JP2021061718A - Power supply circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電源回路に関する。 The present invention relates to a power supply circuit.
例えば３相モータを駆動する場合、一般的に６個の駆動素子を３相ブリッジ接続した構成とすることが行われる。ハイサイド側の駆動素子として、特性の優位性からＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、電源電圧よりも高電圧を出力可能なハイサイド電源回路を用いる。 For example, when driving a three-phase motor, generally, six drive elements are connected by a three-phase bridge. When an N-channel MOSFET is used as the drive element on the high-side side due to its superior characteristics, a high-side power supply circuit capable of outputting a voltage higher than the power supply voltage is used.
このような構成で用いられるハイサイド電源回路としては、例えばチャージポンプ回路やブートストラップ回路などがある。しかし、ハイサイド電源回路をチャージポンプ回路で構成した場合には、低電圧での動作効率が悪くなることがある。 Examples of the high-side power supply circuit used in such a configuration include a charge pump circuit and a bootstrap circuit. However, when the high-side power supply circuit is composed of a charge pump circuit, the operating efficiency at a low voltage may deteriorate.
また、ハイサイド電源回路をブートストラップ回路で構成した場合には、ダイオードが直列に２個分介在された構成となるので、低電圧動作に対して不適となる。また、ブートストラップ回路では、過昇圧を防止するクランプ回路が必要となる。さらに、モータの構成が機電一体型のものである場合には、ブートストラップ回路を機電一体基板に搭載するが、この場合には、放射ノイズの抑制が困難となる不具合がある。 Further, when the high-side power supply circuit is configured by the bootstrap circuit, the configuration is such that two diodes are interposed in series, which is unsuitable for low-voltage operation. Further, in the bootstrap circuit, a clamp circuit for preventing over-boosting is required. Further, when the configuration of the motor is an integrated mechanical / electrical type, the bootstrap circuit is mounted on the integrated mechanical / electrical board, but in this case, there is a problem that it is difficult to suppress the radiation noise.
本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、ハイサイドの駆動素子に対して、簡単な構成で、低電圧で動作可能で、且つバッテリなどの電源電圧に基づいて一定電圧に昇圧して出力できるようにした電源回路を提供することにある。 The present invention has been made in consideration of the above circumstances, and an object of the present invention is to have a simple configuration for a high-side drive element, to operate at a low voltage, and to be constant based on a power supply voltage such as a battery. The purpose of the present invention is to provide a power supply circuit that can be boosted to a voltage and output.
請求項１に記載の電源回路は、ハイサイド駆動素子として設けられるＮチャネル型のＭＯＳトランジスタに対応したハイサイド駆動電圧を直流電源から生成して出力端子に出力する電源回路であって、グランドを基準として基準電圧（Ｖｆｂ）を供給する基準電源（４５ｄ）と、前記グランドを基準とした前記ハイサイド駆動電圧（Ｖｃｐ）を分圧してモニタ電圧として出力する電圧検出回路（４６、８０ａ、９０ａ、９５ａ）と、前記グランドを基準とした前記直流電源の電圧を制御信号に基づいて昇圧して変換出力を前記ハイサイド駆動電圧として生成する昇圧回路（５０）と、前記モニタ電圧、前記基準電圧および前記直流電源の電圧の値に基づいて前記ハイサイド駆動電圧と前記直流電源の電圧との差電圧が一定とみなせる所定範囲内となるように前記制御信号を生成する電源駆動部（４５）とを備えている。
The power supply circuit according to
上記構成を採用することにより、電圧検出回路はグランドを基準としたハイサイド駆動電圧を分圧してモニタ電圧として出力し、電源駆動部は、昇圧回路に対して制御信号を与え、モニタ電圧、基準電圧および直流電源の電圧の値に基づいてハイサイド駆動電圧と直流電源の電圧との差電圧が一定とみなせる所定範囲内となるように制御する。これにより、昇圧回路は、グランドを基準とした直流電源の電圧を制御信号に基づいて昇圧して前記ハイサイド電源電圧を生成するようになる。 By adopting the above configuration, the voltage detection circuit divides the high side drive voltage with reference to ground and outputs it as a monitor voltage, and the power supply drive unit gives a control signal to the booster circuit to monitor voltage and reference. Based on the voltage and the voltage of the DC power supply, the difference voltage between the high side drive voltage and the voltage of the DC power supply is controlled so as to be within a predetermined range that can be regarded as constant. As a result, the booster circuit boosts the voltage of the DC power supply with reference to the ground based on the control signal to generate the high-side power supply voltage.
この結果、ハイサイド駆動電圧と直流電源の電圧との差電圧が一定とみなせる所定範囲内の出力電圧を得ることができるので、直流電源の電圧が他の負荷などによって変動する場合でも、ハイサイド駆動素子として設けられるＮチャネル型のＭＯＳトランジスタに対応したハイサイド駆動電圧を直流電源の電圧との差電圧によって安定した駆動をすることができる。 As a result, it is possible to obtain an output voltage within a predetermined range in which the difference voltage between the high-side drive voltage and the DC power supply voltage can be regarded as constant, so that even if the DC power supply voltage fluctuates due to other loads or the like, the high-side The high-side drive voltage corresponding to the N-channel type MOS transistor provided as the drive element can be stably driven by the difference voltage from the voltage of the DC power supply.
また、ハイサイド駆動電圧を、グランドを基準として検出してモニタ電圧として取り込むので、従来のようなレベルシフト回路を設ける必要がなく、簡単な構成でモニタすることができると共に、電圧帰還の遅延をなくすことができ、応答性の良好なモニタ電圧として制御することができるようになる。
さらに、機電一体モータインバータなどに用いるブートストラップ回路と異なり、放射ノイズの抑制が困難となる不具合を回避することができる。
Moreover, since the high-side drive voltage is detected with reference to the ground and taken in as the monitor voltage, it is not necessary to provide a level shift circuit as in the conventional case, and it is possible to monitor with a simple configuration and delay the voltage feedback. It can be eliminated and can be controlled as a monitor voltage with good responsiveness.
Further, unlike a bootstrap circuit used for a mechanical / electrical integrated motor inverter or the like, it is possible to avoid a problem that makes it difficult to suppress radiation noise.
