JP2021061718A - Power supply circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電源回路に関する。 The present invention relates to a power supply circuit.
例えば3相モータを駆動する場合、一般的に6個の駆動素子を3相ブリッジ接続した構成とすることが行われる。ハイサイド側の駆動素子として、特性の優位性からNチャンネル型のMOSFETを用いる場合には、電源電圧よりも高電圧を出力可能なハイサイド電源回路を用いる。 For example, when driving a three-phase motor, generally, six drive elements are connected by a three-phase bridge. When an N-channel MOSFET is used as the drive element on the high-side side due to its superior characteristics, a high-side power supply circuit capable of outputting a voltage higher than the power supply voltage is used.
このような構成で用いられるハイサイド電源回路としては、例えばチャージポンプ回路やブートストラップ回路などがある。しかし、ハイサイド電源回路をチャージポンプ回路で構成した場合には、低電圧での動作効率が悪くなることがある。 Examples of the high-side power supply circuit used in such a configuration include a charge pump circuit and a bootstrap circuit. However, when the high-side power supply circuit is composed of a charge pump circuit, the operating efficiency at a low voltage may deteriorate.
また、ハイサイド電源回路をブートストラップ回路で構成した場合には、ダイオードが直列に2個分介在された構成となるので、低電圧動作に対して不適となる。また、ブートストラップ回路では、過昇圧を防止するクランプ回路が必要となる。さらに、モータの構成が機電一体型のものである場合には、ブートストラップ回路を機電一体基板に搭載するが、この場合には、放射ノイズの抑制が困難となる不具合がある。 Further, when the high-side power supply circuit is configured by the bootstrap circuit, the configuration is such that two diodes are interposed in series, which is unsuitable for low-voltage operation. Further, in the bootstrap circuit, a clamp circuit for preventing over-boosting is required. Further, when the configuration of the motor is an integrated mechanical / electrical type, the bootstrap circuit is mounted on the integrated mechanical / electrical board, but in this case, there is a problem that it is difficult to suppress the radiation noise.
本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、ハイサイドの駆動素子に対して、簡単な構成で、低電圧で動作可能で、且つバッテリなどの電源電圧に基づいて一定電圧に昇圧して出力できるようにした電源回路を提供することにある。 The present invention has been made in consideration of the above circumstances, and an object of the present invention is to have a simple configuration for a high-side drive element, to operate at a low voltage, and to be constant based on a power supply voltage such as a battery. The purpose of the present invention is to provide a power supply circuit that can be boosted to a voltage and output.
請求項1に記載の電源回路は、ハイサイド駆動素子として設けられるNチャネル型のMOSトランジスタに対応したハイサイド駆動電圧を直流電源から生成して出力端子に出力する電源回路であって、グランドを基準として基準電圧(Vfb)を供給する基準電源(45d)と、前記グランドを基準とした前記ハイサイド駆動電圧(Vcp)を分圧してモニタ電圧として出力する電圧検出回路(46、80a、90a、95a)と、前記グランドを基準とした前記直流電源の電圧を制御信号に基づいて昇圧して変換出力を前記ハイサイド駆動電圧として生成する昇圧回路(50)と、前記モニタ電圧、前記基準電圧および前記直流電源の電圧の値に基づいて前記ハイサイド駆動電圧と前記直流電源の電圧との差電圧が一定とみなせる所定範囲内となるように前記制御信号を生成する電源駆動部(45)とを備えている。
The power supply circuit according to
上記構成を採用することにより、電圧検出回路はグランドを基準としたハイサイド駆動電圧を分圧してモニタ電圧として出力し、電源駆動部は、昇圧回路に対して制御信号を与え、モニタ電圧、基準電圧および直流電源の電圧の値に基づいてハイサイド駆動電圧と直流電源の電圧との差電圧が一定とみなせる所定範囲内となるように制御する。これにより、昇圧回路は、グランドを基準とした直流電源の電圧を制御信号に基づいて昇圧して前記ハイサイド電源電圧を生成するようになる。 By adopting the above configuration, the voltage detection circuit divides the high side drive voltage with reference to ground and outputs it as a monitor voltage, and the power supply drive unit gives a control signal to the booster circuit to monitor voltage and reference. Based on the voltage and the voltage of the DC power supply, the difference voltage between the high side drive voltage and the voltage of the DC power supply is controlled so as to be within a predetermined range that can be regarded as constant. As a result, the booster circuit boosts the voltage of the DC power supply with reference to the ground based on the control signal to generate the high-side power supply voltage.
この結果、ハイサイド駆動電圧と直流電源の電圧との差電圧が一定とみなせる所定範囲内の出力電圧を得ることができるので、直流電源の電圧が他の負荷などによって変動する場合でも、ハイサイド駆動素子として設けられるNチャネル型のMOSトランジスタに対応したハイサイド駆動電圧を直流電源の電圧との差電圧によって安定した駆動をすることができる。 As a result, it is possible to obtain an output voltage within a predetermined range in which the difference voltage between the high-side drive voltage and the DC power supply voltage can be regarded as constant, so that even if the DC power supply voltage fluctuates due to other loads or the like, the high-side The high-side drive voltage corresponding to the N-channel type MOS transistor provided as the drive element can be stably driven by the difference voltage from the voltage of the DC power supply.
