JP2021023014A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】瞬間的な入力電圧変動や負荷変動に対しても、出力電圧の変動及び異常発振を抑制すること。【解決手段】スイッチング電源装置１は、入力電圧Ｖinを目標電圧ＶＴＡＲＧＥＴに変換して出力するスイッチング回路１０と、スイッチング回路１０の出力電圧Ｖoutに基づいてパルス変調制御の変調量を演算する演算部３２と、を備え、演算部３２は、出力電圧Ｖoutと基準電圧Ｖrefとの誤差に基づいて第１ゲインＧ１により変調量を演算する第１補償器４１と、第１ゲインＧ１よりも低い第２ゲインＧ２により変調量を演算する第２補償器４７と、出力電圧Ｖoutの変化量ｕが所定の変化量閾値ΔＶsetを超えた変動検出時に、第２補償器４７へ切り替える補償器選択部４８と、を含み、第２補償器４７は、変動検出時から第１期間LIMT１が経過するまで、変化量ｕに基づいて変調量を補正する。【選択図】図２

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関する。

入力された電圧を所望の電圧に変換して出力する電力変換装置の１つとして、スイッチング電源装置が広く利用されている。近年、スイッチング電源装置は、出力電圧や出力電流、温度などの帰還信号をＡ／Ｄ変換してマイコン制御回路に取り込み、当該帰還信号に基づいて電力変換を行うフルデジタル制御によるものが増加している。このようなフルデジタル制御によるスイッチング電源装置は、負荷条件や入力条件の変化に対して、スイッチング動作のタイミングを正確に制御することができるため、ノイズや電力損失を低減することができる。また、フルデジタル制御によるスイッチング電源装置は、様々なシーケンス動作をファームウェアで設定できるため、部品の削減が可能となり、システムを小型化することができる。

上記のようなスイッチング電源装置は、一般的に出力電圧の変動を抑制するためのフィードバック制御として、出力電圧と目標電圧との誤差に応じてフィードバックゲインを変化させるＰＩ制御が行われることが多い。例えば特許文献１には、複数のパラメータをトリガとしてフィードバックゲイン（ＰＩ制御ゲイン）を変化させる電力変換装置が開示されている。

特許第６２２１８５１号公報

しかしながら、上記のようなスイッチング電源装置では、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動には対応できず、出力電圧の変動を十分に抑制できないことにより構成部品が耐圧超過に陥る虞が生じる。また、スイッチング電源装置は、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動に対応できる程度のフィードバックゲインが設定された場合には、瞬間的な当該変動に対応した直後の出力電圧の安定性が低下して収束までに時間を要するほか、条件によっては異常発振が生じる虞が生じる。

本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動に対しても、出力電圧の変動及び異常発振を抑制することができるスイッチング電源装置を提供することにある。

＜本発明の第１の態様＞
本発明の第１の態様は、入力電圧をスイッチング素子のパルス変調制御により目標電圧に変換して出力するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力電圧に基づいて前記パルス変調制御の変調量を演算する演算部と、を備え、前記演算部は、前記出力電圧と所定の基準電圧との誤差に基づいて定常動作用の第１ゲインにより前記変調量を演算する第１補償器と、前記誤差に基づいて前記第１ゲインよりも低い過渡応答用の第２ゲインにより前記変調量を演算する第２補償器と、前記出力電圧の変化量が所定の変化量閾値を超えた変動検出時に、前記第１補償器から前記第２補償器へ切り替える補償器選択部と、を含み、前記第２補償器は、前記変動検出時から所定の第１期間が経過するまで、前記出力電圧の前記変化量に基づいて前記変調量を補正する、スイッチング電源装置である。

スイッチング電源装置は、定常動作時においては、第１補償器の第１ゲインに基づいてパルス変調制御の変調量を演算することにより、出力電圧が目標電圧となるようにスイッチング素子を制御する。また、スイッチング電源装置は、出力電圧の変化量が所定の変化量閾値を超えた場合には、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動が発生したものとして、第１ゲインよりも低い第２ゲインを有する第２補償器に切り替えてフィードバック制御を行うと共に、第１期間が経過するまでは出力電圧の変化量に基づいて変調量を補正する。

