JP2020515168A5

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Filing date: 2018-07-04
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Description

Ｋ対の参照信号を挿入する方法及びデバイス

本発明は、包括的には、電気通信システムの分野に関し、より具体的には、ＯＦＤＭのような伝送方式と組み合わせて特に使用される、ＭＩＭＯ（多入力多出力）又はＭＩＳＯ（多入力単出力）通信の状況における参照信号の挿入に関する。

本発明は、ＳＣ−ＳＦＢＣ又はＳＣ−ＳＦＢＣの異形を使用するＭＩＭＯ又はＭＩＳＯ電気通信システムにおいて適用される。これらのＳＣ−ＳＦＢＣのような方式は、ＭＩＳＯ又はＭＩＭＯ伝送の状況において低いＰＡＰＲ（ピーク／平均電力比）、フルダイバーシティを提供するために、そしてＯＦＤＭのような方式のシングルキャリア特性を保持するために開発されてきた。

実際に、そのＰＡＰＲ（ピーク／平均電力比）が低く、送信機のエネルギー消費量を削減できるようになる、ＤＦＴｓＯＦＤＭとしても知られているシングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）が、ＬＴＥを含む、いくつかの通信規格において選択されてきた。

ＤＦＴｓＯＦＤＭは、シンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．，Ｘ_Ｍ−１）にＭサイズＤＦＴ（離散フーリエ変換）を適用し、周波数領域においてＭ個の複素シンボルＳ_ｋを取得し、結果として生成される、周波数領域内のＭ個のサンプルＳ_ｋを、Ｎ点ＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）のＮ個の入力の中のＭ個にマッピングし、それにより、ＩＤＦＴの出力において、ＤＦＴｓＯＦＤＭシンボルに対応する各時間間隔中に、Ｎ個の既存のサブキャリアの中のＭ個の割り当てられたサブキャリアを占有する信号

を取得することにある。信号

は時間領域信号であり、所与の時間間隔中の、その周波数領域表現は、第ｋの被占有サブキャリアごとの複素シンボルＳ_ｋである。ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である。同等に、所与の時間間隔中の時間領域信号

は、周波数領域において、第ｋの周波数ごとの複素シンボルＳ_ｋを表す。ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である。

局所的なサブキャリアマッピングの場合、ＩＤＦＴ出力における時間領域の信号は、Ｍの倍数のサンプル位置

において入力時間シンボルＸ_ｎ（或る倍率を伴う）の厳密なコピーを有し、その間の値は、ＮがＭの倍数であるときに、異なる複素重み付けを伴う、入力ブロック内の全ての時間入力シンボルの和であることが知られている（非特許文献１）。信号

はシンボルのブロックＸのオーバーサンプリングされたバージョンである。例えば、零でないＸ_ｎを含む、シンボルのブロックＸ^（ｎ）＝（０，．．．，０，Ｘ_ｎ，０，．．．，０）がＤＦＴｓＯＦＤＭ変調器の入力に、すなわち、ＭサイズＤＦＴの入力に与えられる場合には、シンボルＸ_ｎに対応する無線信号

内のサンプルの中で、一部のみが高いエネルギーを有することになる。また、完全に分散したサブキャリアマッピングの場合、信号

はシンボルのブロックＸの反復であり、それゆえ、零でないＸ_ｎを含む、シンボルのブロックＸ^（ｎ）＝（０，．．．，０，Ｘ_ｎ，０，．．．，０）がＤＦＴｓＯＦＤＭ変調器の入力に与えられる場合には、シンボルＸ_ｎに対応する無線信号

内のサンプルの中で、一部のみが高いエネルギーを有することになることも知られている。他のサブキャリアマッピングタイプ及び／又は非整数のＮ／Ｍ比の場合、ＤＦＴ前シンボルＸ_ｎと、無線信号内の対応するサンプル（シンボルのブロックＸ^（ｎ）＝（０，．．．，０，Ｘ_ｎ，０，．．．，０）がＤＦＴｓＯＦＤＭ変調器の入力に与えられる場合には、その中の一部のみが高いエネルギーを有する）との間に類似の関係を確立することができる。それゆえ、位置ｎごとに、シンボルＸ_ｎに対応する時間領域信号

内の高エネルギーサンプルを識別することができ、高エネルギーサンプルの位置は位置ｎに依存する。それゆえ、そのような高エネルギーサンプルは、無線信号において、シンボルＸ_ｎの位置ｎに依存する期間内にある。現行技術水準の範囲内で、ＤＦＴｓＯＦＤＭシンボルに関する厳密なサブキャリア割当てと、Ｎ／Ｍ比とに基づいて、それらの期間を識別することができる。シンボルブロック内のシンボルＸ_ｎの位置ｎごとに、上記期間は、厳密なサブキャリア割当て及びＮ／Ｍ比にのみ依存し、シンボルＸ_ｎに割り当てられる値には依存しない。

信号

内のシンボルＸ_ｎに対応する高エネルギーサンプルとは、Ｘ_ｎに割り当てられた値が零でない、シンボルのブロックＸ^（ｎ）＝（０，．．．，０，Ｘ_ｎ，０，．．．，０）が、その出力が信号

であるＤＦＴｓＯＦＤＭ変調器の入力に与えるときに、値

が、都合良く選択された所与の閾値Ｔｈ１より高いサンプル

であると理解されたい。

同等に、シンボルＸ_ｎに対応する高エネルギーサンプルは、シンボルＸ_ｎに関連する情報を引き出すために効率的に処理することができる、シンボルＸ_ｎに対応するサンプル（複数の場合もある）である。それゆえ、高エネルギーサンプル又は少なくともシンボルＸ_ｎに対応する高エネルギーサンプルは、シンボルＸ_ｎに対応する他のサンプル（低エネルギーサンプル、又は残余情報を含むサンプルとも呼ばれる）に比べて、シンボルＸ_ｎの正確な推定に対して最も重要な寄与を有するサンプルである。

本発明の場合には、高エネルギーサンプルのみが対象となるので（残余情報を含むサンプルは干渉と見なされる）、それらのサンプルを単に高エネルギーサンプル又はサンプルと呼ぶ。

信号

内のシンボルＸ_ｎに関する残余情報を含むサンプルとは、Ｘ_ｎに割り当てられた値が零でない、シンボルのブロックＸ^（ｎ）＝（０，．．．，０，Ｘ_ｎ，０，．．．，０）が、その出力が信号

であるＤＦＴｓＯＦＤＭ変調器の入力に与えるときに、値

が、都合良く選択された所与の閾値Ｔｈ２より低いサンプル

であると理解されたい。

それにもかかわらず、ＭＩＭＯにおいて、送信機及び受信機のために複数のアンテナを使用することが、性能の向上をもたらしてきた。そのような場合に、チャネル使用あたり（per channel use）１シンボルのレートを得るためにフルダイバーシティを確実にする、アラモウチプリコーディングが導入された。アラモウチプリコーディングは、２つの送信アンテナを備え、アンテナあたり、ユーザーにＮ個のサブキャリアの中のＭ個が割り当てられるＳＣ−ＦＤＭＡ送信機において実現することができる。

空間周波数ブロック符号化（図２）としてアラモウチプリコーディングを実施するとき、すなわち、同じデータブロックのＤＦＴから生じる隣接するサンプルＳ_ｋ及びＳ_ｋ＋１に対してアラモウチプリコーディングを実施することによって、ＰＡＰＲが著しく増加する。

それゆえ、このＰＡＰＲ増加を回避するために、非隣接周波数サンプル間で、同じＳＣ−ＦＤＭＡブロック内でアラモウチプリコーディングを用いるＳＣ−ＳＦＢＣのような方式（図３．１）が開発された。それゆえ、同じデータブロックのＤＦＴのＭ個の出力の（Ｓ_ｋ；Ｓ_ｋ＋１）の各対に対してアラモウチプリコーディングを実施する代わりに、同じデータブロックのＤＦＴのＭ個の出力の（Ｓ_ｋ；Ｓ_{ｐ−１−ｋ}）の各対に対して実施され、ｐ−１−ｋはモジュロＭであり、ただし、ＭはＤＦＴのサイズであり、ｐは偶数の整数である。実現されるアラモウチプリコーディング行列は、ｋが偶数であるときに、

であり、ｋが奇数であるときに、

である。ただし、各列は送信アンテナ（Ｔｘ１及びＴｘ２）を表し、各行は、（Ｓ_ｋ；Ｓ_{（ｐ−１−ｋ）［Ｍ］}）の対ごとのサブキャリアの周波数を表す。図３．２上のＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣの出力は、図３．２上に表されるベクトルＳ^Ｔｘ１及びＳ^Ｔｘ２である。Ｓ^Ｔｘ１は、送信機１を通して送信されることを意図したベクトルであり、Ｓ^Ｔｘ２は送信アンテナ２を通して送信されることを意図したベクトルである。

文献（非特許文献２）に示されるように、Ｔｘ１上及びＴｘ２上で送出される信号は同じＰＡＰＲを有し、それゆえ、いずれもＳＣタイプ包絡線変動を有し、低いＰＡＰＲにつながる。Ｔｘ１上及びＴｘ２上で送出される信号はいずれもＤＦＴｓＯＦＤＭ信号であることが知られており、Ｔｘ１上及びＴｘ２上のＤＦＴｓＯＦＤＭシンボルのそれぞれは、シンボルのブロックｅｑＸ^Ｔｘ１及びｅｑＸ^Ｔｘ２のそれぞれから取得できる（図３．３）ことが示されている（非特許文献３）。それゆえ、ＤＦＴｓＯＦＤＭの状況において既に定義されている、信号

内の高エネルギーサンプルの概念及び／又はシンボルＸ_ｎに対応する残余情報を含むサンプルの概念は、特定のタイプのＤＦＴｓＯＦＤＭ送信機であるＳＣ−ＳＦＢＣ送信機にそのまま適用することができる。

アラモウチプリコーディングのそのようなＳＣ−ＳＦＢＣ実施態様において、ガード除去又はＣＰ除去を通り抜けた後の受信機側（図３．４）において、受信されたシンボルは、Ｎ個の中のＭ個の被占有サブキャリアをデマッピングする前に、ＮサイズＤＦＴモジュールを通り抜ける。その後、変調シンボルを引き出す前に、ともにアラモウチプリコーディングされたサブキャリアの対に関して、周波数領域において、周波数領域等化及びアラモウチデコンバイニング（Alamouti decombining）が実行される（例えば、ＭＭＳＥ、最小平均二乗誤差）。

新たな無線規格又は現在規格化段階の５Ｇの事例である、ミリメートル波システムにおいて、高いキャリア周波数レベルにおいて実行される動作は、強い／高速の位相変動を受ける。これにより、参照信号（ＲＳ）がブロック内、すなわち、参照信号に専用であり、１つのＤＦＴｓＯＦＤＭシンボル全体を占有するシンボルのブロック内に設定されるときに特に、チャネル状態を追跡するのが難しくなる。なぜならば、強い位相変動は、専用ＤＦＴｓＯＦＤＭシンボルにおいて送信されるＲＳの２つの連続した送信間で生じる可能性があるからである。

一方、信号の任意の破損、（例えば、位相変動）をより効率的に追跡するために、１つのＤＦＴｓＯＦＤＭシンボル全体未満を占有するＲＳを挿入するとき、ＤＦＴ入力において与えられるブロック内にデータ変調シンボルとともにＲＳを挿入し、ＤＦＴｓＯＦＤＭ波形の低いＰＡＰＲを維持できるようにする必要がある。それにもかかわらず、参照信号が専用ブロック内に設定される場合とは対照的に、ＤＦＴ入力においてデータ変調シンボルと多重化される参照信号を挿入するとき、受信機側において、参照信号は、図３．４におけるＩＤＦＴ３．４．９後にしか抽出することができない。それゆえ、ＳＣ−ＳＦＢＣ受信方式の異なるモジュールが適用されると抽出が行われ、すなわち、これらのモジュールは、何も補償することなく、破損したシンボル上に適用される場合がある。したがって、シンボルが大きく破損するときに、そのような受信機、特にアラモウチデコンバイナーの性能が大きく劣化する可能性がある。

