JP2020530566A - レーダーシステムにおけるノイズ測定 - Google Patents

Abstract

レーダーシステム（１８０）が、局部発振器（ＬＯ）信号（２００）を増幅して増幅された信号（２０２）を生成するための電力増幅器（ＰＡ）（１８４）を含むトランスミッタ（１８１）を含む。また、レーダーシステムは、ＬＯ信号に基づいてＩ信号（２１０）を生成し、ＬＯ信号に基づいてＱ信号（２０８）を生成するためのＩＱ生成器（１８２）と、ループバックされた信号（２０４）を増幅してレシーバ信号（２０６）を生成するための低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）（１８８）とを含む、レシーバ（２１８）を含む。また、レシーバは、レシーバ信号とＩ信号とを混合してベースバンドＩ信号（２１２）を生成するための第１のミキサー（１９２）、及びレシーバ信号とＱ信号とを混合してベースバンドＱ信号（２１４）を生成するための第２のミキサー（１９０）を含む。また、レーダーシステムは、増幅された信号をトランスミッタからレシーバへループバックされた信号として誘導するための導波路ループバック（１８６）を含む。

Description

本願はノイズ測定に関し、より詳細には、レーダーシステムにおけるノイズ測定に関する。

先進の安全機能に推進されて、オートモティブ産業は、自動車に配備されるセンサやそれに対応するコンピューティング能力の使用を増加させている。衝突警報及び回避、アダプティブクルーズコントロール、車線維持、並びに自動駐車などの多くの応用例において、意思決定及び始動には、周囲をリアルタイムに正確に知覚することが必要である。自動車の周囲についての情報を把握するために、レーダーシステムが用いられ得る。

レーダーシステムにおいて、トランスミッタがレーダー信号を送信する。その後、レシーバが、送信された信号のエコーを受信する。エコーは、範囲、速度、ターゲットの大きさ、ターゲットの形状、及び角度方向を含め、オブジェクトを感知するために用いられる。受信されたエコー信号は、例えば、振幅ノイズ、無相関位相ノイズ、及び相関位相ノイズなどのノイズを含む。レーダーシステムにおいて、振幅ノイズ及び無相関位相ノイズを測定することが望ましい。

或る実施形態のレーダーシステムが、増幅された信号を生成するため、局部発振器（ＬＯ）信号を増幅するための電力増幅器（ＰＡ）を含むトランスミッタを含む。また、レーダーシステムはレシーバを含み、レシーバは、ＬＯ信号に基づいてＩ信号を生成し、ＬＯ信号に基づいてＱ信号を生成するためのＩＱ生成器と、レシーバ信号を生成するため、ループバックされた信号を増幅するための低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）とを含む。また、レシーバは、ベースバンドＩ信号を生成するため、レシーバ信号及びＩ信号を混合するための第１のミキサーと、ベースバンドＱ信号を生成するため、レシーバ信号及びＱ信号を混合するための第２のミキサーとを含む。また、レーダーシステムは、増幅された信号を、ループバックされた信号として、トランスミッタからレシーバへ誘導するための導波路ループバックを含む。

レーダーシステムにおけるノイズを測定する或る実施形態の方法が、レーダーシステムの可変位相シフタの位相シフトを設定すること、及び、測定されたＩ信号を生成するため、プロセッサによって、位相シフトを有する、増幅されループバックされ位相シフトされたレーダー信号のベースバンドＩ成分を測定することを含む。また、この方法は、測定されたＱ信号を生成するため、プロセッサによって、位相シフトを有する、増幅されループバックされ位相シフトされたレーダー信号のベースバンドＱ成分を測定することを含む。

或る実施形態のレーダーシステムが、電力増幅器（ＰＡ）、及び、電力増幅器に結合される可変位相シフタを含む。また、レーダーシステムは、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）と、ＰＡ及びＬＮＡを結合する導波路ループバックとを含む。また、レーダーシステムは、ＬＮＡに結合される第１の周波数ミキサー、ＬＮＡに結合される第２の周波数ミキサー、並びに、第１の周波数ミキサー及び第２の周波数ミキサーに結合されるＩＱ生成器を含む。

或る例示のレーダーシステムにおける振幅ノイズ及び位相ノイズの例を図示する。 或る例示のレーダーシステムにおける振幅ノイズ及び位相ノイズの例を図示する。

リフレクタの無い例示のレーダーシステムを図示する。 リフレクタの無い例示のレーダーシステムを図示する。 リフレクタの無い例示のレーダーシステムを図示する。

リフレクタを備える例示のレーダーシステムを図示する。 リフレクタを備える例示のレーダーシステムを図示する。

振幅ノイズ及び無相関位相ノイズを測定するための導波路ループバックを備える例示のレーダーシステムを図示する。

導波路ループバックを備える或る例示のレーダーシステムにおけるノイズのグラフを図示する。

振幅ノイズ及び無相関位相ノイズを測定するための導波路ループバックを備える別の例示のレーダーシステムを図示する。

導波路ループバックを備えるレーダーシステムにおいて振幅ノイズ及び位相ノイズを測定する例示の方法のフローチャートを図示する。

導波路ループバックを備えるレーダーシステムにおいて振幅ノイズ及び位相ノイズを測定する別の例示の方法のフローチャートを図示する。

例示のコンピューティングデバイスを図示する。

レーダーシステムなどのシステムは、振幅ノイズ（ＡＮ）、無相関位相ノイズ（ＵＰＮ）、及びｓｙｎｔｈノイズとしても知られる相関位相ノイズを含む、種々のタイプのノイズを含む。ノイズを含む信号の一例は、
Ｖ（ｔ）＝Ａ（１＋ΔＡ）ｃｏｓ（ω_０ｔ＋φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ））
であり、ここで、Ｖ（ｔ）は信号であり、Ａは信号の振幅であり、ΔＡは振幅ノイズであり、ω_０はキャリア周波数であり、ｔは時間であり、φ_ｕは無相関位相ノイズであり、φ_ｃは相関位相ノイズである。

図１Ａ及び図１Ｂは、或る例示のレーダーシステムにおける振幅ノイズ及び位相ノイズの例を図示する。図１Ａは、例示のレーダーシステムの振幅ノイズ１０２を示すグラフ１００を図示する。アジレント（Agilent）（商標）５０５２Ｂシグナルソースアナライザ（商標）が、振幅ノイズ１０２を測定する。ＶＤＩ（商標）ヘッドによって制限される１ＭＨｚオフセット及びノイズフロアの状態で測定されると、振幅ノイズ１０２は−１３６ｄＢｃ／Ｈｚである。異なるレーダーシステムが、異なる量の振幅ノイズを有し得る。上述したように、測定は、ダウンコンバージョンのために用いられるＶＤＩのヘッドのノイズフロアによって制限されるので、アジレント（商標）５０５２Ｂシグナルソースアナライザ（商標）によって測定される振幅ノイズは、システム振幅ノイズの真の表示ではない。

図１Ｂは、相関位相ノイズ１１２及び無相関位相ノイズ１１４を含む位相ノイズを示すグラフ１１０を図示する。アジレント（商標）５０５２Ｂシグナルソースアナライザ（商標）が、相関位相ノイズ１１２を測定した。相関位相ノイズが無相関位相ノイズを支配するので、無相関位相ノイズ１１４は測定され得ず、従って、導出または計算される。

レーダーシステムにおいて、振幅ノイズ及び無相関位相ノイズが、性能にとって特に重要であり得る。有限の送信（ＴＸ）／受信（ＲＸ）隔離に起因して、バンパー反射が、ＴＸ振幅ノイズ及び無相関位相ノイズがレシーバに漏れることを引き起こし得、これが、受信されるノイズフロアを劣化させる。また、大きな信号条件下の受信は、ノイズフロアがフリッカーアップコンバージョンによってひどく劣化されることを引き起こし得る。こうした問題の重要性を理解するため及びノイズを低減するために、レーダーシステムにおける振幅ノイズ及び無相関位相ノイズを正確に測定することが望ましい。

