に記載の発明によれば、電力変換装置がフルブリッジ型電力変換装置である場合に、前記（１）と同様の効果が得られる。
（３）請求項３、６に記載の発明によれば、電力変換装置がハーフブリッジ型電力変換装置である場合に、前記（１）と同様の効果が得られる。

本発明を適用する電力変換装置の回路構成を示し、（ａ）はフルブリッジ型電力変換装置の構成図、（ｂ）はハーフブリッジ型電力変換装置の構成図。 フルブリッジ型電力変換装置（Ｎ＝２）における位相シフト角によるユニット出力電力波形の変化を示し、（ａ）は位相シフト角π／２の場合の波形図、（ｂ）は位相シフト角２π／３の場合の波形図。 ハーフブリッジ型電力変換装置（Ｎ＝２）における位相シフト角によるユニット出力電力波形の変化を示し、（ａ）は位相シフト角πの場合の波形図、（ｂ）は位相シフト角４π／３の場合の波形図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。本発明を適用する電力変換装置は、直流電源、入力コンデンサ、セル（単位変換器）から構成されるユニットを単位ユニットとし、各単位ユニットを直列接続して直流負荷に電力を供給する電力変換装置である。

実施例１では、セルとしてフルブリッジ型電力変換装置を用いた図１（ａ）の構成を対象とし、実施例２ではセルとしてハーフブリッジ型電力変換装置を用いた図１（ｂ）の構成を対象とする。

図１（ａ）において、簡単のため、単位ユニットの直列接続数ＮをＮ＝２とし、２つのユニット（ユニット１、ユニット２）内部の直流電源電圧が同一であると仮定する。三角波キャリアの角周波数をω[ｒａｄ／ｓ]、三角波キャリアのユニット間位相シフト角をδ[ｒａｄ]とする。

フルブリッジ型電力変換器を適用する場合、各ユニット出力電圧Ｖ１，Ｖ２は、三角波キャリア周波数の２倍周波数を基本波とする矩形波状となる。そのため、ユニット出力電圧Ｖ１，Ｖ２は次の（１）式、（２）式で表される。ただし、ａｎはフーリエ係数であり、定数であり、直流負荷電圧はＶｏｕｔである。

定常状態において、ユニット出力電圧総和の平均値と直流負荷電圧Ｖｏｕｔは一致するため、ユニット電流Ｉｕｎｉｔは次の（３）式で表される。ただし、ｋは定数であり、直流負荷電流はＩｏｕｔとする。

ユニット１の出力電力Ｐ１はＶ１×Ｉｕｎｉｔで表されるため、次の（４）式となる。

このとき、（４）式右辺の第２項および第３項は交流成分であるため、平均値は０となる。（４）式右辺の第４項については、次の（５）式のように変形することができ、（５）式右辺の第１項は交流成分で平均値が０となり、（５）式右辺の第２項は直流成分となる。

以上から、ユニット１の平均出力電力は次の（６）式で表される。

同様に、ユニット２の平均出力電力は次の（７）式で表される。

通常運転時は位相シフト角δ＝π／２に制御する（π／ＮのＮが２である）ため、（７）式右辺の第２項が常に０となり、（７）式右辺の第１項のみが残る。一方、位相シフト角δをπ／２から変化させることで、直流電力を生成することができる。

図２に、直流負荷が無負荷の場合の電圧・電流波形の例を示す。図２（ａ）のように位相シフト角δ＝π／２の場合は、ユニット１の出力電力Ｐ１とユニット２の出力電力Ｐ２の平均値がともに０となる。

一方、図２（ｂ）のように例えば位相シフト角δ＝２π／３とした場合、直流負荷が無負荷であっても、出力電力Ｐ１の平均値はマイナスに、出力電力Ｐ２の平均値はプラスになり、ユニット出力電力平均値に偏差が生じる。この偏差を用い、ユニット１〜ユニットＮのうち、直流電源が故障停止したユニットの出力電力平均値が０になるようにユニット間位相シフト角を制御する（図示省略の制御部が行う）ことで、ユニット内部の入力コンデンサ２１の電圧を一定に維持することができる。その結果、ユニットを停止させて出力電圧最大値を低減させることなく、運転を継続することができる。