本発明は、そのような状況を改善することを目的とする。

このために、本発明は、ワイヤレス通信システムを介して送信されることになる無線信号内にＫ対の第１の参照信号及び第２の参照信号を挿入する方法であって、当該無線信号は少なくとも２つの送信アンテナを備える放射体によって放射されることを意図しており、各アンテナは、少なくとも偶数Ｍの、厳密には４つより多い異なる周波数において送信するように構成され、Ｋは厳密には、Ｍ／２より厳密に小さい正の整数であり、上記無線信号は、
シンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．Ｘ_Ｍ−１）にＭサイズＤＦＴを適用し、第ｋの周波数ごとに、周波数領域において複素シンボルＳ_ｋを取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第１の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、所与の時間間隔中に、周波数領域において、第ｋの周波数ごとの複素シンボルＳ_ｋを表す第１の信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第２の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、所与の時間間隔中に、周波数領域において、第ｋの周波数ごとの複素シンボル（−１）^ｋ＋１εＳ^＊ _{（ｐ−１−ｋ）［Ｍ］}を表す第２の信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１であり、ｐはＭ−１以下、かつ０以上の所定の偶数の整数であり、εは１又は−１であり、Ｓ_ｋ ^＊はＳ_ｋの複素共役である、取得することと、
第１の信号及び第２の信号に対応する無線信号を放射することと、
によって与えられ、
当該方法は、

であるような、Ｋ個の整数を求めることと、
第１の参照信号及び第２の参照信号の対ｉごとに、
第１の参照信号の高エネルギーサンプルが無線信号内の所与の期間内にあるように、無線信号内に第１の参照信号を挿入することであって、当該所与の期間はシンボルのブロック内のシンボル

の位置ｎ_ｉに依存する、挿入することと、
第２の参照信号の高エネルギーサンプルが無線信号内の所与の期間内にあるように、無線信号内に第２の参照信号を挿入することであって、当該所与の期間はシンボルのブロック内のシンボル

の位置（ｎ_ｉ＋Ｍ／２）に依存する、挿入することと、
を含む、方法に関する。

本発明によれば、第２の参照信号の高エネルギーサンプルが他方の送信アンテナから送信されるとき、同じ期間において、無線信号において第１の参照信号の高エネルギーサンプルが一方のアンテナ上で放射される。一方の送信アンテナに関する一対の第１の参照信号及びそれぞれ第２の参照信号の高エネルギーサンプルを含む期間は、他方の送信アンテナに関する一対の第２の参照信号及びそれぞれ第１の参照信号の高エネルギーサンプルを含む期間と同じである。それゆえ、それらの期間において、第１の参照信号及び第２の参照信号に関する情報はＳＣ−ＳＦＢＣ信号を放射する２つの送信アンテナから放射され、非参照信号に関する情報（又は残余情報のみ）は当該期間において放射されない。すなわち、参照信号は、放射体側の期間において、時間領域で重ね合わせられ、その結果として、参照信号に関する情報は、受信機側において対応する期間に受信される。シンボルのブロックに適用される特定の方式（ＳＣ−ＳＦＢＣのような方式）によって与えられる無線信号内の参照信号のサンプルのそのような挿入によれば、受信機側において、参照信号のサンプルに関する情報を、他の変調シンボルのサンプルに関する情報から分離できるようになる。それゆえ、本発明によれば、非参照信号のサンプルに関する情報を含む信号の部分を抽出することなく、又は起こるにしても、非参照信号のサンプルに関する残余情報を含む信号の部分だけを抽出することなく、受信機が、時間領域において、送信された参照信号サンプルに関する情報を含む信号のブロックを抽出できるようになる。

実際には、参照信号の高エネルギーサンプル及び非参照信号が同じ期間において異なる送信アンテナから放射されたなら、それらのサンプルは、受信機側において、対応する期間に時間領域において重ね合わせられるように見えることになる。これにより、受信機側において、参照信号に関する情報を非参照信号に関する情報から分離できるようにするには、フル受信方式を適用する必要がある。

本発明による、無線信号を与える方式、例えば、ＳＣ−ＳＦＢＣは線形方式であり、すなわち、ブロックシンボルＸ＝（Ｘ_０，．．．，Ｘ_Ｍ−１）にその方式を適用することから発行される無線信号が、ブロックシンボルＸ^（０）＝（Ｘ_０，０，．．．，０），．．．Ｘ^（ｎ）＝（０，．．．，０，Ｘ_ｎ，０，．．．，０），．．．Ｘ^{（Ｍ−１）}＝（０，．．．，０，Ｘ_Ｍ−１）にその方式を適用することからそれぞれ発行される信号の和である無線信号に等しい（その和は、各送信アンテナ上にＩＤＦＴを適用した直後に実現される）。シンボルのブロックＸ^（ｎ）＝（０，．．．，０，Ｘ_ｎ，０，．．．，０）にその方式を適用することから発行されるそのような各ＩＤＦＴ後信号は、シンボルＸ_ｎに対応する無線信号内のサンプルと呼ばれる。シンボルのブロックＸ^（ｎ）＝（０，．．．，０，Ｘ_ｎ，０，．．．，０）にその方式を適用することから発行されるそのような各ＩＤＦＴ後信号の高エネルギーサンプルは、シンボルのブロック内のシンボルＸ_ｎの位置ｎに依存する期間内にある。

さらに、無線信号において、異なるシンボルＸ_ｎに対応するサンプルは時間領域において（少なくとも残余情報を含むサンプルと）重なり合う場合があり、そのようなサンプルの各組が無線信号に寄与する。ブロックシンボルＸ＝（Ｘ_０，．．．，Ｘ_Ｍ−１）にその方式を適用することから発行される無線信号は、シンボルＸ_ｎに対応するサンプルの和に等しい。ただし、ｎは０〜Ｍ−１の整数である。ここで、異なるシンボルＸ_ｎに対応するサンプルは、数学的視点から、次元としてＩＤＦＴのサイズＮ及び送信アンテナの数を有する多次元構造と見なすことができる。

シンボルＸ_ｎに対応する無線信号内のサンプル（又は対応するシンボルＸ_ｎのサンプル）とは、Ｘ_ｎの値がρ_ｎに設定された場合に、無線信号内のサンプルがブロックＸ^（ｎ）に特定の方式を適用することによって取得できるような、値ρ_ｎが存在するものと理解されたい。これは、無線信号内のシンボルＸ_ｎに対応するサンプルを定義するだけであり、そのようなサンプルを取得できる方法を限定しない。シンボルＸ_ｎはサンプルの対応するシンボルと呼ばれ、そのような値ρ_ｎは、サンプルの対応する値と呼ばれる。

シンボルＸ_ｎに対応する無線信号内のサンプルは、異なる方法において無線信号内に挿入することができる。例えば、シンボルＸ_ｎの値が対応する値ρ_ｎに設定され、位置ｎに対応する値を含むシンボルのブロックに特定の方式が適用される。別の例では、対応するシンボルＸ_ｎの値がシンボルのブロック内で０に設定され、シンボルＸ_ｎに対応するサンプルがＩＤＦＴの出力において加算される。更に別の例において、シンボルＸ_ｎに対応する無線信号内の所望のサンプルを、周波数領域処理を通して取得することができる。

上記で言及されたように、シンボルＸ_ｎに対応する無線信号内のサンプルは異なる方法において取得できるので、対応する値ρ_ｎは理論に基づくことができる。すなわち、特定の方式が適用されるシンボルのブロック内に値ρ_ｎのそのようなシンボルが存在するのではなく、対応するシンボルＸ_ｎを処理する代わりに、ＩＤＦＴの出力にサンプルを加算することができる。本発明は、参照信号の挿入が時間領域において行われる実施形態、すなわち、ＤＦＴ前又はＩＤＦＴ後だけでなく、参照信号の挿入が周波数領域において行われる、すなわち、ＤＦＴを適用した後であるが、ＩＤＦＴを適用する前に行われる実施形態も含む。

シンボルＸ_ｎに対応する無線信号内の高エネルギーサンプルは特定の期間中に放射される。これらの高エネルギーサンプルの放射の時点は、シンボルのブロック内の対応するシンボルの位置ｎに依存する。所与のシンボルＸ_ｎに対応する無線信号内の高エネルギーサンプルの放射に関して、異なるアンテナでは放射の時点が異なる可能性がある。

したがって、位置ｎに依存する期間とは、シンボルのブロックの放射の開始に対して、シンボルのブロック内の位置ｎにおけるシンボルＸ_ｎに対応する無線信号内の高エネルギーサンプルが放射される期間に関連する。

Hyung G. Myung 「Single Carrier Orthogonal Multiple Access Technique for Broadband Wireless Communications」Ph.D. Thesis Defense | 2006.12.18 C. Ciochina、D. Castelain、D. Mottier及びH. Sari「A Space-Frequency Block Code for Single-Carrier FDMA」Electronics Letters 44(11):690 - 691 February 2008 C. Ciochina、D. Castelain、D. Mottier及びH. Sari「A Novel Space-Frequency Coding Scheme for Single-Carrier Modulations」18th Annual IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Communications (PIMRC’07), Athens, Greece, September 2007

それゆえ、上記で言及されたように、シンボルのブロック内のシンボルＸ_{（ｎ＋Ｍ／２）}の位置ｎ＋Ｍ／２に依存する期間は、シンボルＸ_ｎの位置ｎに依存する期間と同じである。これらの期間中に、シンボルＸ_ｎ及びそれぞれＸ_{ｎ＋Ｍ／２}に対応する無線信号内の高エネルギーサンプルの放射は、異なる送信アンテナから生じる。

時間間隔とは、全てのシンボルＸ_ｎに対応するサンプルが放射される持続時間と理解されたい。ただし、ｎ＝０〜Ｍ−１である。

参照信号とは、本発明では、その値及びその位置に関して受信機によって既知であり、それに基づいて受信機が送信機と受信機との間のチャネルの影響を推定することができる全ての対応するシンボルを含む。例えば、参照信号の受信バージョン（例えば、チャネル及び／又は雑音及び／又は位相雑音等によって破損している）に基づいて、受信機は、チャネルを推定し、及び／又はチャネル推定品質を改善することができる。チャネルは、ここでは、伝搬、並びに非線形性、位相雑音等のハードウェアの影響等を含む、全ての影響を含むことに留意されたい。

参照信号でないＭ−２Ｋ個のシンボルは、参照信号又はユーザーデータ以外の、制御データ等の任意の他のタイプのデータから生じる場合がある。

適用される方式は、文献（Cristina Ciochinaら「Single-Carrier Space-Frequency Block Coding: Performance Evaluation」Vehicular Technology Conference, 2007. VTC-2007 Fall. 2007 IEEE 66th, IEEE, Pl, Sep. 1, 2007, pp. 715-719）及び文献欧州特許第２１２７１７９号において十分に説明されている。

送信アンテナはＭ個の周波数上で送信するように構成され、すなわち、そのような送信アンテナによって放射される信号は、Ｍ個の割り当てられたサブキャリアのサブキャリアごとに１つずつの、Ｍ個の複素シンボルにＮサイズＩＤＦＴを適用することによって与えられる。ＩＤＦＴに先行して、Ｍ個のサブキャリアは、サブキャリアマッピングモジュールによって、より多くの数のＮ個のサブキャリア上にマッピングすることができる。これらのサブキャリアのうちのＮ−Ｍ個は、０に設定されるので割り当てられないサブキャリアであり、Ｍ個の他のサブキャリアは、Ｍ個の複素シンボルがマッピングされるＭ個の割り当てられたサブキャリアである。この場合、ＩＤＦＴモジュールはサイズＮからなる。