レーダーシステムの一つのタイプは、連続波（ＣＷ）レーダーシステムである。ＣＷレーダーシステムにおいて、トランスミッタが連続波無線エネルギーを送信し、レシーバがオブジェクトからの反射を受信する。送信が連続的なので、ＣＷレーダーは、ドップラーシフトを用い、電力を最大化する。ＣＷレーダーは、変調されなくてもよく又は周波数変調されてもよい。変調されないＣＷレーダーは、オブジェクトの動きを検出するが、オブジェクトの距離を測定することはできない。周波数変調された連続波（ＦＭＣＷ）レーダーは、オブジェクトの距離及び速度を判定するための短／中／長レンジ測定レーダーである。ＦＭＣＷレーダーにおいて、送信信号は、のこぎり歯パターンの時間−周波数特性を有する線形ＦＭＣＷチャープシーケンスである。ＦＭＣＷレーダーは、先進運転支援システム（ＡＤＡＳ）において有用である。ＦＭＣＷレーダーシステムにおいて、所定の安定した周波数の送信信号は、変調信号により、一定の時間期間にわたって周波数が変化する。受信信号と送信信号との間の周波数差は、遅延と共に、及びそれゆえ距離と共に、増加する。

或る例示のレーダーシステムは、振幅ノイズ及び無相関位相ノイズを測定するために導波路ループバックを用いる。或る例は、外部機器を必要とすることなく、振幅ノイズ及び無相関位相ノイズを測定する。或る実施形態は、ミリメートルレンジの波長のレーダー信号を送信するＦＭＣＷレーダー通信トランシーバによって用いられる。

図２Ａ〜図２Ｃは、リフレクタが存在しないＦＭＣＷレーダーシステムの特性を図示する。図２Ａは、リフレクタ１２６を含まないレーダーシステム１２０を図示する。レーダーシステム１２０は、局部発振器（ＬＯ）１３３、電力増幅器（ＰＡ）１２２、ＴＸアンテナ１２４、ＲＸアンテナ１２８、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）１３０、及び周波数ミキサー１３２を含む。ＬＯ１３３はＬＯ信号１３４を生成する。ＬＯ信号１３４は、
ＬＯ＝ｓｉｎ（ω_１ｔ＋φ_１）
の形式であり、ここで、ｔは時間であり、ω_１はキャリア周波数であり、φ_１はＬＯ１３３の位相ノイズである。ＰＡ１２２は、ＬＯ信号１３４を増幅して、増幅された信号１３６を生成する。ＰＡ１２２は、例えば複数のバッファを含む５段ＰＡである、多段ＰＡであり得る。ＰＡの複数の段が利得及び帯域幅を増加させる一方で、適切な入力及び／又は出力インピーダンス整合を維持する。例示のレーダーシステムのための出力電力、無相関ＰＮ、及び振幅ノイズの値が図２Ｂに示される。図２Ｂは、増幅された信号１３６におけるノイズを示すグラフ１４０を図示する。増幅された信号１３６の送信された電力（Ｐ_Ｔ）１４８は１０ｄＢｍである。無相関位相ノイズ１４２は、送信された電力１４８から−１４０ｄＢｃ／Ｈｚである、差１４６である。無相関位相ノイズ１４２は−１３０ｄＢｍ／Ｈｚであり、周波数１４４でピークを有する。ＴＸアンテナ１２４は、増幅された信号１３６を送信する。或る例において、ＴＸアンテナ１２４は、波長の割に比較的大きなアンテナサイズを有する高利得狭帯域幅アンテナである。これらの値は、例示のレーダーシステムに基づく例であり、異なるレーダーシステムでは異なり得る。

ＲＸアンテナ１２８は受信信号１３８を受信する。反射がないとき、受信信号１３８はノイズのみを含む。図２Ｃは、受信信号１３８のグラフ１５２を図示する。グラフ１５２は、オブジェクト１５４、Ｐ_ｖを示し、これは、レーダーが対象の単一オブジェクトを見ているときのレーダー動作からの信号である。オブジェクト１５４は、１４ｄＢのＲＸノイズフロア１５６を備える、−１６４ｄＢｍ／ＨｚのＲＸノイズを有する。

ＬＮＡ１３０は受信信号１３８を増幅して、増幅された受信信号１３９を生成する。ＬＮＡ１３０は、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を著しく劣化させることなく、低電力受信信号を増幅する。ＬＮＡ１３０は、例えば３段ＬＮＡである、多段ＬＮＡであり得る。増幅された受信信号１３９は、
ＲＸ＝ｓｉｎ（ω_２ｔ＋φ_２）
の形式であり、ここで、ｔは時間であり、ω_２は受信信号の周波数であり、φ_２は受信信号の位相ノイズである。その後、周波数ミキサー１３２は、増幅された受信信号１３９をＬＯ信号１３４と合成して、ビート周波数信号である合成信号１３１を生成する。合成信号１３１は、
ｓｉｎ（（ω_１−ω_２）ｔ＋（φ_１−φ_２））
の形式であり、ここで、ｔは時間であり、ω_１はキャリア周波数であり、ω_２は受信信号の周波数であり、φ_１はＬＯ１３３の位相ノイズであり、φ_２は受信信号の位相ノイズである。合成信号１３１は、例えば、フィルタ、アナログ‐デジタルコンバータ（ＡＤＣ）、及びデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）（図示せず）によって、デジタル化され得、その後処理され得る。各オブジェクトに対応するビート周波数信号は、レーダートランシーバからのオブジェクトの距離に比例する周波数を有するトーンである。オブジェクトは、ビート周波数信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いること及びノイズフロアから突出するピークを識別することによって、識別され得る。また、移動するオブジェクトの場合、ビート周波数信号は、レーダートランシーバとオブジェクトとの間の相対速度に依存するドップラー成分を有する。ドップラー信号は、チャープにわたり第２のＦＦＴを行うことによって得られる。

図３Ａ及び図３Ｂは、リフレクタのあるＦＭＣＷレーダーシステムの特性を図示する。図３Ｂは、リフレクタ１６２を備えるレーダーシステム１６０を図示する。ＰＡ１２２は、ＬＯ１３３によって生成されたＬＯ信号１３４を増幅して、増幅された信号１３６を生成する。その後、ＴＸアンテナ１２４は、増幅された信号１３６を送信信号として送信する。送信信号は、例えば車両のバンパーといった、強力なリフレクタであるリフレクタ１６２によって反射される。ＲＸアンテナ１２８は、反射された信号を受信し、受信信号１６４を生成する。ＬＮＡ１３０は、受信信号１６４を増幅して、増幅された受信信号１６６を生成する。周波数ミキサー１３２は、増幅された受信信号１６６をＬＯ信号１３４と合成して、合成信号１６８を生成する。

ＲＸアンテナ１２８は、受信信号１６４を受信する。図３Ｂは、受信信号１６４の電力を示すグラフ１７０を図示する。線１７２が、−１０ｄＢｍである最大の受信電力（ＰＲ）を図示する。線１７２は、距離１７４又は−１４０ｄＢｃ／Ｈｚであり、−１５０ｄＢｍ／ＨｚであるＵＰＮより上にある。線１７６が、１４ｄＢである受信されたノイズフロア（ＲＸ ＮＦ）を図示する。また、受信電力を図示する曲線１７８が、オブジェクトによって反射された受信電力を示すピーク１７１を有する。−１４０ｄＢｃ／ｈｚのノイズが送信信号からキャリーオーバーされ、−１５０ｄＢｍ／Ｈｚのノイズフロアを引き起こす。従って、ＲＸ ＮＦは２４ｄＢである。比較として、強力なリフレクタがないとき、ＲＸのノイズフロアは、システム振幅／無相関位相ノイズに起因して１０ｄＢ低い。小さなオブジェクトのための最大検出可能レンジと、小さなオブジェクトを、その小さなオブジェクト近辺に一層大きなオブジェクトがある状態で検出する能力に関して、この１０ｄＢの劣化は、レーダーシステムにひどく影響する。小さなオブジェクトを検出する能力とは、例えば、１０ｃｍのバンパー及び−２０ｄＢの反射係数を有する、１００ｍの距離にあるオートバイの検出である。