また、ハイサイド駆動電圧を、グランドを基準として検出してモニタ電圧として取り込むので、従来のようなレベルシフト回路を設ける必要がなく、簡単な構成でモニタすることができると共に、電圧帰還の遅延をなくすことができ、応答性の良好なモニタ電圧として制御することができるようになる。
さらに、機電一体モータインバータなどに用いるブートストラップ回路と異なり、放射ノイズの抑制が困難となる不具合を回避することができる。
Moreover, since the high-side drive voltage is detected with reference to the ground and taken in as the monitor voltage, it is not necessary to provide a level shift circuit as in the conventional case, and it is possible to monitor with a simple configuration and delay the voltage feedback. It can be eliminated and can be controlled as a monitor voltage with good responsiveness.
Further, unlike a bootstrap circuit used for a mechanical / electrical integrated motor inverter or the like, it is possible to avoid a problem that makes it difficult to suppress radiation noise.
(第1実施形態)
以下、本発明の第1実施形態について、図1〜図4を参照して説明する。
図1において、モータ駆動回路100は、三相モータ10を直流電源20の直流電圧VBに基づいて駆動する。モータ駆動回路100は、三相モータ10に一体に設けられるプリント基板に機電一体モータインバータとして構成されるものである。直流電源20は、例えば車載バッテリなどを想定しており、給電動作では他の負荷への給電も行っていて、給電状態によって内部抵抗に起因して直流電圧VBが変動することがある。
(First Embodiment)
Hereinafter, the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 4.
In FIG. 1, the
モータ駆動回路100は、インバータ回路30、駆動制御回路40、昇圧回路50などを備えている。モータ駆動回路100の電源入力端子間にはコンデンサ60が接続されている。三相モータ10を駆動する駆動指示信号を出力するECU(Electronic Control Unit)70は、直流電源20から給電され、モータ駆動回路100に対して駆動指示信号を与える。
The
インバータ回路30は、直流電源20から三相モータ10に三相交流を供給する回路で、6個のNチャネル型のMOSトランジスタ30a〜30fを三相ブリッジ接続した構成である。各相のアームのハイサイドにはハイサイド駆動素子としてのMOSトランジスタ30a〜30cが設けられ、ローサイドにはMOSトランジスタ30d〜30fが設けられ、共通接続点が出力端子として三相モータ10に接続される。
The
駆動制御回路40は、ハイサイド駆動回路41、ローサイド駆動回路42、制御回路43、制御電源回路44、電源駆動部45、電圧検出回路46などを備えている。電源駆動部45および電圧検出回路46の詳細は図2に示している。なお、図2に示したように、電源駆動部45、電圧検出回路46および昇圧回路50を電源回路110として構成している。また、この実施形態においては、電源駆動部45および電圧検出回路46はモノリシックICにより一体に形成されている。
The
ハイサイド駆動回路41は、バッファ41a〜41cを備え、インバータ回路30に設けられたハイサイド側のMOSトランジスタ30a〜30cのそれぞれにゲートに駆動電圧を与える。バッファ41a〜41cは、直流電圧VBよりも高い直流電圧VHから給電され、制御回路43からの駆動信号に応じて、給電端子の電位を基準としてゲート電圧を出力するように構成される。
The high-
ローサイド駆動回路42は、ローサイド側のMOSトランジスタ30d〜30fのそれぞれにゲートに駆動電圧を与える。内部にはハイサイド駆動回路41と同様の3個のバッファが設けられ、グランドを基準としてゲート電圧を出力するように構成される。
The low-
制御回路43は、ECU70から三相モータ10の駆動指示信号が与えられると、ハイサイド駆動回路41およびローサイド駆動回路42を駆動制御する。制御電源回路44は、駆動制御回路40内の制御電源を供給するもので、直流電源VBから降圧により制御電源を生成している。
The
図2において、電源駆動部45は、電圧検出回路46と共に昇圧回路50の駆動制御を行うもので、通電駆動用のMOSトランジスタ45a、電源駆動回路45b、差動アンプ45cを備えている。MOSトランジスタ45aは昇圧回路50に通電して昇圧動作を行わせるためのもので、電源駆動回路45bからの駆動信号に基づいてオンオフの制御がなされる。
In FIG. 2, the power
電源駆動回路45bは、差動アンプ45cからの出力電圧に基づいてMOSトランジスタ45aのオンオフ制御用の駆動信号を例えばPWM制御により生成している。差動アンプ45cは、電圧検出回路46の検出電圧に基づいて昇圧回路50の昇圧電圧Vcpが基準電圧Vfbに基づいた出力となるように差分を演算して出力する。
The power
図2において、電圧検出回路46は、5個の抵抗R1〜R5を備えている。抵抗R1およびR2は直列に接続した状態で、直流電源VBとグランドとの間に、抵抗R1をグランド側にして接続される。抵抗R1と抵抗R2の共通接続点である第1ノードN1は、差動アンプ45cの反転入力端子に接続されるとともに、抵抗R3を介して基準電源45dに接続される。なお、抵抗R1〜R3により構成される部分を電源電圧検出回路46aとしている。
In FIG. 2, the
基準電源45dは、基準電圧Vfbを出力するもので、負極はグランドに接続される。抵抗R4およびR5は直列に接続した状態で、昇圧回路50の出力端子とグランドとの間に、抵抗R4側をグランド側にして接続される。抵抗R4と抵抗R5の共通接続点である第2ノードN2は、差動アンプ45cの非反転入力端子に接続される。なお、抵抗R4、R5により構成される部分を、出力電圧Vcpをモニタ電圧として検出するモニタ電圧検出回路46bとしている。
The
昇圧回路50は、コイル51、52、コンデンサ53、54、ダイオード55を備え、直流電源20から直流電圧VBが入力され、出力端子VcpとVBとの間に昇圧した出力電圧Voutを出力する。昇圧回路50は、駆動制御回路40により昇圧動作が制御され、ハイサイド駆動回路41の駆動電圧として変換出力電圧Vcpを供給する。
The
昇圧回路50において、電源駆動部45のMOSトランジスタ45aのドレインが、コイル51を介して直流電源20の正極端子に接続されるとともに、コンデンサ53およびダイオード55を順方向に介して出力端子Vcpに接続される。ダイオード55は、アノードおよびカソードがそれぞれコイル52およびコンデンサ54を介して直流電源20の正極端子に接続される。
In the