これにより、本発明に係るスイッチング電源装置は、瞬間的な出力変動を補償器のゲイン調整により抑制するのではなく、変動検出時に一時的に出力電圧の変化量に応じて変調量を補正するため、出力電圧の急変に対応したゲインで出力電圧の変動抑制を行うことができる。また、本発明に係るスイッチング電源装置は、第１期間の経過により変調量の補正を停止した後であっても、第２補償器の第２ゲインによる緩やかなフィードバック制御により、出力電圧の急変抑制直後におけるオーバーシュートやアンダーシュートを抑制することができる。従って、本発明に係るスイッチング電源装置によれば、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動に対しても、出力電圧の変動及び異常発振を抑制することができる。

＜本発明の第２の態様＞
本発明の第２の態様は、上記した本発明の第１の態様において、前記補償器選択部は、前記変動検出時から所定の第２期間が経過した場合、前記第２補償器から前記第１補償器へ切り替える、スイッチング電源装置である。

本発明の第２の態様に係るスイッチング電源装置によれば、変動検出時から出力電圧が収束する第２期間が経過した後に過渡応答用の第２補償器から定常動作用の第１補償器へ戻ることから、パルス変調制御に対する補正を停止する直後においても出力電圧の安定性を向上させることができる。

＜本発明の第３の態様＞
本発明の第３の態様は、上記した本発明の第１又は２の態様において、前記補償器選択部は、前記変動検出時から所定の第３期間が経過するまで、前記第１補償器から前記第２補償器への再度の切り替えを禁止する、スイッチング電源装置である。

本発明の第３の態様に係るスイッチング電源装置によれば、第２補償器から第１補償器へ戻った後であっても、変動検出時から出力電圧が元の状態に戻るまでは、各補償器の切り替えと出力電圧の急変を抑制するための変調量に対する補正とが短期間のうちに繰り返されることを回避し、これに伴う出力電圧の異常発振の発生を防止することができる。

＜本発明の第４の態様＞
本発明の第４の態様は、上記した本発明の第１乃至３のいずれかの態様において、前記パルス変調制御は、ＰＷＭ制御である、スイッチング電源装置である。

本発明の第４の態様に係るスイッチング電源装置によれば、パルス変調制御としてＰＷＭ制御方式が採用される場合であっても、出力電圧の変動及び異常発振を抑制することができる。

＜本発明の第５の態様＞
本発明の第５の態様は、上記した本発明の第１乃至３のいずれかの態様において、前記パルス変調制御は、ＰＦＭ制御である、スイッチング電源装置である。

本発明の第５の態様に係るスイッチング電源装置によれば、パルス変調制御としてＰＦＭ制御方式が採用される場合であっても、出力電圧の変動及び異常発振を抑制することができる。

本発明によれば、瞬間的な入力電圧や負荷変動に対しても、出力電圧の変動及び異常発振を抑制することができるスイッチング電源装置を提供することができる。

本発明に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 演算部における変調量の演算を模式的に表す回路図である。 タイマ回路の制御動作を模式的に表す論理回路図である。 出力電圧の変化量とタイマ回路の各信号波形を表すタイミングチャートの一例である。 負荷急変時における従来技術に係るスイッチング電源装置の出力電圧の波形図である。 負荷急変時における本発明に係るスイッチング電源装置の出力電圧の波形図である。

以下、図面を参照し、本発明の実施の形態について詳細に説明する。なお、本発明は以下に説明する内容に限定されるものではなく、その要旨を変更しない範囲において任意に変更して実施することが可能である。また、実施の形態の説明に用いる図面は、いずれも構成部材を模式的に示すものであって、理解を深めるべく部分的な強調、拡大、縮小、または省略などを行っており、構成部材の縮尺や形状等を正確に表すものとはなっていない場合がある。