図４は、振幅ノイズ及び無相関位相ノイズを測定するためのＦＭＣＷレーダーシステムである、レーダーシステム１８０を図示する。レーダーシステム１８０は、トランスミッタ１８１、ループバック及び位相シフタ１８６、並びにレシーバ２１８を含む。トランスミッタ１８１は、ＬＯ２１６及びＰＡ１８４を含む。ＬＯ２１６は、ＬＯ（ｔ）によって表されるＬＯ信号２００を生成する。ＬＯ信号は、
ＬＯ（ｔ）＝ｃｏｓ（ω_０ｔ＋φｃ（ｔ））
であり、ここで、ω_０はＬＯのキャリア周波数であり、ｔは時間であり、φｃはＬＯの相関位相ノイズである。

ＰＡ１８４は、信号ＬＯ（ｔ）を増幅して、ＰＡ（ｔ）によって与えられる増幅された信号２０２を生成する。ＰＡ１８４は、振幅ノイズ及び無相関位相ノイズをこの信号に付加する一方、この信号を増幅する。増幅された信号２０２は、
ＰＡ（ｔ）＝Ａ_ＰＡ（１＋ΔＡ_ＰＡ）ｃｏｓ（ω_０ｔ＋φ_ｕｐａ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ））
によって与えられ、ここでＡ_ＰＡはＰＡ信号の振幅であり、ｔは時間であり、ΔＡ_ＰＡはＰＡ１８４からの振幅ノイズであり、ω_０はＬＯ２１６のキャリア周波数であり、φｕｐａはＰＡ１８４の無相関位相ノイズであり、φｃはＬＯ２１６の相関位相ノイズである。

ループバック及び位相シフタ１８６は、可変位相シフト及び遅延τを有しており、信号を、トランスミッタ１８１のＰＡ１８４からレシーバ２１８のＬＮＡ１８８へループさせる。ループバック及び位相シフタ１８６は、信号を、トランスミッタ１８１からレシーバ２１８へ、所定の遅延及び所定の可変位相シフトで誘導する。ループバックされた信号２０４は、Ｐ_{ｉｎ＿ｌｎａ}の電力を有して、ＬＮＡ１８８に入る。

レシーバ２１８は、ＬＮＡ１８８、ＩＱ生成器１８２、周波数ミキサー１９０、及び周波数ミキサー１９２を含む。ＬＮＡ１８８は、ループバックされた信号２０４を増幅して、レシーバ信号２０６を生成する。ＬＮＡ１８８は、ＳＮＲを著しく劣化させることなく低電力受信信号を増幅する。ＬＮＡ１８８は、例えば２、３、４、又は５段ＬＮＡである、多段ＬＮＡであり得る。また、ＬＮＡ１８８は、バッファ及び他の要素を含み得る。レシーバ信号２０６は、
ＲＸ（ｔ）＝Ａ（１＋ΔＡ）ｃｏｓ（ω_０（ｔ−τ）−θ＋φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ−τ））
によって与えられ、ここで、Ａは信号振幅であり、ΔＡは振幅ノイズであり、ｔは時間であり、τはループバック及び位相シフタ１８６の遅延であり、ω_０はキャリア周波数であり、θはループバック及び位相シフタ１８６からの位相シフトであり、φｕは無相関位相ノイズであり、φｃは相関位相ノイズである。

信号振幅Ａは、Ａ＝Ａ_ＰＡＬＧによって与えられ、ここで、Ａ_ＰＡは増幅された信号２０２の振幅であり、Ｇは、トレース損失を含むレシーバ２１８の利得であり、Ｌはループバック及び位相シフタ１８６における損失である。レーダーシステムには、一定値であるＧの値が知られている。ＲＸ（ｔ）の振幅ノイズΔＡは、ＰＡ１８４の振幅ノイズΔＡ_ＰＡと同じである。また、ＲＸ（ｔ）の無相関位相ノイズは、
φ_ｕ（ｔ−τ）＝φ_ｕ（ｔ）＝φ_ｕｐａ（ｔ）＋φ_ｌｎａ（ｔ）
によって与えられ、ここで、φ_ｕｐａはＰＡ１８４の無相関ノイズであり、φ_ｌｎａはＬＮＡ１８８の無相関位相ノイズである。

ＩＱ生成器１８２は、ＬＯ（ｔ）であるＬＯ信号２００のために、ＬＯ_Ｉ（ｔ）である同相（Ｉ）信号２１０と、ＬＯ_Ｑ（ｔ）である直交（Ｑ）信号２０８とを生成する。Ｑ信号２０８は、
ＬＯ_Ｑ（ｔ）＝ｓｉｎ（ω_０ｔ＋φ_ｃ（ｔ））
によって与えられる信号であり、ここで、ω_０はＬＯ２１６のキャリア周波数であり、ｔは時間であり、φ_ｃはＬＯ２１６の相関位相ノイズである。同様に、Ｉ信号２１０は、
ＬＯ_Ｉ（ｔ）＝ｃｏｓ（ω_０ｔ＋φ_ｃ（ｔ））
によって与えられる。

周波数ミキサー１９２は、Ｉ信号２１０をレシーバ信号２０６と合成して、
ＢＢ_Ｉ（ｔ）＝Ａ（１＋ΔＡ）ｃｏｓ（ω_０τ＋θ＋φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））
によって与えられる、ＢＢ_Ｉ（ｔ）であるベースバンドＩ信号２１２を生成し、ここで、Ａは信号振幅であり、ΔＡは振幅ノイズであり、ｔは時間であり、τはループバック及び位相シフタ１８６の遅延であり、ω_０はキャリア周波数であり、θはループバック及び位相シフタ１８６からの位相シフトであり、φ_ｕは無相関位相ノイズであり、φ_ｃは相関位相ノイズである。同様に、周波数ミキサー１９０は、Ｑ信号２０８をレシーバ信号２０６と合成して、
ＢＢ_Ｑ（ｔ）＝Ａ（１＋ΔＡ）ｓｉｎ（ω_０τ＋θ＋φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））
によって与えられる、ＢＢ_Ｑ（ｔ）である信号ベースバンドＱ信号２１４を生成し、ここで、Ａは信号振幅であり、ΔＡは振幅ノイズであり、ｔは時間であり、τはループバック及び位相シフタ１８６の遅延であり、ω_０はキャリア周波数であり、θはループバック及び位相シフタ１８６からの位相シフトであり、φ_ｕは無相関位相ノイズであり、φ_ｃは相関位相ノイズである。ループバック及び位相シフタ１８６は、ユーザによって調節され得る可変位相シフタを含む。

ループバック及び位相シフタ１８６を構成することによって、（ω_０τ＋θ）の値は変更され得る。或る例において、位相ノイズと振幅ノイズを分離するために、ループバック及び位相シフタ１８６の位相シフトは、ω_０τ＋θ＝０であるように選択される。位相シフトにおけるこの条件により、Ｉチャネルのベースバンド出力は、
ＢＢ_Ｉ（ｔ）＝Ａ（１＋ΔＡ）ｃｏｓ（ω_０τ＋θ＋φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））
によって与えられる。ω_０τ＋θ＝０のとき、Ｉチャネルのベースバンド出力は、
ＢＢ_Ｉ（ｔ）＝Ａ（１＋ΔＡ）ｃｏｓ（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））
である。（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））の値が非常に小さな値なので、
ｃｏｓ（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））＝１である。従って、Ｉチャネルのベースバンド出力は、ＢＢ_Ｉ（ｔ）≒Ａ（１＋ΔＡ）であり、これは振幅ノイズのみである。