（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について、図１〜図４を参照して説明する。
図１において、モータ駆動回路１００は、三相モータ１０を直流電源２０の直流電圧ＶＢに基づいて駆動する。モータ駆動回路１００は、三相モータ１０に一体に設けられるプリント基板に機電一体モータインバータとして構成されるものである。直流電源２０は、例えば車載バッテリなどを想定しており、給電動作では他の負荷への給電も行っていて、給電状態によって内部抵抗に起因して直流電圧ＶＢが変動することがある。
(First Embodiment)
Hereinafter, the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 4.
In FIG. 1, the
モータ駆動回路１００は、インバータ回路３０、駆動制御回路４０、昇圧回路５０などを備えている。モータ駆動回路１００の電源入力端子間にはコンデンサ６０が接続されている。三相モータ１０を駆動する駆動指示信号を出力するＥＣＵ（Electronic Control Unit）７０は、直流電源２０から給電され、モータ駆動回路１００に対して駆動指示信号を与える。
The
インバータ回路３０は、直流電源２０から三相モータ１０に三相交流を供給する回路で、６個のＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ３０ａ〜３０ｆを三相ブリッジ接続した構成である。各相のアームのハイサイドにはハイサイド駆動素子としてのＭＯＳトランジスタ３０ａ〜３０ｃが設けられ、ローサイドにはＭＯＳトランジスタ３０ｄ〜３０ｆが設けられ、共通接続点が出力端子として三相モータ１０に接続される。
The
駆動制御回路４０は、ハイサイド駆動回路４１、ローサイド駆動回路４２、制御回路４３、制御電源回路４４、電源駆動部４５、電圧検出回路４６などを備えている。電源駆動部４５および電圧検出回路４６の詳細は図２に示している。なお、図２に示したように、電源駆動部４５、電圧検出回路４６および昇圧回路５０を電源回路１１０として構成している。また、この実施形態においては、電源駆動部４５および電圧検出回路４６はモノリシックＩＣにより一体に形成されている。
The
ハイサイド駆動回路４１は、バッファ４１ａ〜４１ｃを備え、インバータ回路３０に設けられたハイサイド側のＭＯＳトランジスタ３０ａ〜３０ｃのそれぞれにゲートに駆動電圧を与える。バッファ４１ａ〜４１ｃは、直流電圧ＶＢよりも高い直流電圧ＶＨから給電され、制御回路４３からの駆動信号に応じて、給電端子の電位を基準としてゲート電圧を出力するように構成される。
The high-
ローサイド駆動回路４２は、ローサイド側のＭＯＳトランジスタ３０ｄ〜３０ｆのそれぞれにゲートに駆動電圧を与える。内部にはハイサイド駆動回路４１と同様の３個のバッファが設けられ、グランドを基準としてゲート電圧を出力するように構成される。
The low-
制御回路４３は、ＥＣＵ７０から三相モータ１０の駆動指示信号が与えられると、ハイサイド駆動回路４１およびローサイド駆動回路４２を駆動制御する。制御電源回路４４は、駆動制御回路４０内の制御電源を供給するもので、直流電源ＶＢから降圧により制御電源を生成している。
The
図２において、電源駆動部４５は、電圧検出回路４６と共に昇圧回路５０の駆動制御を行うもので、通電駆動用のＭＯＳトランジスタ４５ａ、電源駆動回路４５ｂ、差動アンプ４５ｃを備えている。ＭＯＳトランジスタ４５ａは昇圧回路５０に通電して昇圧動作を行わせるためのもので、電源駆動回路４５ｂからの駆動信号に基づいてオンオフの制御がなされる。
In FIG. 2, the power
電源駆動回路４５ｂは、差動アンプ４５ｃからの出力電圧に基づいてＭＯＳトランジスタ４５ａのオンオフ制御用の駆動信号を例えばＰＷＭ制御により生成している。差動アンプ４５ｃは、電圧検出回路４６の検出電圧に基づいて昇圧回路５０の昇圧電圧Ｖｃｐが基準電圧Ｖｆｂに基づいた出力となるように差分を演算して出力する。
The power
図２において、電圧検出回路４６は、５個の抵抗Ｒ１〜Ｒ５を備えている。抵抗Ｒ１およびＲ２は直列に接続した状態で、直流電源ＶＢとグランドとの間に、抵抗Ｒ１をグランド側にして接続される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の共通接続点である第１ノードＮ１は、差動アンプ４５ｃの反転入力端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ３を介して基準電源４５ｄに接続される。なお、抵抗Ｒ１〜Ｒ３により構成される部分を電源電圧検出回路４６ａとしている。
In FIG. 2, the
基準電源４５ｄは、基準電圧Ｖｆｂを出力するもので、負極はグランドに接続される。抵抗Ｒ４およびＲ５は直列に接続した状態で、昇圧回路５０の出力端子とグランドとの間に、抵抗Ｒ４側をグランド側にして接続される。抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の共通接続点である第２ノードＮ２は、差動アンプ４５ｃの非反転入力端子に接続される。なお、抵抗Ｒ４、Ｒ５により構成される部分を、出力電圧Ｖｃｐをモニタ電圧として検出するモニタ電圧検出回路４６ｂとしている。
The
昇圧回路５０は、コイル５１、５２、コンデンサ５３、５４、ダイオード５５を備え、直流電源２０から直流電圧ＶＢが入力され、出力端子ＶｃｐとＶＢとの間に昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。昇圧回路５０は、駆動制御回路４０により昇圧動作が制御され、ハイサイド駆動回路４１の駆動電圧として変換出力電圧Ｖｃｐを供給する。
The
昇圧回路５０において、電源駆動部４５のＭＯＳトランジスタ４５ａのドレインが、コイル５１を介して直流電源２０の正極端子に接続されるとともに、コンデンサ５３およびダイオード５５を順方向に介して出力端子Ｖｃｐに接続される。ダイオード５５は、アノードおよびカソードがそれぞれコイル５２およびコンデンサ５４を介して直流電源２０の正極端子に接続される。
In the
次に、図３は、上記した図１および図２の具体的な構成に対する基本構成を示している。演算部Ａ、駆動信号生成部Ｂ、駆動回路Ｃ、電力変換部Ｄおよび分圧回路Ｄを設ける基本構成である。入力電圧ＶＢは直流電源２０の直流電圧ＶＢに相当しており、出力電圧Ｖｏｕｔは、昇圧回路５０による変換出力である電圧Ｖｃｐから入力電圧ＶＢを差し引いた電圧である。
Next, FIG. 3 shows a basic configuration with respect to the specific configurations of FIGS. 1 and 2 described above. This is a basic configuration in which a calculation unit A, a drive signal generation unit B, a drive circuit C, a power conversion unit D, and a voltage dividing circuit D are provided. The input voltage VB corresponds to the DC voltage VB of the