図１は、本発明に係るスイッチング電源装置１の構成を示す回路図である。スイッチング電源装置１は、本実施形態においては、２つの入力端子Ｔ_ＩＮに外部電源２が接続され、２つの出力端子Ｔ_ＯＵＴに外部負荷３が接続されることにより、外部電源２から入力される直流の入力電圧Ｖinを所望の目標電圧Ｖ_{ＴＡＲＧＥＴ}に変換して外部負荷３へ安定した直流の出力電圧Ｖoutを出力する所謂ＤＣ−ＤＣコンバータである。スイッチング電源装置１は、電力の変換を行うスイッチング回路１０、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷを駆動するドライバ回路２０、及びスイッチング回路１０の出力電圧Ｖoutに基づいてドライバ回路２０を制御する制御部３０を備える。

スイッチング回路１０は、入力コンデンサＣ_ＩＮ、スイッチング素子ＳＷ、チョークコイルＬ、転流ダイオードＤ、及び出力コンデンサＣ_ＯＵＴを含む。

入力コンデンサＣ_ＩＮは、一端が高電位側の入力端子Ｔ_ＩＮに接続され、他端が低電位側の入力端子Ｔ_ＩＮに接続されることにより、外部電源２から一対の入力端子に入力された入力電圧Ｖ_ＩＮの変動を抑制する。

スイッチング素子ＳＷは、本実施形態においては、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）からなり、ドレインが高電位側の入力端子Ｔ_ＩＮに接続され、ソースがチョークコイルＬを介して高電位側の出力端子Ｔ_ＯＵＴに接続されている。そして、スイッチング素子ＳＷは、後述するように、ドライバ回路２０からのパルス信号がゲートに入力されることによりパルス変調制御される。尚、スイッチング素子ＳＷは、公知のバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などの他の素子であってもよい。

チョークコイルＬは、スイッチング素子ＳＷがＯＮの状態において、スイッチング素子ＳＷから高電位側の出力端子Ｔ_ＯＵＴへ流れる電流によりエネルギーを蓄える。転流ダイオードＤは、例えばショットキバリアダイオードからなり、アノードが入力コンデンサＣ_ＩＮと低電位側の入力端子Ｔ_ＩＮとの接続点に接続され、カソードがスイッチング素子ＳＷとチョークコイルＬとの接続点に接続されている。転流ダイオードＤは、スイッチング素子ＳＷがＯＦＦの状態において順方向電流が流れることにより、チョークコイルＬに蓄えられたエネルギーを開放する。

出力コンデンサＣ_ＯＵＴは、一端がチョークコイルＬと高電位側の出力端子Ｔ_ＯＵＴとの接続点に接続され、他端が転流ダイオードＤのアノードと低電位側の出力端子Ｔ_ＯＵＴとの接続点に接続されている。

本実施形態におけるスイッチング回路１０は、スイッチング素子ＳＷに対するＰＷＭ制御（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）により、入力電圧Ｖinを降圧して出力電圧Ｖoutを出力することができる。ただし、スイッチング素子ＳＷに対するパルス変調制御は、ＰＷＭ制御に限定されるものではなく、用途に応じてＰＦＭ制御（ＰＦＭ：Pulse Frequency Modulation）としてもよい。

また、本発明に係るスイッチング回路１０は、上記の構成に限定されるものではなく、種々の変更が可能である。例えば、スイッチング回路１０は、外部電源２から交流電力が入力される場合にはＡＣ−ＤＣコンバータとして構成してもよく、また、入力電圧Ｖinを昇圧して出力電圧Ｖoutを形成してもよい。さらに、スイッチング回路１０は、ダイオード整流に限られず、転流ダイオードＤに替えてスイッチング素子を採用した同期整流であってもよい。また、スイッチング回路１０は、絶縁トランスを介した絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータであってもよく、所謂フライバック方式、フォーワード方式、プッシュプル方式、ハーフブリッジ方式、及びフルブリッジ方式などの様々な形態の回路構成を採用することができる。