同様に、Ｑチャネルのベースバンド出力は、
ＢＢ_Ｑ（ｔ）＝Ａ（１＋ΔＡ）ｓｉｎ（ω_０τ＋θ＋φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））
によって与えられる。ω_０τ＋θ＝０のとき、Ｑチャネルのベースバンド出力は、
ＢＢ_Ｑ（ｔ）＝Ａ（１＋ΔＡ）ｓｉｎ（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））
である。（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））の値が非常に小さな値なので、
ｓｉｎ（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））＝（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））
である。
従って、Ｑチャネルのベースバンド出力は、おおよそ、
Ａ（１＋ΔＡ）（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））
である。

同等に、Ｑチャネルのベースバンド出力は、おおよそ、
Ａ（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））＋ΔＡ（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））
である。ΔＡと（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））の両方が小さな数なので、この２つの乗算は非常に小さな数である。従って、Ｑチャネルのベースバンド出力は、おおよそ、Ａ（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））であり、これは位相ノイズである。この例では、振幅ノイズは、ＡＮ＝ΔＡ＝ΔＡ_ＰＡによって与えられ、ここで、ΔＡ_ＰＡはＰＡ１８４の振幅ノイズである。また、この例では、位相ノイズは、ＰＮ＝φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ）である。また、この例では、ベースバンドＩ信号が位相ノイズのみを有し、ベースバンドＱ信号が振幅ノイズのみを有する。

別の例において、ループバック及び位相シフタ１８６の位相シフトは、ω_０τ＋θ＝９０°であるように選択される。そうすると、振幅ノイズは、ＢＢ_Ｑ（ｔ）上にあり、位相ノイズはＢＢ_Ｉ（ｔ）上にある。Ｉチャネルのベースバンド出力は、おおよそ、Ａ（φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ）−φ_ｃ（ｔ−τ））である。
また、Ｑチャネルのベースバンド出力は、おおよそ、Ａ（１＋ΔＡ）である。この例では、ベースバンドＩ信号は位相ノイズのみを有し、ベースバンドＱ信号は振幅ノイズのみを有する。前述の例で示されるように、位相シフトにおける９０°回転毎に、振幅ノイズ条件及び位相ノイズ条件は、ＩチャネルとＱチャネルとの間で交互になる。

種々の位相シフトにわたってベースバンドＩノイズレベル及びベースバンドＱノイズレベルを測定するために、ループバック及び位相シフタ１８６の位相シフトは、規則的な間隔で、例えば５度未満のステップで変更され得る。いくつかの実施形態において、例えば１度である、位相シフトにおける一層小さなステップが用いられ得る。ベースバンドＩチャネル及びベースバンドＱチャネルの、ｄＢＦｓ／Ｈｚ単位でのノイズ電力スペクトル密度は、位相シフトに対してプロットされる。Ｉチャネル或いはＱチャネルに対するノイズ電力スペクトル密度（ＰＳＤ）の最大はＮ_ｍａｘであり、ノイズＰＳＤの最小はＮ_ｍｉｎである。

無相関位相ノイズは、
ＵＰＮ_{ｔｏｔａｌ}＝Ｐ_{ｉｎ＿ｌｎａ}−Ｎ_ｍａｘ＋１０−Ｇ−６
によって与えられ、ここで、Ｐ_{ｉｎ＿ｌｎａ}はループバックされた信号２０４における電力であり、Ｎ_ｍａｘはＰＳＤの最大であり、１０は、ｄｂＭからｄｂＦｓへの変換を表し、Ｇは、レシーバの入力におけるノイズを得るために減算され、振幅ノイズ又は位相ノイズなどの両側波帯ノイズに対してトーンをダウンコンバートするときの２のスケールファクタに起因して、６が減算される。また、振幅ノイズは
ＡＮ＝Ｐ_{ｉｎ＿ｌｎａ}−Ｎ_ｍｉｎ＋１０−Ｇ−６
によって与えられる。

シンセサイザ無相関位相ノイズは、
ＵＰＮ_{ＳＹＮＴＨ}＝ＰＮ_{ＳＹＮＴＨ}＋２０ ｌｏｇ_１０（２ｓｉｎ（ω_０τ／２））
によって与えられ、ここで、ＰＮ_{ＳＹＮＴＨ}は、ＬＯ信号２００の測定された位相ノイズであり、ω_０はＬＯ信号２１６の周波数であり、τは、ループバック及び位相シフタ１８６によってもたらされる遅延である。

ＵＰＮ_{ｔｏｔａｌ}は、ＵＰＮ_{ＳＹＮＴＨ}及びＵＰＮ_{ｍｍｗａｖｅ}に起因する総ノイズ電力である。ｍｍｗａｖｅ無相関位相ノイズは、
ＵＰＮ_{ｍｍｗａｖｅ}＝ＵＰＮ_{ｔｏｔａｌ}−ＵＰＮ_{ＳＹＮＴＨ}
によって計算され得る。

下記の表１は、例示のレーダーシステムに対する位相シフト、位相値、Ｉノイズ値、Ｑノイズ値、及びＩ＋ｊＱノイズ値を図示する。また、図５は、Ｉ値、Ｑ値、及び、Ｉ＋ｊＱノイズ値対位相シフトのためのグラフ２２０を図示する。曲線２２２がＩノイズ値を示し、曲線２２４がＱノイズ値を示し、曲線２２６がＩ＋ｊＱノイズ値を示す。Ｉチャネル上又はＱチャネル上のノイズＰＳＤの最大Ｎ_ｍａｘは位相ノイズに対応し、Ｉチャネル上又はＱチャネル上のノイズＰＳＤの最小Ｎ_ｍｉｎは振幅ノイズに対応する。Ｎ_ｍａｘの値は−１２５．０３ｄＢＦｓ／Ｈｚであり、Ｎ_ｍｉｎの値は−１０８．４ｄＢＦｓ／Ｈｚである。この例では、Ｐ_{ｉｎ＿ｌｎａ}は−１３．３３３ｄＢｍであり、７８ＧＨｚのキャリア周波数ω_０を有する。測定された統合されたノイズ値ＰＮ_{ＳＹＮＴＨ}は−９２ｄＢｃ／Ｈｚである。また、振幅Ａ_ＰＡの値は８ｄＢｍである。ＬＮＡ２５０に対して４２ｄＢの利得設定の状態で、レシーバ導波路ポートにおいて測定される、トレース損失を含む利得Ｇは、３６ｄＢである。また、範囲は、５０ΜΗ／μｓの傾斜及び２ギガヘルツ帯域幅チャープに対して０．２６２２であると測定される。ランプテストによって測定された遅延τは１．７４８ｎｓである。
ＣＦ＝２０ ｌｏｇ_１０（２ｓｉｎ（πｆτ））
によって与えられる相関関数（ＣＦ）は、−３９．１９ｄＢである。これにより、−１３１．１９ｄＢｃ／ＨｚのＵＰＮ_{ＳＹＮＴＨ}の値が導かれる。ＬＮＡにおける振幅ノイズは−１５１．６３ｄＢｍ／Ｈｚであり、ＬＮＡにおける無相関位相ノイズは−１３５ｄＢｍ／Ｈｚである。ノイズ折り返し係数は、ベースバンドにおいて１ＭＨｚまで折り返す他のキャリア上のノイズであり、６である。また、ｄＢＦｓ／ＨｚからｄＢｍ／Ｈｚへの変換係数は１０である。振幅ノイズは−１４４．２９６ｄＢｃ／Ｈｚである。総無相関位相ノイズは−１２７．６６６ｄＢｃ／Ｈｚであり、ｓｙｎｔｈ無相関位相ノイズは−１３１．１９ｄＢｃ／Ｈｚであり、ｍｍｗａｖｅ無相関位相ノイズは−１３０．２１７ｄＢｃ／Ｈｚである。