ここで、演算部Ａでは、入力電圧ＶＢ、基準電圧Ｖｆｂが加算されると共に、電力変換部Ｄの変換出力Ｖｃｐを分圧回路Ｅで分圧した電圧がフィードバックとして減算される。演算部Ａにおいては、電力変換部Ｄの変換出力Ｖｃｐが入力電圧ＶＢおよび基準電圧Ｖｆｂに対応した変換出力となるまで、差分を駆動信号生成部Ｂに出力する。駆動信号生成部Ｂは差分に対応した駆動信号を生成し、駆動回路Ｃを介して電力変換部Ｄを駆動する。これにより、入力電圧ＶＢが変動しても、これに追随した電力変換出力Ｖｃｐを得ることができ、入力電圧ＶＢとの差から一定の出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。 Here, in the calculation unit A, the input voltage VB and the reference voltage Vfb are added, and the voltage obtained by dividing the conversion output Vcp of the power conversion unit D by the voltage dividing circuit E is subtracted as feedback. The calculation unit A outputs the difference to the drive signal generation unit B until the conversion output Vcp of the power conversion unit D becomes a conversion output corresponding to the input voltage VB and the reference voltage Vfb. The drive signal generation unit B generates a drive signal corresponding to the difference, and drives the power conversion unit D via the drive circuit C. As a result, even if the input voltage VB fluctuates, a power conversion output Vcp that follows the fluctuation can be obtained, and a constant output voltage Vout can be obtained from the difference from the input voltage VB.
なお、図３の構成において、演算部Ａ、駆動信号生成部Ｂおよび駆動回路Ｃは、図１および図２の構成における電源駆動部４５の構成に相当し、同様に、電力変換部Ｄは昇圧回路５０に相当し、分圧回路Ｅは電圧検出回路４６に相当している。また、図３に示した基本構成は、第２実施形態以降の構成においても当てはまるものである。
In the configuration of FIG. 3, the calculation unit A, the drive signal generation unit B, and the drive circuit C correspond to the configuration of the power
次に、上記構成の作用について、図４も参照して説明する。
ＥＣＵ７０から駆動指令が与えられると、モータ駆動回路１００は、昇圧回路５０を駆動して高圧の出力電圧Ｖｏｕｔを生成してハイサイド駆動回路４１に供給し、制御回路４３によりインバータ回路３０の各ＭＯＳトランジスタ３０ａ〜３０ｆを駆動制御して三相モータ１０に三相出力を供給する。これにより、三相モータ１０は所定の回転状態で駆動制御される。
Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIG.
When a drive command is given from the ECU 70, the
上記の動作において、この実施形態では、インバータ回路３０において、ハイサイド駆動素子としてＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ３０ａ〜３０ｃを用いているので、オン駆動する場合には、三相モータ１０への出力端子に接続されたソースとゲートとの間にゲート電圧を印加する必要がある。このとき、ＭＯＳトランジスタ３０ａ〜３０ｃは、オン状態になると、ドレイン・ソース間がほぼ同電位になるため、ソース電位も直流電圧ＶＢまで上昇する。オン状態を維持するためには、ゲートに直流電圧ＶＢよりも高い電圧をゲート電圧として印加する必要がある。
In the above operation, in this embodiment, since the N-channel type MOS transistors 30a to 30c are used as the high-side drive element in the
このため、昇圧回路５０により直流電圧ＶＢを昇圧して昇圧出力Ｖｃｐをハイサイド駆動回路４１に供給している。昇圧出力Ｖｃｐは直流電圧ＶＢの変動に追随して変化するように制御されている。これにより、ＭＯＳトランジスタ３０ａ〜３０ｃがオンしたときにハイサイド駆動回路４１への給電状態は、高圧側に昇圧出力Ｖｃｐが印加され、低圧側に直流電圧ＶＢが印加された状態となる。この結果ハイサイド駆動回路４１は、電源端子間に昇圧出力Ｖｃｐから直流電圧ＶＢを差し引いた出力電圧Ｖｏｕｔが印加される状態となる。この出力電圧Ｖｏｕｔは、後述するように一定の電圧となる。
Therefore, the
また、上記した昇圧回路５０においては、ＭＯＳトランジスタ４５ａのオンオフ駆動制御により、次のようにして昇圧出力Ｖｃｐが得られる。昇圧回路５０は、２個のコイル５１と５２とを用いた２段の昇圧動作を行うもので、それぞれのコイル５１、５２に流れる電流は同じなのでコアを共有する構成である。
Further, in the
まず、ＭＯＳトランジスタ４５ａがオンすると、直流電源２０からコイル５１、ＭＯＳトランジスタ４５ａを介してグランド側に電流が流れると共に直流電源２０からコイル５２およびコンデンサ５３を介してグランド側に電流が流れる。この後ＭＯＳトランジスタ４５ａがオフすると、コイル５１の電流はコンデンサ５３およびダイオード５５を介してコンデンサ５４に流れ、コイル５２の電流はダイオード５５を介してコンデンサ５４に流れる。
First, when the
以上の動作を、ＭＯＳトランジスタ４５ａをオンオフ動作させることで繰り返し行ってコンデンサ５４に昇圧出力を得る。コンデンサ５４の正極端子の電圧Ｖｃｐを電圧検出回路４６の抵抗Ｒ４およびＲ５により第２ノードＮ２の電圧として検出し、コンデンサ５４の負極端子の電圧ＶＢを電圧検出回路４６の抵抗Ｒ１、Ｒ２により第１ノードＮ１の電圧として検出する。第１ノードＮ１の電圧に、抵抗Ｒ３を介して基準電圧Ｖｆｂの電圧を印加することで昇圧レベルを設定している。
The above operation is repeated by turning the
上記のような制御を電源駆動回路４５により行うために、電圧検出回路４６の各抵抗Ｒ１〜Ｒ５は、次のような関係を有するように設定される。すなわち、電源駆動回路４５の差動アンプ４５ｂにより適切にフィードバック系が生成されている場合には、式（１）が成立する。式（１）は、左辺が第２ノードＮ２の電圧を示し、右辺が第１ノードＮ１の電圧を示している。差動アンプ４５ｃは、入力端子間がイマジナリーショートとなるので、式（１）において、第１ノードＮ１と第２ノードＮ２の電圧が等しくなることを示している。
