JP2020508000A - 放送チャネルを送受信する方法及びそのための装置 - Google Patents

Abstract

本発明は無線通信システムにおいて、基地局が物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＢＣＨ）を送信する方法を開示する。特に、この方法は、前記ＰＢＣＨが送信されるフレームを指示するビットを含むＰＢＣＨペイロードを生成し、前記ビットのうち、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットを用いて前記ＰＢＣＨペイロードに含まれた少なくとも一部のビットをスクランブルし、前記スクランブルされた少なくとも一部のビットを含む前記ＰＢＣＨペイロードのビットを端末に送信することを含む。【選択図】図１６

Description

本発明は、放送チャネルを送受信する方法及びそのための装置に関し、より詳しくは、放送チャネルのペイロードに含まれたビットをスクランブルして送信する方法、及びそのための装置に関する。

時代の流れによってより多くの通信装置がより大きな通信トラフィックを要求することになり、既存のＬＴＥシステムに比べて向上した無線広帯域通信である次世代５Ｇシステムが要求されている。ＮｅｗＲＡＴと呼ばれるこの次世代５Ｇシステムは、Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ ＢｒｏａｄＢａｎｄ（ｅＭＢＢ）／Ｕｌｔｒａ−Ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ ａｎｄ Ｌｏｗ−Ｌａｔｅｎｃｙ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（ＵＲＬＬＣ）／Ｍａｓｓｉｖｅ Ｍａｃｈｉｎｅ−ｔｙｐｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ｍＭＴＣ）などに通信シナリオが区分される。

ここで、ｅＭＢＢはＨｉｇｈ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ、Ｈｉｇｈ Ｕｓｅｒ Ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ、Ｈｉｇｈ Ｐｅａｋ Ｄａｔａ Ｒａｔｅなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり、ＵＲＬＬＣはＵｌｔｒａ Ｒｅｌｉａｂｌｅ、Ｕｌｔｒａ Ｌｏｗ Ｌａｔｅｎｃｙ、Ｕｌｔｒａ Ｈｉｇｈ Ａｖａｉｌａｂｉｌｉｔｙなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり（ｅ．ｇ．，Ｖ２Ｘ、Ｅｍｅｒｇｅｎｃｙ Ｓｅｒｖｉｃｅ、Ｒｅｍｏｔｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）、ｍＭＴＣはＬｏｗ Ｃｏｓｔ、Ｌｏｗ Ｅｎｅｒｇｙ、Ｓｈｏｒｔ Ｐａｃｋｅｔ、Ｍａｓｓｉｖｅ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙの特性を有する次世代移動通信シナリオである（ｅ．ｇ．，ＩｏＴ）。

本発明は、放送チャネルを送受信する方法及びそのための装置を提供する。

本発明が遂げようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及していない他の技術的課題は、以下の発明の詳細な説明から本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

本発明の実施例による無線通信システムにおいて、基地局が物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＢＣＨ）を送信する方法であって、ＰＢＣＨが送信されるフレームを指示するビットを含むＰＢＣＨペイロードを生成し、前記ビットのうち、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットを用いてＰＢＣＨペイロードに含まれた少なくとも一部のビットをスクランブルし、スクランブルされた少なくとも一部のビットを含むＰＢＣＨペイロードのビットを端末に送信する。

この時、ＰＢＣＨペイロードに含まれた少なくとも一部のビットは、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットに基づく第１のスクランブルシーケンスを用いてスクランブルされる。

またスクランブルされた少なくとも一部のビットを含むＰＢＣＨペイロードのビットは、ＰＢＣＨが含まれた同期信号ブロック（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ）のインデックスを用いて生成された第２のスクランブルシーケンスに基づいてスクランブルされる。

またＰＢＣＨが送信されるシンボル上には、ＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）がマッピングされ、第２のスクランブルシーケンスはＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）のシーケンス生成に用いられるＳＳＢのインデックスのためのビットに基づいて生成される。

また第１のスクランブルシーケンス及び第２のスクランブルシーケンスは、さらに基地局に対応するセルの識別子を用いて生成される。

また２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットは、スクランブルされないこともある。

また２つのフレームに対応する時間区間で使用されるスクランブルシーケンスは、同一である。

本発明による無線通信システムにおいて、物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＢＣＨ）を送信する基地局であって、端末と無線信号を送受信するトランシーバと、該トランシーバを制御するプロセッサと、を含み、該プロセッサは、ＰＢＣＨが送信されるフレームを指示するビットを含むＰＢＣＨペイロードを生成し、前記ビットのうち、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットを用いて生成された第１のスクランブルシーケンスに基づいて、ＰＢＣＨペイロードに含まれた少なくとも一部のビットをスクランブルし、スクランブルされた少なくとも一部のビットを含むＰＢＣＨペイロードのビットを端末に送信するようにトランシーバを制御する。

本発明の実施例による無線通信システムにおいて、端末が物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＢＣＨ）を受信する方法であって、同期信号ブロック（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ）に含まれたＰＢＣＨを特定のフレーム上で受信し、ＰＢＣＨを介して受信される第１のスクランブルされたビットをデスクランブル（Ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）して、第２のスクランブルされたビット及び前記特定のフレームを指示するビットのうち、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットを取得し、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットに基づいて第２のスクランブルされたビットをデスクランブルして、特定のフレームを識別することを含む。

この時、第１のスクランブルされたビットは、ＰＢＣＨがマッピングされたシンボル上で受信されるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）により得られる、ＳＳＢのインデックスのためのビットに基づいて、デスクランブルされる。

また、第１のスクランブルされたビット及び第２のスクランブルされたビットは、さらに基地局に対応するセルの識別子を用いてデスクランブルされる。

また第２のスクランブルされたビットをスクランブルするために使用されるスクランブルシーケンスは、２つのフレームに対応する時間区間で同様に使用される。

本発明による端末において、無線通信システムにおいて物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＢＣＨ）を受信する端末であって、基地局と無線信号を送受信するトランシーバと、該トランシーバを制御するプロセッサと、を含み、該プロセッサは、同期信号ブロック（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ）に含まれたＰＢＣＨを特定のフレーム上で受信するようにトランシーバを制御し、ＰＢＣＨを介して受信される第１のスクランブルされたビットをデスクランブル（Ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）して、第２のスクランブルされたビット及び特定のフレームを指示するビットのうち、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットを取得し、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットに基づいて第２のスクランブルされたビットをデスクランブルして特定のフレームを識別する。

本発明によれば、放送チャネルのペイロードに含まれたビットに２回のスクランブルシーケンスを適用することにより、より安定して放送チャネルを送受信することができる。

本発明で得られる効果は以上に言及した効果に制限されず、言及しなかった他の効果は下記の記載から本発明が属する当該技術分野における当業者に明確に理解されるであろう。

３ＧＰＰ無線アクセス網の規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコル（Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）の制御プレーン（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｐｌａｎｅ）及びユーザプレーン（Ｕｓｅｒ Ｐｌａｎｅ）構造を示す図である。 ３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。 ＬＴＥシステムで使用される同期信号（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ，ＳＳ）の伝送のための無線フレームの構造を例示する図である。 新しい無線アクセス技術（ｎｅｗ ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ＮＲ）において利用可能なスロット構造を例示する図である。 ＴＸＲＵとアンテナ要素の連結方式の一例を示す図である。 送受信器ユニット（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ、ＴＸＲＵ）及び物理的アンテナの観点でハイブリッドビーム形成構造を抽象的に示した図である。 下りリンクの伝送過程において同期信号とシステム情報に関するビームスイーピング（Ｂｅａｍ Ｓｗｅｅｐｉｎｇ）動作を示す図である。 新しい無線アクセス技術（ｎｅｗ ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ＮＲ）システムのセルを例示する図である。 同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例によるハーフフレーム境界情報を得るための方法を説明する図である。 本発明を一実施例による通信装置のブロック構成図である。

