JP2021064998A - チョッパ回路の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】不連続モードでも電流フィードバックを行うことができ、チョッパ電流の偏差を小さく保ち、連続モードにも対応できるチョッパ回路の制御装置を提供する。【解決手段】チョッパ回路の制御装置において、演算器１２は、低圧側電圧検出値Ｖ１、高圧側電圧検出値Ｖｄｃ、リアクトルのインダクタンス値Ｌ、キャリア周波数ｆｃに基づいてリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２を計算する。補正係数演算部４５は、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の絶対値がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合０〜１となり、チョッパ電流指令値の絶対値がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値以上の場合１となる補正係数を演算する。デューティ比Ｖ１／Ｖｄｃに前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、補正デューティ比に電流制御アンプ２の出力を重畳して電圧指令値Ｖ＊を生成する。電圧指令値Ｖ＊に基づいてＰＷＭ変調を行う。【選択図】図２

Description

本発明は、チョッパ回路の制御装置に関する。

図１に代表的なチョッパ回路の主回路構成図を示す。図１（ａ）は昇圧チョッパ回路でＶ１側からＶｄｃ側に電流を流し、図１（ｂ）は降圧チョッパ回路で逆向きの（Ｖｄｃ側からＶ１側に）電流を流すことができる。図１（ｃ）は交流対応チョッパ回路で、交流電源４３側からＶｄｃへ有効電力を流すことができる。

図９に図１（ａ）の昇圧チョッパ回路，図１（ｂ）の降圧チョッパ回路の制御装置のブロック図を示す。ローパスフィルタＬＰＦは、チョッパ電流検出値（リアクトルＬに流れる電流）Ｉｃｈｐからノイズやスイッチングリプルなどを除去する。減算器１は、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊からチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐを減算する。なお、図１（ａ）の昇圧チョッパ回路ならばＩｃｈｐ＊＞０，図１（ｂ）の降圧チョッパ回路ならばＩｃｈｐ＊＜０である。

電流制御アンプ２は、減算器１の出力を入力し、ゲインをかけて比例（Ｐ）した値を出力する。なお、積分した値を出力する積分（Ｉ）アンプを併用する場合もある。

除算器３は、低圧側電圧検出値Ｖ１を高圧側電圧検出値Ｖｄｃで除算してデューティ比Ｖ１／Ｖｄｃを求める。減算器４は、デューティ比Ｖ１／Ｖｄｃから電流制御アンプ２の出力を減算して電圧指令値Ｖ＊を出力する。

ＰＷＭ変調器５は、電圧指令値Ｖ＊をゲート指令ｇ１，ｇ２に変換する。ＰＷＭ変調器５は以下により構成される。減算器６は、電圧指令値Ｖ＊と０から１の間で変化するキャリア三角波の差を求める。比較器７は、差がプラスならば（すなわち電圧指令値Ｖ＊がキャリア三角波よりも大きければ）１を出力し、差が０以下ならば（すなわち電圧指令値Ｖ＊がキャリア三角波以下であれば）０を出力する。

図１（ｂ）の降圧チョッパ回路ならば、比較器７の出力（ゲート指令）ｇ１を上アームのスイッチング素子Ｓ１に入力する。図１（ａ）の昇圧チョッパ回路ならば、ゲート指令ｇ１をＮＯＴ素子８で論理反転したゲート指令ｇ２を下アームのスイッチング素子Ｓ２に入力する。

チョッパ回路では、ゲート指令ｇ１のデューティ比をＶ１／Ｖｄｃ，ゲート指令ｇ２のデューティ比を１−Ｖ１／ＶｄｃとするとリアクトルＬに印加される電圧の平均値は零になり、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐは一定となる。チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐとチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊との偏差を増幅したものをデューティ比から減算する。チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐが不足していれば、ゲート指令ｇ１のデューティ比は減少しゲート指令ｇ２のデューティ比は増加する。チョッパ出力電圧は減少し、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐはリアクトル印加電圧の積分で増加していき、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊に等しくなる。実際には寄生抵抗や電圧降下によりチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐはチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊よりも零に近づくため、偏差を完全に零にする目的で積分（Ｉ）アンプを併用する場合もある。

図１０に図１（ｃ）の交流対応チョッパ回路の制御装置のブロック図を示す。主な違いはＰＷＭ変調器５であり、以下が異なる。ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）９は、低圧側電圧検出値Ｖ１に同期した位相信号θを出力する。ｃｏｓ部１０は、位相信号θを入力し、低圧側電圧検出値Ｖ１に同期した正弦波ｃｏｓθを出力する。乗算器１１は、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊と正弦波ｃｏｓθとを乗算し、チョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ ｃｏｓθを求める。減算器１では、乗算器１１の出力とチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐとを比較し、偏差を求める。

減算器６ａは、電圧指令値Ｖ＊と０から１の間で変化する第１キャリア三角波との差を求める。減算器６ｂは、電圧指令値Ｖ＊と０から−１の間で変化する第２キャリア三角波との差を求める。