無線信号は全ての送信アンテナによって合わせて与えられる信号と理解されたい。
（Ａ）［Ｂ］とは、ＡモジュロＢであると理解されたい。

位相追跡及び／又はチャネル推定が効率的であるとともに信頼性のあるチャネル推定値を計算できるようにするのを確実にするために、所定の閾値より高いＫを選択することができる。

送信される参照信号の数を削減し、それにより、より多くのデータを送信するとともにスループットを高めることができるようにするために、所定の閾値より低いＫを選択することができる。

本発明の一態様によれば、ｉ＝１．．．Ｋである対ｉごとに、第１の参照信号及び第２の参照信号を挿入することは、ＤＦＴを適用する前に、シンボル

及びシンボル

の値を、それぞれ対ｉの第１の参照信号及び第２の参照信号を表す値に設定することによって行われる。

この実施形態において、参照信号は、ＤＦＴ前レベルにおいて、シンボルのブロック内に挿入される。シンボル

及び

の値は、それゆえ、受信機によって既知である値に設定される。そのような実施態様は、任意の標準的な放射体に容易に適応させることができ、それゆえ、全ての送信機において実施することができる。さらに、参照信号のサンプルのＩＤＦＴ後処理又はメモリ記憶等の更なる動作は不要である。

参照信号を表す値は参照信号の値であり、それは、受信機によって既知である参照信号のサンプルの対応する値である。シンボル

及び

が設定されるこれらの値は、例えば、デジタル変調方式のシンボルの値とすることができるか、又は以下で言及されるようなＣＡＺＡＣ系列から得られる値とすることができる。

本発明の一態様によれば、その方法は、ＤＦＴ入力において、少なくともいくつかの対

に関して、シンボル

の値及びシンボル

の値を０に設定することと、それぞれのＩＤＦＴモジュールの出力において後続の第１の信号及び第２の信号を取得することとを更に含み、
上記対ｉごとに、第１の参照信号及び第２の参照信号を挿入することは、それぞれのＩＤＦＴモジュールの出力において、上記対ｉの第１の参照信号のサンプル及び第２の参照信号のサンプルを上記後続の信号に加算することによって行われる。

これは、本発明に従って、シンボルのブロックに適用される特定の方式を通して、非参照信号シンボルのみを処理できるようにする。それゆえ、参照信号シンボル及び非参照信号シンボルは異なる方法で処理することができる。これは、例えば、一度だけで、参照信号のサンプルを処理できるようにする。これは、例えば、参照信号のサンプルに適用される特定の処理によって、非参照信号のサンプルへの参照信号のサンプルの干渉を抑制できるようにする。

参照信号のサンプルは、参照信号のＤＦＴ前挿入によれば、すなわち、（対ｉのうちの少なくともいくつかに関して、）シンボル

及びシンボル

の値を受信機によって既知である値に設定することによれば取得されていたであろうサンプルに同一の、又は少なくとも等価の（すなわち、高電力サンプルに関して同一の）サンプルを取得するためにあらかじめ計算される。ただし、

である。参照信号のサンプルは、シンボル

及び

の値が参照信号を表す値に設定されるとともにシンボルのブロックの他のシンボルの値が０に設定された、シンボルのブロックに特定の方式を適用することによって計算されたサンプルとすることができる。ただし、

である。参照信号のサンプルは、それらのサンプルがＤＦＴ前で挿入されたかのように、同じ、又は等価な無線信号を取得するように挿入される。

後続の信号は、図４．２に示されるようなＩＤＦＴモジュールのそれぞれの出力においてＳＣ−ＳＦＢＣタイプ方式（特定のＤＦＴｓＯＦＤＭ方式）によって与えられる信号であり、この場合、その信号は、少なくともいくつかの対ｉに関して、シンボル

及び

の値が０に設定されるシンボルのブロックにその方式を適用することによって取得される。ただし、

である。ＤＦＴを適した後であるが、ＩＤＦＴを適用する前である周波数領域において参照信号を挿入することもできる。

本発明の一態様によれば、その方法は、対ｉの第１の参照信号及び第２の参照信号のサンプルを挿入する前に、少なくとも１つの

に関して、少なくとも、位置ｎ_ｉに依存する所与の期間のうちの１つの期間中に、後続の信号を０に設定し、及び／又は少なくとも上記

に関して、少なくとも、位置ｎ_ｉ＋Ｍ／２に依存する所与の期間のうちの１つの期間中に、後続の信号を０に設定することを更に含む。

である、少なくともいくつかの対ｉに関して、シンボル

及びシンボル

の値が０に設定された、シンボルのブロックに特定の方式を適用するとき、上記対ｉに関してｎ_ｉ及び（ｎ_ｉ＋Ｍ／２）［Ｍ］とは異なるｎを有するシンボルＸ_ｎからの干渉が、参照信号のサンプルが挿入される期間において、すなわち、位置ｎ_ｉ及びｎ_ｉ＋Ｍ／２に依存する期間において生じる場合がある。ただし、

である。それゆえ、後続の信号は、その期間中に、又は少なくとも、上記対ｉの参照信号の高エネルギーサンプルの期間中に０に設定され、それにより、干渉が低減される。

本発明の一態様によれば、その方法は、

であるような、正の整数ｋ_ｌ及びｋ’_ｌの対の数Ｌであって、ただし、Ｌは厳密に１より大きく、

である、数Ｌと、
厳密に１より大きい正の整数ｄと、

であり、かつ、

である、Ｋ個の整数ｎ_ｉと、
を求めることを更に含む。

これは、連続した参照信号のグループを設定できるようにし、すなわち、グループｌの参照信号のサンプルの対応するシンボル

がシンボルのブロック内の連続したシンボルであり、それは

がｋ’_ｌ−ｋ_ｌに等しいことに等価である。整数ｄは２つのグループ間に設定される最小距離である。これは、種々のサイズの２．Ｌ個のグループを定義できるようにする。実際には、対応するシンボル

も連続したシンボルのグループとして設定される。ただし、

である。対応するシンボルの連続したグループを有することは、結果として、非参照信号シンボル及びマルチパス伝搬の両方からの干渉に対するロバスト性を高める。より多くのグループが定義されるほど、位相変動をより正確に追跡することができる。
本発明の一態様によれば、その方法は、
厳密に１より大きい正の整数ｄと、

であり、かつ、

である、Ｋ個の整数ｎ_ｉと、
を求めることを更に含む。

これはＫ対の分散した参照信号を設定できるようにする。整数ｄは、分散した参照信号間に設定される最小距離であり、その対応するシンボルは位置ｎ_ｉ及びｎ_ｉ＋１にある。ただし、

である。より多くの分散した参照信号が定義されるほど、位相変動をより正確に追跡することができる。

本発明の一態様によれば、ｎ_Ｋ-ｎ_１＝Ｋ−１である。

これは、無線信号内に挿入される全ての参照信号をＫ個の連続した参照信号からなる２つのグループとして設定できるようにし、参照信号のサンプルと非参照信号サンプルとの間の干渉を低減する。

本発明の一態様によれば、その方法は、

であるような、正の整数Ｋ_ＣＰを求めることを更に含み、

であるような対ｉごとに、その値が

に設定されるシンボル

から取得される無線信号内のサンプルが、無線信号内の対ｉの第１の参照信号のサンプルに等しいような、値

が、その値が

に設定されるシンボル

から取得される無線信号内のサンプルが、無線信号内の対ｉ＋Ｋ−Ｋ_ＣＰの第１の参照信号のサンプルに等しいような、値

に等しく、及び／又は、
その値が

に設定されるシンボル

から取得される無線信号内のサンプルが、無線信号内の対ｉの第２の参照信号のサンプルに等しいような、値

が、その値が

に設定されるシンボル

から取得される無線信号内のサンプルが、無線信号内の対ｉ＋Ｋ−Ｋ_ＣＰの第２の参照信号のサンプルに等しいような、値

に等しい。

連続した参照信号の場合に、対応する値

を対応する値

に等しいと設定することによって、参照信号のグループ内にサイクリックプレフィックスを生成できるようになる。それゆえ、例えば、マルチパス伝搬に起因して、参照信号のグループのサンプルと非参照信号サンプルとの間の干渉が生じるとき、参照信号を処理するのが、より容易である。

ＤＦＴ前挿入の場合、この実施形態は、

の値及び

の値を同じ値に設定することと同じである。

同じことが

及び

にも当てはまる可能性がある。

本発明の一態様によれば、その値が

に設定されるシンボル

が、ＣＡＺＡＣ系列の構成要素であり、及び／又は、
その値が

に設定されるシンボル

が、ＣＡＺＡＣ系列の構成要素である。

これは、２つの参照信号の重なり合うサンプルをより効率的に区別できるようにする。例えば、

に対応するサンプル及び

に対応するサンプルが同じ期間に放射され、それゆえ、対応する値

及び

をＣＡＺＡＣ系列の構成要素と定義することによって、各参照信号を区別し、処理するのがより効率的になる。

ＤＦＴ前挿入の場合、この実施形態は、

であるシンボル

の値をＣＡＺＡＣ系列の構成要素として設定すること、及び／又は、

であるシンボル

の値をＣＡＺＡＣ系列の構成要素として設定することと同じである。

全ての対応する値

及び

を同じＣＡＺＡＣ系列の構成要素に設定することが有利である。

本発明の一態様によれば、ＣＡＺＡＣ系列はＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列である。

Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列は、各参照信号を区別する際により効率的である特定のＣＡＺＡＣ系列である。

別の例において、対応する値

及び

は、シンボルのブロックからデータを取得するために使用されるデジタル変調方式からの既知の変調シンボルに設定される。

本発明の一態様によれば、対ｉごとに、その値が

に設定されるシンボル

が、その値が

に設定されるシンボル

に等しい。すなわち、第１の参照信号のサンプルの対応する値

はそれぞれ、第２の参照信号のサンプルの対応する値

に等しい。

これにより、ＭサイズＤＦＴの出力において、

及び

の共通の値のみがベクトルＳの値Ｓ_０，Ｓ_２，．．．，Ｓ_２ｋ，．．．Ｓ_Ｍに寄与するので、受信機側において、参照信号を効率的に区別するとともに処理できるようになる。それゆえ、第１の送信アンテナにおいて、２つの被占有サブキャリアの中から一方のみ（第０、第２等）（Ｓ^Ｔｘ１ _２ｋ）が参照信号に関する情報を搬送し、一方、第２の送信アンテナでは、２つの被占有サブキャリアの中の他方のみ（第１、第３等）（Ｓ^Ｔｘ２ _２ｋ＋１）が、参照信号に関する情報を搬送する。

ＤＦＴ前挿入の場合、この実施形態は、対ｉごとに、シンボル

の値に等しいシンボル

の値を設定することと同じである。

本発明の一態様によれば、値

及び

、すなわち、その値が

及び

のそれぞれに設定されるシンボル

及び

のそれぞれから取得される無線信号内のサンプルが、無線信号内の対ｉの第１の参照信号、及び対ｉの第２の参照信号のサンプルにそれぞれ等しいような、

及び

のそれぞれのモジュールの中の最大モジュールは、シンボルの上記ブロックを取得するために使用されるデジタル変調方式の変調シンボルのモジュールの中の最大モジュール以下であり、ただし、

である。

これは、ＰＡＰＲを増加させることなく、参照信号を挿入できるようにする。上記で言及されたように、本発明による参照信号を挿入することによってシングルキャリア特性が保持され、さらに、デジタル変調方式の最大モジュールを考慮に入れて対応する値を設定することによって、ピーク／平均電力比のレベルが確実に保持される。