以下、添付図面を参照しながら説明する本発明の実施例によって本発明の構成、作用及び他の特徴をより容易に理解できるであろう。以下の実施例は本発明の技術的特徴が３ＧＰＰシステムに適用された例である。

この明細書では、ＬＴＥシステム、ＬＴＥ−Ａシステム及びＮＲシステムを用いて本発明の実施例を説明しているが、これは一例であり、本発明の実施例は上記定義に該当するいかなる通信システムにも適用することができる。

また、この明細書では、基地局の名称がＲＲＨ（ｒｅｍｏｔｅ ｒａｄｉｏ ｈｅａｄ）、ｅＮＢ、ＴＰ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｐｏｉｎｔ）、ＲＰ（ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｐｏｉｎｔ）、中継器（ｒｅｌａｙ）などの包括的な用語で使用されている。

３ＧＰＰベースの通信標準は、上位層から生じる情報を運ぶリソース要素に対応する下りリンク物理チャネルと、物理層によって用いられるが、上位層から生じる情報を搬送しないリソース要素に対応する下りリンク物理信号を定義する。例えば、物理下りリンク共有チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＤＳＣＨ）、物理ブロードキャストチャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＢＣＨ）、物理マルチキャストチャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｍｕｌｔｉｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＭＣＨ）、物理制御フォーマット指示子チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒｍａｔ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＣＦＩＣＨ）、物理下りリンク制御チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＤＣＣＨ）及び物理ハイブリッドＡＲＱ指示子チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｈｙｂｒｉｄ ＡＲＱ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＨＩＣＨ）が下りリンク物理チャネルとして定義されており、参照信号と同期信号が下りリンク物理信号として定義されている。パイロット（ｐｉｌｏｔ）とも呼ばれる参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＲＳ）は、ｇＮＢとＵＥが互いに知っている既に定義された特別な波形の信号を意味するが、例えば、セル固有ＲＳ（ｃｅｌｌ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ）、ＵＥ固有ＲＳ（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ、ＵＥ−ＲＳ）、ポジショニングＲＳ（ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ ＲＳ、ＰＲＳ）及びチャネル状態情報ＲＳ（ｃｈａｎｎｅｌ ｓｔａｔｅ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ＲＳ、ＣＳＩ−ＲＳ）が下りリンク参照信号として定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ標準は、上位層から生じる情報を搬送するリソース要素に対応する上りリンク物理チャネルと、物理層によって用いられるが、上位層から生じる情報を搬送しないリソース要素に対応する上りリンク物理信号を定義している。例えば、物理上りリンク共有チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｕｐｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＵＳＣＨ）、物理上りリンク制御チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｕｐｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＵＣＣＨ）、物理ランダムアクセスチャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＲＡＣＨ）が上りリンク物理チャネルとして定義され、上りリンク制御／データ信号のための復調参照信号（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＤＭＲＳ）と上りリンクチャネル測定に用いられるサウンディング参照信号（ｓｏｕｎｄｉｎｇ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＳＲＳ）が定義される。

本発明で、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＨＩＣＨ（（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｒｅｔｒａｎｓｍｉｔ ｒｅｑｕｅｓｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）はそれぞれ、ＤＣＩ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）／ＣＦＩ（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）／下りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ（ＡＣＫｎｏｗｌｅｇｅｍｅｎｔ／Ｎｅｇａｔｉｖｅ ＡＣＫ）／下りリンクデータを搬送する時間−周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。また、ＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ ＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＲＡＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ ＣＨａｎｎｅｌ）はそれぞれ、ＵＣＩ（Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）／上りリンクデータ／ランダムアクセス信号を搬送する時間−周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。本発明では、特に、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨに割り当てられたり、これに属した時間−周波数リソース或いはリソース要素（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ、ＲＥ）をそれぞれ、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨ ＲＥ又はＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨリソースと称する。以下では、ＵＥがＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨを送信するという表現は、それぞれ、ＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＲＡＣＨ上で、或いはこれらを通じて、上りリンク制御情報／上りリンクデータ／ランダムアクセス信号を送信することと同じ意味で使われる。また、ｅＮＢがＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨを送信するという表現は、それぞれ、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ上で、或いはこれらを通じて、下りリンクデータ／制御情報を送信することと同じ意味で使われる。

以下では、ＣＲＳ／ＤＭＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＵＥ−ＲＳが割り当てられた或いは設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）ＯＦＤＭシンボル／副搬送波／ＲＥを、ＣＲＳ／ＤＭＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＵＥ−ＲＳシンボル／搬送波／副搬送波／ＲＥと称する。例えば、トラッキングＲＳ（ｔｒａｃｋｉｎｇ ＲＳ、ＴＲＳ）が割り当てられた或いは設定されたＯＦＤＭシンボルは、ＴＲＳシンボルと称し、ＴＲＳが割り当てられた或いは設定された副搬送波は、ＴＲＳ副搬送波と称し、ＴＲＳが割り当てられた或いは設定されたＲＥはＴＲＳ ＲＥと称する。また、ＴＲＳ送信のために設定されたサブフレームを、ＴＲＳサブフレームと称する。また、ブロードキャスト信号が送信されるサブフレームを、ブロードキャストサブフレーム或いはＰＢＣＨサブフレームと称し、同期信号（例えば、ＰＳＳ及び／又はＳＳＳ）が送信されるサブフレームを、同期信号サブフレーム或いはＰＳＳ／ＳＳＳサブフレームと称する。ＰＳＳ／ＳＳＳが割り当てられた或いは設定されたＯＦＤＭシンボル／副搬送波／ＲＥをそれぞれ、ＰＳＳ／ＳＳＳシンボル／副搬送波／ＲＥと称する。

本発明で、ＣＲＳポート、ＵＥ−ＲＳポート、ＣＳＩ−ＲＳポート、ＴＲＳポートとは、それぞれ、ＣＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＵＥ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＣＳＩ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＴＲＳを送信するように設定されたアンテナポートを意味する。ＣＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＣＲＳポートによってＣＲＳが占有するＲＥの位置によって相互に区別でき、ＵＥ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＵＥ−ＲＳポートによってＵＥ−ＲＳが占有するＲＥの位置によって相互に区別でき、ＣＳＩ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＣＳＩ−ＲＳポートによってＣＳＩ−ＲＳが占有するＲＥの位置によって相互に区別できる。従って、ＣＲＳ／ＵＥ−ＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＴＲＳポートという用語が、一定リソース領域内でＣＲＳ／ＵＥ−ＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＴＲＳが占有するＲＥのパターンを意味する用語として用いられることもある。

図１は３ＧＰＰ無線アクセス網の規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコルの制御プレーン（ｃｏｎｔｒｏｌ ｐｌａｎｅ）及びユーザプレーン（ｕｓｅｒ ｐｌａｎｅ）の構造を示す図である。制御プレーンは端末（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）とネットワークが信号を管理するために用いる制御メッセージが送信される通路を意味する。ユーザプレーンはアプリケーション層で生成されたデータ、例えば、音声データ又はインターネットパケットデータなどが送信される通路を意味する。