ドライバ回路２０は、制御部３０の出力信号に基づいてスイッチング素子ＳＷのゲートにパルス電圧を出力することにより、スイッチング回路１０の出力電圧Ｖoutが目標電圧Ｖ_{ＴＡＲＧＥＴ}となるよう制御する。

制御部３０は、例えば公知のマイコン制御回路からなり、スイッチング回路１０から外部負荷へ出力される出力電圧Ｖoutを検出すると共に、目標電圧Ｖ_{ＴＡＲＧＥＴ}に対して出力電圧Ｖoutが変動しないようにドライバ回路２０を介してスイッチング素子ＳＷを制御するためのパルス変調制御を行う。また、本実施形態の制御部３０は、ＡＤＣ３１、演算部３２、及びパルス生成部３３を含む。

ＡＤＣ３２は、高電位側の出力端子Ｔ_ＯＵＴからスイッチング回路１０の出力電圧Ｖoutを検出し、アナログ値をデジタル値に変換して演算部３２に取り込むためのＡＤコンバータである。

演算部３２は、ＡＤＣ３１から入力されたスイッチング回路１０の出力電圧Ｖoutに基づいて、出力電圧Ｖoutが目標電圧Ｖ_{ＴＡＲＧＥＴ}となるように、スイッチング素子ＳＷを変調制御するためのパルス系列の変調量を演算する。このとき、演算部３２は、パルス変調制御の動作周波数でスイッチング回路１０の出力電圧Ｖoutをサンプリングする。演算部３２の具体的な構成及び動作については詳細を後述する。

パルス生成部３３は、演算部３２が演算した変調量の情報に基づいてパルス系列を生成し、ドライバ回路２０に対して当該パルス系列を出力する。

次に、上記した演算部３２の構成及び動作について、より具体的に説明する。図２は、演算部３２における変調量の演算を模式的に表す回路図である。演算部３２は、スイッチング回路１０の出力電圧Ｖoutをフィードバックし、スイッチング素子ＳＷを駆動するためのパルス系列の変調量を演算してパルス生成部３３に出力する。

本実施形態においては、演算部３２は、第１加算器４０、第１補償器４１、デジタルハイパスフィルタ４２、増幅器４３、変化量判定部４４、乗算器４５、第２加算器４６、第２補償器４７、補償器選択部４８、及びタイマ回路５０を含む。

第１加算器４０は、目標電圧Ｖ_{ＴＡＲＧＥＴ}に対応する所定の基準電圧ＶrefとＡＤＣ３１を介して検出される出力電圧Ｖoutとの差を算出し、出力電圧Ｖoutと目標電圧Ｖ_{ＴＡＲＧＥＴ}との誤差（ERROR）として第１補償器４１及び第２補償器４７に出力する。

第１補償器４１は、出力電圧Ｖoutと目標電圧Ｖ_{ＴＡＲＧＥＴ}との誤差に基づいて、定常動作用の第１ゲインＧ１によりパルス変調制御の変調量を演算して補償器選択部４８に出力する。すなわち、第１補償器４１は、出力電圧Ｖoutの変動が比較的小さい定常動作時において、出力電圧Ｖoutと目標電圧Ｖ_{ＴＡＲＧＥＴ}との誤差が減衰するように第１ゲインＧ１に基づいて変調量を調整する。

デジタルハイパスフィルタ４２は、入力される電圧信号のうち所定の周波数以上の成分を出力するフィルタであり、ＡＤＣ３１を介して取得される出力電圧Ｖoutの変化量ｕを算出して増幅器４３及び変化量判定部４４のそれぞれに出力する。

増幅器４３は、出力電圧Ｖoutの変化量ｕを所定のフィードバックゲインＧで増幅することにより、出力電圧Ｖoutの瞬間的な変動を抑制するための変調量に対する補正値を算出する。