次に、図3は、上記した図1および図2の具体的な構成に対する基本構成を示している。演算部A、駆動信号生成部B、駆動回路C、電力変換部Dおよび分圧回路Dを設ける基本構成である。入力電圧VBは直流電源20の直流電圧VBに相当しており、出力電圧Voutは、昇圧回路50による変換出力である電圧Vcpから入力電圧VBを差し引いた電圧である。
Next, FIG. 3 shows a basic configuration with respect to the specific configurations of FIGS. 1 and 2 described above. This is a basic configuration in which a calculation unit A, a drive signal generation unit B, a drive circuit C, a power conversion unit D, and a voltage dividing circuit D are provided. The input voltage VB corresponds to the DC voltage VB of the
ここで、演算部Aでは、入力電圧VB、基準電圧Vfbが加算されると共に、電力変換部Dの変換出力Vcpを分圧回路Eで分圧した電圧がフィードバックとして減算される。演算部Aにおいては、電力変換部Dの変換出力Vcpが入力電圧VBおよび基準電圧Vfbに対応した変換出力となるまで、差分を駆動信号生成部Bに出力する。駆動信号生成部Bは差分に対応した駆動信号を生成し、駆動回路Cを介して電力変換部Dを駆動する。これにより、入力電圧VBが変動しても、これに追随した電力変換出力Vcpを得ることができ、入力電圧VBとの差から一定の出力電圧Voutを得ることができる。 Here, in the calculation unit A, the input voltage VB and the reference voltage Vfb are added, and the voltage obtained by dividing the conversion output Vcp of the power conversion unit D by the voltage dividing circuit E is subtracted as feedback. The calculation unit A outputs the difference to the drive signal generation unit B until the conversion output Vcp of the power conversion unit D becomes a conversion output corresponding to the input voltage VB and the reference voltage Vfb. The drive signal generation unit B generates a drive signal corresponding to the difference, and drives the power conversion unit D via the drive circuit C. As a result, even if the input voltage VB fluctuates, a power conversion output Vcp that follows the fluctuation can be obtained, and a constant output voltage Vout can be obtained from the difference from the input voltage VB.
なお、図3の構成において、演算部A、駆動信号生成部Bおよび駆動回路Cは、図1および図2の構成における電源駆動部45の構成に相当し、同様に、電力変換部Dは昇圧回路50に相当し、分圧回路Eは電圧検出回路46に相当している。また、図3に示した基本構成は、第2実施形態以降の構成においても当てはまるものである。
In the configuration of FIG. 3, the calculation unit A, the drive signal generation unit B, and the drive circuit C correspond to the configuration of the power
次に、上記構成の作用について、図4も参照して説明する。
ECU70から駆動指令が与えられると、モータ駆動回路100は、昇圧回路50を駆動して高圧の出力電圧Voutを生成してハイサイド駆動回路41に供給し、制御回路43によりインバータ回路30の各MOSトランジスタ30a〜30fを駆動制御して三相モータ10に三相出力を供給する。これにより、三相モータ10は所定の回転状態で駆動制御される。
Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIG.
When a drive command is given from the ECU 70, the
上記の動作において、この実施形態では、インバータ回路30において、ハイサイド駆動素子としてNチャネル型のMOSトランジスタ30a〜30cを用いているので、オン駆動する場合には、三相モータ10への出力端子に接続されたソースとゲートとの間にゲート電圧を印加する必要がある。このとき、MOSトランジスタ30a〜30cは、オン状態になると、ドレイン・ソース間がほぼ同電位になるため、ソース電位も直流電圧VBまで上昇する。オン状態を維持するためには、ゲートに直流電圧VBよりも高い電圧をゲート電圧として印加する必要がある。
In the above operation, in this embodiment, since the N-channel type MOS transistors 30a to 30c are used as the high-side drive element in the
このため、昇圧回路50により直流電圧VBを昇圧して昇圧出力Vcpをハイサイド駆動回路41に供給している。昇圧出力Vcpは直流電圧VBの変動に追随して変化するように制御されている。これにより、MOSトランジスタ30a〜30cがオンしたときにハイサイド駆動回路41への給電状態は、高圧側に昇圧出力Vcpが印加され、低圧側に直流電圧VBが印加された状態となる。この結果ハイサイド駆動回路41は、電源端子間に昇圧出力Vcpから直流電圧VBを差し引いた出力電圧Voutが印加される状態となる。この出力電圧Voutは、後述するように一定の電圧となる。
Therefore, the
また、上記した昇圧回路50においては、MOSトランジスタ45aのオンオフ駆動制御により、次のようにして昇圧出力Vcpが得られる。昇圧回路50は、2個のコイル51と52とを用いた2段の昇圧動作を行うもので、それぞれのコイル51、52に流れる電流は同じなのでコアを共有する構成である。
Further, in the
まず、MOSトランジスタ45aがオンすると、直流電源20からコイル51、MOSトランジスタ45aを介してグランド側に電流が流れると共に直流電源20からコイル52およびコンデンサ53を介してグランド側に電流が流れる。この後MOSトランジスタ45aがオフすると、コイル51の電流はコンデンサ53およびダイオード55を介してコンデンサ54に流れ、コイル52の電流はダイオード55を介してコンデンサ54に流れる。
First, when the