ＤＦＴ前挿入の場合、この実施形態は、シンボル

の値及びシンボル

の値を、それらの値のモジュールがシンボルのブロックを取得するために使用されるデジタル変調方式の全ての変調シンボルの最大モジュール以下であるように設定することと同じである。

更に別の例では、その値が

、それぞれ

に設定されるシンボル

、それぞれ

から取得される無線信号内のサンプルが、無線信号内の、

である、対ｉの第１の参照信号、それぞれ対ｉの第２の参照信号のサンプルに等しいような、全ての値

及び

が、それらのモジュールがシンボルの上記ブロックを取得するために使用されるデジタル変調方式の変調シンボルのモジュールの中の最大モジュールに等しいように設定される。

これは、ＰＡＰＲを増加させることなく、参照信号のエネルギーを最大化できるようにする。

本発明の第２の態様は、プロセッサによって実行されるときに、上記で説明されたような方法を実行するコード命令を含むコンピュータープログラム製品に関する。

本発明の第３の態様は、ワイヤレス通信システムを介して送信されることになる無線信号内にＫ対の第１の参照信号及び第２の参照信号を挿入するデバイスであって、当該無線信号は少なくとも２つの送信アンテナを備える放射体によって放射されることを意図しており、各アンテナは、少なくとも偶数Ｍの、厳密には４つより多い異なる周波数において送信するように構成され、Ｋは厳密には、Ｍ／２より厳密に小さい正の整数であり、上記無線信号は、
シンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．Ｘ_Ｍ−１）にＭサイズＤＦＴを適用し、第ｋの周波数ごとに、周波数領域において複素シンボルＳ_ｋを取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第１の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、所与の時間間隔中に、周波数領域において、第ｋの周波数ごとの複素シンボルＳ_ｋを表す第１の信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第２の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、所与の時間間隔中に、周波数領域において、第ｋの周波数ごとの複素シンボル（−１）^ｋ＋１εＳ^＊ _{（ｐ−１−ｋ）［Ｍ］}を表す信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１であり、ｐはＭ−１以下、かつ０以上の所定の偶数の整数であり、εは１又は−１であり、Ｓ_ｋ ^＊はＳ_ｋの複素共役である、取得することと、
第１の信号及び第２の信号に対応する無線信号を放射することと、
によって処理され、
当該デバイスは、

の位置ｎ_ｉ＋Ｍ／２に依存する、挿入することと、
を行うように構成される、デバイスに関する。

本発明の第４の態様は、ワイヤレス通信システムを介して受信される無線信号内のＫ対の第１の参照信号及び第２の参照信号を抽出する方法であって、当該無線信号は少なくとも２つの送信アンテナを備える放射体によって放射され、各アンテナは、少なくとも偶数Ｍの、厳密には４つより多い異なる周波数において送信するように構成され、Ｋは厳密には、Ｍ／２より厳密に小さい正の整数であり、当該無線信号の当該放射は、
シンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．Ｘ_Ｍ−１）にＭサイズＤＦＴを適用し、第ｋの周波数ごとに、周波数領域において複素シンボルＳ_ｋを取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第１の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、所与の時間間隔中に、周波数領域において、第ｋの周波数ごとの複素シンボルＳ_ｋを表す第１の信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第２の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、所与の時間間隔中に、周波数領域において、第ｋの周波数ごとの複素シンボル（−１）^ｋ＋１ε_［Ｍ］を表す信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１であり、ｐはＭ−１以下、かつ０以上の所定の偶数の整数であり、εは１又は−１であり、Ｓ_ｋ ^＊はＳ_ｋの複素共役である、取得することと、
第１の信号及び第２の信号に対応する無線信号を放射することと、
によって処理され、
上記第１の参照信号及び上記第２の参照信号は、

の位置ｎ_ｉ＋Ｍ／２に依存する、挿入することと、
によって、無線信号内に挿入され、
当該方法は、第１の参照信号及び第２の参照信号の少なくとも１つの対ｉに関して、
受信された無線信号にＤＦＴモジュールを適用する前に、無線信号の部分を抽出することであって、各部分は時間窓の中の１つの時間窓において受信され、当該時間窓は所与の時間間隔内に厳密に含まれる、抽出することと、
受信された無線信号の他の部分から独立して上記抽出された部分を処理することと、
を含む、方法に関する。

本発明の一態様によれば、時間窓の中の各時間窓は期間の中の少なくとも１つの期間を厳密に含む。代替的には、各時間窓は期間の中の少なくとも１つの期間内に厳密に含まれる。代替的には、各時間窓は期間の中の１つの期間に等しい。

特定の方式に従って与えられる無線信号及び本発明に従って挿入される参照信号の場合に、これは、各受信アンテナ上で受信された、参照信号を表す情報を含む無線信号の部分を抽出できるようにする。より厳密には、その方法は、非参照信号のサンプルに関する情報を含む無線信号の部分を抽出することなく、又は起こるにしても、非参照信号のサンプルに関する残余情報を含む無線信号の部分だけを抽出することなく、時間領域において、送信された参照信号に関する情報を含む無線信号の部分を抽出できるようにする。

この抽出は、受信された無線信号上で、時間領域において、すなわち、図４．３に関して、各受信アンテナＲｘ１，．．．ＲｘＱに関連付けられるＤＦＴモジュールを適用する前に実施される。

所与の期間において生じる送信機側における任意の放射に関して、受信機側において、受信信号がその所与の期間において送信機側において送信された情報を表す対応する期間が存在する。例えば、伝搬遅延及び／又はハードウェアの影響を考慮に入れると、一定の時間基準に対して、送信機側における所与の期間の開始と受信機側における対応する期間の開始との間には時間差がある。以下において、説明を明確にするために、送信機側における所与の期間及び受信機側における対応する期間が、シンボルのデータブロックの放射の開始、それぞれ受信の開始である相対的な時間基準に対して理解されるものとする。それゆえ、送信機側における所与の期間及び受信機側における対応する期間は同一であるか、又は少なくとも類似である。

抽出されるサンプルは、対応するシンボル

及び対応するシンボル

の受信サンプルであり、これらのサンプルは、受信機の各アンテナ上で受信される。ただし、

である。それゆえ、抽出される受信無線信号の部分は、位置ｎ_ｉ及び／又はｎ_ｉ＋Ｍ／２に依存する期間に対応する、これらの期間（受信機側）の少なくとも一部を含む時間領域窓内に存在する。

これらの期間は、受信機において一般に行われるように、シンボルのブロックの受信の開始に対して決定される。それゆえ、無線信号が抽出される期間は、位置ｎ_ｉ及び／又はｎ_ｉ＋Ｍ／２に依存する期間と同一であるか、又は少なくとも類似であり、それゆえ、これらの期間は区別されず、期間、対応する期間、又は位置ｎ_ｉ及び／又はｎ_ｉ＋Ｍ／２に依存する期間と区別せずに呼ばれることになる。

上記で説明されたような挿入デバイスを備える送信機と、上記で説明されたような抽出デバイスを備える受信機とを備えるシステムを、その適用例から直接推測することができる。

抽出後に、参照信号の受信サンプルは処理される。その処理は、非参照信号の受信サンプルから独立して行うことができる。参照信号の受信サンプルに適用される処理方式は、受信機によって知られている値及び位置を有する参照信号が送信機から送信されるときに、種々のパラメーターを推定できるようにする従来のアルゴリズムに基づく。

処理されると、受信機は、無線信号に影響を及ぼすチャネル摂動を評価することができる。例えば、受信機は位相推定値を推測することができ、それにより、チャネル推定値を改善できるようになるか、又はチャネル推定値を直接推測できるようになる場合がある。チャネル推定に従って、送信機と受信機との間のチャネル内の信号の破損（位相シフト、増幅．．．）を補償するように復号モジュールを設定することができる。

本発明の第５態様は、ワイヤレス通信システムを介して受信される無線信号内のＫ対の第１の参照信号及び第２の参照信号を抽出するデバイスであって、当該無線信号は少なくとも２つの送信アンテナを備える放射体によって放射され、各アンテナは、少なくとも偶数Ｍの、厳密には４つより多い異なる周波数において送信するように構成され、Ｋは厳密には、Ｍ／２より厳密に小さい正の整数であり、当該無線信号の当該放射は、
シンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．Ｘ_Ｍ−１）にＭサイズＤＦＴを適用し、第ｋの周波数ごとに、周波数領域において複素シンボルＳ_ｋを取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第１の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、所与の時間間隔中に、周波数領域において、第ｋの周波数ごとの複素シンボルＳ_ｋを表す信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第２の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、所与の時間間隔中に、周波数領域において、第ｋの周波数ごとの複素シンボル（−１）^ｋ＋１εＳ^＊ _{（ｐ−１−ｋ）}を表す信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１であり、ｐはＭ−１以下、かつ０以上の所定の偶数の整数であり、εは１又は−１であり、Ｓ_ｋ ^＊はＳ_ｋの複素共役である、取得することと、
第１の信号及び第２の信号に対応する無線信号を放射することと、
によって処理され、
上記第１の参照信号及び上記第２の参照信号は、

の位置ｎ_ｉ＋Ｍ／２に依存する、挿入することと、
によって、無線信号内に挿入され、
第１の参照信号及び第２の参照信号の少なくとも１つの対ｉに関して、当該デバイスは、
受信された無線信号にＤＦＴモジュールを適用する前に、無線信号の部分を抽出することであって、各部分は時間窓の中の１つの時間窓において受信され、当該時間窓は所与の時間間隔内に厳密に含まれる、抽出することと、
受信された無線信号の他の部分から独立して上記抽出された部分を処理することと、
を行うように構成される、デバイスに関する。

本発明は、添付図面の図に、限定としてではなく例として示される。添付図面において、同様の参照符号は同様の要素を参照する。

ＳＣ−ＳＦＢＣタイプ送信機及び受信機を示す図である。従来のＳＦＢＣ送信機のブロック図である。ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ送信機のブロック図である。ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ論理機能の詳細図である。ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ送信機の等価ブロック図である。ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ受信機のブロック図である。本発明による、ＲＳのＤＦＴ前挿入のブロック図である。本発明による、ＲＳのＩＤＦＴ後挿入のブロック図である。本発明による、ＲＳ抽出及びＤＡＴＡ復号のブロック図である。本発明による、無線信号内に参照信号をＤＦＴ前挿入するステップを表すフローチャートである。本発明による、無線信号内に参照信号をＩＤＦＴ後挿入するステップを表すフローチャートである。本発明による、無線信号内の参照信号を抽出するステップを表すフローチャートである。

図１を参照すると、受信機１．２に無線信号を送信する送信機１．１が示される。送信機１．１は受信機１．２のセル内にある。この送信は、ＯＦＤＭに基づくシステムの状況におけるＳＣ−ＳＦＢＣに基づく送信である。この例において、送信機１．１はモバイル端末であり、受信機１．２は固定局であり、ＬＴＥの状況では基地局である。送信機１．１は固定局とすることもでき、受信機１．２はモバイル端末とすることもできる。

送信機１．１は、１つの通信モジュール（ＣＯＭ＿ｔｒａｎｓ）１．３、１つの処理モジュール（ＰＲＯＣ＿ｔｒａｎｓ）１．４及びメモリユニット（ＭＥＭＯ＿ｔｒａｎｓ）１．５を備える。ＭＥＭＯ＿ｔｒａｎｓ１．５は、コンピュータープログラムを引き出す不揮発性ユニットと、参照信号パラメーターを引き出す揮発性ユニットとを備える。ＰＲＯＣ＿ｔｒａｎｓ１．４は、本発明に従って参照信号を挿入するように構成される。ＣＯＭ＿ｔｒａｎｓは、受信機１．２に無線信号を送信するように構成される。処理モジュール１．４及びメモリユニット１．５は、上記で説明されたように、参照信号を挿入するデバイスを構成することができる。処理モジュール１．４及びメモリユニット１．５は、このデバイス専用とすることができるか、又は無線信号を処理する機能等の、送信機の他の機能のために使用することもできる。