本実施例ではユニット直列接続数Ｎ＝２としたが、Ｎが３以上の場合についても、１ユニットのみ位相シフト角をπ／Ｎからずらすことで、ユニット間で平均出力電力に偏差を持たせることができる。これを利用することで、Ｎ＝２の場合と同様に、直流電源が故障停止したユニットの出力電力平均値が０になるようにユニット間位相シフト角を制御することで、ユニット内部の入力コンデンサ電圧を一定に維持することができる。その結果、直流電源が故障して停止したユニットを停止させて出力電圧最大値を低減させることなく、運転を継続することができる。

以上のように本実施例１によれば、ユニット内部の直流電源が故障した際に、ユニットを停止、バイパスさせずに運転を継続することができる。その結果、直流負荷に供給することのできる最大電圧を、通常運転時から低減させる必要がなくなる。

本実施例２は、本発明を、図１（ｂ）に示すハーフブリッジ型電力変換装置に適用したものである。

簡単のため、単位ユニットの直列接続数ＮをＮ＝２とし、２つのユニット（ユニット１、ユニット２）内部の直流電源電圧が同一であると仮定する。三角波キャリアの角周波数をω[ｒａｄ／ｓ]、三角波キャリアのユニット間位相シフト角をδ[ｒａｄ]とする。

ハーフブリッジ型電力変換器を適用する場合、各ユニット出力電圧Ｖ１，Ｖ２は、三角波キャリア周波数と同一周波数を基本波とする矩形波状となる。そのため、ユニット出力電圧Ｖ１，Ｖ２は次の（８）式、（９）式で表される。ただし、ａｎはフーリエ係数であり、定数であり、直流負荷電圧はＶｏｕｔである。

定常状態において、ユニット出力電圧総和の平均値と直流負荷電圧Ｖｏｕｔは一致するため、ユニット電流Ｉｕｎｉｔは次の（１０）式で表される。ただし、ｋは定数であり、直流負荷電流はＩｏｕｔとする。

ユニット１の出力電力Ｐ１はＶ１×Ｉｕｎｉｔで表されるため、次の（１１）式となる。

このとき、（１１）式右辺の第２項および第３項は交流成分であるため、平均値は０となる。（１１）式右辺の第４項については、次の（１２）式のように変形することができ、（１２）式右辺の第１項は交流成分で平均値が０となり、（１２）式右辺の第２項は直流成分となる。

以上から、ユニット１の平均出力電力は次の（１３）式で表される。

同様に、ユニット２の平均出力電力は次の（１４）式で表される。

通常運転時は位相シフト角δ＝πに制御する（２π／ＮのＮが２である）ため、（１４）式右辺の第２項が常に０となり、（１４）式右辺の第１項のみが残る。一方、位相シフト角δをπから変化させることで、直流電力を生成することができる。

図３に、直流負荷が無負荷の場合の電圧・電流波形の例を示す。図３（ａ）のように位相シフト角δ＝πの場合は、ユニット１の出力電力Ｐ１とユニット２の出力電力Ｐ２の平均値がともに０となる。

一方、図３（ｂ）のように例えば位相シフト角δ＝４π／３とした場合、直流負荷が無負荷であっても、出力電力Ｐ１の平均値はマイナスに、出力電力Ｐ２の平均値はプラスになり、ユニット出力電力平均値に偏差が生じる。この偏差を用い、ユニット１〜ユニットＮのうち、直流電源が故障停止したユニットの出力電力平均値が０になるようにユニット間位相シフト角を制御する（図示省略の制御部が行う）ことで、ユニット内部の入力コンデンサ２１の電圧を一定に維持することができる。その結果、直流電源が故障して停止したユニットを停止させて出力電圧最大値を低減させることなく、運転を継続することができる。