或る例において、図４に図示されるレーダーシステム１８０に類似するレーダーシステム上でシミュレーションが行われる。このシミュレーションでは、φ_ｃは−９２ｄＢｃ／Ｈｚである。ＰＡ振幅Ａ_ＰＡは８ｄＢｍであり、ＰＡ振幅ノイズの値ΔＡ_ＰＡは−１４４．５ｄＢｃ／Ｈｚであり、ＰＡのための無相関位相ノイズの値φ_ｕｐａは−１４０ｄＢｃ／Ｈｚであり、相関ノイズの値φ_ｃは−９２ｄＢｃ／Ｈｚである。ループバック２４８において、損失Ｌは−２１．３ｄＢであり、遅延τは１．７ｎｓである。従って、Ａ_ＰＡＬの値は−１３．３ｄＢｍであり、Ａ_ＰＡＬΔＡ_ＰＡの値は−１５７．１８ｄＢｍ／Ｈｚである。ＬＮＡ１８８において、ＵＰＮ_ＬＮＡは−１４３．５ｄＢｍ／Ｈｚであり、ＣＦは−３９．１９ｄＢである。また、Ａ_ＰＡＬφ_ＵＰＡは−１５３．３ｄＢｍ／Ｈｚであり、Ａ_ＰＡＬφ_ｃは−１０５．３ｄＢｍ／Ｈｚである。また、利得Ｇは３６．６であり、レシーバ及びＩＱ生成器の低ノイズフロアは３０．５である。レシーバ信号２０６は、
ＲＸ（ｔ）＝Ａ（１＋ΔＡ）ｃｏｓ（ω_０（ｔ−τ）−θ＋φ_ｕ（ｔ）＋φ_ｃ（ｔ−τ））
によって与えられ、ここで、Ａ＝Ａ_ＰＡＬＧであり、ΔＡ＝ΔＡ_ＰＡである。また、
φ_ｕ（ｔ−τ）＝φ_ｕ（ｔ）＝φ_ｕｐａ（ｔ）＋φ_ｌｎａ（ｔ）
である。振幅ノイズは、−１２５．２ｄＢＦｓ／Ｈｚであると計算され、無相関位相ノイズは、−１０８．４ｄＢＦｓ／Ｈｚであると計算される。その後、統合されたＵＰＮは、１１１．９ｄＢＦｓ／Ｈｚであると計算され、ｍｍｗａｖｅ ＵＰＮ は、−１１０．９ｄＢＦｓ／Ｈｚであると計算される。

図６はレーダーシステム２４０を図示する。レーダーシステム２４０は、トランスミッタ２４１、ループバック２４８、及びレシーバ２７８を含む。レーダーシステム２４０において、外部ＬＯ（図示せず）と、位相シフタ２４４である内部位相シフタとが用いられる。例えば２０ＧＨｚ外部ＬＯである低位相ノイズＬＯである外部ＬＯが、入力ＬＯ信号２５８を生成する。外部ＬＯの使用は、相関位相ノイズを低減又はなくし、無相関位相ノイズの測定の精度を改善する。局部ＬＯが用いられるとき、少量の間で減算が行われ、場合によっては、無相関位相ノイズの計算において大きな誤差となる。トランスミッタ２４１は、位相シフタ２４４及びＰＡ２４６を含む。内部可変位相シフタである位相シフタ２４４は、入力ＬＯ信号２５８を位相シフトして、ＬＯ信号２６２を生成する。また、位相シフタ２４４は、ノイズ電力推定器２５６から制御信号２６０を受信する可変位相シフタである。ＰＡ２４６は、ＬＯ信号２６２を増幅して、ＰＡ（ｔ）で示される増幅された信号２６４を生成する。

ループバック２４８は、ループバックされた信号２６６を、トランスミッタ２４１からレシーバ２７８へループさせる。ループバック２４８は、所定の遅延τを有する。

レシーバ２７８は、ＬＮＡ２５０、ＩＱ生成器２４２、周波数ミキサー２５２、周波数ミキサー２５４、及びノイズ電力推定器２５６を含む。ＬＮＡ２５０は、ループバックされた信号２６６をループバック２４８から受信し、ループバックされた信号２６６を増幅して、ＲＸ（ｔ）で示されるレシーバ信号２６８を生成する。

ＩＱ生成器２４２は、ＬＯ信号２５８から、ＬＯ_Ｉ（ｔ）であるＩ信号２７２及びＬＯ_Ｑ（ｔ）であるＱ信号２７０を生成する。その後、周波数ミキサー２５４は、Ｉ信号２７２をレシーバ信号２６８と合成して、ＢＢ_ＩであるベースバンドＩ信号２７６を生成する。同様に、周波数ミキサー２５２は、Ｑ信号２７０をレシーバ信号２６８と合成して、ＢＢ_ＱであるベースバンドＱ信号２７４を生成する。

ノイズ電力推定器２５６は、複数の位相シフトのためにベースバンドＩ信号２７６及びベースバンドＱ信号２７４を測定する。各位相シフトに対し、ノイズ電力推定器２５６は、Ｉノイズ値及びＱノイズ値を測定し、Ｉ＋ｊＱノイズ値を判定する。ここで、ＩはＩノイズ値であり、ＱはＱノイズ値である。また、ノイズ電力推定器２５６は、位相シフトをステップスルーするため又は最適の位相シフトを選択するために、制御信号２６０を用いて位相シフタ２４４の位相シフトを制御する。また、ノイズ電力推定器２５６は、最大ノイズ、最大ノイズに対応する位相シフト、最小ノイズ、及び最小ノイズに対応する位相シフトを判定する。ノイズ電力推定器２５６は、最高ＳＮＲを有する位相シフトを見つけるために、種々の位相シフトを繰り返し（cycle through）得る。

他の実施形態において、位相シフタ２４４によってデジタル位相シフトが行われる。位相シフトを信号に適用するために、デジタル位相シフタがデジタルにプログラムされる。

種々の位相シフトにわたってベースバンドＩノイズレベル及びベースバンドＱノイズレベルを測定するために、ループバック及び位相シフタ１８６の位相シフトは、規則的な間隔で、例えば５度未満のステップで変更され得る。いくつかの実施形態において、例えば１度である、位相シフトにおける一層小さなステップが用いられ得る。ベースバンドＩチャネル及びベースバンドＱチャネルの、ｄＢＦｓ／Ｈｚ単位でのノイズ電力スペクトル密度は、位相シフトに対してプロットされる。ノイズＰＳＤの最大はＮ_ｍａｘであり、ノイズＰＳＤの最小はＮ_ｍｉｎである。

前の例と同様に、ＢＢ_Ｉ（ｔ）及びＢＢ_Ｑ（ｔ）のための式が、図６によって図示されるレーダーシステム２４０のために導出され得る。Ｉチャネルのベースバンド出力の値は、
ＢＢ_Ｉ＝Ａ（１＋ΔＡ）ｃｏｓ（ω_０τ＋θ＋φ_ｕ（ｔ））
によって与えられる。ω_０τ＋θ＝０のとき、Ｉチャネルのベースバンド出力は、
ＢＢ_Ｉ（ｔ）＝Ａ（１＋ΔＡ）ｃｏｓ（φ_ｕ（ｔ））
によって与えられる。φ_ｕ（ｔ）が非常に小さな値なので、ｃｏｓ（φ_ｕ（ｔ））の値はおおよそ１である。従って、Ｉチャネルのベースバンド出力は、おおよそ、Ａ（１＋ΔＡ）であり、これは振幅ノイズのみである。