受信機１．２は、１つの通信モジュール（ＣＯＭ＿ｒｅｃｅｉ）１．６、１つの処理モジュール（ＰＲＯＣ＿ｒｅｃｅｉ）１．７及びメモリユニット（ＭＥＭＯ＿ｒｅｃｅｉ）１．８を備える。ＭＥＭＯ＿ｒｅｃｅｉ１．８は、コンピュータープログラムを引き出す不揮発性ユニットと、参照信号パラメーターを引き出す揮発性ユニットとを備える。ＰＲＯＣ＿ｒｅｃｅｉ１．７は、無線信号から参照信号を抽出するように構成される。ＣＯＭ＿ｒｅｃｅｉ１．６は送信機から無線信号を受信するように構成される。処理モジュール１．７及びメモリユニット１．８は、上記で説明されたように、参照信号を抽出するデバイスを構成することができる。処理モジュール１．７及びメモリユニット１．８はこのデバイス専用とすることができるか、又は無線信号上で受信方式を処理する機能等の、受信機の他の機能のために使用することもできる。

図２を参照すると、従来のＳＦＢＣ送信機のブロック図が示される。そのようなＳＦＢＣ送信機は、ＤＦＴｓＯＦＤＭシステムに基づいて、アラモウチプリコーディングを適用する。これは、チャネル使用あたり１シンボルのレートを得るためのフルダイバーシティを確実にする。ＳＦＢＣ送信機は、少なくとも２つの送信アンテナＴｘ１２．１及びＴｘ２２．２上で放射することによって無線信号を放射する。

無線信号は、ＭサイズＤＦＴ２．３をシンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．Ｘ_Ｍ−１）、例えば、ＱＰＳＫデジタル変調方式、又はＱＡＭのような任意の他のデジタル変調方式によって取得されたシンボルのブロックに適用することによって与えられる。Ｍは割り当てられるサブキャリアの数である。そのようなＳＦＢＣ方式では、Ｍは偶数である。

それゆえ、周波数領域において、ＤＦＴ２．３は、Ｍ個の複素シンボル｛Ｓ_ｋ｝（ｋ＝０〜Ｍ−１）、すなわち、Ｍ個の割り当てられたサブキャリアの中の第ｋのサブキャリアごとに１つの複素シンボルを出力する。ベクトルＳ＝（Ｓ_０，．．．Ｓ_Ｍ−１）は、変調シンボルＸのブロックのＭ点ＤＦＴを表す。

「アラモウチプリコーディング」２．４は、ＤＦＴｓＯＦＤＭ内の隣接するサブキャリアに適用される。すなわち、ｋが偶数（０を含む）の場合に同じデータブロックのＤＦＴのＭ個の出力によって形成されるＭ／２対（Ｓ_ｋ；Ｓ_ｋ＋１）ごとに、アラモウチプリコーディングが以下のプリコーディング行列によって適用される。

ただし、第１の列及びそれぞれ第２の列上のシンボルはアンテナＴｘ１及びそれぞれＴｘ２から送信されたシンボルを表し、第１の行及びそれぞれ第２の行上のシンボルは、第ｋの割り当てられたサブキャリア及びそれぞれ第（ｋ＋１）の割り当てられたサブキャリア上で送信されることになるシンボルを表す。

それゆえ、アラモウチプリコーディング２．４の出力はベクトルＳ^Ｔｘ１及びＳ^Ｔｘ２であり、ただし、

である。

各ベクトルは、サブキャリアマッピングモジュール２．５及び２．６を介して、Ｎ個の既存のサブキャリアの中のＭ個の割り当てられたサブキャリアにマッピングされる。サブキャリアマッピングは、例えば、局所化することができ、すなわち、各ベクトルＳ^{Ｔｘ１，２}のＭ個の要素が、Ｎ個の既存のサブキャリアの中のＭ個の連続したサブキャリアにマッピングされる。サブキャリアマッピングは、例えば、分散化することができ、すなわち、各ベクトルＳ^{Ｔｘ１，２}のＭ個の要素が、帯域幅全体にわたって等距離にマッピングされ、使用されないサブキャリアを０が占める。その後、２つの結果として生成されたベクトル

及び

にサイズＮの逆ＤＦＴ２．７及び２．８が適用され、それゆえ、２つの送信アンテナから同時に送出される２つのＤＦＴｓＯＦＤＭシンボルを生成する。ＩＤＦＴ後に、任意選択で、サイクリックプレフィックスを付加することができる。

各ＩＤＦＴの出力が各アンテナ上で放射され、

に適用されるＩＤＦＴ２．７の出力はＴｘ１２．１上で放射され、

に適用されるＩＤＦＴ２．８の出力はＴｘ２２．２上で放射される。そのようなＳＦＢＣ方式は、第２の送信アンテナ上で送信される信号のＰＡＰＲ特性を劣化させる。ＰＡＰＲ特性を保持するために、発展型ＳＦＢＣ方式が開発された。

図３．１を参照すると、ＳＣ−ＳＦＢＣとも呼ばれる、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ送信機のブロック図が示される。そのような送信機も、ＭサイズＤＦＴ後に、サブキャリアレベルにおいてアラモウチプリコーディングを適用する。図２の従来のＳＦＢＣ方式とは異なり、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ３．１．４は、アラモウチプリコーディングを隣接しないサブキャリアに適用し、より厳密には、アラモウチプリコーディングが同じデータブロックのＤＦＴ３．１．３のうちのＭ個の出力のシンボル（Ｓ_ｋ；Ｓ_{（ｐ−１−ｋ）［Ｍ］}）の各対に適用され、サブキャリア第ｋ及び第（ｐ−１−ｋ）［Ｍ］の割り当てられたサブキャリア上にマッピングされる。ただし、ｐは偶数の整数である。サブキャリアｋと（ｐ−１−ｋ）［Ｍ］との対間の最大距離を最小化するために、通常、ｐはＭ／２に近い値に選択される（すなわち、｜Ｍ／２−ｐ｜を最小化する）。このＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ論理機能が、図３．２においてより厳密に説明されることになる。

「アラモウチプリコーディング」３．１．４をこのように特に適用することを除いては、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ方式は、ＳＦＢＣ方式と同一である。それゆえ、特定のアラモウチプリコーディング３．１．４、すなわち、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣモジュール３．１．４の出力は、ベクトルＳ^Ｔｘ１及びＳ^Ｔｘ２であり、そのベクトルにサブキャリアマッピングモジュール３．１．５及び３．１．６が適用される。これらのベクトルは、Ｎ個の既存のサブキャリアの中のＭ個の割り当てられたサブキャリアにマッピングされる。アンテナＴｘ１３．１．１に関連付けられるサブキャリアマッピング３．１．５及びアンテナＴｘ２３．１．２に関連付けられるサブキャリアマッピング３．１．６からそれぞれ生じるベクトル

及び

は、各アンテナ３．１．７及び３．１．８に関連付けられるそれぞれのＮサイズＩＤＦＴに入力される。同じサブキャリアマッピングが、通常、両方の送信アンテナに向けられる信号に適用される。

図３．２を参照すると、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣモジュール３．１．４の論理機能が詳細に示される。

変調シンボルＸのブロックのＭ点ＤＦＴ（の出力）を表すベクトルＳ＝（Ｓ_ｋ）が、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣモジュール３．１．４に入力される。割り当てられたサブキャリアｋ及び（ｐ−１−ｋ）［Ｍ］の対（Ｓ_ｋ；Ｓ_{（ｐ−１−ｋ）［Ｍ］}）ごとに、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣが以下の行列を適用する。ｋが偶数であるときに、

であり、ｋが奇数であるときに、

である。

第２のアンテナに関連する信号の符号（＋／−）を変更しても、その方法は変更されないことに留意されたい。

いずれの行列の場合も、第１の列及びそれぞれ第２の列上のシンボルは、アンテナＴｘ１及びそれぞれＴｘ２から送信されるシンボルを表し、第１の行及びそれぞれ第２の行上のシンボルは、第ｋの割り当てられたサブキャリア及びそれぞれ第（ｐ−１−ｋ）［Ｍ］の割り当てられたサブキャリア上で送信されることになるシンボルを表す。それゆえ、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣモジュール３．１．４の出力は、アンテナＴｘ１３．１．７に関連するベクトルＳ^Ｔｘ１及びアンテナＴｘ２３．１．８に関連するＳ^Ｔｘ２であり、ただし、

であり、εは値１又は−１である。他に言及がなければ、以下において、ε＝１と見なされる。実際には、第２のアンテナに関連する信号の符号（＋／−）を変更しても、その方法は変更されない。

そのようなＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ送信機は、図３．３に示されるように、ＤＦＴｓＯＦＤＭシンボルの持続時間を表す同じ時間間隔において、２つの独立した送信アンテナに、第１の送信アンテナ上のシンボルのブロックｅｑＸ^Ｔｘ１＝（ｅｑＸ^Ｔｘ１ _ｋ）＝（Ｘ_ｋ）に対応するＤＦＴｓＯＦＤＭシンボルと、第２の送信アンテナ上のシンボルのブロックｅｑＸ^Ｔｘ２＝（ｅｑＸ^Ｔｘ２ _ｋ）＝（ｅ^{ｊ２π（ｐ−１）ｋ／Ｍ}Ｘ^＊ _{（ｋ＋Ｍ／２）［Ｍ］}）に対応するＤＦＴｓＯＦＤＭシンボルとを送出することに等価である。この等価性は、文献（Cristina Ciochinaら「Single-Carrier Space-Frequency Block Coding: Performance Evaluation」Vehicular Technology Conference, 2007. VTC-2007 Fall. 2007 IEEE 66th, IEEE, Pl, Sep. 1, 2007, pp. 715-719）に示されている。ｅｑＸ^Ｔｘ１ _ｋのＰＡＰＲはｅｑＸ^Ｔｘ２ _ｋのＰＡＰＲに等しいので、シンボルブロックｅｑＸ^Ｔｘ１及びｅｑＸ^Ｔｘ２にそれぞれ適用されるＤＦＴｓＯＦＤＭ変調を通して取得されるＴｘ１及びＴｘ２上で送出される信号は、同じＰＡＰＲを有する。したがって、いずれもＳＣタイプ包絡線変動を有し、結果としてＰＡＰＲは低い。それゆえ、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣシステムは、シングルキャリア特性又はＰＡＰＲ特性を保持する。

図３．４を参照すると、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ受信機のブロック図が示される。そのような受信機は、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣによって放射される無線信号を復号するように構成される。この例は２つの受信アンテナを示すが、そのような受信機は１つのアンテナのみを有することができるか（ＭＩＳＯ）、又はより多くのアンテナを有することができる（ＭＩＭＯ）。この例では、上記無線信号は２つのアンテナＲｘ１３．４．１及びＲｘ２３．４．２上で受信される。各アンテナによって受信される無線信号は異なり、２つのアンテナが互いにより広い間隔で配置されるほど、各アンテナ上で受信される無線信号はより大きく異なる可能性が高くなり、受信ダイバーシティが導入される。任意選択のガード除去後に、結果として生じる