以上の動作を、MOSトランジスタ45aをオンオフ動作させることで繰り返し行ってコンデンサ54に昇圧出力を得る。コンデンサ54の正極端子の電圧Vcpを電圧検出回路46の抵抗R4およびR5により第2ノードN2の電圧として検出し、コンデンサ54の負極端子の電圧VBを電圧検出回路46の抵抗R1、R2により第1ノードN1の電圧として検出する。第1ノードN1の電圧に、抵抗R3を介して基準電圧Vfbの電圧を印加することで昇圧レベルを設定している。
The above operation is repeated by turning the
上記のような制御を電源駆動回路45により行うために、電圧検出回路46の各抵抗R1〜R5は、次のような関係を有するように設定される。すなわち、電源駆動回路45の差動アンプ45bにより適切にフィードバック系が生成されている場合には、式(1)が成立する。式(1)は、左辺が第2ノードN2の電圧を示し、右辺が第1ノードN1の電圧を示している。差動アンプ45cは、入力端子間がイマジナリーショートとなるので、式(1)において、第1ノードN1と第2ノードN2の電圧が等しくなることを示している。
In order to perform the above control by the power
第2ノードN2の電圧は、昇圧回路50の変換出力Vcpを抵抗R4、R5で分圧した出力である。変換出力Vcpは、直流電圧VBに出力電圧Voutを加算した電圧である。第1ノードN1の電圧は、直流電圧VBを抵抗R1、R2で分圧した出力に、抵抗R3を介して接続された基準電圧Vfbの電圧を加算した電圧である。
The voltage of the second node N2 is the output obtained by dividing the conversion output Vcp of the
式(1)の両辺に含まれる直流電圧VBの係数が等しくなるように設定することで、出力電圧Voutは、基準電圧Vfbだけに依存した電圧となり、一定電圧とすることができる。式(2)は、直流電圧VBの係数を等しいとした場合の条件式である。これを式(1)に代入することで、出力電圧Voutは、式(3)のように、基準電圧Vfbに抵抗R2とR3の比を乗じた値として得ることができる。 By setting the coefficients of the DC voltage VB included on both sides of the equation (1) to be equal, the output voltage Vout becomes a voltage that depends only on the reference voltage Vfb, and can be a constant voltage. Equation (2) is a conditional equation when the coefficients of the DC voltage VB are equal. By substituting this into the equation (1), the output voltage Vout can be obtained as a value obtained by multiplying the reference voltage Vfb by the ratio of the resistors R2 and R3 as in the equation (3).
したがって、予め式(2)を満たすように電圧検出回路46の抵抗R1〜R5の抵抗値を調整設定しておくことで、出力電圧Voutを基準電圧Vfbのみに比例した一定の電圧として得ることができるようになる。
Therefore, by adjusting and setting the resistance values of the resistors R1 to R5 of the
図4は、上記の条件で動作する場合の、直流電圧VBに対する変換出力Vcpと出力電圧Voutの関係を図式化して示したものである。図からわかるように、直流電圧VBの値がVBxからVByに変化したときに、昇圧回路50の出力電圧Vcpも追随して変化する。出力電圧Voutは、Vcp−VBであるから、一定の電圧として取り出すことができるようになる。
FIG. 4 is a diagrammatic representation of the relationship between the converted output Vcp and the output voltage Vout with respect to the DC voltage VB when operating under the above conditions. As can be seen from the figure, when the value of the DC voltage VB changes from VBx to VBy, the output voltage Vcp of the
このような本実施形態では、グランドを基準としたハイサイド駆動電圧を分圧してモニタ電圧として出力する電圧検出回路46を設け、電源駆動部45により、昇圧回路50に対して制御信号を与え、モニタ電圧、基準電圧Vfbおよび直流電源20の電圧VBの値に基づいてハイサイド駆動電圧と直流電源の電圧との差電圧Voutが一定となるように制御する構成とした。
In such an embodiment, a
これにより、昇圧回路50においては、グランドを基準とした直流電源20の電圧VBを、電源駆動部45からの制御信号に基づいて昇圧動作を行ってハイサイド電源電圧を生成することができるようになる。この結果、ハイサイド駆動電圧と直流電源の電圧との差電圧が一定となる出力電圧Voutを得ることができる。
As a result, in the
したがって、車載バッテリなどを対象とした直流電源20の電圧VBが他の負荷などによって変動する場合でも、ハイサイド駆動素子として設けられるNチャネル型のMOSトランジスタ30a〜30cに対応したハイサイド駆動電圧を直流電源の電圧との差電圧によって安定した駆動をすることができる。
Therefore, even when the voltage VB of the
また、ハイサイド駆動電圧を、グランドを基準として検出してモニタ電圧として取り込むので、従来のようなレベルシフト回路を設ける必要がなく、簡単な構成でモニタすることができると共に、電圧帰還の遅延をなくすことができ、応答性の良好なモニタ電圧として制御することができるようになる。
さらに、機電一体モータインバータなどに用いるブートストラップ回路と異なり、放射ノイズの抑制が困難となる不具合を回避することができる。
Moreover, since the high-side drive voltage is detected with reference to the ground and taken in as the monitor voltage, it is not necessary to provide a level shift circuit as in the conventional case, and it is possible to monitor with a simple configuration and delay the voltage feedback. It can be eliminated and can be controlled as a monitor voltage with good responsiveness.