比較器７ａは、減算器６ａの出力がプラスならば（すなわち電圧指令値Ｖ＊が第１キャリア三角波よりも大きければ）１を出力し、減算器６ａの出力がマイナスならば（すなわち電圧指令値Ｖ＊が第１キャリア三角波以下であれば）０を出力する。比較器７ｃは減算器６ｂの出力がプラスならば（すなわち電圧指令値Ｖ＊が第２キャリア三角波よりも大きければ）１を出力し、減算器６ｂの出力がマイナスならば（すなわち電圧指令値Ｖ＊が第２キャリア三角波以下であれば）０を出力する。

比較器７ｂは、正弦波ｃｏｓθがプラスであれば１を出力する。図１０では、デッドタイムを付加する目的で少しだけ零より大きな値（０．００１）と比較している。比較器７ｄは、正弦波ｃｏｓθがマイナスであれば１を出力する。図１０では、デッドタイムを付加する目的で少しだけ零より小さな値（−０．００１）と比較している。

ＡＮＤ素子８ａは、比較器７ａ，７ｂの出力の論理積を求める。ＡＮＤ素子８ａの出力は、ｃｏｓθがプラス、かつ、電圧指令値Ｖ＊が第１キャリア三角波よりも小さいときに１となる。ＡＮＤ素子８ａの出力（ゲート指令ｇｂ）は、下アームのスイッチング素子Ｓｂに入力される。

ＡＮＤ素子８ｂは、比較器７ｃ，７ｄの出力の論理積を求める。ＡＮＤ素子８ｂの出力は、ｃｏｓθがマイナス、かつ、電圧指令値Ｖ＊が第２キャリア三角波よりも大きいときに１となる。ＡＮＤ素子８ｂの出力（ゲート指令ｇａ）は、上アームのスイッチング素子Ｓａに入力される。

交流対応チョッパ回路の制御方法は、昇圧チョッパ回路，降圧チョッパ回路に対してゲート駆動方法が異なり、低圧側電圧検出値Ｖ１がプラスならば下アームのスイッチング素子Ｓｂをデューティ比１−｜Ｖ１｜／Ｖｄｃでスイッチングさせ、低圧側電圧検出値Ｖ１がマイナスならば上アームのスイッチング素子Ｓａをデューティ比１−｜Ｖ１｜／Ｖｄｃでスイッチングさせる。

ここでは、低圧側電圧検出値Ｖ１に同期した正弦波ｃｏｓθでスイッチングさせる素子を切り替えることで、低圧側電圧検出値Ｖ１に検出オフセットやノイズ、高調波が重畳しても安定した運転を行うことができる。

また、電流指令値は低圧側電圧検出値Ｖ１と符号を揃える必要がある。低圧側電圧検出値Ｖ１に比例した電流指令値を用いる方法も考えられるが、ここではＩｃｈｐ＊はチョッパ電流指令値の振幅指令値と見なして正弦波ｃｏｓθとの積を電流指令値の瞬時値とすることで、低圧側電圧検出値Ｖ１がひずんでいてもチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐはひずみの影響を受けず、ひずみを小さくすることができる。

図９の電流制御アンプ２は積分器を併用する場合があるが、図１０の電流制御アンプ２は交流を扱うため積分器は使用せず、代わりに基本波周波数に対してゲインが無限大になる共振アンプを併用する場合がある。

特開平７−１５９６５号公報

以上の制御装置を用いた場合、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊を零付近にすると偏差が増加するという問題が生じる。図１（ａ）の昇圧チョッパ回路においてＩｃｈｐ＊＝０とした場合を例に、図１１に問題発生時のチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐの波形を示す。

理想的には点線の波形となり、リプルがプラスとマイナス両側に発生し平均は零となる。しかし、図１（ａ）は上アームがダイオードＤ１のため電流リプルはマイナス側に発生せず、いったん零に留まる。そして、下アームのスイッチング素子Ｓ２がＯＮするとチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐは直ちに増加を始めてしまう。このとき、リプル電流のピークｔｏピークをＩｒｐｌと置くと、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐの平均値はＩｒｐｌ／２となる。チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐの平均値をこれよりも零に近づけようとした場合、デューティ比を大きく減少させる必要がある。

電流制御ゲインを増加すればデューティ比を大きく操作することができる。その反面、動作が不安定になる危険性が高まる。リプル電流のピークｔｏピークＩｒｐｌを小さくすることでもチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐの平均値を零に近づけることができるが、リアクトルやスイッチング周波数を増加する必要があり、損失増加、装置の大型化、コスト増加といった問題が生じる。

図１のダイオードＤ１，Ｄ２をスイッチング素子に置き換え、適切なゲート信号を送ることで図１１の点線の電流波形を流すことができる。しかし、双方向の電力を流す必要のない用途ではコスト増加の原因となる。