In order to perform the above control by the power
第２ノードＮ２の電圧は、昇圧回路５０の変換出力Ｖｃｐを抵抗Ｒ４、Ｒ５で分圧した出力である。変換出力Ｖｃｐは、直流電圧ＶＢに出力電圧Ｖｏｕｔを加算した電圧である。第１ノードＮ１の電圧は、直流電圧ＶＢを抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した出力に、抵抗Ｒ３を介して接続された基準電圧Ｖｆｂの電圧を加算した電圧である。
The voltage of the second node N2 is the output obtained by dividing the conversion output Vcp of the
式（１）の両辺に含まれる直流電圧ＶＢの係数が等しくなるように設定することで、出力電圧Ｖｏｕｔは、基準電圧Ｖｆｂだけに依存した電圧となり、一定電圧とすることができる。式（２）は、直流電圧ＶＢの係数を等しいとした場合の条件式である。これを式（１）に代入することで、出力電圧Ｖｏｕｔは、式（３）のように、基準電圧Ｖｆｂに抵抗Ｒ２とＲ３の比を乗じた値として得ることができる。 By setting the coefficients of the DC voltage VB included on both sides of the equation (1) to be equal, the output voltage Vout becomes a voltage that depends only on the reference voltage Vfb, and can be a constant voltage. Equation (2) is a conditional equation when the coefficients of the DC voltage VB are equal. By substituting this into the equation (1), the output voltage Vout can be obtained as a value obtained by multiplying the reference voltage Vfb by the ratio of the resistors R2 and R3 as in the equation (3).
したがって、予め式（２）を満たすように電圧検出回路４６の抵抗Ｒ１〜Ｒ５の抵抗値を調整設定しておくことで、出力電圧Ｖｏｕｔを基準電圧Ｖｆｂのみに比例した一定の電圧として得ることができるようになる。
Therefore, by adjusting and setting the resistance values of the resistors R1 to R5 of the
図４は、上記の条件で動作する場合の、直流電圧ＶＢに対する変換出力Ｖｃｐと出力電圧Ｖｏｕｔの関係を図式化して示したものである。図からわかるように、直流電圧ＶＢの値がＶＢｘからＶＢｙに変化したときに、昇圧回路５０の出力電圧Ｖｃｐも追随して変化する。出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｃｐ−ＶＢであるから、一定の電圧として取り出すことができるようになる。
FIG. 4 is a diagrammatic representation of the relationship between the converted output Vcp and the output voltage Vout with respect to the DC voltage VB when operating under the above conditions. As can be seen from the figure, when the value of the DC voltage VB changes from VBx to VBy, the output voltage Vcp of the
このような本実施形態では、グランドを基準としたハイサイド駆動電圧を分圧してモニタ電圧として出力する電圧検出回路４６を設け、電源駆動部４５により、昇圧回路５０に対して制御信号を与え、モニタ電圧、基準電圧Ｖｆｂおよび直流電源２０の電圧ＶＢの値に基づいてハイサイド駆動電圧と直流電源の電圧との差電圧Ｖｏｕｔが一定となるように制御する構成とした。
In such an embodiment, a
これにより、昇圧回路５０においては、グランドを基準とした直流電源２０の電圧ＶＢを、電源駆動部４５からの制御信号に基づいて昇圧動作を行ってハイサイド電源電圧を生成することができるようになる。この結果、ハイサイド駆動電圧と直流電源の電圧との差電圧が一定となる出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。
As a result, in the
したがって、車載バッテリなどを対象とした直流電源２０の電圧ＶＢが他の負荷などによって変動する場合でも、ハイサイド駆動素子として設けられるＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ３０ａ〜３０ｃに対応したハイサイド駆動電圧を直流電源の電圧との差電圧によって安定した駆動をすることができる。
Therefore, even when the voltage VB of the
また、ハイサイド駆動電圧を、グランドを基準として検出してモニタ電圧として取り込むので、従来のようなレベルシフト回路を設ける必要がなく、簡単な構成でモニタすることができると共に、電圧帰還の遅延をなくすことができ、応答性の良好なモニタ電圧として制御することができるようになる。
さらに、機電一体モータインバータなどに用いるブートストラップ回路と異なり、放射ノイズの抑制が困難となる不具合を回避することができる。
Moreover, since the high-side drive voltage is detected with reference to the ground and taken in as the monitor voltage, it is not necessary to provide a level shift circuit as in the conventional case, and it is possible to monitor with a simple configuration and delay the voltage feedback. It can be eliminated and can be controlled as a monitor voltage with good responsiveness.
Further, unlike a bootstrap circuit used for a mechanical / electrical integrated motor inverter or the like, it is possible to avoid a problem that makes it difficult to suppress radiation noise.