Further, unlike a bootstrap circuit used for a mechanical / electrical integrated motor inverter or the like, it is possible to avoid a problem that makes it difficult to suppress radiation noise.
(第2実施形態)
図5は第2実施形態を示すもので、以下、第1実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、電源回路110に代えて電源回路120を設け、電圧検出の構成としてマイコンを用いた構成としている。
(Second Embodiment)
FIG. 5 shows the second embodiment, and the parts different from the first embodiment will be described below. In this embodiment, the
電源回路120は、電圧検出回路46に代えて、電圧検出回路80a、80bを設けている。電圧検出回路80aは、マイコン81を備えるとともに、3つの抵抗R11、R12、R13を備えている。マイコン81は、調整回路として機能するもので、CPU81a、ADC(ADコンバータ)81bおよびDAC(DAコンバータ)81cを備える。
The
抵抗R13および抵抗R11は直列に接続した状態で昇圧回路50の出力端子Vcpとグランドとの間に接続される。抵抗R13およびR11の共通接続点は第2ノードN2とされ、差動アンプ45cの非反転入力端子に接続される。また、差動アンプ45cの反転入力端子には基準電源45dが直接接続される。抵抗R12は、抵抗R13およびR11の共通接続点とDAC81cとの間に接続される。
The resistor R13 and the resistor R11 are connected in series between the output terminal Vcp of the
電圧検出回路80bは、電圧検出回路46で用いたと同等の抵抗R1およびR2の直列回路を有し、直流電源20の直流電圧VBを検出するように接続される。抵抗R1およびR2の共通接続点は第1ノードN1とされ、マイコン81のADC81bに入力され、直流電圧VBをCPU81aにより検出する。
The
マイコン81は、CPU81aにおいて、ADC81cに入力される直流電圧VBの値から、後述するようにしてDAC81cに電圧信号Vdacを出力することで昇圧回路50による出力電圧Voutが一定となるように制御している。
The microcomputer 81 controls the
次に、上記構成の作用について説明する。
電源回路120は、第1実施形態と同様にして昇圧回路50を駆動制御して昇圧出力Vcpと直流電圧VBとの差電圧である出力電圧Voutを一定となるようにしている。まず、図5の構成において、昇圧回路50の変換出力Vcpについて基準電圧VfbおよびDAC81cから出力される電圧信号Vdacとの関係を求めると、式(4)のようになる。
Next, the operation of the above configuration will be described.
The
式(4)において、昇圧回路50の変換出力Vcpの値から直流電圧VBを差し引いた出力電圧Voutが一定となる条件は、DAC81cの出力電圧Vdacの項が直流電圧VBの項と相殺されて基準電圧Vfbの項だけになることである。したがって、DAC81cの出力電圧Vdacの値を式(5)のように設定することでこれを実現でき、これによって式(6)に示すような出力電圧Voutを得る。必要とする出力電圧Voutは、抵抗R11、R12、R13の抵抗値と基準電源45cの基準電圧Vfbを設定することで得ることができる。
In the formula (4), the condition that the output voltage Vout obtained by subtracting the DC voltage VB from the value of the conversion output Vcp of the
この場合、式(5)で示すDAC81cの出力電圧Vdacの値は、直流電圧VBの値を基準としているので、ADC81bにより取り込んだ直流電圧VBの値に対応して設定することができる。ここでは、式(5)に示すように、DAC81cの出力電圧Vdacの値は、直流電圧VBに対して負の値となるので、物理的には抵抗R13とR11の共通接続点から電流を引き込むように調整していることになる。
したがって、このような第2実施形態によっても第1実施形態と同様の効果を得ることができる。
In this case, since the value of the output voltage Vdac of the DAC81c represented by the equation (5) is based on the value of the DC voltage VB, it can be set corresponding to the value of the DC voltage VB taken in by the
Therefore, the same effect as that of the first embodiment can be obtained by such a second embodiment.
(第3実施形態)
図6および図7は第3実施形態を示すもので、以下、第2実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、電源回路120に代えて電源回路130を設ける構成としている。なお、第3実施形態は、直流電圧VBの変動に対して、出力電圧Voutを一定ではないが、一定値を基準として変動許容範囲内に入るように制御するもので、このような条件の元で使用可能なものである。
(Third Embodiment)
6 and 7 show the third embodiment, and the parts different from the second embodiment will be described below. In this embodiment, the
電源回路130は、電圧検出回路80a、80bに代えて電圧検出回路90a、90bを設けている。電圧検出回路90aは、マイコン91およびMOSトランジスタ92を備えるとともに、3つの抵抗R21、R22、R23を備えている。マイコン91は、調整回路として機能するもので、CPU91a、ADC(ADコンバータ)91bを備える。
The
抵抗R21、R22および抵抗R23は直列に接続した状態で昇圧回路50の出力端子Vcpとグランドとの間に接続される。抵抗R22およびR23の共通接続点は第2ノードN2とされ、差動アンプ45cの非反転入力端子に接続される。抵抗R22は、両端子にMOSトランジスタ92のドレイン・ソース間が接続されている。
The resistors R21, R22 and R23 are connected in series between the output terminal Vcp of the
電圧検出回路90bは、電圧検出回路80bで用いたと同等の抵抗R1およびR2の直列回路を有し、直流電源20の直流電圧VBを検出するように接続される。抵抗R1およびR2の共通接続点は第1ノードN1とされ、マイコン81のADC91bに入力され、直流電圧VBをCPU91aにより検出する。マイコン91は、CPU91aにおいて、ADC91cに入力される直流電圧VBの値から、後述するようにしてMOSトランジスタ92をオンさせるか否かを判断している。
The
次に、上記構成の作用について図7も参照して説明する。
電源回路130は、第2実施形態とは異なり、昇圧回路50を駆動制御して昇圧出力Vcpと直流電圧VBとの差電圧である出力電圧Voutを一定範囲内として変動許容範囲内に入るように制御している。これは昇圧回路50による出力電圧Voutとして、実用に適した範囲を変動許容範囲としており、一定ではないが直流電圧VBの変動に対して少ない変動量となる範囲として設定されている。
Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIG. 7.