特許文献１ではこの問題への対策として、デューティ比の平方根をキャリア三角波と比較してゲート信号とする方法が開示されている。しかし、段落［０００６］にて電流フィードバックには対応しないことが明記されている。電流フィードバックを行わないと、電圧が急変したときに過大な電流が流れる、保護により装置が一時的に停止してしまう、といった問題が生じる。

また、段落［００１２］では不連続モード（スイッチング周期で電流が零から立ち上がり、立ち下がりは零で終わる）前提であると明記されている。そのため連続モード（昇圧チョッパ回路ではスイッチング周期でリアクトル電流が常にプラス、降圧チョッパでは常にマイナス）には対応できず、大電流を流すことができない。

以上示したようなことから、不連続モードでも電流フィードバックを行うことができ、チョッパ電流指令値とチョッパ電流検出値の偏差を小さく保ち、連続モードにも対応できるチョッパ回路の制御装置を提供することが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、電圧指令値とキャリア三角波の比較に基づいてゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするチョッパ回路の制御装置であって、電流制御を行う電流制御アンプと、低圧側電圧検出値，高圧側電圧検出値，リアクトルのインダクタンス値，キャリア周波数に基づいてリプル電流のピークｔｏピークの半分の値を計算する演算器と、チョッパ電流指令値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合０〜１となり、前記チョッパ電流指令値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値以上の場合１となる補正係数を演算する補正係数演算部と、を備え、デューティ比に前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、前記補正デューティ比に前記電流制御アンプの出力を重畳して前記電圧指令値を生成し、前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする。

また、その一態様として、前記チョッパ電流指令値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合、前記補正係数は、√（２｜Ｉｃｈｐ＊｜／Ｉｒｐｌ）であることを特徴とする。
Ｉｃｈｐ＊：チョッパ電流指令値
Ｉｒｐｌ：リプル電流のピークｔｏピーク。

また、他の態様として、電圧指令値とキャリア三角波の比較に基づいてゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするチョッパ回路の制御装置であって、電流制御を行う電流制御アンプと、低圧側電圧検出値，高圧側電圧検出値，リアクトルのインダクタンス値，キャリア周波数に基づいてリプル電流のピークｔｏピークの半分の値を計算する演算器と、チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合０〜１となり、前記チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値以上の場合１となる補正係数を演算する補正係数演算部と、を備え、デューティ比に前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、前記補正デューティ比に電流制御アンプの出力を重畳して前記電圧指令値を生成し、前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする。

また、その一態様として、前記チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合、前記補正係数は、√（２｜Ｉｃｈｐ＊ ｃｏｓθ｜／Ｉｒｐｌ）であることを特徴とする。
Ｉｃｈｐ＊：チョッパ電流指令値
θ：位相信号
Ｉｒｐｌ：リプル電流のピークｔｏピーク。

また、その一態様として、前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値は、Ｖ１（Ｖｄｃ−Ｖ１）／２ＬＶｄｃｆｃであることを特徴とする。
Ｖ１：低圧側電圧検出値
Ｖｄｃ：高圧側電圧検出値
Ｌ：リアクトルのインダクタンス値
ｆｃ：キャリア周波数。

また、他の態様として、電圧指令値とキャリア三角波の比較に基づいてゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするチョッパ回路の制御装置であって、電流制御を行う電流制御アンプと、チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が予め定められた値であるリプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さく、かつ、チョッパ電流指令値の振幅指令値が閾値以下である場合０〜１となり、それ以外の場合は１となる補正係数を演算する補正係数演算部と、を備え、デューティ比に前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、前記補正デューティ比に前記電流制御アンプの出力を重畳して前記電圧指令値を生成し、前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする。

また、その一態様として、前記補正係数は、√（２｜Ｉｃｈｐ＊ ｃｏｓθ｜／Ｉｒｐｌ）であることを特徴とする。
Ｉｃｈｐ＊：チョッパ電流指令値
θ：位相信号
Ｉｒｐｌ：リプル電流のピークｔｏピーク。

また、その一態様として、チョッパ電流検出値の３次高調波成分が第１閾値よりも大きい場合、前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値、および、前記閾値を減少させ、前記チョッパ電流検出値の３次高調波成分が第２閾値よりも小さい場合、前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値、および、前記閾値を増加させることを特徴とする。

本発明によれば、チョッパ回路において、不連続モードでも電流フィードバックを行うことができ、チョッパ電流検出値とチョッパ電流指令値の偏差を小さく保ち、連続モードにも対応できるチョッパ回路の制御装置を提供することが可能となる。

代表的なチョッパ回路の主回路構成図。 実施形態１における制御装置を示すブロック図。 デューティ比の補正による平均電流の変化を示す図。 実施形態２における制御装置を示すブロック図。 実施形態３における制御装置を示すブロック図。 実施形態４における制御装置を示すブロック図。 実施形態５における制御装置を示すブロック図。 Ｉｒｐｌ／２の誤差の影響を示す説明図。 従来の昇圧チョッパ回路および降圧チョッパ回路の制御装置を示すブロック図。 従来の交流対応チョッパ回路の制御装置を示すブロック図。 Ｉｃｈｐ＊＝０におけるＩｃｈｐの波形を示すタイムチャート。