及び

が２つのＮサイズＤＦＴ（３．４．３及び３．４．４）に入力され、その後、一方がＲｘ１３．４．１に関連付けられ、一方がＲｘ２３．４．２に関連付けられるサブキャリアデマッピングモジュール（３．４．５及び３．４．６）に入力される。周波数領域における結果は２つのベクトルＴ^Ｒｘ１及びＴ^Ｒｘ２である。Ｔ^Ｒｘ１及びＴ^Ｒｘ２をＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣデコンバイナー３．４．８に入力する前に、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣデコンバイナー３．４．８は、チャネル推定に基づいて調整することができ、チャネル推定は、例えば、受信されたＤＭＲＳ（復調参照信号）に基づいて計算される。その後、Ｔ^Ｒｘ１及びＴ^Ｒｘ２はＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣデコンバイナー３．４．８に入力され、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣデコンバイナーは、１つのＭサイズベクトルＴを出力する。時間領域においてシンボルのブロックＹ＝（Ｙ_ｋ）を取得するために、ＴにＭサイズＤＦＴが適用される。ベクトルＹが完全に復号されると、すなわち、例えば、コンスタレーションデマッピング及び誤り訂正後に、Ｘの原点においてデジタルデータを推定できるようになる。

参照信号がランダムな位置にＤＦＴ前挿入され、ＤＦＴ入力においてデータ変調シンボルと多重化される場合には、ＩＤＦＴモジュール３．４．９の出力において最初にベクトルＹを取得しないと、受信された参照信号のサンプルを受信信号から抽出し、処理することはできない。それゆえ、アラモウチデコンバイニング３．４．８が、参照信号によって搬送される情報を考慮に入れることなく、Ｔ^Ｒｘ１及びＴ^Ｒｘ２をデコンバイニングし、結果として、アラモウチデコンバイニングモジュール３．４．８の性能は大きく劣化する可能性がある。

図４．１を参照すると、本発明による、参照信号のＤＦＴ前挿入のブロック図が示される。送信機に関して、適用される方式は、図３．１及び図３．２において説明されたＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ方式と同じである。それゆえ、Ｔｘ１４．１．１及びＴｘ２４．１．２によって放射される無線信号を取得するために、シンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．Ｘ_Ｍ−１）に、ＭサイズＤＦＴ４．１．３、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣプリコーダ４．１．４、サブキャリアマッピングモジュール４．１．５及び４．１．６、並びにＮサイズＩＤＦＴモジュールが順に適用される。

この実施形態において、参照信号はＤＦＴ前挿入され、すなわち、選択されるシンボルＸ_ｎの値を参照信号であると設定することによって挿入される。それゆえ、２Ｋ個の参照信号を挿入するとき、Ｋ個の整数ｎ_ｉが以下のように求められることになる。

ただし、ＫはＭ／２以下の正の整数である（それは厳密には、シンボルのブロックＸが参照信号のフルブロックになるのを回避するために、Ｍ／２より小さく設定される場合がある）。

その後、参照信号が、位置ｎ_ｉ及びｎ_ｉ＋Ｍ／２においてシンボルのブロックＸに直接挿入される。ＲＳ挿入モジュール４．１．９が、位置ｎ_ｉ又はｎ_ｉ＋Ｍ／２にあるシンボルＸ_ｎの各値を参照信号の値に設定することによって、参照信号を挿入する。ただし、

である。ＲＳ挿入モジュール４．１．９は、位置ｎ_ｉ又はｎ_ｉ＋Ｍ／２をあらかじめ構成することによって静的な方法において構成することができる。ただし、

である。また、いくつかの構成、例えば、数Ｋごとに１つの構成をあらかじめプログラミングすることもできる。Ｋ及びｎｉの厳密な値は、固定することができるか、又は構成可能にすることができる。構成は、暗黙のうちに（送信機によって既知である他のパラメーターに基づいて）行うことができるか、又は明示的に（受信機が、例えば、制御チャネルを介して送信機に返送している命令に基づいて）行うことができる。データ変調器モジュール４．１．１０は、参照信号の位置ｎ_ｉ又はｎ_ｉ＋Ｍ／２とかち合わない位置において、変調シンボルをシンボルのブロックに挿入するように構成することができる。ただし、

である。ＲＳ挿入モジュール４．１．９は、データ変調器モジュール４．１．１０に選択された構成を通知することができる。

有利には、位置

を選択することができる。例えば、ＲＳ挿入モジュール４．１．９は、位置ｎ_ｉが連続するように、すなわち、ｎ_Ｋ−ｎ_１＝Ｋ−１であるように構成することができる。ＲＳを連続した位置にグループ分けすることによって、無線信号内の他のシンボルとのＲＳの干渉を低減できるようになる。

別の例では、ＲＳの位置

を連続した位置のグループに分割することができる。すなわち、例えば、連続した位置ｎ_１から

まで、

から

まで、及び

からｎ_ＫまでのＲＳの３つのグループに分割される。ただし、

及び

である。シンボルのブロックＸ内の他のシンボルによって分離されるいくつかのグループを有することによって、高速の位相変動をシンボルのブロックの持続時間より短いレベルにおいて追跡できるようになる。

同じ理由から、保護として、位置の値を各グループの一方の極値（又は両方の極値）上に設定することが有利な場合がある。例えば、シンボル

の値をそれぞれシンボル

の値に定義することによるか、又は、シンボル

の値を０に設定することによる。グループの最後のシンボルより多くのシンボルを保護シンボルとして定義することによって、保護を高めることができる。

であるシンボル

及び

の値に関して、すなわち、

であるｎ_ｉ及びｎ_ｉ＋Ｍ／２に配置されるＸのシンボルの値に関して、それらの値は、ＣＡＺＡＣ系列の構成要素として設定することができる。より具体的には、

であるシンボル

の値は第１のＣＡＺＡＣ系列の値から導出することができ、及び／又は

であるシンボル

の値は第２のＣＡＺＡＣ系列の値から導出することができる。ＣＡＺＡＣ系列は、例えば、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列とすることができる。すなわち、例えば、

である

の値の場合、長さＫのＣＡＺＡＣ系列の値に設定することができるか、又はＫより長い長さのＣＡＺＡＣ系列を打ち切ることによって取得することができるか、又はＫより短い長さのＣＡＺＡＣ系列から繰り返し延長することによって取得することができる。

であるシンボル

及び

に関して等しい値を設定することが有利である。実際には、ＤＦＴモジュール４．２．３の出力において、

及び

の共通の値のみが、ベクトルＳのＳ_２ｋに寄与する。それゆえ、第１の送信アンテナにおいて、２つの被占有サブキャリアの中の一方のみ（第０、第２等）が参照信号に関する情報（Ｓ^Ｔｘ１ _２ｋ）を搬送し、一方、第２の送信アンテナでは、２つの被占有サブキャリアの中の他方のみ（第１、第３等）が、参照信号に関する情報（Ｓ^Ｔｘ２ _２ｋ＋１）を搬送する。それゆえ、各アンテナから受信される参照信号のサンプルは互いに直交し、それゆえ、第１のアンテナによって放射される参照信号のサンプルと第２のアンテナから放射される参照信号のサンプルとを区別できるようになる。

である

及び

に関する値を、最大絶対値モジュールが、変調のために使用されるデジタル変調方式の変調シンボルの最大絶対値以下であるように設定することが有利である。例えば、デジタル変調方式は、ＱＰＳＫ（四相位相偏移変調）、又はその値が１に等しい全てのモジュールである他のＰＳＫ（位相偏移変調）とすることができ、この例では、

及び

の値が１以下になるように選択される。

図４．２を参照すると、本発明による、参照信号のＩＤＦＴ後挿入のブロック図が示される。この実施形態では、参照信号はＤＦＴ前で（すなわち、

であるシンボル

及び

の値を図４．１に示されるように受信機によって既知である非零の値に設定することによって）挿入されない。参照信号の挿入はＩＤＦＴ後で行われる。このために、データ変調器モジュール４．２．１は、

であるシンボル

及び

の値を０に設定するように構成される。データ変調器モジュール４．２．１の構成は、データ変調器モジュール４．２．１に位置構成を送出することができるＲＳ挿入モジュール４．２．２によって行うことができる。シンボルのこの不完全なブロックＸ_ＤＡＴＡに関して、ＭサイズＤＦＴ４．２．３によって開始して、図４．１の先行する実施形態の同じ方式が適用される。それぞれのＩＤＦＴ出力において、後続の信号が取得され、すなわち、アンテナＴｘ１に関連するＩＤＦＴの出力において

が取得され、及び、アンテナＴｘ２に関連するＩＤＦＴの出力において

が取得される。ＲＳ挿入モジュール４．２．２が、アンテナＴｘ１に対応する

及びアンテナＴｘ２に対応する

である、ＩＤＦＴモジュール（４．２．４及び４．２．５）の出力信号にそれぞれ、信号

及び信号

を加算する。信号

及び

は対応するシンボル

及び

のあらかじめ計算されたサンプルである。ただし、

である。すなわち、シンボルのブロックＸにおいて、

であるシンボル

及び

のＤＦＴ前値を設定するのではなく、上記で説明されたように、

であるシンボル

及び

の値を受信機によって既知である非零の値に設定することによって、ＩＤＦＴの出力において、取得されることになっていたサンプルに同一であるか、又は少なくとも等価であるサンプルを取得するために、参照信号のサンプルがあらかじめ計算される。例えば、

であるシンボル

及び

の値が参照信号を表す値にそれぞれ設定されるブロックシンボルに同じ方式（ＳＣ−ＳＦＢＣ）を適用し、他のシンボルの値を０に設定する（すなわち、他のシンボルを導入しない）ことによって、サンプルが取得される。それゆえ、ＩＤＦＴモジュール（４．２．４及び４．２．５）の出力において、シンボルの不完全なブロックＸ_ＲＳに同じ方式を適用するとき、あらかじめ計算された、対応するシンボル

及び

のＩＤＦＴによって出力される信号内のサンプルである、

及び

が取得される。ただし、

である。

参照信号がＩＤＦＴ後で挿入される図４．２の実施形態において、加算器の出力において取得される信号

及び

は、参照信号をＤＦＴ前挿入するときのＩＤＦＴモジュールの出力における信号に等価である。それゆえ、ＤＦＴ前挿入に関連して示された全ての特徴がＩＤＦＴ後挿入に当てはまり得る。

例えば、ＤＦＴ前挿入において有利に選択される位置は、それらの位置においてシンボルを０に設定し、その後、それらの位置に、それらのシンボルに対応するあらかじめ計算されたＲＳのサンプルをＩＤＦＴ後挿入することによって適用することができる。

シンボル

及び

の値を設定する実施形態において、シンボル

及び

の値が、ＤＦＴ前で設定された対応するシンボル

及び

の対応する値と同じであるとともに全ての他のシンボルが０に設定されるシンボルの不完全なブロックＸ_ＲＳであらかじめ計算された参照信号のサンプルをＩＤＦＴ出力において加算することによって、これらの実施形態をＩＤＦＴ後挿入の場合に適用することができる。ただし、

である。

信号

及び信号

を加算する前に、その値が０に設定された、対応するシンボル

及び

の信号

及び信号

内のサンプルも、参照信号のサンプルが挿入される期間にわたって、又は少なくとも、高エネルギーのサンプルの部分が挿入される期間にわたって、厳密に０に等しいことを確実にするために、信号

及び

をフィルタリングすることが有利である。それゆえ、これは、信号

及び

の少なくとも高エネルギー部分への信号

及び

の干渉を低減できるようにする。

図４．３を参照すると、本発明による、参照信号抽出のブロック図が示される。先行する実施形態に従って放射された無線信号が、マルチパスチャネルを通過し、雑音及び位相雑音の影響を受けた後に、受信機１．２によって受信される。受信機は、ＭＩＳＯ電気通信システムの場合に相当する１つのアンテナ上で、又は図４．３に示されるように、いくつかのアンテナＲｘ１、Ｒｘ２．．．ＲｘＱ上で無線信号を受信することができる。