変化量判定部４４は、デジタルハイパスフィルタ４２から出力される変化量ｕに基づいて、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動の発生を判定する。より具体的には、変化量判定部４４は、出力電圧Ｖoutの変化量ｕが所定の変化量閾値ΔＶsetを超えたか否かを判定し、変化量閾値ΔＶsetを超えた場合には、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動が発生したものとして、タイマ回路５０に変動検出信号Ｘ＝１を出力する。尚、出力電圧Ｖoutの変化量ｕが変化量閾値ΔＶset以下である場合には、タイマ回路５０に変動検出信号Ｘ＝０が出力される。

乗算器４５は、増幅器４３から出力されるｕ×Ｇの値に対し、詳細を後述するタイマ回路からの変調量補正信号Ｙを乗算して第２加算器４６へ出力する。ここで、変調量補正信号Ｙは、後述するように、変化量判定部４４における変動検出時からの経過時間により０又は１のいずれかの値をとる。

第２加算器４６は、変調量への補正が必要な場合に、第２補償器４７が出力した前回の変調量に対して乗算器４５の出力値で補正した値を第２補償器４７へフィードバックする。

第２補償器４７は、出力電圧Ｖoutと目標電圧Ｖ_{ＴＡＲＧＥＴ}との誤差に基づいて、第１ゲインＧ１よりも低い過渡応答用の第２ゲインＧ２によりパルス変調制御の変調量を演算して補償器選択部４８に出力する。すなわち、第２補償器４７は、出力電圧Ｖoutの変動量が比較的大きい過渡応答時において、出力電圧Ｖoutと目標電圧Ｖ_{ＴＡＲＧＥＴ}との誤差が減衰するように第２ゲインＧ２に基づいて変調量を調整する。また、第２補償器４７は、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動が発生したと判定された場合に、第２加算器４６から出力される補正値に基づいて変調量を一時的に補正する。

ここで、本実施形態における第１補償器４１及び第２補償器４７は、ＰＷＭ制御方式が採用されているため、パルス系列のＤｕｔｙを変調量として出力しているが、ＰＦＭ制御方式が採用される場合には、パルス系列の周波数を変調量として出力することになる。

補償器選択部４８は、タイマ回路５０から出力される補償器選択信号Ｚに基づいて、第１補償器４１及び第２補償器４７のいずれの演算値を選択するかを切り替え、選択された演算値をパルス変調制御の次回変調量としてパルス生成部３３に出力する。

タイマ回路５０は、変化量判定部４４から出力される変動検出信号Ｘが０から１になる変動検出時のタイミングにおいてタイマを開始し、タイマの開始から所定の期間が経過した場合に変調量補正信号Ｙ及び補償器選択信号Ｚをそれぞれ０から１へ切り替える。

図３は、タイマ回路５０の制御動作を模式的に表す論理回路図である。タイマ回路５０は、第１ＡＮＤ回路５１、ラッチ回路５２、カウンタ５３、第１期間判定部５４、第２期間判定部５５、第３期間判定部５６、第２ＡＮＤ回路５７、及び第３ＡＮＤ回路５８を含む。

第１ＡＮＤ回路５１は、変化量判定部４４から出力される変動検出信号Ｘとラッチ回路５２の反転出力との論理積を出力する。

ラッチ回路５２は、第１ＡＮＤ回路５１から出力される信号をセット信号とする所謂ＳＲフリップフロップであり、０又は１の出力値Ｑをカウンタ５３、第２ＡＮＤ回路５７、及び第３ＡＮＤ回路５８のそれぞれに出力する。

カウンタ５３は、ラッチ回路５２からの出力信号を０か１かに拘らずカウントすることにより、変化量判定部４４が判定した変動検出時からの経過時間を計測する。尚、タイマ回路５０についても、出力電圧Ｖoutのサンプリングと同様に、パルス変調制御の動作周波数に同期して駆動する。