第１の層である物理層は、物理チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）を用いて上位層に情報送信サービス（Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｓｅｒｖｉｃｅ）を提供する。物理層は上位にある媒体アクセス制御（Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ）層とは送信チャネル（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して連結される。この送信チャネルを介して媒体アクセス制御層と物理層の間でデータが移動する。送信側と受信側の物理層の間では物理チャネルを介してデータが移動する。物理チャネルは時間と周波数を無線リソースとして活用する。具体的には、物理チャネルは、下りリンクにおいて、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式で変調され、上りリンクにおいては、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式で変調される。

第２の層である媒体アクセス制御（Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＭＡＣ）層は、論理チャネル（Ｌｏｇｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して上位層である無線リンク制御（Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＬＣ）層にサービスを提供する。第２の層のＲＬＣ層は信頼性のあるデータ送信を支援する。ＲＬＣ層の機能はＭＡＣ内部の機能ブロックにより具現化できる。第２の層のＰＤＣＰ層は帯域幅が狭い無線インターフェースにおいてＩＰｖ４或いはＩＰｖ６のようなＩＰパケットを効率的に送信するために不要な制御情報を減らすヘッダ圧縮（Ｈｅａｄｅｒ Ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ）の機能を果たす。

第３の層である最下部に位置する無線リソース制御（Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＲＣ）層は、制御プレーンでのみ定義される。ＲＲＣ層は無線ベアラ（Ｒａｄｉｏ Ｂｅａｒｅｒ）の設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）、再設定（ｒｅ−ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）及び解除（ｒｅｌｅａｓｅ）に関連して論理チャネル、送信チャネル及び物理チャネルの制御を担当する。無線ベアラは端末とネットワークの間のデータ伝達のために第２の層により提供されるサービスを意味する。このために、端末とネットワークのＲＲＣ層は互いにＲＲＣメッセージを交換する。端末とネットワークのＲＲＣ層の間にＲＲＣ接続（ＲＲＣ Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ）がある場合、端末はＲＲＣ接続状態（Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ Ｍｏｄｅ）であり、そうではない場合はＲＲＣ休止状態（Ｉｄｌｅ Ｍｏｄｅ）である。ＲＲＣ層の上位にあるＮＡＳ（Ｎｏｎ−Ａｃｃｅｓｓ Ｓｔｒａｔｕｍ）層は、セッション管理（Ｓｅｓｓｉｏｎ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）と移動性管理（Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）などの機能を果たす。

ネットワークから端末にデータを送信する下り送信チャネルとしては、システム情報を送信するＢＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ページングメッセージを送信するＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する下りＳＣＨ（Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。下りマルチキャスト又は放送サービスのトラフィック又は制御メッセージの場合、下りＳＣＨを介して送信され、又は別の下りＭＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して送信されることができる。なお、端末からネットワークにデータを送信する上り送信チャネルとしては、初期制御メッセージを送信するＲＡＣＨ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する上りＳＣＨ（Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）がある。送信チャネルの上位にありかつ送信チャネルにマッピングされる論理チャネル（Ｌｏｇｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）としては、ＢＣＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＣＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＣＣＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＭＣＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＭＴＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｔｒａｆｆｉｃ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。

図２は３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。

端末は、電源がオンになったり新たにセルに進入した場合は、基地局と同期を合わせるなどの初期セル探索（Ｉｎｉｔｉａｌ ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ）作業を行う（Ｓ２０１）。このために、端末は基地局から主同期チャネル（Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｐ−ＳＣＨ）及び副同期チャネル（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｓ−ＳＣＨ）を受信することによって基地局と同期を合わせ、セルＩＤなどの情報を得ることができる。その後、端末は基地局から物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を受信してセル内の放送情報を得ることができる。なお、端末は初期セル探索段階において下りリンク参照信号（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＤＬ ＲＳ）を受信して下りリンクチャネル状態を確認することができる。

初期セル探索を終了した端末は、物理下りリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）及び該ＰＤＣＣＨに載せられた情報によって物理下りリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＳＣＨ）を受信することによって、より具体的なシステム情報を得ることができる（Ｓ２０２）。

一方、基地局に最初に接続したか或いは信号伝送のための無線リソースがない場合は、端末は、基地局に対してランダムアクセス過程（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ；ＲＡＣＨ）を行うことができる（段階Ｓ２０３〜段階Ｓ２０６）。このために、端末は、物理ランダムアクセスチャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＲＡＣＨ）を介して特定シーケンスをプリアンブルとして伝送し（Ｓ２０３及びＳ２０５）、ＰＤＣＣＨ及び対応するＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる（Ｓ２０４及びＳ２０６）。競合ベースのＲＡＣＨの場合、さらに衝突解決手順（Ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。

上述した手順を行った端末は、その後、一般的な上り／下りリンク信号伝送の手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信（Ｓ２０７）及び物理上りリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＳＣＨ）／物理上りリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ）の送信（Ｓ２０８）を行う。特に、端末は、ＰＤＣＣＨを介して下りリンク制御情報（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ）を受信する。ここで、ＤＣＩは、端末に対するリソース割り当て情報などの制御情報を含み、その使用目的に応じてフォーマットが互いに異なる。

一方、端末が上りリンクを通じて基地局に伝送したり、端末が基地局から受信したりする制御情報は、下り／上りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）、ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）などを含む。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムの場合、端末は上述したＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩなどの制御情報をＰＵＳＣＨ及び／又はＰＵＣＣＨを介して伝送することができる。

図３はＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａベースの無線通信システムにおいて、同期信号（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ、ＳＳ）の伝送のための無線フレームの構造を例示する図である。特に、図３は周波数分割デュプレックス（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｄｕｐｌｅｘ、ＦＤＤ）において同期信号及びＰＢＣＨの伝送のための無線フレームの構造を例示しており、図３の（ａ）は正規ＣＰ（ｎｏｒｍａｌ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）として設定された無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの伝送位置を示し、図３の（ｂ）は拡張ＣＰ（ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ）として設定された無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの伝送位置を示している。

以下、図３を参照しながらＳＳについてより具体的に説明する。ＳＳはＰＳＳ（Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ）とＳＳＳ（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ）に区分される。ＰＳＳはＯＦＤＭシンボル同期、スロット同期などの時間ドメイン同期及び／又は周波数ドメイン同期を得るために使用され、ＳＳＳはフレーム同期、セルグループＩＤ及び／又はセルのＣＰ設定（即ち、一般ＣＰ又は拡張ＣＰの使用情報）を得るために使用される。図３を参照すると、ＰＳＳとＳＳＳは無線フレーム毎の２つのＯＦＤＭシンボルで各々伝送される。具体的には、ＳＳはインターＲＡＴ（ｉｎｔｅｒ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）の測定を容易にするために、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）フレームの長さである４．６ｍｓを考慮して、サブフレーム０の１番目のスロットとサブフレーム５の１番目のスロットで各々伝送される。特に、ＰＳＳはサブフレーム０の１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルで各々伝送され、ＳＳＳはサブフレーム０の１番目のスロットの最後から２番目のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の１番目のスロットの最後から２番目のＯＦＤＭシンボルで各々伝送される。該当無線フレームの境界はＳＳＳを通じて検出される。ＰＳＳは該当スロットの最後のＯＦＤＭシンボルで伝送され、ＳＳＳはＰＳＳの直前のＯＦＤＭシンボルで伝送される。ＳＳの伝送ダイバーシティ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）方式は、単一のアンテナポート（Ｓｉｎｇｌｅ ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）のみを使用し、標準では特に定義していない。

ＰＳＳは５ｍｓごとに伝送されるので、ＵＥはＰＳＳを検出することにより、該当サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうちの１つであることは分かるが、該当サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうち、正確に何であるかは分かることができない。従って、ＵＥはＰＳＳのみでは無線フレームの境界を認知できない。即ち、ＰＳＳのみではフレーム同期を得ることができない。ＵＥは１つの無線フレーム内で２回伝送されるが、互いに異なるシーケンスとして伝送されるＳＳＳを検出して無線フレームの境界を検出する。