各アンテナによって受信された無線信号にアナログ／デジタルコンバーター（ＡＤＣ）４．３．１が適用された後に、参照信号が抽出される。ここで、参照信号抽出とは、伝送過程においてチャネル及び雑音／位相雑音によって破損した、送出された参照信号に関する情報の一部又は全てを含む、受信無線信号の時間領域部分を分離することであると理解されたい。

これが起こり得るのは、例えば、シンボル

に対応する参照信号の無線信号内のサンプルがＴｘ１４．１．１によって放射され、Ｔｘ２４．１．２によって放射されるシンボル

に対応する参照信号の無線信号内のサンプルが存在するときに、時間領域において、参照信号の無線信号内のサンプルが重ね合わせられるためである。これは、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ送信機が、シンボルのブロックのそれぞれにＤＦＴｓＯＦＤＭ方式を適用することによって取得された信号を２つのアンテナ上で独立して送出することに等価であるという事実によって示される。

シンボル

は、

と同時に処理され、第１のシンボルは、シンボル

に対応する参照信号の無線信号内のサンプルの部分を与え、第２のシンボルはシンボル

に対応する参照信号の無線信号内のサンプルの部分を与える。対称的に、シンボル

及び

は同時に処理され、これらのシンボルはそれぞれ、シンボル

及びシンボル

に対応する参照信号の無線信号内のサンプルの他の部分を与える。それゆえ、シンボル

に対応する参照信号のサンプル及びシンボル

に対応する参照信号のサンプルは、同時に、すなわち、シンボル

の位置ｎ_ｉに依存する期間において放射され、シンボル

に対応するサンプルを除いて、位置ｎ_ｉ以外の位置にあるシンボルに対応するサンプルの高エネルギーの部分は、この時点では放射されない。

それゆえ、位置ｎ_ｉに依存する期間中にＡＤＣ４．３．１によって出力される信号の部分を抽出することによって、シンボル

に対応するサンプル及びシンボル

に対応するサンプルの両方が抽出される。使用できないサンプルを抽出するのを回避するために、高エネルギーを有するサンプルの部分に対応する期間のみを考慮に入れることが有利である。この期間は、実施されるサブキャリアマッピングのタイプに依存する。例えば、局所化又は分散化の実施態様は、全く異なる期間を与える。

各タイプのサブキャリアマッピングは、無線信号内のサンプルの時間領域にわたって、自らの分布を有する。これらの分布は、当業者によってよく知られており、文献（例えば、非特許文献１を参照）において示されており、本発明の教示を他のサブキャリアマッピングに容易に入れ替えることができるので、本発明は特定のサブキャリアマッピングには限定されない。

エクストラクター４．３．２は、挿入された（ＤＦＴ前又はＤＦＴ後）参照信号の受信サンプルの期間に従って参照信号を抽出するための時間領域窓を適用するように構成することができる。最初の構成は時間領域窓を適用することであり、各窓は、参照信号の受信サンプルの期間の中の１つの期間に等しい。窓のサイズは、最初の構成の窓のサイズを超えることもでき、各窓は最初の構成の窓を含むように位置決めされる。これは、参照信号に対応する受信サンプルのわずかに広い部分を抽出できるようにし、それは受信機１．２に干渉軽減能力があるときに有利である。窓のサイズは最初の構成の窓のサイズより小さくすることができ、各窓は、最初の構成の窓内に含まれるように位置決めすることができ、それにより、参照信号のサンプルとの干渉を引き起こす場合がある非参照信号の受信サンプルの抽出を制限できるようにし、それは、受信機１．２が干渉軽減に関する性能が低いときに有利である。

参照信号の受信サンプルがエクストラクター４．３．２によって抽出されると、それらのサンプルは時間領域又は周波数領域において処理することができる。参照信号のサンプルの処理は、当業者によってよく知られている一般的な処理である。例えば、参照信号は、時間領域又は周波数領域において適用される既知のチャネル推定方法を通してチャネルを推定するための根拠としての役割を果たすことができる。例えば、参照信号は、他の専用参照信号（例えば、ＤＭＲＳ等の参照シンボルのみを搬送する専用ＤＦＴｓＯＦＤＭシンボル）に基づいて取得されるチャネル推定値の品質を改善する役割を果たすことができる。周波数領域における処理は、上記で言及されたように、シンボル

及び

に対応するサンプルの対応する値が等しい場合に特に関連する。参照信号の受信サンプルが処理されると、チャネル推定モジュール４．３．３が、チャネル推定プロセスの一部として、これらの参照信号を参照値と比較することができる。

チャネル推定は、シンボルのフルブロックを占有する専用ＤＭＲＳ（復調参照信号）を用いる従来の実施態様から生じることもでき、この場合、本発明による参照信号は、チャネル推定品質を改善するために使用することができる。

チャネル推定モジュール４．３．３が推定されたチャネルを計算すると、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣデコンバイナー４．３．４を、送信機と受信機との間のチャネル内の信号の破損（位相シフト、振幅．．．）を補償するように設定することができる。シンボルのブロックＹ＝（Ｙ_０，．．．Ｙ_Ｍ−１）を取得するために、処理の性能を向上できるようにする。

また、エクストラクター４．３．２は、ガード除去モジュール後に配置することもできる。

図５．１を参照すると、本発明による、無線信号内に参照信号をＤＦＴ前挿入するステップを表すフローチャートが示される。

ステップＳ１１において、ＲＳ挿入モジュール４．１．９が静的な方法で構成されるか、又は動的に構成され、すなわち、ＲＳ挿入モジュール４．１．９は、例えば、制御チャネルを通しての受信機からのフィードバックに応じて再構成される。動的構成の場合、ＲＳ挿入モジュール４．１．９は、ＭＥＭＯ＿ｔｒａｎｓ１．５に保存される構成に基づいて、別の構成を選択することができる。実際には、ＲＳ挿入モジュール４．１．９内にいくつかの構成があらかじめパラメーター化されている場合もあり、それらの構成は、その構成が与える参照信号の数に応じて順序付けることができる。参照信号の数Ｋによって、挿入されることになる異なる参照信号が対応するシンボル

のシンボルのブロックＸ内の位置ｎ_ｉによって、構成を定義することができる。

ＲＳ挿入モジュール４．１．９は、選択された構成をデータ変調器モジュール４．１．１０に通知することができる。データ変調器モジュール４．１．１０が、参照信号の位置ｎ_ｉ又はｎ_ｉ＋Ｍ／２とかち合わない位置において、変調シンボルをシンボルのブロックの中に挿入できるようにする。ただし、

である。

ステップＳ１２において、ＲＳ挿入モジュール４．１．９が、位置ｎ_ｉ又はｎ_ｉ＋Ｍ／２にあるシンボルＸ_ｎの各値を参照信号の値に設定することによって、上記で説明されたように、参照信号を挿入する。ただし、

である。

ステップＳ１３において、信号が処理され、すなわち、シンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．Ｘ_Ｍ−１）において、ＳＣ−ＳＦＢＣのような方式（ＤＦＴ−ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ−サブキャリアマッピング−ＩＤＦＴ）が適用される。

ステップＳ１４において、Ｔｘ１４．１．１及びＴｘ２４．１．２によって信号が放射される。

図５．２を参照すると、本発明による、無線信号内に参照信号をＩＤＦＴ後挿入するステップを表すフローチャートが示される。

ステップＳ２１において、ＲＳ挿入モジュール４．２．２が、図５．１と同様に、静的な方法において、又は動的に構成される場合がある。ＲＳ挿入モジュール４．２．２内にいくつかの構成があらかじめパラメーター化されている場合もあり、それらの構成は、その構成が与える参照信号の数に応じて順序付けることができる。参照信号の数Ｋによって、挿入されることになる異なる参照信号が対応するシンボル

のシンボルのブロックＸ内の位置ｎ_ｉによって、構成を定義することができる。構成されると、ＲＳ挿入モジュール４．２．２は、選択された構成をデータ変調器モジュール４．２．１に通知することができる。

ステップＳ２２において、ＲＳ挿入モジュール４．２．２の構成に基づいて、データ変調器モジュール４．２．１が、図４．２において上記で説明されたように、

であるシンボル

及び

の値を設定する。

ステップＳ２３において、信号が処理され、すなわち、

であるシンボル

及び

の値が０に設定された、シンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．Ｘ_Ｍ−１）において、ＳＣ−ＳＦＢＣタイプ方式（ＤＦＴ−ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣ−サブキャリアマッピング−ＩＤＦＴ）が適用される。

ステップＳ２４において、ＲＳ挿入モジュール４．２．２が、アンテナＴｘ１４．２．６に対応する

及びアンテナＴｘ２４．２．７に対応する

である、ＩＤＦＴモジュール（４．２．４及び４．２．５）の出力信号のそれぞれに、信号

及び信号

を加算する。信号

及び

は、シンボル

及び

に基づいて、あらかじめ計算される。ただし、

である。

ステップＳ２５において、Ｔｘ１４．２．６及びＴｘ２４．２．７によって信号が放射される。

図５．３を参照すると、本発明による、無線信号内の参照信号を抽出するステップを表すフローチャートが示される。

ステップＳ３１において、エクストラクター４．３．２が、ＲＳ挿入モジュール（４．１．９又は４．２．２）の構成に従って構成される。ＲＳ挿入モジュール（４．１．９又は４．２．２）においてあらかじめパラメーター化された同じ構成が、エクストラクター４．３．２においてあらかじめパラメーター化される場合がある。送信機１．１は任意選択で、制御チャネルを通して受信機１．２に制御情報を送出することができ、この制御情報は、送信機によって送出される参照信号を抽出するために設定すべき構成を指示する。

ステップＳ３２において、エクストラクター４．３．２が、参照信号の受信サンプルに対応する期間中に、ＡＤＣ４．３．１によって出力された信号の部分を抽出する。抽出は、図４．３において説明されたように行われる。

ステップＳ３３において、参照信号のサンプルが上記で説明されたように処理される。

ステップＳ３４において、チャネル推定モジュール４．３．３が、これらの参照信号を、参照値、すなわち、参照信号の放射されたサンプルの対応する値と比較し、チャネル推定品質を取得する。また、チャネル推定モジュール４．３．３は、あらかじめ取得されたチャネル推定品質を指定することもできる。

ステップＳ３５において、受信された信号が、その後、チャネル推定品質を用いて処理され、処理の性能が改善される。例えば、ＰＡＰＲ保持ＳＦＢＣデコンバイナー４．３．４は、送信機と受信機との間のチャネル内の信号の破損（位相シフト、振幅．．．）を補償するように設定することができる。

Claims

ワイヤレス通信システムを介して送信されることになる無線信号内にＫ対の第１の参照信号及び第２の参照信号を挿入する方法であって、前記無線信号は少なくとも２つの送信アンテナを備える放射体によって放射されることを意図しており、各アンテナは、少なくとも偶数Ｍの、厳密には４つより多い異なる周波数において送信するように構成され、Ｋは厳密には、Ｍ／２より厳密に小さい正の整数であり、前記無線信号は、
シンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．Ｘ_Ｍ−１）にＭサイズＤＦＴを適用し、第ｋの周波数ごとに、周波数領域において複素シンボルＳ_ｋを取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第１の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、所与の時間間隔中に、前記周波数領域において、第ｋの周波数ごとの前記複素シンボルＳ_ｋを表す第１の信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第２の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、前記所与の時間間隔中に、前記周波数領域において、第ｋの周波数ごとの前記複素シンボル（−１）^ｋ＋１εＳ^＊ _{（ｐ−１−ｋ）［Ｍ］}を表す第２の信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１であり、ｐはＭ−１以下、かつ０以上の所定の偶数の整数であり、εは１又は−１であり、Ｓ_ｋ ^＊はＳ_ｋの複素共役である、取得することと、
前記第１の信号及び前記第２の信号に対応する前記無線信号を放射することと、
によって与えられ、
前記方法は、