Unlike the second embodiment, the
この実施形態では、出力電圧Voutが一定値を基準とした所定の変動許容範囲内に入るように、昇圧回路50の変換出力を2段階で出力するように設定している。これは、MOSトランジスタ92をオンさせて抵抗R22を短絡させた状態で得る昇圧出力Vcp1と、MOSトランジスタ92をオフさせて抵抗R22を用いた状態得る昇圧出力Vcp2とを切り替える構成である。
In this embodiment, the conversion output of the
図6の構成において、昇圧回路50の変換出力Vcp1について基準電圧Vfbと抵抗R21、R23から関係を求めると、式(7)のようになる。また、昇圧回路50の変換出力Vcp2について基準電圧Vfbと抵抗R21、R22、R23から関係を求めると、式(8)のようになる。式(7)、(8)から明らかなように、Vcp2はVcp1よりも大きい電圧となる。
In the configuration of FIG. 6, when the relationship between the reference voltage Vfb and the resistors R21 and R23 is obtained for the conversion output Vcp1 of the
図7は、昇圧回路の出力電圧Voutを、変換出力Vcp1、Vcp2を用いて得るときの関係を示している。出力電圧Voutが変動許容範囲内に収まるように、直流電圧VBの変動に応じてVcp1からVcp2に切り替える。ここでは、例えば直流電圧VBがVB1になると変換出力Vcp1からVcp2に切り替えるように設定している。 FIG. 7 shows the relationship when the output voltage Vout of the booster circuit is obtained by using the conversion outputs Vcp1 and Vcp2. The Vcp1 is switched to Vcp2 according to the fluctuation of the DC voltage VB so that the output voltage Vout is within the fluctuation allowable range. Here, for example, when the DC voltage VB becomes VB1, the conversion output Vcp1 is set to be switched to Vcp2.
具体的には、マイコン91は、CPU91aにおいて、ADC91bを介して入力される直流電圧VBのレベルがVB1以下である(a)の場合には、MOSトランジスタ92をオン状態に制御する。これにより、電圧検出回路90aの抵抗R22は短絡状態とされ、抵抗R21およびR23が有効に機能する状態となり、電源駆動部45は昇圧回路50に変換出力Vcp1を出力するように制御する。
Specifically, the
一方、マイコン91は、CPU91aにおいて、ADC91bを介して入力される直流電圧VBのレベルがVB1を超える(b)の場合には、MOSトランジスタ92をオフ状態に切り替える。これにより、電圧検出回路90aの3つの抵抗R21、R22およびR23が有効に機能する状態となり、電源駆動部45は昇圧回路50に変換出力Vcp2を出力するように制御する。
On the other hand, when the level of the DC voltage VB input via the
出力電圧Voutは、上記した(a)、(b)のそれぞれの場合に対応して、次のように得られる。
(a)VB≦VB1のとき Vout=Vcp1−VB
(b)VB>VB1のとき Vout=Vcp2−VB
この結果、図7に示しているように、出力電圧Voutは、変動許容範囲内に収まる状態で出力されるようになる。
The output voltage Vout is obtained as follows, corresponding to each of the above cases (a) and (b).
(A) When VB ≤ VB1 Vout = Vcp1-VB
(B) When VB> VB1 Vout = Vcp2-VB
As a result, as shown in FIG. 7, the output voltage Vout is output in a state of being within the fluctuation allowable range.
したがって、このような第3実施形態によれば、直流電圧VBが変動しても、昇圧回路50による出力電圧Voutを実用上支障のない所定の変動許容範囲内に収まるように制御することができるようになる。また、第3実施形態においては、第1ノードN1の電位に応じてMOSトランジスタ92をオンオフの切り替え制御をする簡単な構成とすることができる。
Therefore, according to such a third embodiment, even if the DC voltage VB fluctuates, the output voltage Vout by the
(第4実施形態)
図8および図9は第4実施形態を示すもので、以下、第3実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、電源回路130に代えて電源回路140を設ける構成としている。また、第4実施形態においても、直流電圧VBの変動に対して、出力電圧Voutを一定ではないが、一定値を基準として変動許容範囲内に入るように制御するものである。
(Fourth Embodiment)
8 and 9 show the fourth embodiment, and the parts different from the third embodiment will be described below. In this embodiment, the
電源回路140は、電圧検出回路90a、90bに代えて電圧検出回路95a、95bを設けている。電圧検出回路95aは、マイコン96およびMOSトランジスタ97a〜97nを備えるとともに、抵抗R31、R33およびR3a〜R3nを備えている。マイコン96は、CPU96a、ADC(ADコンバータ)96bを備える。
The
抵抗R31、R33および抵抗R3a〜R3nは直列に接続した状態で昇圧回路50の出力端子Vcpとグランドとの間に接続される。抵抗R33およびR3nの共通接続点は第2ノードN2とされ、差動アンプ45cの非反転入力端子に接続される。抵抗R3a〜R3nは、それぞれ両端子にMOSトランジスタ97a〜97nのドレイン・ソース間が接続されている。
The resistors R31 and R33 and the resistors R3a to R3n are connected in series between the output terminal Vcp of the
電圧検出回路95bは、電圧検出回路90bで用いたと同等の抵抗R1およびR2の直列回路を有し、直流電源20の直流電圧VBを検出するように接続される。抵抗R1およびR2の共通接続点は第1ノードN1とされ、マイコン96のADC96bに入力され、直流電圧VBをCPU96aにより検出する。マイコン96は、CPU96aにおいて、ADC96cに入力される直流電圧VBの値から、後述するようにしてMOSトランジスタ97a〜97nをオンさせるか否かを判断している。
The
次に、上記構成の作用について図9も参照して説明する。
電源回路140は、第3実施形態と同様に、昇圧回路50を駆動制御して昇圧出力Vcpと直流電圧VBとの差電圧である出力電圧Voutを一定範囲内として変動許容範囲内に入るように制御している。
Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIG.