ＰＳＳ／ＳＳＳを用いたセルの探索過程を行ってＤＬ信号の復調及びＵＬ信号の伝送を正確な時点に行うために必要な時間及び周波数パラメータを決定したＵＥは、ｅＮＢとの通信のために、さらにｅＮＢからＵＥのシステム設定（ｓｙｓｔｅｍ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に必要なシステム情報を得なければならない。

システム情報はマスタ情報ブロック（Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ、ＭＩＢ）及びシステム情報ブロック（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ、ＳＩＢ）により設定される。各々のシステム情報ブロックは機能的に関連したパラメータの集まりを含み、含むパラメータによってマスタ情報ブロック（Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ、ＭＩＢ）及びシステム情報ブロックタイプ１（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ １、ＳＩＢ１）、システム情報ブロックタイプ２（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ ２、ＳＩＢ２）、ＳＩＢ３〜ＳＩＢ１７に区分される。

ＭＩＢはＵＥがｅＮＢのネットワークに初期アクセス（ｉｎｉｔｉａｌ ａｃｃｅｓｓ）するために必須である、最も頻繁に伝送されるパラメータを含む。ＵＥはＭＩＢをブロードキャストチャネル（例えば、ＰＢＣＨ）を介して受信する。ＭＩＢには、下りリンクシステムの帯域幅（ＤＬ−Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ、ＤＬ ＢＷ）、ＰＨＩＣＨの設定、システムフレームの番号（ＳＦＮ）が含まれる。従って、ＵＥはＰＢＣＨを受信することにより明示的に（ｅｘｐｌｉｃｉｔ）ＤＬ ＢＷ、ＳＦＮ、ＰＨＩＣＨの設定に関する情報を分かることができる。なお、ＰＢＣＨを受信することによりＵＥが暗黙的に（ｉｍｐｌｉｃｉｔ）認知できる情報としては、ｅＮＢの伝送アンテナポートの数がある。ｅＮＢの伝送アンテナの数に関する情報は、ＰＢＣＨのエラー検出に使用される１６ビットＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ）に伝送アンテナの数に対応するシーケンスをマスキング（例えば、ＸＯＲ演算）して暗黙的にシグナリングされる。

ＳＩＢ１は他のＳＩＢの時間ドメインスケジューリングに関する情報だけではなく、特定のセルがセル選択に適合するか否かを判断するために必要なパラメータを含む。ＳＩＢ１はブロードキャストのシグナリング又は専用（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）シグナリングによりＵＥに受信される。

ＤＬ搬送波周波数と該当システムの帯域幅はＰＢＣＨが運ぶＭＩＢにより得られる。ＵＬ搬送波周波数及び該当システムの帯域幅は、ＤＬ信号であるシステム情報により得られる。ＭＩＢを受信したＵＥは、該当セルに対して貯蔵された有効システム情報がないと、システム情報ブロックタイプ２（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ２、ＳＩＢ２）が受信されるまで、ＭＩＢ内のＤＬ ＢＷの値をＵＬ帯域幅（ＵＬ ＢＷ）に適用する。例えば、ＵＥはシステム情報ブロックタイプ２（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ２、ＳＩＢ２）を得ることにより、ＳＩＢ２内のＵＬ搬送波周波数及びＵＬ帯域幅情報により自分がＵＬ伝送に使用できる全体ＵＬシステムの帯域を把握することができる。

周波数ドメインにおいて、ＰＳＳ／ＳＳＳ及びＰＢＣＨは実際のシステム帯域幅に関係なく、該当ＯＦＤＭシンボル内でＤＣ副搬送波を中心として左右３つずつ合計６つのＲＢ、即ち、合計７２個の副搬送波内でのみ伝送される。従って、ＵＥはＵＥに設定された下りリンク伝送帯域幅に関係なく、ＳＳ及びＰＢＣＨを検出（ｄｅｔｅｃｔ）又は復号（ｄｅｃｏｄｅ）できるように設定される。

初期セル探索を終了したＵＥは、ｅＮＢへの接続を完了するためにランダムアクセス過程（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行う。このために、ＵＥは物理ランダムアクセスチャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＲＡＣＨ）を介してプリアンブル（ｐｒｅａｍｂｌｅ）を伝送し、ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信する。競合ベースのランダムアクセス（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ）の場合、さらなるＰＲＡＣＨの伝送、またＰＤＣＣＨ及びＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨのような衝突解決手順（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。

上述したような手順を行ったＵＥは、今後一般的な上り／下りリンク信号伝送の手順としてＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨの受信及びＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨの伝送を行うことができる。

ランダムアクセス過程は、ランダムアクセスチャネル（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ、ＲＡＣＨ）過程とも呼ばれる。ランダムアクセス過程は初期アクセス、上りリンク同期調整、リソース割り当て、ハンドオーバーなどの用途に多様に使用される。ランダムアクセス過程は、競合ベース（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ−ｂａｓｅｄ）の過程と専用（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）（即ち、非競合ベース）の過程に分類される。競合ベースのランダムアクセス過程は初期アクセスを含んで一般的に使用され、専用のランダムアクセス過程はハンドオーバーなどに制限的に使用される。競合ベースのランダムアクセス過程において、ＵＥはＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスをランダムに選択する。従って、複数のＵＥが同時に同じＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスを伝送することができ、これにより今後競合解消過程が必要である。反面、専用のランダムアクセス過程において、ＵＥはｅＮＢが該当ＵＥに唯一に割り当てしたＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスを使用する。従って、他のＵＥとの衝突無しにランダムアクセス過程を行うことができる。

競合ベースのランダムアクセス過程は以下の４つの段階を含む。以下、段階１〜４により伝送されるメッセージは各々メッセージ１〜４（Ｍｓｇ１〜Ｍｓｇ４）と呼ばれる。

−段階１：ＲＡＣＨプリアンブル（ｖｉａ ＰＲＡＣＨ）（ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ）

−段階２：ランダムアクセス応答（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｒｅｓｐｏｎｓｅ、ＲＡＲ）（ｖｉａ ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ）（ｅＮＢ ｔｏ ｕｅ）

−段階３：レイヤ２／レイヤ３のメッセージ（ｖｉａ ＰＵＳＣＨ）（ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ）

−段階４：競合解消（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）メッセージ（ｅＮＢ ｔｏ ＵＥ）

専用のランダムアクセス過程は以下の３つの段階を含む。以下、段階０〜２により伝送されるメッセージは各々メッセージ０〜２（Ｍｓｇ０〜Ｍｓｇ２）と呼ばれる。ランダムアクセス過程の一部としてＲＡＲに対応する上りリンク伝送（即ち、段階３）も行われることができる。専用のランダムアクセス過程は、基地局がＲＡＣＨプリアンブル伝送を命令するためのＰＤＣＣＨ（以下、ＰＤＣＣＨオーダー（ｏｒｄｅｒ））を用いてトリガーされることができる。

−段階０：専用シグナリングによるＲＡＣＨプリアンブルの割り当て（ｅＮＢ ｔｏ ＵＥ）

−段階１：ＲＡＣＨプリアンブル（ｖｉａ ＰＲＡＣＨ）（ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ）

−段階２：ランダムアクセス応答（ＲＡＲ）（ｖｉａ ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ）（ｅＮＢ ｔｏ ＵＥ）