以下、本願発明におけるチョッパ回路の制御装置の実施形態１〜５を図１〜図８に基づいて詳述する。

［実施形態１］
まず、図１（ａ）〜図１（ｃ）に基づいて、代表的なチョッパ回路の主回路構成を説明する。

昇圧チョッパ回路は、図１（ａ）に示すように、直流電源４４の正極にリアクトルＬの一端が接続される。リアクトルＬの他端と直流電源４４の負極との間には下アームのスイッチング素子Ｓ２が接続される。リアクトルＬと下アームのスイッチング素子Ｓ２の接続点にはダイオードＤ１のアノードが接続される。ダイオードＤ１のカソードと下アームのスイッチング素子Ｓ２の間にはコンデンサＣが接続される。なお、直流電源４４の電圧を低圧側電圧検出値Ｖ１とし、コンデンサＣの電圧を高圧側電圧検出値Ｖｄｃとする。

降圧チョッパ回路は、図１（ｂ）に示すように、直流電源４４の正極にリアクトルＬの一端が接続される。リアクトルＬの他端と直流電源４４の負極との間にはダイオードＤ２が接続される。リアクトルＬとダイオードＤ２の接続点には上アームのスイッチング素子Ｓ１の一端が接続される。上アームのスイッチング素子Ｓ１の他端とダイオードＤ２のアノードとの間にはコンデンサＣが接続される。なお、直流電源４４の電圧を低圧側電圧検出値Ｖ１とし、コンデンサＣの電圧を高圧側電圧検出値Ｖｄｃとする。

交流対応チョッパ回路は、図１（ｃ）に示すように、交流電源４３の一端にリアクトルＬの一端が接続される。リアクトルＬの他端には、上アームのスイッチング素子Ｓａの一端が接続される。また、リアクトルＬと上アームのスイッチング素子Ｓａの接続点には下アームのスイッチング素子Ｓｂの一端が接続される。上アームのスイッチング素子Ｓａの他端と下アームのスイッチング素子Ｓｂの他端との間にはダイオードＤａ，Ｄｂが直列接続される。ダイオードＤａ，Ｄｂの接続点は交流電源４３の他端に接続される。また、上アームのスイッチング素子Ｓａの他端と下アームのスイッチング素子Ｓｂの他端との間にはコンデンサＣが接続される。なお、交流電源４３の電圧を低圧側電圧検出値Ｖ１とし、コンデンサＣの電圧を高圧側電圧検出値Ｖｄｃとする。

図２に本実施形態１における制御装置のブロック図を示す。本実施形態１は図１（ｂ）の降圧チョッパ回路に適用することを想定している。本実施形態１は、図９に対して以下を追加する。

演算器１２は、低圧側電圧検出値Ｖ１，高圧側電圧検出値Ｖｄｃを入力し、キャリア三角波の周波数ｆｃ，リアクトルのインダクタンス値Ｌを用いて、Ｖ１（Ｖｄｃ−Ｖ１）／（２Ｌ・Ｖｄｃ・ｆｃ）を求める。この演算器１２の出力は、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２に相当する。

補正係数演算部４５は、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の絶対値がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２よりも小さい場合０〜１となり、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の絶対値がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２以上の場合１となる補正係数αを演算する。

具体的には、絶対値演算器ＡＢＳにおいて、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の絶対値を求める。降圧チョッパ回路ではＩｃｈｐ＊＜０のため、必ず−１倍される。除算器１３は、絶対値演算器ＡＢＳの出力をリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２で除算する。

リミッタ１４は、除算器１３の出力を０から１の範囲に制限する。平方根演算器１５は、リミッタ１４の出力の平方根を演算し、デューティ比の補正係数αを出力する。

乗算器１６は、補正係数αとデューティ比Ｖ１／Ｖｄｃとの積（補正デューティ比）を求める。減算器４は、乗算器１６の出力から電流制御アンプ２の出力を減算し、電圧指令値Ｖ＊としてＰＷＭ変調器５に出力する。ＰＷＭ変調器５は、図９と同様とする。

不連続モードにおいて、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐの平均電流をリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２よりも零に近づける場合、デューティ比を大きく減少させる必要がある。図３を用いてデューティ比の適切な減少量を示す。図３は昇圧チョッパ回路を想定し、下アームのスイッチング素子Ｓ２のデューティ比をα倍に減少させた例である。このとき、Ｉｃｈｐ＞０の時間はα倍となり、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐのピーク値もα倍となる。平均電流は網掛け部の面積に等しくなり、デューティ比減少前はＩｒｐｌ／２に対し、減少後はα²Ｉｒｐｌ／２となる。よって、Ｉｃｈｐ＊＜Ｉｒｐｌ／２において、（１）の補正係数αをデューティ比にかければよい。