同様に、Ｑチャネルのベースバンド出力は、
ＢＢ_Ｑ（ｔ）＝Ａ（１＋ΔＡ）ｓｉｎ（ω_０τ＋θ＋φ_ｕ（ｔ））
である。ω_０τ＋θ＝０のとき、Ｑチャネルのベースバンド出力は、
ＢＢ_Ｑ（ｔ）＝Ａ（１＋ΔＡ）ｓｉｎ（φ_ｕ（ｔ））
である。φ_ｕ（ｔ）が非常に小さな値なので、
ｓｉｎ（φ_ｕ（ｔ））≒φ_ｕ（ｔ）
である。従って、Ｑチャネルのベースバンド出力は、おおよそ
Ａ（１＋ΔＡ）（φ_ｕ（ｔ））
である。Ｑチャネルのベースバンド出力は、その後、
Ａ（φ_ｕ（ｔ））＋ΔＡ（φ_ｕ（ｔ））
によって概算され得る。ΔＡ及びφ_ｕ（ｔ）がいずれも小さな数なので、この２つの小さな数の乗算は非常に小さい。その後、Ｑチャネルのベースバンド出力はＡφ_ｕ（ｔ）としてさらに概算され得、これは位相ノイズのみである。

ω_０τ＋θ＝９０°のとき、Ｉチャネルのベースバンド出力は、おおよそ、Ａφ_ｕ（ｔ）であり、Ｑチャネルのベースバンド出力は、おおよそ、Ａ（１＋ΔＡ）である。

無相関位相ノイズは、
ＵＰＮ_{ｔｏｔａｌ}＝Ｐ_{ｉｎ＿ｌｎａ}−Ｎ_ｍａｘ＋１０−Ｇ−６
によって与えられ、ここで、Ｐ_{ｉｎ＿ｌｎａ}は、ループバックされた信号２０４における電力であり、Ｎ_ｍａｘはＰＳＤの最大であり、１０はｄＢｍからｄＢＦｓへの変換を表し、Ｇは、レシーバの入力におけるノイズを得るために減算され、振幅ノイズ又は位相ノイズなどの両側波帯ノイズに対してトーンをダウンコンバートするときの２のスケールファクタに起因して、６が減算される。また、振幅ノイズは、
ＡＮ＝Ｐ_{ｉｎ＿ｌｎａ}−Ｎ_ｍｉｎ＋１０−Ｇ−６
によって与えられる。ＬＯ信号が外部信号によって供給されるので、ＰＮ_{ＳＹＮＴＨ}は無視してよく、それゆえ、ＳＹＮＴＨからの無相関位相ノイズも無視してよい。シンセサイザ無相関位相ノイズはＵＰＮ_{ＳＹＮＴＨ}〜０によって与えられる。この場合の総無相関位相ノイズは、ｍｍｗａｖｅ無相関位相ノイズであり、
ＵＰＮ_{ｍｍｗａｖｅ}＝ＵＰＮ_{ｔｏｔａｌ}
によって与えられる。

図７は、或るＦＭＣＷレーダーシステムにおいてノイズを測定する例示の方法のためのフローチャート２８０を図示する。ブロック２８１において、レーダーシステムは可変位相シフタの位相シフトを設定する。これは、ノイズ電力推定器が制御信号を可変位相シフタに送ることによって、又は、可変位相シフタの位相シフトを手動で若しくは自動で調節することによって、成され得る。

ブロック２８２において、レーダーシステムがＬＯ信号を生成する。ＬＯ信号は、レーダーシステムのトランスミッタに埋め込まれたＬＯによって、局所的に生成され得る。別の例において、ＬＯ信号は外部で生成され、入力ＬＯ信号と呼ばれ得る。ＬＯ信号は相関位相ノイズを有し得る。

ブロック２８４において、レーダーシステムのトランスミッタのＰＡが、ＬＯ信号を増幅して、増幅された信号を生成する。或る実施形態において、ＰＡは多段ＰＡであり、例えば２段ＰＡ、３段ＰＡ、４段ＰＡ、５段ＰＡ、６段ＰＡ、又はより多数の段を備えるＰＡである。ＰＡは、バッファ及び他の要素を含み得る。また、ＰＡは、利得と共に、振幅ノイズ及び無相関位相ノイズを生成し得る。

ブロック２８６において、レーダーシステムの位相シフタが、増幅された信号の位相を所定の位相シフトによってシフトして、位相シフトされた信号を生成する。或る実施形態において、位相シフタは調節可能であり、複数の所定の位相シフト値が用いられる。いくつかの実施形態において、ＬＯ信号を生成するレーダーシステムのトランスミッタにおいて、ブロック２８４における増幅の前に位相シフトが行われる。他の実施形態において、ブロック２８４における増幅の後に位相シフトが行われ、増幅は、レーダーシステムの導波路ループバックにおいて、トランスミッタの外の位相シフタによって行われる。一例において、位相シフタはアナログ位相シフタである。別の例において、位相シフタはデジタル位相シフタである。

ブロック２８８において、導波路ループバックが、位相シフトされた信号を、レーダーシステムのトランスミッタからレーダーシステムのレシーバに、ループバックされた信号として、ｍｍｗａｖｅ導波路ループバックを用いてループバックさせる。ループバックされた信号は、所定の位相シフトと共に所定の遅延を有する。また、導波路ループバックは、損失を信号に導入する。

ブロック２９０において、レーダーシステムのレシーバのＬＮＡが、ブロック２８８において生成されたループバックされた信号を増幅して、レシーバ信号を生成する。ＬＮＡは多段ＬＮＡであり得る。例えば、ＬＮＡは、２段ＬＮＡ、３段ＬＮＡ、４段ＬＮＡ、５段ＬＮＡ、又はより多数の段を備えるＬＮＡであり得る。ＬＮＡは、バッファなどの付加的要素を含み得る。ＬＮＡは、付加的な利得と共に、付加的な無相関位相ノイズを信号に導入する。

ブロック２９２において、ＩＱ生成器が、Ｉ成分をＬＯ信号から分離してＩ信号を生成する。また、ＩＱ生成器は、Ｑ成分をＬＯ信号から分離して、Ｑ信号を生成する。

ブロック２９８において、周波数ミキサーが、ブロック２９０においてＬＮＡによって増幅されたレシーバ信号を、ブロック２９２において生成されたＱ信号と混合して、ベースバンドＱ信号を生成する。その後、ブロック３０２において、システムは、ベースバンドＱ信号を、測定されたＱ信号として測定する。測定は、レーダーシステムによって、例えばレーダーシステムのノイズ電力推定器によって行われ得る。別の例において、信号は、外部から、例えば信号アナライザによって、測定される。

同様に、ブロック２９４において、別の周波数ミキサーが、ブロック２９０からのレシーバ信号を、ブロック２９２において生成されたＩ信号と混合して、ベースバンドＩ信号を生成する。その後、ブロック２９６において、レーダーシステムは、ベースバンドＩ信号を、測定されたＩ信号として測定する。測定は、レーダーシステムによって、例えばレーダーシステムのノイズ電力推定器によって、行われ得る。別の例において、信号は、外部から、例えば信号アナライザによって、測定される。

ブロック３０６において、レーダーシステムはノイズ分析を行う。例えば、レーダーシステムは、ベースバンドＱ信号対位相シフト値をプロットし得る。また、レーダーシステムは、ベースバンドＩ信号対位相シフトをプロットし得る。また、システムは、付加的な分析を行い得る。例えば、レーダーシステムは、最大及び最小のＩノイズ値及びＱノイズ値を計算し得る。これらの値から、レーダーシステムは、振幅ノイズ及び無相関位相ノイズを計算し得る。一例において、レーダーシステムが、ブロック２９６からの測定されたＩ信号とブロック３０２からの測定されたＱ信号とに基づいて、総ノイズを判定する。総ノイズは、Ｉ＋ｊＱと等しく、ここで、Ｉは測定されたＩ信号であり、Ｑは測定されたＱ信号である。一実施形態において、分析は、レーダーシステムによって、例えばノイズ電力推定器の一部として行われる。別の例において、分析は、外部から、例えば汎用コンピュータ上で、又はデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）などの特化されたコンピューティングデバイス上で行われる。