（第２実施形態）
図５は第２実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、電源回路１１０に代えて電源回路１２０を設け、電圧検出の構成としてマイコンを用いた構成としている。
(Second Embodiment)
FIG. 5 shows the second embodiment, and the parts different from the first embodiment will be described below. In this embodiment, the
電源回路１２０は、電圧検出回路４６に代えて、電圧検出回路８０ａ、８０ｂを設けている。電圧検出回路８０ａは、マイコン８１を備えるとともに、３つの抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３を備えている。マイコン８１は、調整回路として機能するもので、ＣＰＵ８１ａ、ＡＤＣ（ＡＤコンバータ）８１ｂおよびＤＡＣ（ＤＡコンバータ）８１ｃを備える。
The
抵抗Ｒ１３および抵抗Ｒ１１は直列に接続した状態で昇圧回路５０の出力端子Ｖｃｐとグランドとの間に接続される。抵抗Ｒ１３およびＲ１１の共通接続点は第２ノードＮ２とされ、差動アンプ４５ｃの非反転入力端子に接続される。また、差動アンプ４５ｃの反転入力端子には基準電源４５ｄが直接接続される。抵抗Ｒ１２は、抵抗Ｒ１３およびＲ１１の共通接続点とＤＡＣ８１ｃとの間に接続される。
The resistor R13 and the resistor R11 are connected in series between the output terminal Vcp of the
電圧検出回路８０ｂは、電圧検出回路４６で用いたと同等の抵抗Ｒ１およびＲ２の直列回路を有し、直流電源２０の直流電圧ＶＢを検出するように接続される。抵抗Ｒ１およびＲ２の共通接続点は第１ノードＮ１とされ、マイコン８１のＡＤＣ８１ｂに入力され、直流電圧ＶＢをＣＰＵ８１ａにより検出する。
The
マイコン８１は、ＣＰＵ８１ａにおいて、ＡＤＣ８１ｃに入力される直流電圧ＶＢの値から、後述するようにしてＤＡＣ８１ｃに電圧信号Ｖｄａｃを出力することで昇圧回路５０による出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるように制御している。
The microcomputer 81 controls the
次に、上記構成の作用について説明する。
電源回路１２０は、第１実施形態と同様にして昇圧回路５０を駆動制御して昇圧出力Ｖｃｐと直流電圧ＶＢとの差電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを一定となるようにしている。まず、図５の構成において、昇圧回路５０の変換出力Ｖｃｐについて基準電圧ＶｆｂおよびＤＡＣ８１ｃから出力される電圧信号Ｖｄａｃとの関係を求めると、式（４）のようになる。
Next, the operation of the above configuration will be described.
The
式（４）において、昇圧回路５０の変換出力Ｖｃｐの値から直流電圧ＶＢを差し引いた出力電圧Ｖｏｕｔが一定となる条件は、ＤＡＣ８１ｃの出力電圧Ｖｄａｃの項が直流電圧ＶＢの項と相殺されて基準電圧Ｖｆｂの項だけになることである。したがって、ＤＡＣ８１ｃの出力電圧Ｖｄａｃの値を式（５）のように設定することでこれを実現でき、これによって式（６）に示すような出力電圧Ｖｏｕｔを得る。必要とする出力電圧Ｖｏｕｔは、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３の抵抗値と基準電源４５ｃの基準電圧Ｖｆｂを設定することで得ることができる。
In the formula (4), the condition that the output voltage Vout obtained by subtracting the DC voltage VB from the value of the conversion output Vcp of the
この場合、式（５）で示すＤＡＣ８１ｃの出力電圧Ｖｄａｃの値は、直流電圧ＶＢの値を基準としているので、ＡＤＣ８１ｂにより取り込んだ直流電圧ＶＢの値に対応して設定することができる。ここでは、式（５）に示すように、ＤＡＣ８１ｃの出力電圧Ｖｄａｃの値は、直流電圧ＶＢに対して負の値となるので、物理的には抵抗Ｒ１３とＲ１１の共通接続点から電流を引き込むように調整していることになる。
したがって、このような第２実施形態によっても第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
In this case, since the value of the output voltage Vdac of the DAC81c represented by the equation (5) is based on the value of the DC voltage VB, it can be set corresponding to the value of the DC voltage VB taken in by the
Therefore, the same effect as that of the first embodiment can be obtained by such a second embodiment.
（第３実施形態）
図６および図７は第３実施形態を示すもので、以下、第２実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、電源回路１２０に代えて電源回路１３０を設ける構成としている。なお、第３実施形態は、直流電圧ＶＢの変動に対して、出力電圧Ｖｏｕｔを一定ではないが、一定値を基準として変動許容範囲内に入るように制御するもので、このような条件の元で使用可能なものである。
(Third Embodiment)
6 and 7 show the third embodiment, and the parts different from the second embodiment will be described below. In this embodiment, the
電源回路１３０は、電圧検出回路８０ａ、８０ｂに代えて電圧検出回路９０ａ、９０ｂを設けている。電圧検出回路９０ａは、マイコン９１およびＭＯＳトランジスタ９２を備えるとともに、３つの抵抗Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３を備えている。マイコン９１は、調整回路として機能するもので、ＣＰＵ９１ａ、ＡＤＣ（ＡＤコンバータ）９１ｂを備える。
The
抵抗Ｒ２１、Ｒ２２および抵抗Ｒ２３は直列に接続した状態で昇圧回路５０の出力端子Ｖｃｐとグランドとの間に接続される。抵抗Ｒ２２およびＲ２３の共通接続点は第２ノードＮ２とされ、差動アンプ４５ｃの非反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ２２は、両端子にＭＯＳトランジスタ９２のドレイン・ソース間が接続されている。
The resistors R21, R22 and R23 are connected in series between the output terminal Vcp of the
電圧検出回路９０ｂは、電圧検出回路８０ｂで用いたと同等の抵抗Ｒ１およびＲ２の直列回路を有し、直流電源２０の直流電圧ＶＢを検出するように接続される。抵抗Ｒ１およびＲ２の共通接続点は第１ノードＮ１とされ、マイコン８１のＡＤＣ９１ｂに入力され、直流電圧ＶＢをＣＰＵ９１ａにより検出する。マイコン９１は、ＣＰＵ９１ａにおいて、ＡＤＣ９１ｃに入力される直流電圧ＶＢの値から、後述するようにしてＭＯＳトランジスタ９２をオンさせるか否かを判断している。
The
次に、上記構成の作用について図７も参照して説明する。
電源回路１３０は、第２実施形態とは異なり、昇圧回路５０を駆動制御して昇圧出力Ｖｃｐと直流電圧ＶＢとの差電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを一定範囲内として変動許容範囲内に入るように制御している。これは昇圧回路５０による出力電圧Ｖｏｕｔとして、実用に適した範囲を変動許容範囲としており、一定ではないが直流電圧ＶＢの変動に対して少ない変動量となる範囲として設定されている。
Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIG. 7.