次に、リプル電流のピークｔｏピークＩｒｐｌであるが、低圧側電圧検出値Ｖ１，高圧側電圧検出値Ｖｄｃとキャリア三角波の周波数ｆｃ，リアクトルのインダクタンス値Ｌから求めることができる。図３の補正前の波形より、下アームのスイッチング素子Ｓ２のＯＮ期間は（１−Ｖ１／Ｖｄｃ）／ｆｃとなり、このときリアクトルには低圧側電圧検出値Ｖ１が印加されるので、リプル電流のピークｔｏピークＩｒｐｌは以下の（２）式となる。

以上より、低圧側電圧検出値Ｖ１，高圧側電圧検出値Ｖｄｃと固定値のリアクトルのインダクタンス値Ｌ，キャリア三角波の周波数ｆｃからリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２を求め、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２よりも小さいときに補正係数α＝√（２Ｉｃｈｐ＊／Ｉｒｐｌ）をデューティ比Ｖ１／Ｖｄｃにかけることで、不連続モードにおいて指令値通りの電流を出力することができる。

補正係数αおよびリプル電流のピークｔｏピークＩｒｐｌは昇圧チョッパのものであるが、降圧チョッパ回路においても等しく、同じ方法で補正を行うことができる。ただし、降圧チョッパ回路ではＩｃｈｐ＊＜０となるため、補正係数αを求める際はチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の絶対値を使用する必要がある。

本実施形態１は、図１（ｂ）に示す降圧チョッパ回路に適用した例である。｜Ｉｃｈｐ＊｜＜Ｉｒｐｌ／２において、補正係数αをデューティ比Ｖ１／Ｖｄｃにかけ、ＰＷＭ変調を行う。｜Ｉｃｈｐ＊｜≧Ｉｒｐｌ／２の場合はリミッタ１４により平方根演算器１５の出力が１となるため、α＝１となり補正は行われない。そのため、連続モードも同じ制御装置を適用できる。また、補正したデューティ比には電流制御アンプ２の出力が加わるため、不連続モードにおいても電流制御は有効になり、電圧の急変が発生した場合でもチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐとチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の偏差を小さくすることができる。

以上示したように、本実施形態１によれば、降圧チョッパ回路において電流が小さく不連続モードとなった場合でもチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊との偏差が小さいチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐを流すことができる。また、不連続モードにおいても電流制御を行うため電圧変動があった場合でも過電流を生じさせることなくチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊との偏差が小さいチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐを流し続けることができる。電流が増加し連続モードとなった場合でも制御を切り替えることなく運転を継続しチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊との偏差が小さいチョッパ電流（検出値）Ｉｃｈｐを維持することができる。

［実施形態２］
図４に本実施形態２における制御装置のブロック図を示す。本実施形態２は図１（ａ）の昇圧チョッパ回路に適用することを想定している。本実施形態２は、実施形態１に対して以下が異なる。

本実施形態２では、平方根演算器１５の出力との積を求める乗算器１６の前後に、１との差を求める減算器１７，１８を２つ挿入する。チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の絶対値を求める絶対値演算器ＡＢＳは実施形態１と同じだが、昇圧チョッパ回路ではＩｃｈｐ＊＞０のため出力と入力は等しい。

昇圧チョッパ回路では下アームのスイッチング素子Ｓ２（ゲート指令ｇ２）のデューティ比は１−Ｖ１／Ｖｄｃとなり、１−Ｖ１／Ｖｄｃに補正係数αをかける必要がある。また、ＰＷＭ変調器５の入力信号を電圧指令値Ｖ＊とすると、下アームのスイッチング素子Ｓ２（ゲート指令ｇ２）のデューティ比は１−Ｖ＊となるため、Ｖ＊＝１−α（１−Ｖ１／Ｖｄｃ）としている。

以上示したように、本実施形態２によれば、昇圧チョッパ回路において、実施形態１と同様の作用効果を奏する。

［実施形態３］
図５に本実施形態３の制御装置のブロック図を示す。本実施形態３は図１（ｃ）の交流対応チョッパ回路に適用することを想定している。本実施形態３は、図１０に対して以下を追加する。なお、実施形態３〜５では、Ｉｃｈｐ＊はチョッパ電流指令値の振幅指令値とする。

演算器１２は、低圧側電圧検出値Ｖ１，高圧側電圧検出値Ｖｄｃを入力し、キャリア三角波の周波数ｆｃ，リアクトルのインダクタンス値Ｌを用いて、Ｖ１（Ｖｄｃ−Ｖ１）／（２Ｌ・Ｖｄｃ・ｆｃ）を求める。この出力は、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２に相当する。

補正係数演算部４５は、チョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ ｃｏｓθの絶対値がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２よりも小さい場合０〜１となり、チョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ ｃｏｓθの絶対値がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２以上の場合１となる補正係数αを演算する。

具体的には、絶対値演算器ＡＢＳにおいて、チョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ ｃｏｓθの絶対値を求める。除算器１３は、絶対値演算器ＡＢＳの出力をリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２で除算する。リミッタ１４は、除算器１３の出力を０から１の範囲に制限する。平方根演算器１５は、リミッタ１４の出力の平方根を演算する。