ブロック３０８において、レーダーシステムは、測定されたＩ信号及び測定されたＱ信号に基づいて位相シフトを調節する。一実施形態において、位相シフトは手動で調節される。別の例において、位相シフトは、自動で、例えば、ノイズ電力推定器が可変位相シフタのために制御信号を生成することによって、調節される。位相シフタは、ノイズの最大及び最小を見つけるために、複数のステップをステップスルーされ得る。例えば、位相は、例えば１度、２度、３度、又は４度のステップである５度未満の増分でステップされる。一実施形態において、最小ノイズに対する位相シフトをより良好に判定するために、一層小さな位相のステップがノイズ最小近辺で用いられる。最小ノイズに対する位相が判定されると、その位相が、性能を改善するために用いられ得る。

図８は、或るレーダーシステムにおいてノイズを判定する例示の方法のためのフローチャート３１０を図示する。ブロック３１２において、レーダーシステムは、可変位相シフタのための位相シフト値を設定する。一実施形態において、位相シフト値は手動で設定される。別の例において、位相シフト値は、自動で、例えば、ノイズ電力推定器による位相シフト制御信号出力に基づいて、又は別の制御信号によって、設定される。

ブロック３１４において、レーダーシステムは、ベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号を別個に測定する。レーダーシステムは、ループバックされた信号を、レーダーシステムのトランスミッタからレーダーシステムのレシーバへ、所定の遅延及び所定の可変位相シフトでループバックする。レーダーシステムは、ループバックされた信号を、ＬＯ信号から生成されるＩ信号及びＱ信号を用いて変調する。レーダーシステムは、ベースバンドＩ信号を、ベースバンドＱ信号とは別個に測定する。レーダーシステムは、測定されたＩ信号及び測定されたＱ信号を、例えばＡＤＣを用いて、アナログからデジタルに変換し得る。レーダーシステムは、デジタル信号を、例えばＤＳＰを用いて又は汎用コンピュータによって、処理し得る。また、レーダーシステムは、測定されたＩ信号及び測定されたＱ信号を、後の分析のためにメモリに記憶し得る。また、レーダーシステムは、その他の測定を成し得る。例えば、レーダーシステムは、Ｐ_{ｉｎ＿ｌｎａ}の値を得るために、ＬＮＡの入力における電力レベルを測定し得る。また、レーダーシステムは、ＬＯ信号の位相ノイズを測定し得る。また、レーダーシステムは、τの値を測定し得る。

ブロック３１６において、レーダーシステムは、付加的なベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号を測定するために用いられる付加的な位相値があるかどうかを判定する。一例において、レーダーシステムは、位相シフト値をステップスルーする。位相シフト値は、５度より小さいステップで調節され得る。一実施形態において、位相シフトステップは動的に調節される。例えば、一層大きなステップが初期的にとられ、一層小さなステップが、予測される最小又は最大の近辺で用いられ得る。付加的な位相シフト値があるとき、次の位相遅延値を設定するために、レーダーシステムはブロック３１２に戻る。他方、付加的な位相遅延値がないとき、レーダーシステムはブロック３１８に進む。

ブロック３１８において、レーダーシステムはノイズ分析を行う。例えば、ブロック２９６を用いてＩチャネル上で計算されるノイズと、ブロック３０２を用いてＱチャネル上で計算されるノイズとから、種々の遅延値で、ノイズの最小（Ｎ_ｍｉｎ）、最小ノイズ値に対応する位相シフト、ノイズの最大（Ｎ_ｍａｘ）、及び最大ノイズ値に対応する位相シフトが判定される。Ｎ_ｍｉｎの値は振幅ノイズに対応し、Ｎ_ｍａｘの値は無相関位相ノイズに対応する。振幅ノイズは、式
ＡＮ＝Ｐ_{ｉｎ＿ｌｎａ}−Ｎ_ｍｉｎ＋１０−Ｇ−６
を用いて計算され得、ここで、Ｐ_{ｉｎ＿ｌｎａ}は、ＬＮＡの入力におけるノイズ値であり、Ｇは利得であり、Ｎ_ｍｉｎは最小ノイズである。

また、無相関位相ノイズは、式
ＵＰＮ_{ｔｏｔａｌ}＝Ｐ_{ｉｎ＿ｌｎａ}−Ｎ_ｍａｘ＋１０−Ｇ−６
に基づいて計算される。統合された位相ノイズは、

であると判定され得、ここで、τは遅延であり、ω_{ｏｆｆｓｅｔ}はオフセット周波数であり、φ_ｃは相関位相ノイズである。相関位相ノイズはＰＡの入力において測定され得る。また、ｍｍｗａｖｅ無相関位相ノイズは、
ＵＰＮ_{ｍｍｗａｖｅ}＝ＵＰＮ_{ｔｏｔａｌ}−ＵＰＮ_{ＳＹＮＴＨ}
であると判定され得る。或る例において、レーダーシステムは、総ノイズをＩ＋ｊＱであると計算し得、ここで、Ｉは測定されたＩ信号であり、Ｑは測定されたＱ信号である。

図９は、コンピューティングデバイス３８０のブロック図を図示する。コンピューティングデバイス３８０は、分析及び制御工程を行うために用いられ得る。例えば、コンピューティングデバイス３８０は、フローチャート３１０のブロック３１２、３１６、及び３１８を行うために用いられ得る。少なくとも一つの例において、コンピューティングデバイス３８０は汎用コンピュータである。他の例において、コンピューティングデバイス３８０は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）など、特定のタスク又はタスクのセットを実行するプログラムされたマシンである。別の例において、コンピューティングデバイス３８０は、埋め込まれた命令を備えるマイクロコントローラである。コンピューティングデバイス３８０は、ＤＳＰであり得る。コンピューティングデバイス３８０は、データ及びマシン読出し可能命令を記憶するためのメモリ３８２を含む。メモリ３８２は、測定値などのその他の情報を記憶し得る。また、コンピューティングデバイス３８０は、メモリ３８２にアクセスし、マシン読出し可能命令を実行する、処理ユニット３８４を含む。メモリ３８２は、非一時的コンピュータ読出し可能記憶媒体である。いくつかの例において、メモリ３８２は、ランダムアクセスメモリなどの揮発性メモリ、ハードディスクドライブ、ソリッドステートドライブ、若しくはフラッシュメモリなどの不揮発性メモリ、又はそれらの組み合わせである。

また、コンピューティングデバイス３８０は、Ｉ／Ｏデバイス３８１との相互作用のために入力／出力（Ｉ／Ｏ）インターフェース３８３を含む。Ｉ／Ｏデバイス３８１は、モニタ、タッチスクリーンディスプレイ、マウス、キーボード、プリンタ、又は、信号アナライザ若しくはコントローラなどのその他のＩ／Ｏデバイスであり得る。処理ユニット３８４は、例えばｘ８６、ＡＲＭ、又はＤＳＰである、一つ又は複数のプロセッサコアとして実装される。或る実施形態において、コンピューティングデバイス３８０は、ネットワーク３８８上で通信するためのネットワークインターフェース３８６を含む。実施形態には、ネットワークを介して通信する複数のコンピューティングデバイスが含まれ得る。ネットワークインターフェース３８６は、ネットワークインターフェースカード（ＮＩＣ）として実装され得る。いくつかの例において、ネットワーク３８８は、パブリックネットワーク、プライベートネットワーク、又はそれらの組み合わせとして実装され得る。いくつかの例において、コンピューティングデバイス３８０はクラウドコンピューティングにおいて実装される。