Similar to the third embodiment, the
この実施形態では、出力電圧Voutが変動許容範囲内に入るように、昇圧回路50の変換出力を3段階以上のn段階で出力するように設定している。これは、MOSトランジスタ97a〜97nを選択的にオンさせて抵抗R3a〜R3nを選択的に短絡させることでn段階の昇圧出力Vcpa〜Vcpnを設定する構成である。
In this embodiment, the conversion output of the
図8の構成において、昇圧回路50の変換出力Vcpnについて基準電圧Vfbと抵抗R31、R33および有効に機能している抵抗R3a〜R3nの合成抵抗Rxから関係を求めると、式(9)のようになる。
In the configuration of FIG. 8, the relationship between the reference voltage Vfb and the resistors R31 and R33 and the combined resistors Rx of the effectively functioning resistors R3a to R3n is obtained for the conversion output Vcpn of the
図9は、昇圧回路の出力電圧Voutを、変換出力Vcpa〜Vcpnを用いて得るときの関係を示している。出力電圧Voutが変動許容範囲内に収まるように、直流電圧VBの変動に応じてVcpaからVcpb、…、Vcpnに切り替える。ここでは、例えば直流電圧VBがVBaになると変換出力VcpaからVcpbに切り替え、以下、直流電圧VBがVB(n−1)になると変換出力Vcp(n−1)からVcpnに切り替えるように設定している。 FIG. 9 shows the relationship when the output voltage Vout of the booster circuit is obtained by using the conversion outputs Vcpa to Vcpn. The Vcpa is switched to Vcpb, ..., Vcpn according to the fluctuation of the DC voltage VB so that the output voltage Vout is within the fluctuation allowable range. Here, for example, when the DC voltage VB becomes VBa, the conversion output Vcpa is switched to Vcpb, and thereafter, when the DC voltage VB becomes VB (n-1), the conversion output Vcp (n-1) is switched to Vcpn. There is.
具体的には、マイコン91は、CPU91aにおいて、ADC91bを介して入力される直流電圧VBのレベルがVB1〜VB(n−1)の区分で、MOSトランジスタ97a〜97nを選択的に駆動して昇圧回路50の変換出力VcpがVcpa〜Vcpnまで切り替わるように制御している。
Specifically, the
出力電圧Voutは、上記したそれぞれの場合に対応して、次のように得られる。
(a)VBL<VB≦VBa Vout=Vcpa−VB
(b)VBa<VB≦VBb Vout=Vcpb−VB
以下同様にして、最後に、
(n)VB(n−1)<VB≦VBH Vout=Vcpn−VB
この結果、図9に示しているように、出力電圧Voutは、変動許容範囲内に収まる状態で出力されるようになる。
The output voltage Vout is obtained as follows, corresponding to each of the above cases.
(A) VBL <VB ≤ VBa Vout = Vcpa-VB
(B) VBa <VB ≤ VBb Vout = Vcpb-VB
In the same way, finally,
(N) VB (n-1) <VB ≤ VBH Vout = Vcpn-VB
As a result, as shown in FIG. 9, the output voltage Vout is output in a state of being within the fluctuation allowable range.
したがって、このような第4実施形態によっても、第3実施形態と同様の効果に加えてさらにきめ細かな区分をすることで変動許容範囲を狭くして一定値に匹敵する値に制御することができる。 Therefore, even in such a fourth embodiment, in addition to the same effect as in the third embodiment, the fluctuation permissible range can be narrowed and controlled to a value comparable to a constant value by further finely dividing the classification. ..
(他の実施形態)
なお、本発明は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。
ICとして構成する部分は、電圧検出回路46を除いた部分としても良い。
(Other embodiments)
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be applied to various embodiments without departing from the gist thereof. For example, the present invention can be modified or extended as follows.
The portion configured as an IC may be a portion excluding the
第4実施形態において、直流電源20の直流電圧VBの変動に対して、Vcpnの切り替え領域の幅を狭くすることで、さらに変動許容範囲を小さくすることができる。したがって、この方式において、必要となる変動許容範囲に対応してVcpnの切り替え領域幅を適切に設定することで、出力電圧Voutを一定値に近づけるように制御をすることができる。
In the fourth embodiment, the allowable fluctuation range can be further reduced by narrowing the width of the switching region of Vcpn with respect to the fluctuation of the DC voltage VB of the
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。 Although the present disclosure has been described in accordance with the examples, it is understood that the present disclosure is not limited to the examples and structures. The present disclosure also includes various modifications and modifications within an equal range. In addition, various combinations and forms, as well as other combinations and forms that include only one element, more, or less, are also within the scope of the present disclosure.