絶対値演算器ＡＢＳは、デューティ比Ｖ１／Ｖｄｃの絶対値を求める。減算器１７は、１から絶対値演算器ＡＢＳの出力を減算する。乗算器１６は、減算器１７の出力と平方根演算器１５の出力との積を求める。減算器１８は、１から乗算器１６の出力を減算する。

符号検出器１９は、デューティ比Ｖ１／Ｖｄｃがプラスならば１を、マイナスならば−１を出力する。デューティ比Ｖ１／Ｖｄｃが０の場合、１を出力しても−１を出力してもよい。乗算器２０は、符号検出器１９と減算器１８の出力との積を求める。減算器４は、乗算器２０の出力から電流制御アンプ２の出力を減算し、電圧指令値Ｖ＊としてＰＷＭ変調器５に出力する。ＰＷＭ変調器５は図１０と同様とする。

本実施形態３と実施形態２との違いとして、Ｉｃｈｐ＊はチョッパ電流指令値の振幅指令値となるので、チョッパ電流指令値の瞬時値であるＩｃｈｐ＊ ｃｏｓθの絶対値がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２よりも小さいときに補正を行う。また、低圧側電圧検出値Ｖ１はマイナスになる場合もあり、低圧側電圧検出値Ｖ１の符号でスイッチングを行う素子が切り替わるので、デューティ比Ｖ１／Ｖｄｃの絶対値に対して補正を行い、その後符号を戻す処理を加えた。

以上示したように、本実施形態３によれば、交流対応チョッパ回路において、実施形態１，２と同様の作用効果を奏する。

［実施形態４］
図６に本実施形態４の制御装置のブロック図を示す。本実施形態４は、実施形態３同様に図１（ｃ）の交流対応チョッパ回路に適用することを想定している。本実施形態４は、実施形態３に対して以下が異なる。

本実施形態４の補正係数演算部４５は、チョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ ｃｏｓθの絶対値が、予め定められた値であるリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２よりも小さく、かつ、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が閾値Ｉｔｈ以下である場合０〜１となり、それ以外の場合は１となる補正係数αを演算する。

具体的には、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２は予め設定した固定値とする。また、本実施形態４では、閾値Ｉｔｈを入力する。減算器２１は、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊と閾値Ｉｔｈとの差を求める。比較器２２は、減算器２１の出力がプラスならば１を出力し、マイナスならば０を出力する。スイッチ２３は、比較器２２の出力が１ならば１を、０ならば補正係数αを出力する。スイッチ２３の出力は、（１−｜Ｖ１｜／Ｖｄｃ）との積を求める乗算器１６に入力する。

実施形態３は、交流側の基本波周波数に対してキャリア周波数・サンプリング周波数が十分高ければ問題なく動作する。しかし、キャリア周波数・サンプリング周波数が低いと以下の問題を生じる恐れが高くなる。
・キャリア１周期間における低圧側電圧検出値Ｖ１の変化が大きくなり、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の誤差が増加する。
・キャリア１周期間におけるチョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ ｃｏｓθの変化が大きくなり、補正係数αの誤差が増加する。

特に、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が十分大きく、チョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ ｃｏｓθが零付近でも傾きが大きいときは補正を行わない方がひずみの小さい波形を得られる場合がある。

また、交流電源系統にはインダクタンスを含む場合がある。リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の演算に用いるＬは系統側インダクタンスも含める必要があるが、不特定の系統に接続する装置ではすべての系統インダクタンスの正確な把握は困難である。リプル電流のピークｔｏピークＩｒｐｌを直接測定する方法もあるが、サンプリング周波数に制限がある場合は困難である。

本実施形態４は、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２を固定値とした。リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の設定方法として、シミュレーションなどで想定される系統インダクタンスの平均値においてリプル電流のピークｔｏピークを確認する、最も電流波形がひずみやすいチョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊においてＴＨＤ（Ｔｏｔａｌ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）が最小となるリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２を探索する、といった方法を用いることができる。これにより、キャリア周波数が低く系統インダクタンスが異なる条件や変動する場合において偏差やひずみの増加を防ぐことができる。

また、閾値Ｉｔｈを指定してチョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が閾値Ｉｔｈより小さい場合のみデューティ比の補正を行うようにし、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が閾値Ｉｔｈより大きいときは補正を中止することで、補正を行わない方がひずみの小さい波形を得られる場合にも対応することができる。閾値Ｉｔｈの設定方法としては、同じくシミュレーションなどによりこれ以上ならば補正を無効にした方がＴＨＤを低く、これ以下ならば補正を有効にした方がＴＨＤを低くできるチョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊を探索する方法が考えられる。

本実施形態４の利点として、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の演算が不要になり、特に演算負荷の高い除算を１つ削減できるという点もある。指定する値を逆数の２／Ｉｒｐｌとすることで後段の除算器１３を乗算器に置き換え、さらに演算負荷を低減することも考えられる。