特許請求の範囲内で、説明される実施形態における改変が可能であり、他の実施形態が可能である。

Claims (20)

1. レーダーシステムであって、
   局部発振器（ＬＯ）信号を増幅して、増幅された信号を生成するための電力増幅器（ＰＡ）を含むトランスミッタ、
   レシーバであって、
   前記ＬＯ信号に基づいてＩ信号を生成するため、及び、前記ＬＯ信号に基づいてＱ信号を生成するためのＩＱ生成器と、
   ループバックされた信号を増幅して、レシーバ信号を生成するための低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）と、
   前記レシーバ信号と前記Ｉ信号とを混合して、ベースバンドＩ信号を生成するための第１のミキサーと、
   前記レシーバ信号と前記Ｑ信号とを混合して、ベースバンドＱ信号を生成するための第２のミキサーと
   を含む前記レシーバ、及び、
   前記増幅された信号を、前記トランスミッタから前記レシーバへ、前記ループバックされた信号として誘導するための導波路ループバック、
   を含む、レーダーシステム。
2. 請求項１に記載のレーダーシステムであって、前記導波路ループバックが、前記増幅された信号を位相シフトするための可変位相シフタを含む、レーダーシステム。
3. 請求項１に記載のレーダーシステムであって、前記トランスミッタがさらに、第１の位相シフトにより、前記ＬＯ信号を生成するために入力ＬＯ信号を位相シフトするための可変位相シフタを含む、レーダーシステム。
4. 請求項３に記載のレーダーシステムであって、前記レシーバがさらに、ノイズ電力推定器を含み、前記ノイズ電力推定器が、
   前記ベースバンドＩ信号に基づいて、前記第１の位相シフトに対する第１のＩノイズ値を測定するため、及び、
   前記ベースバンドＱ信号に基づいて、前記第１の位相シフトに対するＱノイズ値を測定するためのものである、
   レーダーシステム。
5. 請求項４に記載のレーダーシステムであって、前記ノイズ電力推定器が、
   前記可変位相シフタに対する複数の位相シフトを判定し、
   前記複数の位相シフトを示す複数の位相シフト表示を前記可変位相シフタに送信し、
   複数のベースバンドＩ信号に基づいて、前記複数の位相シフトに対する複数のＩノイズ値を測定し、
   複数のベースバンドＱ信号に基づいて、前記複数の位相シフトに対する複数のＱノイズ値を測定し、
   前記複数のＩノイズ値に基づいて、又は、前記複数のＱノイズ値に基づいて、前記複数のＩノイズ値の最大ノイズ値を判定し、
   前記複数のＩノイズ値に基づいて、又は、前記複数のＱノイズ値に基づいて、前記複数のＩノイズ値の最小ノイズ値を判定し、
   前記最大ノイズ値に基づいて、又は、前記最小ノイズ値に基づいて、無相関位相ノイズを計算し、及び、
   前記最大ノイズ値に基づいて、又は、前記最小ノイズ値に基づいて、振幅ノイズを計算するためのものである、
   レーダーシステム。
6. 請求項５に記載のレーダーシステムであって、前記ノイズ電力推定器が、
   前記最小ノイズ値に対応する最小ノイズ位相シフトを判定するため、及び、
   最小ノイズ位相シフト表示を前記可変位相シフタに送信するためのものであり、
   前記最小ノイズ位相シフト表示が、ノイズを低減するための前記最小ノイズ位相シフトを示す、
   レーダーシステム。
7. レーダーシステムにおいてノイズを測定するための方法であって、
   前記レーダーシステムの可変位相シフタの位相シフトを設定すること、
   プロセッサによって、前記位相シフトを有する、増幅されループバックされ位相シフトされたレーダー信号のベースバンドＩ成分を測定して、測定されたＩ信号を生成すること、及び、
   前記プロセッサによって、前記位相シフトを有する、前記増幅されループバックされ位相シフトされたレーダー信号のベースバンドＱ成分を測定して、測定されたＱ信号を生成すること、
   を含む、方法。
8. 請求項７に記載の方法であって、前記プロセッサが、前記レーダーシステムのノイズ電力推定器である、方法。
9. 請求項７に記載の方法であって、さらに、
   前記可変位相シフタに対する複数の位相シフトを設定すること、
   複数のベースバンドＩ信号に基づいて、前記複数の位相シフトに対する複数のＩノイズ値を測定すること、
   複数のベースバンドＱ信号に基づいて、前記複数の位相シフトに対する複数のＱノイズ値を測定すること、
   前記複数のＩノイズ値又は前記複数のＱノイズ値の最大ノイズ値を判定すること、及び、
   前記複数のＩノイズ値又は前記複数のＱノイズ値の最小ノイズ値を判定すること、
   を含む、方法。
10. 請求項９に記載の方法であって、さらに、
    前記レーダーシステムの低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）の入力における電力値を測定すること、及び、
    前記ＬＮＡの前記入力における前記電力値と、前記最大ノイズ値と、前記レーダーシステムのレシーバのレシーバ利得とに基づいて、総無相関位相ノイズを判定すること、
    を含み、
    前記レシーバが前記ＬＮＡを含む、
    方法。
11. 請求項１０に記載の方法であって、さらに、
    局部発振器（ＬＯ）信号の位相ノイズを測定すること、及び、
    前記レーダーシステムの導波路ループバックの遅延と、前記ＬＯ信号の前記位相ノイズと、オフセット周波数とに基づいて、シンセサイザ無相関位相ノイズを判定すること、
    を含む、方法。
12. 請求項１１に記載の方法であって、さらに、前記総無相関位相ノイズに基づいて及び前記シンセサイザ無相関位相ノイズに基づいて、ミリメートル波（ｍｍｗａｖｅ）ノイズを判定することを含む、方法。
13. 請求項１１に記載の方法であって、さらに、前記ＬＮＡの前記入力における前記ノイズ値と、前記最小ノイズ値と、前記レシーバ利得とに基づいて、振幅ノイズを判定することを含む、方法。
14. 請求項９に記載の方法であって、さらに、
    前記最小ノイズ値に対応する最小ノイズ位相シフトを選択すること、及び、
    前記可変位相シフタの第２の位相シフトを、前記最小ノイズ位相シフトに設定すること、
    を含む、方法。
15. レーダーシステムであって、
    電力増幅器（ＰＡ）、
    前記ＰＡに結合される可変位相シフタ、
    低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）、
    前記ＰＡ及び前記ＬＮＡを結合する導波路ループバック、
    前記ＬＮＡに結合される第１の周波数ミキサー、
    前記ＬＮＡに結合される第２の周波数ミキサー、及び、
    前記第１の周波数ミキサー及び前記第２の周波数ミキサーに結合されるＩＱ生成器、
    を含む、レーダーシステム。
16. 請求項１５に記載のレーダーシステムであって、さらに、前記第１の周波数ミキサーに、前記第２の周波数ミキサーに、及び前記可変位相シフタに結合されるノイズ電力推定器を含む、レーダーシステム。
17. 請求項１５に記載のレーダーシステムであって、前記可変位相シフタが、前記導波路ループバック内にある、レーダーシステム。
18. 請求項１５に記載のレーダーシステムであって、前記ＰＡが、前記可変位相シフタと前記導波路ループバックとの間に結合される、レーダーシステム。
19. 請求項１５に記載のレーダーシステムであって、さらに、前記ＰＡに及び前記ＩＱ生成器に結合される局部発振器（ＬＯ）を含む、レーダーシステム。
20. 請求項１５に記載のレーダーシステムであって、前記ＰＡ及び前記ＩＱ生成器が、外部ＬＯ生成器に結合される、レーダーシステム。

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