であるような、Ｋ個の整数を求めることと、
第１の参照信号及び第２の参照信号の対ｉごとに、
前記第１の参照信号のサンプルが前記無線信号内の所与の期間内にあるように、前記無線信号内に前記第１の参照信号を挿入することであって、前記所与の期間はシンボルの前記ブロック内のシンボル

の位置ｎ_ｉに依存する、挿入することと、
前記第２の参照信号のサンプルが前記無線信号内の所与の期間内にあるように、前記無線信号内に前記第２の参照信号を挿入することであって、前記所与の期間はシンボルの前記ブロック内のシンボル

の位置（ｎ_ｉ＋Ｍ／２）に依存する、挿入することと、
を含む、方法。
対ｉごとに、前記第１の参照信号及び前記第２の参照信号を挿入することは、前記ＤＦＴを適用する前に、シンボル

及びシンボル

の値を、それぞれ対ｉの前記第１の参照信号及び前記第２の参照信号を表す値に設定することによって行われる、請求項１に記載の方法。
前記方法は、前記ＤＦＴを適用する前に、前記シンボル

の値及び前記シンボル

の値を０に設定することであって、ただし、

である、設定することと、それぞれの前記ＩＤＦＴモジュールの前記出力において後続の第１の信号及び第２の信号を取得することとを更に含み、
対ｉごとに、前記第１の参照信号及び前記第２の参照信号を挿入することは、それぞれの前記ＩＤＦＴモジュールの前記出力において、前記第１の参照信号の前記サンプル及び前記第２の参照信号の前記サンプルを前記後続の信号に加算することによって行われる、請求項１に記載の方法。
前記方法は、対ｉの前記第１の参照信号及び前記第２の参照信号の前記サンプルを挿入する前に、少なくとも１つの

に関して、少なくとも、前記位置ｎ_ｉに依存する前記所与の期間のうちの１つの期間中に、前記後続の信号を０に設定し、及び／又は少なくとも１つの

に関して、少なくとも、前記位置ｎ_ｉ＋Ｍ／２に依存する前記所与の期間のうちの１つの期間中に、前記後続の信号を０に設定することを更に含む、請求項３に記載の方法。
前記方法は、

であるような、正の整数ｋ_ｌ及びｋ’_ｌの対の数Ｌであって、ただし、Ｌは厳密に１より大きく、

である、数Ｌと、
厳密に１より大きい正の整数ｄと、

であるような、Ｋ個の整数ｎ_ｉであって、ただし、

である、Ｋ個の整数ｎ_ｉと、
を求めることを更に含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法。
前記方法は、
厳密に１より大きい正の整数ｄと、

であるような、Ｋ個の整数ｎ_ｉであって、ただし、

である、Ｋ個の整数ｎ_ｉと、
を求めることを更に含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法。
ｎ_Ｋ−ｎ_１＝Ｋ−１である、請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法。
であるような、正の整数Ｋ_ＣＰを求めることを更に含み、

であるような対ｉごとに、その値が

に設定される前記シンボル

から取得される前記無線信号内のサンプルが、前記無線信号内の対ｉの前記第１の参照信号の前記サンプルに等しいような、値

が、その値が

に設定されるシンボル

から取得される前記無線信号内の前記サンプルが、前記無線信号内の対ｉ＋Ｋ−Ｋ_ＣＰの前記第１の参照信号の前記サンプルに等しいような、値

に等しく、及び／又は、
その値が

に設定される前記シンボル

から取得される前記無線信号内の前記サンプルが、前記無線信号内の対ｉの前記第２の参照信号の前記サンプルに等しいような、値

が、その値が

に設定されるシンボル

から取得される前記無線信号内の前記サンプルが、前記無線信号内の対ｉ＋Ｋ−Ｋ_ＣＰの前記第２の参照信号の前記サンプルに等しいような、値

に等しい、請求項７に記載の方法。
その値が

に設定される前記シンボル

から取得される前記無線信号内の前記サンプルが、前記無線信号内の対ｉの前記第１の参照信号の前記サンプルに等しいような、値

が、ＣＡＺＡＣ系列の構成要素であり、及び／又は、
その値が

に設定される前記シンボル

から取得される前記無線信号内の前記サンプルが、前記無線信号内の対ｉの前記第２の参照信号の前記サンプルに等しいような、値

が、ＣＡＺＡＣ系列の構成要素である、請求項１〜８のいずれか一項に記載の方法。
その値が

に設定される前記シンボル

から取得される前記無線信号内の前記サンプルが、前記無線信号内の対ｉの前記第１の参照信号の前記サンプルに等しいような、値

が、その値が

に設定される前記シンボル

から取得される前記無線信号内の前記サンプルが、前記無線信号内の対ｉの前記第２の参照信号の前記サンプルに等しいような、値

に等しい、請求項１〜９のいずれか一項に記載の方法。
値

及び

、すなわち、その値が

及び

のそれぞれに設定される前記シンボル

及び

のそれぞれから取得される前記無線信号内の前記サンプルが、前記無線信号内の対ｉの前記第１の参照信号、及び対ｉの前記第２の参照信号の前記サンプルにそれぞれ等しいような、

及び

のそれぞれモジュールの中の最大モジュールは、シンボルの前記ブロックを取得するために使用されるデジタル変調方式の変調シンボルのモジュールの中の最大モジュール以下であり、ただし、

である、請求項１〜１０のいずれか一項に記載の方法。
プロセッサによって実行されるときに、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の方法を実行するコード命令を含む、コンピュータープログラム製品。
ワイヤレス通信システムを介して送信されることになる無線信号内にＫ対の第１の参照信号及び第２の参照信号を挿入するデバイスであって、前記無線信号は少なくとも２つの送信アンテナを備える放射体によって放射されることを意図しており、各アンテナは、少なくとも偶数Ｍの、厳密には４つより多い異なる周波数において送信するように構成され、Ｋは厳密には、Ｍ／２より厳密に小さい正の整数であり、前記無線信号は、
シンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．Ｘ_Ｍ−１）にＭサイズＤＦＴを適用し、第ｋの周波数ごとに、周波数領域において複素シンボルＳ_ｋを取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第１の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、所与の時間間隔中に、前記周波数領域において、第ｋの周波数ごとの前記複素シンボルＳ_ｋを表す第１の信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第２の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、前記所与の時間間隔中に、前記周波数領域において、第ｋの周波数ごとの前記複素シンボル（−１）^ｋ＋１εＳ^＊ _{（ｐ−１−ｋ）［Ｍ］}を表す第２の信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１であり、ｐはＭ−１以下、かつ０以上の所定の偶数の整数であり、εは１又は−１であり、Ｓ_ｋ ^＊はＳ_ｋの複素共役である、取得することと、
前記第１の信号及び前記第２の信号に対応する前記無線信号を放射することと、
によって処理され、
前記デバイスは、

であるような、Ｋ個の整数を求めることと、
第１の参照信号及び第２の参照信号の対ｉごとに、
前記第１の参照信号のサンプルが前記無線信号内の所与の期間内にあるように、前記無線信号内に前記第１の参照信号を挿入することであって、前記所与の期間はシンボルの前記ブロック内の前記シンボル

の位置ｎ_ｉに依存する、挿入することと、
前記第２の参照信号のサンプルが前記無線信号内の所与の期間内にあるように、前記無線信号内に前記第２の参照信号を挿入することであって、前記所与の期間はシンボルの前記ブロック内の前記シンボル

の位置ｎ_ｉ＋Ｍ／２に依存する、挿入することと、
を行うように構成される、デバイス。
ワイヤレス通信システムを介して受信可能な無線信号内のＫ対の第１の参照信号及び第２の参照信号を抽出する方法であって、前記無線信号は少なくとも２つの送信アンテナを備える放射体によって放射され、各アンテナは、少なくとも偶数Ｍの、厳密には４つより多い異なる周波数において送信するように構成され、Ｋは厳密には、Ｍ／２より厳密に小さい正の整数であり、前記無線信号の前記放射は、
シンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．Ｘ_Ｍ−１）にＭサイズＤＦＴを適用し、第ｋの周波数ごとに、周波数領域において複素シンボルＳ_ｋを取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第１の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、所与の時間間隔中に、前記周波数領域において、第ｋの周波数ごとの前記複素シンボルＳ_ｋを表す第１の信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第２の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、前記所与の時間間隔中に、前記周波数領域において、第ｋの周波数ごとの前記複素シンボル（−１）^ｋ＋１εＳ^＊ _{（ｐ−１−ｋ）［Ｍ］}を表す第２の信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１であり、ｐはＭ−１以下、かつ０以上の所定の偶数の整数であり、εは１又は−１であり、Ｓ_ｋ ^＊はＳ_ｋの複素共役である、取得することと、
前記第１の信号及び前記第２の信号に対応する前記無線信号を放射することと、
によって処理され、
前記方法は、
前記受信された無線信号にＤＦＴモジュールを適用する前に、前記無線信号の部分を抽出することであって、各部分は時間窓の中の１つの時間窓において受信され、前記時間窓は前記所与の時間間隔内に厳密に含まれる、抽出することと、
前記受信された無線信号の他の部分から独立して前記抽出された部分を処理することと、
を含み、
前記時間窓は、シンボルの前記ブロック内の前記シンボル

の位置ｎ_ｉに依存する期間に従って定義される、方法。
前記時間窓の中の各時間窓は前記期間の中の少なくとも１つの期間を厳密に含む、請求項１４に記載の方法。
各時間窓は前記期間の中の少なくとも１つの期間内に厳密に含まれる、請求項１４に記載の方法。
各時間窓は前記期間の中の１つの期間に等しい、請求項１４に記載の方法。
ワイヤレス通信システムを介して受信可能な無線信号内のＫ対の第１の参照信号及び第２の参照信号を抽出するデバイスであって、前記無線信号は少なくとも２つの送信アンテナを備える放射体によって放射され、各アンテナは、少なくとも偶数Ｍの、厳密には４つより多い異なる周波数において送信するように構成され、Ｋは厳密には、Ｍ／２より厳密に小さい正の整数であり、前記無線信号の前記放射は、
シンボルのブロックＸ＝（Ｘ_０，．．．Ｘ_Ｍ−１）にＭサイズＤＦＴを適用し、第ｋの周波数ごとに、周波数領域において複素シンボルＳ_ｋを取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第１の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、所与の時間間隔中に、前記周波数領域において、第ｋの周波数ごとの前記複素シンボルＳ_ｋを表す第１の信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１である、取得することと、
第２の送信アンテナに対応するＩＤＦＴモジュールの出力において、前記所与の時間間隔中に、前記周波数領域において、第ｋの周波数ごとの前記複素シンボル（−１）^ｋ＋１εＳ^＊ _{（ｐ−１−ｋ）}を表す第２の信号を取得することであって、ただし、ｋ＝０〜Ｍ−１であり、ｐはＭ−１以下、かつ０以上の所定の偶数の整数であり、εは１又は−１であり、Ｓ_ｋ ^＊はＳ_ｋの複素共役である、取得することと、
前記第１の信号及び前記第２の信号に対応する前記無線信号を放射することと、
によって処理され、
前記デバイスは、
前記受信された無線信号にＤＦＴモジュールを適用する前に、前記無線信号の部分を抽出することであって、各部分は時間窓の中の１つの時間窓において受信され、前記時間窓は前記所与の時間間隔内に厳密に含まれる、抽出することと、
前記受信された無線信号の他の部分から独立して前記抽出された部分を処理することと、
を行うように構成され、
前記時間窓は、シンボルの前記ブロック内の前記シンボル

の位置ｎ_ｉに依存する期間に従って定義される、デバイス。