本実施例ではユニット直列接続数Ｎ＝２としたが、Ｎが３以上の場合についても、１ユニットのみ位相シフト角を２π／Ｎからずらすことで、ユニット間で平均出力電力に偏差を持たせることができる。これを利用することで、Ｎ＝２の場合と同様に、直流電源が故障停止したユニットの出力電力平均値が０になるようにユニット間位相シフト角を制御することで、ユニット内部の入力コンデンサ電圧を一定に維持することができる。その結果、ユニットを停止させて出力電圧最大値を低減させることなく、運転を継続することができる。

以上のように本実施例２によれば、ユニット内部の直流電源が故障した際に、ユニットを停止、バイパスさせずに運転を継続することができる。その結果、直流負荷に供給することのできる最大電圧を、通常運転時から低減させる必要がなくなる。

１１…直流電源
２１…入力コンデンサ
３０ａ，３０ｂ…リアクトル
４０…出力コンデンサ
５０…直流負荷
Ｓ１〜Ｓ４…半導体スイッチング素子

Claims (6)

1. 直流電源と、前記直流電源に並列に接続された入力コンデンサと、前記直流電源の正、負極端間に複数の半導体スイッチング素子をブリッジ接続したセルとを有した単位ユニットを複数設け、前記各単位ユニットのセルの各々の出力端子を多段直列接続し、各セルの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御して直流負荷に直流電力を供給する電力変換装置において、
   前記複数の単位ユニットのうち、直流電源が停止した単位ユニットの出力電力平均値が０となるように、前記ＰＷＭ制御に用いるキャリア信号の各単位ユニット間位相シフト角を制御する制御部を備えたことを特徴とする電力変換装置のユニット間電力伝送装置。
2. 前記複数の単位ユニットの各セルは、複数の半導体スイッチング素子をフルブリッジ接続して構成され、
   前記制御部は、各単位ユニット間位相シフト角を、π／Ｎ（Ｎは単位ユニットの直列接続数）以外の位相シフト角に設定して制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置のユニット間電力伝送装置。
3. 前記複数の単位ユニットの各セルは、複数の半導体スイッチング素子をハーフブリッジ接続して構成され、
   前記制御部は、各単位ユニット間位相シフト角を、２π／Ｎ（Ｎは単位ユニットの直列接続数）以外の位相シフト角に設定して制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置のユニット間電力伝送装置。
4. 直流電源と、前記直流電源に並列に接続された入力コンデンサと、前記直流電源の正、負極端間に複数の半導体スイッチング素子をブリッジ接続したセルとを有した単位ユニットを複数設け、前記各単位ユニットのセルの各々の出力端子を多段直列接続し、各セルの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御して直流負荷に直流電力を供給する電力変換装置のユニット間電力伝送方法であって、
   前記複数の単位ユニットのうち、直流電源が停止した単位ユニットの出力電力平均値が０となるように、前記ＰＷＭ制御に用いるキャリア信号の各単位ユニット間位相シフト角を制御する制御ステップを備えたことを特徴とする電力変換装置のユニット間電力伝送方法。
5. 前記複数の単位ユニットの各セルは、複数の半導体スイッチング素子をフルブリッジ接続して構成され、
   前記制御ステップは、各単位ユニット間位相シフト角を、π／Ｎ（Ｎは単位ユニットの直列接続数）以外の位相シフト角に設定して制御することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置のユニット間電力伝送方法。
6. 前記複数の単位ユニットの各セルは、複数の半導体スイッチング素子をハーフブリッジ接続して構成され、
   前記制御ステップは、各単位ユニット間位相シフト角を、２π／Ｎ（Ｎは単位ユニットの直列接続数）以外の位相シフト角に設定して制御することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置のユニット間電力伝送方法。

Images