以上示したように、本実施形態４によれば実施形態３と同様の作用効果を奏する。また、本実施形態４により、スイッチング周波数やサンプリング周波数が低い場合でも交流対応チョッパ回路の電流ひずみを小さくすることができる。また、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２をあらかじめ設定した固定値とするため、演算負荷を低減することができる。

［実施形態５］
図７に本実施形態５における制御装置のブロック図を示す。本実施形態５は、実施形態４で用いるリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２，閾値Ｉｔｈを出力する。本実施形態５は、以下により構成される。

乗算器２４は、ＰＬＬ９から出力される位相信号θを３倍する。ｃｏｓ部２５は、３θを入力し、３次高調波の正弦波ｃｏｓ３θを出力する。乗算器２６は、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐと３次高調波の正弦波ｃｏｓ３θとの積を求める。乗算器２７は、乗算器２６の出力を２倍する。積分器２８は、乗算器２７の出力２Ｉｃｈｐ ｃｏｓ３θの指定された時間の平均値を出力する。積分器２８の出力をチョッパ電流検出値の３次高調波成分とする。

比較器２９ａ，２９ｂは、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊と指定された値との比較を行う。ここではチョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が５％より大きく、２０％より小さいことを検出する。論理積部３０は、２つの比較器２９ａ，２９ｂの出力が両方とも１の時に１を出力する。カウンタ３１は、論理積部３０の出力を入力し、通常時は０を出力し、入力が１秒間１が続いたら１演算時間だけ１を出力する。カウンタ３１の出力は平均を求める積分器２８の後段のブロック３４に入力され、ブロック３４はカウンタ３１の出力が１になった場合のみ動作する。

バッファ３２は、カウンタ３１の出力を１演算時間遅らせる。論理和部３３は、バッファ３２の出力が１または論理積部３０の出力が０どちらかが成立したときに１を出力する。論理和部３３は、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が５％以下または２０％以上の時には１を出力し、平均を求める積分器２８をリセットする。論理和部３３は、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が５％から２０％の範囲内であれば０を出力し、１秒間続いたら１演算時間後に１を出力することで、積分器２８は後段に平均値を出力した後でリセットされ次の平均値を出力するため積分を開始する。

減算器３５ａは、平均値と第１閾値（ここでは０．２％）との差を求める。減算器３５ｂは、平均値と第２閾値（ここでは−０．２％）との差を求める。比較器３６ａは、減算器３５ａの出力がプラスであることを検出する。比較器３６ｂは、減算器３５ｂの出力がマイナスであることを検出する。スイッチ３７ａは、平均値が０．２％を超えていれば−１を、０．２％以下ならば０を出力する。スイッチ３７ｂは、平均値が−０．２％未満ならば１を、−０．２％以上ならば０を出力する。

加算器３８は、２つのスイッチ３７ａ，３７ｂの出力を加算する。加算器３９は、加算器３８の出力とバッファ４０の値を加算する。リミッタ４１は、加算器３９の出力を一定の範囲内（ここでは１から５まで）に制限する。リミッタ４１の出力は、バッファ４０に入力される。

リミッタ４１の出力は、３次高調波成分の１秒間の平均値が０．２％を超えるたびに１減少し、−０．２％を下回るたびに１増加する。スイッチ４２ａ，４２ｂは、リミッタ４１の出力がｎ（ｎ＝１〜５）の時に、リプル電流のピークｔｏピークＩｒｐｌｎと閾値Ｉｔｈｎを出力する。スイッチ４２ａの出力を１／２した値とスイッチ４２ｂの出力が、実施形態４のリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２と閾値Ｉｔｈに入力される
実施形態４の問題点として、予め定めたリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の誤差が大きくなると電流ひずみ・偏差が増加してしまう。図８に誤差が大きいときの波形を示す。

図８（ａ）は設定したリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２が実際よりも小さく、電流零クロス付近において本来必要となるデューティ比の減少を行わなかったため電流が過剰に流れ、電流波形が台形波状にひずんでいる。図８（ｂ）は設定したリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２が実際よりも大きく、電流零クロス付近においてデューティ比を小さくしすぎたため電流が零に張り付き、波形が三角波上にひずんでいる。このとき、両方の電流波形に３次高調波が重畳するが、図８（ａ）では−ｃｏｓ３θ，図８（ｂ）は＋ｃｏｓ３θであり符号が異なる。