第１期間判定部５４は、カウンタ５３の出力に基づいて、変動検出時から所定の第１期間Limit１が経過したか否かを判定し、当該期間中においては第２ＡＮＤ回路５７への出力信号を０から１へ切り替える。ここで、第１期間Limit１とは、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動に伴う出力変動の急変を抑制するために、第２補償器４７が変調量を補正する期間を規定するものであり、予め任意に設定される時間幅である。

第２期間判定部５５は、カウンタ５３の出力に基づいて、変動検出時から所定の第２期間Limit２が経過したか否かを判定し、当該期間中においては第３ＡＮＤ回路５８への出力信号を０から１へ切り替える。ここで、第２期間Limit２とは、パルス変調制御における変調量の演算を第２補償器４７から第１補償器４１へ戻すタイミングを規定するものであり、出力電圧Ｖoutが収束するために要する期間として予め任意に設定される時間幅である。

第３期間判定部５６は、カウンタ５３の出力に基づいて、変動検出時から所定の第３期間Limit３が経過したか否かを判定し、当該期間中においてはラッチ回路５２へのリセット信号を０から１へ切り替える。ここで、第３期間Limit３とは、第２補償器４７から第１補償器４１への切り替え後においても、一定の期間は第２補償器４７への再切り替えを禁止するものであり、予め任意に設定される時間幅である。すなわち、第３期間判定部５６は、第２補償器４７の第２ゲインＧ２から第１補償器４１の第１ゲインＧ１へ切り替えた直後に再び変動検出が行われた場合であっても、第２補償器４７による変調量の補正を禁止するため、短期間に変調量の補正を繰り返すことを防止し、出力電圧Ｖoutが異常発振する虞を低減することができる。

第２ＡＮＤ回路５７は、第１期間判定部５４及びラッチ回路５２からの出力信号の論理積を変調量補正信号Ｙとして出力する。すなわち、第２ＡＮＤ回路５７は、変動検出時から第１期間Limit１が経過するまでの期間では変調量補正信号Ｙを１にし、それ以外の期間では変調量補正信号Ｙを０にする。

第３ＡＮＤ回路５８は、第２期間判定部５５及びラッチ回路５２からの出力信号の論理積を補償器選択信号Ｚとして出力する。すなわち、第３ＡＮＤ回路５８は、変動検出時から第２期間Limit２が経過するまでの期間では補償器選択信号Ｚを１にし、それ以外の期間では補償器選択信号Ｚを０にする。

次に、出力電圧Ｖoutの変化量ｕに対するタイマ回路５０の動作について説明する。図４は、出力電圧Ｖoutの変化量ｕとタイマ回路５０の各信号波形を表すタイミングチャートの一例である。

変化量判定部４４は、出力電圧Ｖoutの変化量ｕが所定の変化量閾値ΔＶｓｅｔを超えるまでは出力電圧Ｖoutの急変を検出しないため、例えば図４のタイミングＴ１のように変化量ｕが変化量閾値ΔＶｓｅｔに満たない場合には、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動が発生していないものと判定する。

これに対し、タイミングＴ２のように変化量ｕが変化量閾値ΔＶｓｅｔを超えた場合には、変化量判定部４４は、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動が発生したものとして、変動検出信号Ｘを０から１に切り替える。

このとき、タイマ回路５０の内部においては、ラッチ回路５２の出力信号Ｑの立ち上がりに伴い、第２ＡＮＤ回路５７が出力する変調量補正信号Ｙ、第３ＡＮＤ回路５８が出力する補償器選択信号Ｚ、及び第３期間判定部５６が出力するreset信号がいずれも０から１に切り替わり、カウンタ５３による経過時間の計測が開始される。