ＲＡＣＨプリアンブルの伝送後、ＵＥは所定の時間ウィンドウ内でランダムアクセス応答（ＲＡＲ）受信を試みる。具体的には、ＵＥは時間ウィンドウ内でＲＡ−ＲＮＴＩ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ ＲＮＴＩ）を有するＰＤＣＣＨ（以下、ＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨ）（例えば、ＰＤＣＣＨにおいてＣＲＣがＲＡ−ＲＮＴＩにマスキングされる）の検出を試みる。ＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨの検出時、ＵＥはＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨ内に自分のためのＲＡＲが存在するか否かを確認する。ＲＡＲはＵＬ同期化のためのタイミングオフセット情報を示すタイミングアドバンス（Ｔｉｍｉｎｇ Ａｄｖａｎｃｅ、ＴＡ）情報、ＵＬリソース割り当て情報（ＵＬグラント情報）、臨時端末識別子（例えば、ｔｅｍｐｏｒａｒｙ ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ、ＴＣ−ＲＮＴＩ）などを含む。ＵＥはＲＡＲ内のリソース割り当て情報及びＴＡ値によってＵＬ伝送（例えば、Ｍｓｇ３）を行うことができる。ＲＡＲに対応するＵＬ伝送にはＨＡＲＱが適用される。従って、ＵＥはＭｓｇ３の伝送後、Ｍｓｇ３に対応する受信応答情報（例えば、ＰＨＩＣＨ）を受信できる。

ランダムアクセスプリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルは、物理層において長さＴ_ＣＰのサイクリックプレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）及び長さＴ_ＳＥＱのシーケンス部分で構成される。Ｔ_ＣＰのＴ_ＳＥＱはフレーム構造とランダムアクセス設定に依存する。プリアンブルフォーマットは上位層により制御される。ＰＡＣＨプリアンブルはＵＬサブフレームで伝送される。ランダムアクセスプリアンブルの伝送は、特定の時間及び周波数リソースに制限される（ｒｅｓｔｒｉｃｔ）。かかるリソースをＰＲＡＣＨリソースとし、ＰＲＡＣＨリソースは、インデックス０が無線フレームにおいて低い番号のＰＲＢ及びサブフレームに対応するように、無線フレーム内のサブフレーム番号と、周波数ドメインにおいてＰＲＢの増加順に番号を付ける。ランダムアクセスリソースがＰＲＡＣＨ設定インデックスにより定義される（３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１標準文書を参照）。ＰＲＡＣＨ設定インデックスは（ｅＮＢにより伝送される）上位層の信号により与えられる。

ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ランダムアクセスプリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルのための副搬送波間隔（Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ Ｓｐａｃｉｎｇ）は、プリアンブルフォーマット０〜３の場合、１．２５ｋＨｚであり、プリアンブルフォーマット４の場合、７．５ｋＨｚであると規定される（３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１参照）。

＜ＯＦＤＭニューマロロジー＞

新しいＲＡＴシステムはＯＦＤＭ送信方式又は類似する送信方式を使用する。例えば、新しいＲＡＴシステムはＬＴＥのＯＦＤＭパラメータとは異なるＯＦＤＭパラメータに従う。又は新しいＲＡＴシステムは、既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａのニューマロロジーにそのまま従うが、より大きいシステム帯域幅（例えば、１００ＭＨｚ）を有することができる。又は、１つのセルが複数のニューマロロジーを支援することもできる。即ち、互いに異なるニューマロロジーで動作するＵＥが１つのセル内に共存することができる。

＜サブフレームの構造＞

３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムで用いられる無線フレームは、１０ｍｓ（３０７２００Ｔｓ）の長さを有し、１０個の均等なサイズのサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ、ＳＦ）で構成される。１無線フレーム内の１０個のサブフレームにはそれぞれ番号を与えることができる。ここで、Ｔ_ｓはサンプリング時間を示し、Ｔ_ｓ＝１／（２０４８＊１５ｋＨｚ）で表示される。ＬＴＥ用の基本（ｂａｓｉｃ）時間ユニットはＴ_ｓである。各々のサブフレームは１ｍｓの長さを有し、２個のスロットで構成される。１無線フレーム内において２０個のスロットは０から１９まで順にナンバリングされる。各々のスロットは０．５ｍｓの長さを有する。１サブフレームを送信するための時間は、送信時間間隔（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ、ＴＴＩ）で定義される。時間リソースは無線フレーム番号（或いは無線フレームインデックスともいう）、サブフレーム番号（或いはサブフレーム番号ともいう）、スロット番号（或いはスロットインデックス）などにより区分される。ＴＴＩとは、データがスケジューリング可能な間隔を意味する。例えば、現在のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ＵＬグラント或いはＤＬグランドの送信機会（ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ）は１ｍｓごとに存在し、１ｍｓより短い時間内にＵＬ／ＤＬグラント機会（ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ）が複数存在することはない。従って、既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−ＡシステムにおいてＴＴＩは１ｍｓである。

図４は新しい無線アクセス技術（ｎｅｗ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ＮＲ）において利用可能なスロット構造を例示する図である。

データ送信遅延を最小化するために、第５世代の新しいＲＡＴでは制御チャネルとデータチャネルが時分割多重化（ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＴＤＭ）されるスロットの構造が考えられている。

図４において、斜線領域はＤＣＩを運ぶＤＬ制御チャネル（例えば、ＰＤＣＣＨ）の送信領域を示し、黒色部分はＵＣＩを運ぶＵＬ制御チャネル（例えば、ＰＵＣＣＨ）の送信領域を示す。ここで、ＤＣＩはｇＮＢがＵＥに伝達する制御情報であり、ＤＣＩはＵＥが分かるべきセル設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に関する情報、ＤＬスケジューリングなどのＤＬ固有情報、またＵＬグラントのようなＵＬ固有情報などを含む。またＵＣＩはＵＥがｇＮＢに伝達する制御情報であり、ＵＣＩはＤＬデータに対するＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ報告、ＤＬチャネル状態に対するＣＳＩ報告、またスケジューリング要求（ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ ｒｅｑｕｅｓｔ，ＳＲ）などを含む。

図４において、シンボルインデックス１からシンボルインデックス１２までのシンボル領域は、下りリンクデータを運ぶ物理チャネル（例えば、ＰＤＳＣＨ）の送信、又は上りリンクデータを運ぶ物理チャネル（例えば、ＰＤＣＣＨ）の送信に使用される。図２のスロット構造によると、１つのスロット内においてＤＬ送信とＵＬ送信が順に行われて、ＤＬデータの送信／受信とＤＬデータに対するＵＬ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの受信／送信が１つのスロット内で行われる。結果として、データ送信エラーの発生時にデータの再送信までにかかる時間を短縮させることにより、最終データ伝達の遅延を最小化することができる。

このようなスロット構造では、ｇＮＢ及びＵＥは送信モードから受信モードへの転換過程又は受信モードから送信モードへの転換過程のための時間ギャップ（ｔｉｍｅ ｇａｐ）が必要である。このような送信モードと受信モードの間の転換過程のために、スロット構造においてＤＬからＵＬに転換される時点の一部ＯＦＤＭシンボルがガード期間（ｇｕａｒｄ ｐｅｒｉｏｄ、ＧＰ）に設定される。

既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいては、ＤＬ制御チャネルはデータチャネルとＴＤＭされ、制御チャネルであるＰＤＣＣＨはシステムの全帯域に広がって送信される。しかし、新しいＲＡＴでは、１つのシステムの帯域幅が最小約１００ＭＨｚに達すると予想されるので、制御チャネルを全帯域に拡散して送信することは無理である。ＵＥがデータ送受信のために下りリンク制御チャネル受信のために全帯域をモニタリングすることは、ＵＥのバッテリー消費増大及び効率低下を招く。従って、本発明ではＤＬ制御チャネルをシステム帯域、即ちチャネル帯域内の一部の周波数帯域でローカライズ（ｌｏｃａｌｉｚｅ）して送信するか、或いは分散して送信することができる。