図面中、10は三相モータ、20は直流電源、30はインバータ回路、30a〜30cはNチャネル型のMOSトランジスタ(ハイサイド駆動素子)、30d〜30fはNチャネル型のMOSトランジスタ、40は駆動制御回路、41はハイサイド駆動回路、43は制御回路、44は制御電源回路、45は電源駆動部、45aはMOSトランジスタ、45bは電源駆動回路、45cは差動アンプ、45dは基準電源、46、80a、90a、95aは電圧検出回路、46a、80b、90b、95bは電源電圧検出回路、50は昇圧回路、70はECU、81、91はマイコン(調整回路)、100はモータ駆動回路、110、120、130、140は電源回路である。 In the drawing, 10 is a three-phase motor, 20 is a DC power supply, 30 is an inverter circuit, 30a to 30c are N-channel type MOS transistors (high-side drive elements), 30d to 30f are N-channel type MOS transistors, and 40 is drive. Control circuit, 41 is a high-side drive circuit, 43 is a control circuit, 44 is a control power supply circuit, 45 is a power supply drive unit, 45a is a MOS transistor, 45b is a power supply drive circuit, 45c is a differential amplifier, 45d is a reference power supply, 46. , 80a, 90a, 95a are voltage detection circuits, 46a, 80b, 90b, 95b are power supply voltage detection circuits, 50 are booster circuits, 70 are ECUs, 81, 91 are microcomputers (adjustment circuits), 100 are motor drive circuits, 110. , 120, 130, 140 are power supply circuits.
Claims (6)
グランドを基準として基準電圧(Vfb)を供給する基準電源(45d)と、
前記グランドを基準とした前記ハイサイド駆動電圧(Vcp)を分圧してモニタ電圧として出力する電圧検出回路(46、80a、90a、95a)と、
前記グランドを基準とした前記直流電源の電圧を制御信号に基づいて昇圧して変換出力を前記ハイサイド駆動電圧として生成する昇圧回路(50)と、
前記モニタ電圧、前記基準電圧および前記直流電源の電圧の値に基づいて前記ハイサイド駆動電圧と前記直流電源の電圧との差電圧が一定とみなせる所定範囲内となるように前記制御信号を生成する電源駆動部(45)と
を備えた電源回路。 A power supply circuit that generates a high-side drive voltage corresponding to an N-channel type MOS transistor provided as a high-side drive element from a DC power supply and outputs it to an output terminal.
A reference power supply (45d) that supplies a reference voltage (Vfb) with reference to the ground, and
A voltage detection circuit (46, 80a, 90a, 95a) that divides the high-side drive voltage (Vcp) with reference to the ground and outputs it as a monitor voltage.
A booster circuit (50) that boosts the voltage of the DC power supply with reference to the ground based on the control signal and generates a conversion output as the high-side drive voltage.
The control signal is generated so that the difference voltage between the high-side drive voltage and the voltage of the DC power supply is within a predetermined range that can be regarded as constant based on the values of the monitor voltage, the reference voltage, and the voltage of the DC power supply. A power supply circuit including a power supply drive unit (45).
第1ノード(N1)を介して接続した第1抵抗(R1)および第2抵抗(R2)の直列抵抗により前記直流電源の電圧を分圧して出力する電源電圧検出回路(46a)と、
前記基準電源と前記第1ノードとの間に接続される第3抵抗(R3)とを備え、
前記電源駆動部は、前記モニタ電圧を前記第1ノードの出力電圧と比較して前記制御信号を生成する差動アンプ(45c)
を備える請求項1に記載の電源回路。 The voltage detection circuit
A power supply voltage detection circuit (46a) that divides and outputs the voltage of the DC power supply by the series resistance of the first resistor (R1) and the second resistor (R2) connected via the first node (N1), and
A third resistor (R3) connected between the reference power supply and the first node is provided.
The power supply drive unit compares the monitor voltage with the output voltage of the first node to generate the control signal (45c).
The power supply circuit according to claim 1.
前記電源駆動部は、前記調整回路により調整された前記モニタ電圧と前記参照電圧とを比較して前記制御信号を生成する差動アンプ(45c)
を備える請求項1に記載の電源回路。 An adjustment circuit (81, 91) for adjusting the voltage of the second node (N2) that outputs the monitor voltage based on the voltage of the DC power supply is provided.
The power supply drive unit is a differential amplifier (45c) that generates the control signal by comparing the monitor voltage adjusted by the adjustment circuit with the reference voltage.
The power supply circuit according to claim 1.
前記直流電源の電圧に比例する電圧を出力する電源電圧検出回路と、
前記第2ノードと前記電源電圧検出回路との間に接続された第4抵抗(R12)とを備える請求項3に記載の電源回路。 The adjustment circuit
A power supply voltage detection circuit that outputs a voltage proportional to the voltage of the DC power supply, and
The power supply circuit according to claim 3, further comprising a fourth resistor (R12) connected between the second node and the power supply voltage detection circuit.
前記直流電源の電圧に比例する電圧を出力する電源電圧検出回路を備え、
前記第2ノードと前記出力端子との間の抵抗値を前記電源電圧検出回路による前記直流電源の電圧に比例する電圧に応じて切り替えて調整する請求項3に記載の電源回路。 The adjustment circuit
A power supply voltage detection circuit that outputs a voltage proportional to the voltage of the DC power supply is provided.
The power supply circuit according to claim 3, wherein the resistance value between the second node and the output terminal is switched and adjusted according to a voltage proportional to the voltage of the DC power supply by the power supply voltage detection circuit.
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