Unlike the second embodiment, the
この実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔが一定値を基準とした所定の変動許容範囲内に入るように、昇圧回路５０の変換出力を２段階で出力するように設定している。これは、ＭＯＳトランジスタ９２をオンさせて抵抗Ｒ２２を短絡させた状態で得る昇圧出力Ｖｃｐ１と、ＭＯＳトランジスタ９２をオフさせて抵抗Ｒ２２を用いた状態得る昇圧出力Ｖｃｐ２とを切り替える構成である。
In this embodiment, the conversion output of the
図６の構成において、昇圧回路５０の変換出力Ｖｃｐ１について基準電圧Ｖｆｂと抵抗Ｒ２１、Ｒ２３から関係を求めると、式（７）のようになる。また、昇圧回路５０の変換出力Ｖｃｐ２について基準電圧Ｖｆｂと抵抗Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３から関係を求めると、式（８）のようになる。式（７）、（８）から明らかなように、Ｖｃｐ２はＶｃｐ１よりも大きい電圧となる。
In the configuration of FIG. 6, when the relationship between the reference voltage Vfb and the resistors R21 and R23 is obtained for the conversion output Vcp1 of the
図７は、昇圧回路の出力電圧Ｖｏｕｔを、変換出力Ｖｃｐ１、Ｖｃｐ２を用いて得るときの関係を示している。出力電圧Ｖｏｕｔが変動許容範囲内に収まるように、直流電圧ＶＢの変動に応じてＶｃｐ１からＶｃｐ２に切り替える。ここでは、例えば直流電圧ＶＢがＶＢ１になると変換出力Ｖｃｐ１からＶｃｐ２に切り替えるように設定している。 FIG. 7 shows the relationship when the output voltage Vout of the booster circuit is obtained by using the conversion outputs Vcp1 and Vcp2. The Vcp1 is switched to Vcp2 according to the fluctuation of the DC voltage VB so that the output voltage Vout is within the fluctuation allowable range. Here, for example, when the DC voltage VB becomes VB1, the conversion output Vcp1 is set to be switched to Vcp2.
具体的には、マイコン９１は、ＣＰＵ９１ａにおいて、ＡＤＣ９１ｂを介して入力される直流電圧ＶＢのレベルがＶＢ１以下である（ａ）の場合には、ＭＯＳトランジスタ９２をオン状態に制御する。これにより、電圧検出回路９０ａの抵抗Ｒ２２は短絡状態とされ、抵抗Ｒ２１およびＲ２３が有効に機能する状態となり、電源駆動部４５は昇圧回路５０に変換出力Ｖｃｐ１を出力するように制御する。
Specifically, the
一方、マイコン９１は、ＣＰＵ９１ａにおいて、ＡＤＣ９１ｂを介して入力される直流電圧ＶＢのレベルがＶＢ１を超える（ｂ）の場合には、ＭＯＳトランジスタ９２をオフ状態に切り替える。これにより、電圧検出回路９０ａの３つの抵抗Ｒ２１、Ｒ２２およびＲ２３が有効に機能する状態となり、電源駆動部４５は昇圧回路５０に変換出力Ｖｃｐ２を出力するように制御する。
On the other hand, when the level of the DC voltage VB input via the
出力電圧Ｖｏｕｔは、上記した（ａ）、（ｂ）のそれぞれの場合に対応して、次のように得られる。
（ａ）ＶＢ≦ＶＢ１のとき Ｖｏｕｔ＝Ｖｃｐ１−ＶＢ
（ｂ）ＶＢ＞ＶＢ１のとき Ｖｏｕｔ＝Ｖｃｐ２−ＶＢ
この結果、図７に示しているように、出力電圧Ｖｏｕｔは、変動許容範囲内に収まる状態で出力されるようになる。
The output voltage Vout is obtained as follows, corresponding to each of the above cases (a) and (b).
(A) When VB ≤ VB1 Vout = Vcp1-VB
(B) When VB> VB1 Vout = Vcp2-VB
As a result, as shown in FIG. 7, the output voltage Vout is output in a state of being within the fluctuation allowable range.
したがって、このような第３実施形態によれば、直流電圧ＶＢが変動しても、昇圧回路５０による出力電圧Ｖｏｕｔを実用上支障のない所定の変動許容範囲内に収まるように制御することができるようになる。また、第３実施形態においては、第１ノードＮ１の電位に応じてＭＯＳトランジスタ９２をオンオフの切り替え制御をする簡単な構成とすることができる。
Therefore, according to such a third embodiment, even if the DC voltage VB fluctuates, the output voltage Vout by the
（第４実施形態）
図８および図９は第４実施形態を示すもので、以下、第３実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、電源回路１３０に代えて電源回路１４０を設ける構成としている。また、第４実施形態においても、直流電圧ＶＢの変動に対して、出力電圧Ｖｏｕｔを一定ではないが、一定値を基準として変動許容範囲内に入るように制御するものである。
(Fourth Embodiment)
8 and 9 show the fourth embodiment, and the parts different from the third embodiment will be described below. In this embodiment, the
電源回路１４０は、電圧検出回路９０ａ、９０ｂに代えて電圧検出回路９５ａ、９５ｂを設けている。電圧検出回路９５ａは、マイコン９６およびＭＯＳトランジスタ９７ａ〜９７ｎを備えるとともに、抵抗Ｒ３１、Ｒ３３およびＲ３ａ〜Ｒ３ｎを備えている。マイコン９６は、ＣＰＵ９６ａ、ＡＤＣ（ＡＤコンバータ）９６ｂを備える。
The
抵抗Ｒ３１、Ｒ３３および抵抗Ｒ３ａ〜Ｒ３ｎは直列に接続した状態で昇圧回路５０の出力端子Ｖｃｐとグランドとの間に接続される。抵抗Ｒ３３およびＲ３ｎの共通接続点は第２ノードＮ２とされ、差動アンプ４５ｃの非反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ３ａ〜Ｒ３ｎは、それぞれ両端子にＭＯＳトランジスタ９７ａ〜９７ｎのドレイン・ソース間が接続されている。
The resistors R31 and R33 and the resistors R3a to R3n are connected in series between the output terminal Vcp of the
電圧検出回路９５ｂは、電圧検出回路９０ｂで用いたと同等の抵抗Ｒ１およびＲ２の直列回路を有し、直流電源２０の直流電圧ＶＢを検出するように接続される。抵抗Ｒ１およびＲ２の共通接続点は第１ノードＮ１とされ、マイコン９６のＡＤＣ９６ｂに入力され、直流電圧ＶＢをＣＰＵ９６ａにより検出する。マイコン９６は、ＣＰＵ９６ａにおいて、ＡＤＣ９６ｃに入力される直流電圧ＶＢの値から、後述するようにしてＭＯＳトランジスタ９７ａ〜９７ｎをオンさせるか否かを判断している。
The
次に、上記構成の作用について図９も参照して説明する。
電源回路１４０は、第３実施形態と同様に、昇圧回路５０を駆動制御して昇圧出力Ｖｃｐと直流電圧ＶＢとの差電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを一定範囲内として変動許容範囲内に入るように制御している。
Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIG.