ＮＲシステムにおいて、基本送信ユニット（ｂａｓｉｃ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｕｎｉｔ）はスロットである。スロット区間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）は正規（ｎｏｒｍａｌ）サイクリックプレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ、ＣＰ）を有する１４個のシンボルからなるか、又は拡張ＣＰを有する１２個のシンボルからなる。また、スロットは使用された副搬送波間隔の関数であって、時間でスケーリングされる。即ち、副搬送波間隔が大きくなると、スロットの長さは短くなる。例えば、スロット当たりのシンボル数が１４である場合、１０ｍｓのフレーム内におけるスロット数が１５ｋＨｚの副搬送波間隔について１０個であると、３０ｋＨｚの副搬送波間隔については２０個、６０ｋＨｚの副搬送波間隔については４０個になる。副搬送波間隔が大きくなると、ＯＦＤＭシンボルの長さも短くなる。スロット内におけるＯＦＤＭシンボルの数は、正規ＣＰであるか又は拡張ＣＰであるかによって変化し、副搬送波間隔によっては変化しない。ＬＴＥ用の基本時間ユニットであるＴｓはＬＴＥの基本副搬送波間隔１５ｋＨｚと最大ＦＦＴサイズの２０４８を考慮して、Ｔｓ＝１／（１５０００＊２０４８）秒に定義され、これは１５ｋＨｚの副搬送波間隔に対するサンプリング時間である。ＮＲシステムにおいては、１５ｋＨｚの副搬送波間隔以外に様々な副搬送波間隔を使用でき、副搬送波間隔と該当時間の長さは反比例するので、１５ｋＨｚより大きい副搬送波間隔に対応する実際のサンプリング時間は、Ｔｓ＝１／（１５０００＊２０４８）秒より短くなる。例えば、副搬送波間隔３０ｋＨｚ、６０ｋＨｚ、１２０ｋＨｚに対する実際のサンプリング時間は各々、１／（２＊１５０００＊２０４８）秒、１／（４＊１５０００＊２０４８）秒、１／（８＊１５０００＊２０４８）秒になる。

＜アナログビーム形成（ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）＞

最近論議されている第５世代移動通信システムは広い周波数帯域を用いて多数のユーザに高い送信率を維持しながらデータを送信するために高い超高周波帯域、即ち、６ＧＨｚ以上のミリメートル周波数帯域を用いる案を考慮している。３ＧＰＰではこれをＮＲと称しており、以下本発明ではＮＲシステムと称する。しかし、ミリメートル周波数帯域は非常に高い周波数帯域を用いるため、距離による信号減衰が急激であるという周波数特性を有する。従って、少なくとも６ＧＨｚ以上の帯域を使用するＮＲシステムでは、急激な電波減衰特性を補償するために、信号送信を全方向ではなく特定の方向にエネルギーを集めて送信することにより、急激な電波減衰によるカバレッジ減少の問題を解決する狭ビーム（ｎａｒｒｏｗ ｂｅａｍ）送信技法を使用している。しかし、１つの狭ビームのみでサービスする場合、１つの基地局がサービスを提供する範囲が狭くなるので、基地局は多数の狭ビームを集めて広帯域にサービスを提供する。

ミリメートル周波数帯域、即ち、ミリメートル波長（ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ ｗａｖｅ、ｍｍＷ）では波長が短くなって、同じ面積に多数のアンテナ要素を設けることが可能になる。例えば、１ｃｍ程度の波長を有する３０ＧＨｚ帯域においては５ｂｙ５ｃｍのパネルに０．５λ（波長）間隔で２次元配列形態で合計１００個のアンテナ要素を設けることができる。よって、ｍｍＷでは、多数のアンテナ要素を使用してビーム形成利得を高めてカバレッジを増加させるか、或いは処理量（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）を高めることが考えられる。

ミリメートル周波数帯域において狭ビームを形成する方法として、基地局やＵＥから多数のアンテナに適切な位相差を用いて同じ信号を送信することにより、特定の方向でのみエネルギーが高くなるビーム形成方式が主に考えられている。このようなビーム形成方式には、デジタル基底帯域（ｂａｓｅｂａｎｄ）信号に位相差を形成するデジタルビーム形成、変調されたアナログ信号に時間遅延（即ち、循環遷移）を用いて位相差を形成するアナログビーム形成、デジタルビーム形成とアナログビーム形成を全て利用するハイブリッドビーム形成などがある。アンテナ要素ごとに送信パワー及び位相調節ができるようにトランシーバユニット（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ、ＴＸＲＵ）を有すると、周波数リソースごとに独立したビーム形成が可能になる。しかし、１００個余りの全てのアンテナ要素にＴＸＲＵを設けることは費用面で実効性が乏しい。即ち、ミリメートル周波数帯域は急激な電波減衰特性を補償するために多数のアンテナを使用する必要があり、デジタルビーム形成はアンテナ数ほどのＲＦコンポーネント（例えば、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）、ミキサー（ｍｉｘｅｒ）、電力増幅器（ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、線形増幅器（ｌｉｎｅａｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）など）を必要とするので、ミリメートル周波数帯域においてデジタルビーム形成を具現化するためには通信機器の単価が上がる問題がある。従って、ミリメートル周波数帯域のようにアンテナが多く必要な場合には、アナログビーム形成又はハイブリッドビーム形成方式が考慮される。アナログビーム形成方式は、１つのＴＸＲＵに多数のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相遷移器（ａｎａｌｏｇ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ）でビームの方向を調節する。かかるアナログビーム形成方式は全体の帯域において１つのビーム方向のみを形成するので、周波数選択的ビーム形成（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ、ＢＦ）ができない短所がある。ハイブリッドＢＦはデジタルＢＦとアナログＢＦの中間形態であって、Ｑ個のアンテナ要素より少ない数であるＢ個のＴＸＲＵを有する方式である。ハイブリッドＢＦの場合、Ｂ個のＴＸＲＵとＱ個のアンテナ要素の連結方式によって差はあるが、同時に送信可能なビームの方向はＢ個以下に制限される。

図５はＴＸＲＵとアンテナ要素の連結方式の一例を示す。

図５の（ａ）はＴＸＲＵがサブアレイ（ｓｕｂ−ａｒｒａｙ）に連結された方式を示す。この場合、アンテナ要素は１つのＴＸＲＵのみに連結される。一方、図５の（ｂ）はＴＸＲＵが全てのアンテナ要素に連結される方式を示す。この場合、アンテナ要素は全てのＴＸＲＵに連結される。図５において、Ｗはアナログ位相シフター（ａｎａｌｏｇ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ）により乗じられる位相ベクトルを示す。即ち、Ｗによってアナログビーム形成の方向が決定される。ここで、ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートと複数のＴＸＲＵとのマッピングは１：１又は１：多である。

上述したように、デジタルビーム形成は、送信又は受信デジタルの基底帯域信号に対して信号処理を行うので、多重ビームを用いて同時に複数の方向に信号を送信又は受信できる反面、アナログビーム形成は、送信又は受信アナログ信号を変調した状態でビーム形成を行うので、１つのビームがカバーする範囲を超える複数の方向に信号を同時に送信又は受信することができない。通常、基地局は広帯域送信又は多重アンテナ特性を用いて同時に多数のユーザと通信を行うが、基地局がアナログ又はハイブリッドビーム形成を使用し、１つのビーム方向にアナログビームを形成する場合には、アナログビーム形成の特性上、同じアナログビーム方向内に含まれるユーザとのみ通信が可能である。後述する本発明によるＲＡＣＨリソース割り当て及び基地局のリソース活用案は、アナログビーム形成又はハイブリッドビーム形成の特性により発生する制約事項を反映して提案される。