そして、タイミングＴ２の変動検出時から第１期間Limit１が経過するタイミングＴ３までの期間では、補償器選択信号Ｚが１であることから図２に示すように補償器選択部４８は過渡応答用の第２補償器４７を選択する。また、変調量補正信号Ｙが１となることから、第２補償器４７は、増幅器４３が出力するｕ×Ｇの大きさに基づいて変調量が補正される。これにより、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動に伴う出力電圧Ｖoutの急変が抑制される。

タイミングＴ３において変調量補正信号Ｙが１から０に切り替わると、第２補償器４７は、出力電圧Ｖoutと目標電圧Ｖ_{ＴＡＲＧＥＴ}との誤差、及び過渡応答用の第２ゲインＧ２に基づく変調量の演算を継続するものの、当該変調量に対する補正については停止する。このため、出力電圧Ｖoutは、第２ゲインＧ２による緩やかなフィードバック制御により、出力電圧Ｖoutの急変抑制直後におけるオーバーシュートやアンダーシュートを抑制することができる。

また、変動検出時から第２期間Limit２が経過したタイミングＴ４において、補償器選択信号Ｚが１から０に戻ることにより、補償器選択部４８は、定常動作用の第１補償器４１を選択する。これにより、演算部３２は、第１補償器４１において第１ゲインＧ１による通常のフィードバック制御により変調量を演算する。

ただし、変動検出時から第３期間Limit３が経過するタイミングＴ６までの期間では、第１補償器４１から第２補償器４７への再度の切り替えが禁止されている。このため、例えばタイミングＴ５に示すように、当該期間中においては変化量ｕが変化量閾値ΔＶｓｅｔを超えた場合であっても第２補償器４７へ切り替えられることがない。これにより、各補償器の切り替えと出力電圧Ｖoutの急変を抑制するための変調量に対する補正とが短期間のうちに繰り返されることがなく、これに伴う出力電圧Ｖoutの異常発振の発生を防止することができる。

変動検出時から第３期間Limit３が経過すると、第２ＡＮＤ回路５７が出力する変調量補正信号Ｙ、第３ＡＮＤ回路５８が出力する補償器選択信号Ｚ、及び第３期間判定部５６が出力するreset信号がいずれも０の状態に戻り、カウンタ５３による経過時間の計測が停止される。そして、タイミングＴ７のように、再び変化量ｕが変化量閾値ΔＶｓｅｔを超えた場合には、タイミングＴ２と同様に過渡応答時の制御が行われる。

続いて、本発明の効果について、図５及び図６を参照しながら説明する。図５は、負荷急変時における従来技術に係るスイッチング電源装置の出力電圧Ｖoutの波形図である。また、図６は、負荷急変時における本発明に係るスイッチング電源装置１の出力電圧Ｖoutの波形図である。図５及び図６においては、外部負荷３の負荷変動により出力電流Ｉoutが１３[Ａ]から０[Ａ]に低下したタイミングを基準とし、当該タイミングからの経過時間を横軸で表している。また、図５及び図６においては、図の下半分及び上半分のそれぞれにおいて出力電流Ｉout及び出力電圧Ｖoutの変化を表している。

ここで、従来技術に係るスイッチング電源装置は、出力電圧Ｖoutと基準電圧Ｖrefとの誤差のみに基づいて上記の第１ゲインＧ１によりフィードバック制御を行なっていることとしている。このため、従来技術に係るスイッチング電源装置は、図５に示すように、瞬間的な負荷変動に対して出力電圧Ｖoutの変動を抑制しきれず、出力電圧Ｖoutが０[Ｖ]から約２[Ｖ]まで上昇しているほか、約１．０［ｍｓ］付近においてアンダーシュートが発生し、出力電圧Ｖoutが元の状態に安定するまでに１．６［ｍｓ］以上の時間を要していることが確認できる。