Similar to the third embodiment, the
この実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔが変動許容範囲内に入るように、昇圧回路５０の変換出力を３段階以上のｎ段階で出力するように設定している。これは、ＭＯＳトランジスタ９７ａ〜９７ｎを選択的にオンさせて抵抗Ｒ３ａ〜Ｒ３ｎを選択的に短絡させることでｎ段階の昇圧出力Ｖｃｐａ〜Ｖｃｐｎを設定する構成である。
In this embodiment, the conversion output of the
図８の構成において、昇圧回路５０の変換出力Ｖｃｐｎについて基準電圧Ｖｆｂと抵抗Ｒ３１、Ｒ３３および有効に機能している抵抗Ｒ３ａ〜Ｒ３ｎの合成抵抗Ｒｘから関係を求めると、式（９）のようになる。
In the configuration of FIG. 8, the relationship between the reference voltage Vfb and the resistors R31 and R33 and the combined resistors Rx of the effectively functioning resistors R3a to R3n is obtained for the conversion output Vcpn of the
図９は、昇圧回路の出力電圧Ｖｏｕｔを、変換出力Ｖｃｐａ〜Ｖｃｐｎを用いて得るときの関係を示している。出力電圧Ｖｏｕｔが変動許容範囲内に収まるように、直流電圧ＶＢの変動に応じてＶｃｐａからＶｃｐｂ、…、Ｖｃｐｎに切り替える。ここでは、例えば直流電圧ＶＢがＶＢａになると変換出力ＶｃｐａからＶｃｐｂに切り替え、以下、直流電圧ＶＢがＶＢ（ｎ−１）になると変換出力Ｖｃｐ（ｎ−１）からＶｃｐｎに切り替えるように設定している。 FIG. 9 shows the relationship when the output voltage Vout of the booster circuit is obtained by using the conversion outputs Vcpa to Vcpn. The Vcpa is switched to Vcpb, ..., Vcpn according to the fluctuation of the DC voltage VB so that the output voltage Vout is within the fluctuation allowable range. Here, for example, when the DC voltage VB becomes VBa, the conversion output Vcpa is switched to Vcpb, and thereafter, when the DC voltage VB becomes VB (n-1), the conversion output Vcp (n-1) is switched to Vcpn. There is.
具体的には、マイコン９１は、ＣＰＵ９１ａにおいて、ＡＤＣ９１ｂを介して入力される直流電圧ＶＢのレベルがＶＢ１〜ＶＢ（ｎ−１）の区分で、ＭＯＳトランジスタ９７ａ〜９７ｎを選択的に駆動して昇圧回路５０の変換出力ＶｃｐがＶｃｐａ〜Ｖｃｐｎまで切り替わるように制御している。
Specifically, the
出力電圧Ｖｏｕｔは、上記したそれぞれの場合に対応して、次のように得られる。
（ａ）ＶＢＬ＜ＶＢ≦ＶＢａ Ｖｏｕｔ＝Ｖｃｐａ−ＶＢ
（ｂ）ＶＢａ＜ＶＢ≦ＶＢｂ Ｖｏｕｔ＝Ｖｃｐｂ−ＶＢ
以下同様にして、最後に、
（ｎ）ＶＢ（ｎ−１）＜ＶＢ≦ＶＢＨ Ｖｏｕｔ＝Ｖｃｐｎ−ＶＢ
この結果、図９に示しているように、出力電圧Ｖｏｕｔは、変動許容範囲内に収まる状態で出力されるようになる。
The output voltage Vout is obtained as follows, corresponding to each of the above cases.
(A) VBL <VB ≤ VBa Vout = Vcpa-VB
(B) VBa <VB ≤ VBb Vout = Vcpb-VB
In the same way, finally,
(N) VB (n-1) <VB ≤ VBH Vout = Vcpn-VB
As a result, as shown in FIG. 9, the output voltage Vout is output in a state of being within the fluctuation allowable range.
したがって、このような第４実施形態によっても、第３実施形態と同様の効果に加えてさらにきめ細かな区分をすることで変動許容範囲を狭くして一定値に匹敵する値に制御することができる。 Therefore, even in such a fourth embodiment, in addition to the same effect as in the third embodiment, the fluctuation permissible range can be narrowed and controlled to a value comparable to a constant value by further finely dividing the classification. ..
（他の実施形態）
なお、本発明は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。
ＩＣとして構成する部分は、電圧検出回路４６を除いた部分としても良い。
(Other embodiments)
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be applied to various embodiments without departing from the gist thereof. For example, the present invention can be modified or extended as follows.
The portion configured as an IC may be a portion excluding the
第４実施形態において、直流電源２０の直流電圧ＶＢの変動に対して、Ｖｃｐｎの切り替え領域の幅を狭くすることで、さらに変動許容範囲を小さくすることができる。したがって、この方式において、必要となる変動許容範囲に対応してＶｃｐｎの切り替え領域幅を適切に設定することで、出力電圧Ｖｏｕｔを一定値に近づけるように制御をすることができる。
In the fourth embodiment, the allowable fluctuation range can be further reduced by narrowing the width of the switching region of Vcpn with respect to the fluctuation of the DC voltage VB of the
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。 Although the present disclosure has been described in accordance with the examples, it is understood that the present disclosure is not limited to the examples and structures. The present disclosure also includes various modifications and modifications within an equal range. In addition, various combinations and forms, as well as other combinations and forms that include only one element, more, or less, are also within the scope of the present disclosure.