＜ハイブリッドアナログビーム形成＞

図６は送受信器ユニット（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ、ＴＸＲＵ）及び物理的アンテナの観点でハイブリッドビーム形成の構造を抽象的に示す図である。

複数のアンテナが使用される場合、デジタルビーム形成及びアナログビーム形成を結合したハイブリッドビーム形成技法が考えられている。この時、アナログビーム形成（又はＲＦビーム形成）は、ＲＦユニットがプリコーディング（又は組み合わせ（ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ））を行う動作を意味する。ハイブリッドビーム形成において、基底帯域（ｂａｓｅｂａｎｄ）ユニットとＲＦユニットは各々プリコーティング（又は組み合わせ）を行い、これによりＲＦチェーンの数とＤ／Ａ（又はＡ／Ｄ）コンバーターの数を減らしながらデジタルビーム形成に近接する性能を得られるという長所がある。説明の便宜上、ハイブリッドビーム形成の構造は、Ｎ個のＴＸＲＵとＭ個の物理的アンテナで表すことができる。この時、送信端から伝送するＬ個のデータレイヤに対するデジタルビーム形成は、Ｌ−ｂｙ−Ｌ行列で表され、その後、変換されたＮ個のデジタル信号はＴＸＲＵを介してアナログ信号に変換され、変換された信号に対してＭ−ｂｙ−Ｎ行列で表されるアナログビーム形成が適用される。図６において、デジタルビームの数はＬであり、アナログビームの数はＮである。さらに、ＮＲシステムにおいては、アナログビーム形成をシンボル単位で変更できるように基地局を設計して、特定の地域に位置したＵＥに効率的なビーム形成を支援する方向が考えられている。また、Ｎ個のＴＸＲＵとＭ個のＲＦアンテナを１つのアンテナパネルと定義した時、ＮＲシステムにおいては、互いに独立したハイブリッドビーム形成が適用可能な複数のアンテナパネルを導入する案も考えられている。以上のように基地局が複数のアナログビームを活用する場合、ＵＥごとに信号の受信に有利なアナログビームが異なるので、少なくとも同期信号、システム情報、ページング（ｐａｇｉｎｇ）などについては、特定のスロット又はサブフレームにおいて基地局が適用する複数のアナログビームをシンボルごとに変化させて全てのＵＥが受信機会を有するようにするビームスイーピング（ｂｅａｍ ｓｗｅｅｐｉｎｇ）動作が考えられている。

図７は下りリンクの伝送過程において同期信号とシステム情報に対するビームスイーピング（Ｂｅａｍ ｓｗｅｅｐｉｎｇ）動作を示す図である。図７において、Ｎｅｗ ＲＡＴシステムのシステム情報が放送（Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）される物理的リソース又は物理チャネルをｘＰＢＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ）と称する。この時、１つのシンボル内において互いに異なるアンテナパネルに属するアナログビーム（Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ）が同時に伝送されることができ、アナログビーム（Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ）ごとにチャネルを測定するために、図７に示したように、特定のアンテナパネルに対応する単一のアナログビーム（Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ）のために伝送される参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ；ＲＳ）であるＢｅａｍ ＲＳ（ＢＲＳ）を導入する案が論議されている。ＢＲＳは複数のアンテナポートに対して定義することができ、ＢＲＳの各アンテナポートは単一のアナログビーム（Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ）に対応することができる。この時、ＢＲＳとは異なり、同期信号（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ）又はｘＰＢＣＨは、任意のＵＥがよく受信できるようにアナログビームグループ（Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ Ｇｒｏｕｐ）に含まれた全てのアナログビーム（Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ）のために伝送されることができる。

図８は新しい無線アクセス技術（ｎｅｗ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ＮＲ）システムのセルを例示する図である。

図８を参照すると、ＮＲシステムにおいて、既存のＬＴＥなどの無線通信システムに１つの基地局が１つのセルを形成したこととは異なり、複数のＴＲＰが１つのセルを構成する案が論議されている。複数のＴＲＰが１つのセルを構成すると、ＵＥをサービスするＴＲＰが変わっても中断されず続けて通信が可能であり、ＵＥの移動性管理が容易である。

ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ＰＳＳ／ＳＳＳは全方位的（ｏｍｎｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ）に伝送されることに反して、ｍｍＷａｖｅを適用するｇＮＢがビーム方向を全方位的に変化させながらＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号をビーム形成して伝送する方法が考えられている。このように、ビーム方向を変化させながら信号を伝送／受信することをビームスイーピング（ｂｅａｍ ｓｗｅｅｐｉｎｇ）又はビームスキャニングという。本発明において“ビームスイーピング”は伝送器側の行動であり、“ビームスキャニング”は受信器側の行動を示す。例えば、ｇＮＢが最大Ｎ個のビーム方向を有すると仮定すると、Ｎ個のビーム方向に対して各々ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号を伝送する。即ち、ｇＮＢは自分が有し得る又は支援しようとする方向をスイーピングしながら各々の方向に対してＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの同期信号を伝送する。又はｇＮＢがＮ個のビームを形成できる場合、いくつかのビームを集めて１つのビームグループを構成でき、ビームグループごとにＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨを伝送／受信することができる。この時、１つのビームグループは１つ以上のビームを含む。同じ方向に伝送されるＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号が１つのＳＳブロックと定義されることができ、１つのセル内に複数のＳＳブロックが存在することができる。複数のＳＳブロックが存在する場合、各ＳＳブロックの区分のために、ＳＳブロックインデックスを使用できる。例えば、１つのシステムにおいて１０個のビーム方向にＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが伝送される場合、同方向へのＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが１つのＳＳブロックを構成することができ、該当システムでは１０個のＳＳブロックが存在すると理解できる。本発明において、ビームインデックスはＳＳブロックインデックスと解釈できる。

以下、本発明の実施例による同期信号を生成する方法及び同期信号に含まれたＰＢＣＨをスクランブルする方法について説明する。

なお、本発明の本格的な説明に入る前に、本発明で表現する‘上位ビット’と‘最上位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、左側のビットを意味する。即ち、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、情報ビットが示す値が定数の偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最下位ビット）と同じ意味に解釈できる。

同様に、‘下位ビット’と‘最下位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、右側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、ＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最上位ビット）と同じ意味に解釈できる。

例えば、後述する内容のうち、‘ＳＦＮの上位Ｎ−ｂｉｔ情報を得て（例：Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２）、ＰＢＣＨコンテンツからその他の（１０−Ｎ）ｂｉｔに該当するＳＦＮ情報（例：Ｓ３〜Ｓ９）を得て、合計１０ビットのＳＦＮ情報を構成できる’という表現がある。

これは、情報ビット列の順を最高桁の数を最も右側に位置させる配列、即ち、（Ｓ０ Ｓ１ Ｓ２ Ｓ３…Ｓ９）のように構成された情報ビット列において、‘上位Ｎ−ｂｉｔ’は左側のＮ−ｂｉｔ（例：Ｓ０ Ｓ１ Ｓ２）を意味し、‘その他の（１０−Ｎ）ｂｉｔ’は右側（１０−Ｎ）ｂｉｔ（例：Ｓ３〜Ｓ９）を意味する。これをＬＳＢ及びＭＳＢと表現する場合、（Ｓ９ Ｓ８ Ｓ７…Ｓ１ Ｓ０）の順に表現される情報ビット列において、ＬＳＢ Ｎ−ｂｉｔと表現する場合、ビット列は（例：Ｓ２ Ｓ１ Ｓ０）の順に表現され、その他の‘（１０−Ｎ）ｂｉｔ（例：Ｓ３〜Ｓ９）’をＭＳＢ（１０−Ｎ）ｂｉｔと表現する場合、ビット列は（Ｓ９ Ｓ８ Ｓ７…Ｓ３）の順に表現される。