これに対し、本発明に係るスイッチング電源装置１の出力電圧Ｖoutは、変動検出時から第１期間Limit１が経過するまでは変化量ｕに基づいて変調量を補正しているほか、変動検出時から第２期間Limit２が経過するまでは第１ゲインＧ１よりも低い第２ゲインＧ２によりフィードバック制御を行なっている。このため、本発明に係るスイッチング電源装置１は、図６に示すように、瞬間的な負荷変動に対して出力電圧Ｖoutの上昇を約０．５[Ｖ]程度に抑制できており、約０．５［ｍｓ］の時間で出力電圧Ｖoutを元の状態に安定させていることが確認できる。また、図６における出力電圧Ｖoutの波形には、オーバーシュートやアンダーシュートが発生しておらず、異常発振の虞も低減できることが確認できる。

以上のように、本発明に係るスイッチング電源装置１は、定常動作時においては、第１補償器４１の第１ゲインＧ１に基づいてパルス変調制御の変調量を演算することにより、出力電圧Ｖoutが目標電圧Ｖ_{ＴＡＲＧＥＴ}となるようにスイッチング素子ＳＷを制御する。また、スイッチング電源装置１は、出力電圧Ｖoutの変化量ｕが変化量閾値ΔＶsetを超えた場合には、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動が発生したものとして、第１ゲインＧ１よりも低い第２ゲインＧ２を有する第２補償器４７に切り替えてフィードバック制御を行うと共に、第１期間Limit１が経過するまでは出力電圧Ｖoutの変化量ｕに基づいて変調量を補正する。

これにより、本発明に係るスイッチング電源装置１は、瞬間的な出力変動を補償器のゲイン調整により抑制するのではなく、変動検出時に一時的に出力電圧Ｖoutの変化量ｕに応じて変調量を補正するため、出力電圧Ｖoutの急変に対応したゲインＧで出力電圧Ｖoutの変動抑制を行うことができる。また、本発明に係るスイッチング電源装置１は、第１期間Limit１の経過により変調量の補正を停止した後であっても、第２補償器４７の第２ゲインＧ２による緩やかなフィードバック制御により、出力電圧Ｖoutの急変抑制直後におけるオーバーシュートやアンダーシュートを抑制することができる。従って、本発明に係るスイッチング電源装置１によれば、瞬間的な入力電圧変動や負荷変動に対しても、出力電圧Ｖoutの変動及び異常発振を抑制することができる。

１ スイッチング電源装置
２ 外部電源
３ 外部負荷
１０ スイッチング回路
３０ 制御部
３２ 演算部
４１ 第１補償器
４２ デジタルハイパスフィルタ
４４ 変化量判定部
４７ 第２補償器
４８ 補償器選択部
５０タイマ回路
Ｘ 変動検出信号
Ｙ 変調量補正信号
Ｚ 補償器選択信号

Claims (5)

1. 入力電圧をスイッチング素子のパルス変調制御により目標電圧に変換して出力するスイッチング回路と、
   前記スイッチング回路の出力電圧に基づいて前記パルス変調制御の変調量を演算する演算部と、を備え、
   前記演算部は、前記出力電圧と所定の基準電圧との誤差に基づいて定常動作用の第１ゲインにより前記変調量を演算する第１補償器と、
   前記誤差に基づいて前記第１ゲインよりも低い過渡応答用の第２ゲインにより前記変調量を演算する第２補償器と、
   前記出力電圧の変化量が所定の変化量閾値を超えた変動検出時に、前記第１補償器から前記第２補償器へ切り替える補償器選択部と、を含み、
   前記第２補償器は、前記変動検出時から所定の第１期間が経過するまで、前記出力電圧の前記変化量に基づいて前記変調量を補正する、スイッチング電源装置。
2. 前記補償器選択部は、前記変動検出時から所定の第２期間が経過した場合、前記第２補償器から前記第１補償器へ切り替える、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記補償器選択部は、前記変動検出時から所定の第３期間が経過するまで、前記第１補償器から前記第２補償器への再度の切り替えを禁止する、請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記パルス変調制御は、ＰＷＭ制御である、請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
5. 前記パルス変調制御は、ＰＦＭ制御である、請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。

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