図面中、１０は三相モータ、２０は直流電源、３０はインバータ回路、３０ａ〜３０ｃはＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ（ハイサイド駆動素子）、３０ｄ〜３０ｆはＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ、４０は駆動制御回路、４１はハイサイド駆動回路、４３は制御回路、４４は制御電源回路、４５は電源駆動部、４５ａはＭＯＳトランジスタ、４５ｂは電源駆動回路、４５ｃは差動アンプ、４５ｄは基準電源、４６、８０ａ、９０ａ、９５ａは電圧検出回路、４６ａ、８０ｂ、９０ｂ、９５ｂは電源電圧検出回路、５０は昇圧回路、７０はＥＣＵ、８１、９１はマイコン（調整回路）、１００はモータ駆動回路、１１０、１２０、１３０、１４０は電源回路である。 In the drawing, 10 is a three-phase motor, 20 is a DC power supply, 30 is an inverter circuit, 30a to 30c are N-channel type MOS transistors (high-side drive elements), 30d to 30f are N-channel type MOS transistors, and 40 is drive. Control circuit, 41 is a high-side drive circuit, 43 is a control circuit, 44 is a control power supply circuit, 45 is a power supply drive unit, 45a is a MOS transistor, 45b is a power supply drive circuit, 45c is a differential amplifier, 45d is a reference power supply, 46. , 80a, 90a, 95a are voltage detection circuits, 46a, 80b, 90b, 95b are power supply voltage detection circuits, 50 are booster circuits, 70 are ECUs, 81, 91 are microcomputers (adjustment circuits), 100 are motor drive circuits, 110. , 120, 130, 140 are power supply circuits.
Claims (6)
グランドを基準として基準電圧（Ｖｆｂ）を供給する基準電源（４５ｄ）と、
前記グランドを基準とした前記ハイサイド駆動電圧（Ｖｃｐ）を分圧してモニタ電圧として出力する電圧検出回路（４６、８０ａ、９０ａ、９５ａ）と、
前記グランドを基準とした前記直流電源の電圧を制御信号に基づいて昇圧して変換出力を前記ハイサイド駆動電圧として生成する昇圧回路（５０）と、
前記モニタ電圧、前記基準電圧および前記直流電源の電圧の値に基づいて前記ハイサイド駆動電圧と前記直流電源の電圧との差電圧が一定とみなせる所定範囲内となるように前記制御信号を生成する電源駆動部（４５）と
を備えた電源回路。 A power supply circuit that generates a high-side drive voltage corresponding to an N-channel type MOS transistor provided as a high-side drive element from a DC power supply and outputs it to an output terminal.
A reference power supply (45d) that supplies a reference voltage (Vfb) with reference to the ground, and
A voltage detection circuit (46, 80a, 90a, 95a) that divides the high-side drive voltage (Vcp) with reference to the ground and outputs it as a monitor voltage.
A booster circuit (50) that boosts the voltage of the DC power supply with reference to the ground based on the control signal and generates a conversion output as the high-side drive voltage.
The control signal is generated so that the difference voltage between the high-side drive voltage and the voltage of the DC power supply is within a predetermined range that can be regarded as constant based on the values of the monitor voltage, the reference voltage, and the voltage of the DC power supply. A power supply circuit including a power supply drive unit (45).
第１ノード（Ｎ１）を介して接続した第１抵抗（Ｒ１）および第２抵抗（Ｒ２）の直列抵抗により前記直流電源の電圧を分圧して出力する電源電圧検出回路（４６ａ）と、
前記基準電源と前記第１ノードとの間に接続される第３抵抗（Ｒ３）とを備え、
前記電源駆動部は、前記モニタ電圧を前記第１ノードの出力電圧と比較して前記制御信号を生成する差動アンプ（４５ｃ）
を備える請求項１に記載の電源回路。 The voltage detection circuit
A power supply voltage detection circuit (46a) that divides and outputs the voltage of the DC power supply by the series resistance of the first resistor (R1) and the second resistor (R2) connected via the first node (N1), and
A third resistor (R3) connected between the reference power supply and the first node is provided.
The power supply drive unit compares the monitor voltage with the output voltage of the first node to generate the control signal (45c).
The power supply circuit according to claim 1.
前記電源駆動部は、前記調整回路により調整された前記モニタ電圧と前記参照電圧とを比較して前記制御信号を生成する差動アンプ（４５ｃ）
を備える請求項１に記載の電源回路。 An adjustment circuit (81, 91) for adjusting the voltage of the second node (N2) that outputs the monitor voltage based on the voltage of the DC power supply is provided.
The power supply drive unit is a differential amplifier (45c) that generates the control signal by comparing the monitor voltage adjusted by the adjustment circuit with the reference voltage.
The power supply circuit according to claim 1.
前記直流電源の電圧に比例する電圧を出力する電源電圧検出回路と、
前記第２ノードと前記電源電圧検出回路との間に接続された第４抵抗（Ｒ１２）とを備える請求項３に記載の電源回路。 The adjustment circuit
A power supply voltage detection circuit that outputs a voltage proportional to the voltage of the DC power supply, and
The power supply circuit according to claim 3, further comprising a fourth resistor (R12) connected between the second node and the power supply voltage detection circuit.
前記直流電源の電圧に比例する電圧を出力する電源電圧検出回路を備え、
前記第２ノードと前記出力端子との間の抵抗値を前記電源電圧検出回路による前記直流電源の電圧に比例する電圧に応じて切り替えて調整する請求項３に記載の電源回路。 The adjustment circuit
A power supply voltage detection circuit that outputs a voltage proportional to the voltage of the DC power supply is provided.
The power supply circuit according to claim 3, wherein the resistance value between the second node and the output terminal is switched and adjusted according to a voltage proportional to the voltage of the DC power supply by the power supply voltage detection circuit.
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