本実施形態５は、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐの波形に重畳する３次高調波を検出し、プラスならばリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の設定値を減少、マイナスならばリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の設定値を増加させる機能を追加した。チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐと３次高調波の正弦波ｃｏｓ３θとの積を平均することで重畳するｃｏｓ３θ成分を抽出することができる。抽出はひずみが顕著に出る条件、例えば５％＜Ｉｃｈｐ＊＜２０％の場合のみ行う。ノイズや負荷変動による誤動作を防ぐため、基本波数周期間（ここでは例として５０周期＝１ｓｅｃ）の平均を求め、平均値が例えば第１閾値（０．２％）を超えていたらリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２を一段階減少、第２閾値（−０．２％）未満ならばリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２を一段階増加する。これにより幅広い系統条件においてリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の設定値を最適な値に補正することができ、より偏差・ひずみの小さい電流波形を得られる。異なる系統に接続した場合や運転中に負荷変動などにより系統インダクタンスが変化した場合でも追従することができる。

本実施形態５では閾値Ｉｔｈも同じく切り替えできるようにし、より幅広い条件で偏差・ひずみの小さな電流を得られるようにした。

以上示したように、本実施形態５によれば、交流対応チョッパ回路を接続する電源系統のインダクタンスが当初の想定と異なる場合、運転中に変動した場合、インダクタンスが異なる電源系統に接続した場合でも、ひずみのより小さい電流を流すことができる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

ＬＰＦ…ローパスフィルタ
１…減算器
２…電流制御アンプ
３…除算器
４…減算器
５…ＰＷＭ変調器
１２…演算器
１３…除算器
１４…リミッタ
１５…平方根演算器
１６…乗算器
４５…補正係数演算部

Claims (8)

1. 電圧指令値とキャリア三角波の比較に基づいてゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするチョッパ回路の制御装置であって、
   電流制御を行う電流制御アンプと、
   低圧側電圧検出値，高圧側電圧検出値，リアクトルのインダクタンス値，キャリア周波数に基づいてリプル電流のピークｔｏピークの半分の値を計算する演算器と、
   チョッパ電流指令値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合０〜１となり、前記チョッパ電流指令値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値以上の場合１となる補正係数を演算する補正係数演算部と、を備え、
   デューティ比に前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、前記補正デューティ比に前記電流制御アンプの出力を重畳して前記電圧指令値を生成し、前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とするチョッパ回路の制御装置。
2. 前記チョッパ電流指令値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合、前記補正係数は、√（２｜Ｉｃｈｐ＊｜／Ｉｒｐｌ）であることを特徴とする請求項１記載のチョッパ回路の制御装置。
   Ｉｃｈｐ＊：チョッパ電流指令値
   Ｉｒｐｌ：リプル電流のピークｔｏピーク
3. 電圧指令値とキャリア三角波の比較に基づいてゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするチョッパ回路の制御装置であって、
   電流制御を行う電流制御アンプと、
   低圧側電圧検出値，高圧側電圧検出値，リアクトルのインダクタンス値，キャリア周波数に基づいてリプル電流のピークｔｏピークの半分の値を計算する演算器と、
   チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合０〜１となり、前記チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値以上の場合１となる補正係数を演算する補正係数演算部と、を備え、
   デューティ比に前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、前記補正デューティ比に電流制御アンプの出力を重畳して前記電圧指令値を生成し、前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とするチョッパ回路の制御装置。
4. 前記チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合、前記補正係数は、√（２｜Ｉｃｈｐ＊ ｃｏｓθ｜／Ｉｒｐｌ）であることを特徴とする請求項３記載のチョッパ回路の制御装置。
   Ｉｃｈｐ＊：チョッパ電流指令値
   θ：位相信号
   Ｉｒｐｌ：リプル電流のピークｔｏピーク
5. 前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値は、Ｖ１（Ｖｄｃ−Ｖ１）／２ＬＶｄｃｆｃであることを特徴とする請求項１〜４のうち何れかに記載のチョッパ回路の制御装置。
   Ｖ１：低圧側電圧検出値
   Ｖｄｃ：高圧側電圧検出値
   Ｌ：リアクトルのインダクタンス値
   ｆｃ：キャリア周波数
6. 電圧指令値とキャリア三角波の比較に基づいてゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするチョッパ回路の制御装置であって、
   電流制御を行う電流制御アンプと、
   チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が予め定められた値であるリプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さく、かつ、チョッパ電流指令値の振幅指令値が閾値以下である場合０〜１となり、それ以外の場合は１となる補正係数を演算する補正係数演算部と、を備え、
   デューティ比に前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、前記補正デューティ比に前記電流制御アンプの出力を重畳して前記電圧指令値を生成し、前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とするチョッパ回路の制御装置。
7. 前記補正係数は、√（２｜Ｉｃｈｐ＊ ｃｏｓθ｜／Ｉｒｐｌ）であることを特徴とする請求項６記載のチョッパ回路の制御装置。
   Ｉｃｈｐ＊：チョッパ電流指令値
   θ：位相信号
   Ｉｒｐｌ：リプル電流のピークｔｏピーク
8. チョッパ電流検出値の３次高調波成分が第１閾値よりも大きい場合、前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値、および、前記閾値を減少させ、前記チョッパ電流検出値の３次高調波成分が第２閾値よりも小さい場合、前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値、および、前記閾値を増加させることを特徴とする請求項６または７記載のチョッパ回路の制御装置。

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