１．システムフレーム番号、ハーフフレーム境界

ＳＦＮ情報の下位のＮ−ｂｉｔｓはＰＢＣＨペイロードで伝達され、上位のＭ−ｂｉｔはＰＢＣＨスクランブルシーケンスで伝達される。なお、ＳＦＮ情報の上位のＭ−ｂｉｔｓのうち、最上位の１−ｂｉｔはＰＢＣＨ ＤＭＲＳ、ＮＲ−ＳＳＳ或いはＳＳ ｂｌｏｃｋの時間／周波数位置の変化により伝達される。さらに、ハーフ無線フレーム（５ｍｓ）の境界に関する情報は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ或いはＮＲ−ＳＳＳ或いはＳＳブロックの時間／周波数位置の変化により伝達される。

ここで、‘上位ビット’と‘最上位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、左側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、定数の偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最下位のビット）と同じ意味に解釈できる。

また、‘下位ビット’と‘最下位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、右側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、ＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最上位のビット）と同じ意味に解釈できる。

実施例１−１

特定のＳＳブロックに含まれたＮＲ−ＰＢＣＨで伝達するコンテンツが８０ｍｓごとに変更されるとした時、ＮＢ−ＰＢＣＨコンテンツは８０ｍｓ内で変更しない情報を含む。例えば、ＰＢＣＨ ＴＴＩ（８０ｍｓ）の範囲でＰＢＣＨコンテンツに含まれるＳＦＮ情報はいずれも同一であり、このために１０ｂｉｔ ＳＦＮ情報のうち、ＰＢＣＨコンテンツには下位の７ｂｉｔｓの情報が含まれ、フレーム境界（１０ｍｓ）を区分する上位の３ｂｉｔ情報はＰＢＣＨスクランブルシーケンスなどに含まれることができる。

実施例１−２

特定のＳＳブロックに含まれたＮＲ−ＰＢＣＨで伝達するコンテンツが８０ｍｓごとに変更されるとした時、ＮＢ−ＰＢＣＨコンテンツは８０ｍｓ内で変更されない情報を含む。例えば、ＰＢＣＨ ＴＴＩ（８０ｍｓ）の範囲でＰＢＣＨコンテンツに含まれるＳＦＮ情報はいずれも同一であり、このために１０ｂｉｔ ＳＦＮ情報のうち、ＰＢＣＨコンテンツには下位の７ｂｉｔｓ情報が含まれ、フレーム境界（１０ｍｓ）を区分する上位の３ｂｉｔ情報のうち、下位の２ｂｉｔｓ情報はＰＢＣＨ スクランブルシーケンスに含まれ、最上位の１ｂｉｔ情報はＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブルシーケンスなど、ＰＢＣＨチャネルコーディングとは区別される他の信号又はチャネルを使用して伝送する。例えば、ＰＢＣＨチャネルコーディングに関連する部分とは区分される他の信号としては、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを使用でき、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥの位置、ＤＭＲＳシーケンス ｔｏ ＲＥマッピング変更、ＳＳブロック内のシンボル位置の変更、ＳＳブロックの周波数位置の変更などを情報として使用できる。

具体的には、ＤＭＲＳシーケンスが使用される場合、ＤＭＲＳ伝送される２つのＯＦＤＭシンボルの位相差、例えば、Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｄｅ ｃｏｖｅｒを用いる方法が考えられる。また、ＤＭＲＳシーケンスが使用される場合、初期値を変更する方法が考えられる。具体的には、ゴールドシーケンスに使用される２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうちの１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は固定し、他の１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値をｃｅｌｌ−ＩＤ及び他の情報を使用して変更した場合、固定された初期値を使用したｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅに伝送しようとする情報を使用して初期値を変更する方法を導入できる。

より具体的には、１０ｍｓ境界情報を示す１ｂｉｔに従って、既存の固定された初期値（例えば、［１００…０］）にさらに他の初期値（例えば、［０１０…０］）を導入して２０ｍｓの範囲で２つの初期値を１０ｍｓ単位で変更することが考えられる。他の方法としては、１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは固定された初期値をそのまま使用し、他の１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値に伝送しようとする情報を追加する方法が考えられる。

また、ＤＭＲＳ ＲＥの位置を使用する場合、情報によってＤＭＲＳの周波数軸の位置を変更するＶ−ｓｈｉｆｔ方法を適用できる。具体的には、２０ｍｓの範囲において０ｍｓと１０ｍｓの伝送時にＲＥの位置を異なるように配置するが、ＤＭＲＳが４ＲＥごとに配置されるとした時、２ＲＥ単位でシフトする案を導入できる。

また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスがＲＥにマッピングされる方式を変更する方法を適用できる。具体的には、０ｍｓの場合、１番目のＲＥからシーケンスをマッピングし、１０ｍｓの場合、シーケンスに他のマッピング方法を適用するが、例えば、１番目のＲＥにシーケンスを逆にマッピングしたり、１番目のＯＦＤＭシンボルの中間ＲＥからマッピングしたり、２番目のＯＦＤＭシンボルの１番目のＲＥからマッピングしたりするなどの方法を適用できる。また、ＳＳブロック内において、ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨなどの順序配置を他の配置に変更する案も考えられる。例えば、基本的にＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨなどに配置するが、０ｍｓと１０ｍｓで互いに異なる配置方法を適用する。また、ＳＳブロック内でＰＢＣＨデータがマッピングされるＲＥの位置を変更する方法を適用できる。

実施例１−３

ハーフフレーム境界を指示する１ｂｉｔ情報は、ＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブルシーケンスなどのＰＢＣＨチャネルコーディングに関連する部分とは区分される他の信号又はチャネルなどを使用して伝送できる。例えば、ＰＢＣＨチャネルコーディングとは区別される他の信号としては、実施例１−２と同様にＰＢＣＨ ＤＭＲＳを使用でき、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥの位置、ＤＭＲＳシーケンス ｔｏ ＲＥ マッピング変更、ＳＳブロック内のシンボル位置変更、ＳＳブロックの周波数位置変更などを情報として使用できる。特に、これは１０ｍｓの範囲において０ｍｓと５ｍｓの境界に変更される時に適用できる。

さらに、ハーフフレームの境界情報及びＳＦＮ最上位の１ｂｉｔ情報を含む２０ｍｓの範囲で５ｍｓ単位の時間変更情報のために、実施例１−２に提示した方法のように、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥの位置、ＤＭＲＳシーケンス ｔｏ ＲＥ マッピング変更、ＳＳブロック内のシンボル位置変更、ＳＳブロックの周波数位置変更などを情報として使用できる。これは、２０ｍｓの範囲において０、５、１０、１５ｍｓの境界で時間情報が変更される時に適用できる。

実施例１−４

なお、実施例１−４において、‘上位ビット’と‘最上位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における左側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、定数の偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最下位のビット）と同じ意味に解釈できる。

また、‘下位ビット’と‘最下位ビット’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における右側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、ＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最上位のビット）と同じ意味で解釈できる。

１つのＰＢＣＨが合計Ｎ ＲＥｓで構成される時、ＰＢＣＨデータ伝送のために、Ｍ（＜Ｎ）ＲＥｓが割り当てられ、ＱＰＳＫ変調が使用されると、スクランブルシーケンスの長さは２＊Ｍになる。合計Ｌ種類の互いに異なる長さ２＊Ｍのスクランブルシーケンスを形成する方法は、全長Ｌ＊２＊Ｍのシーケンスを生成し、２＊Ｍ単位に区分してＬ個のシーケンスを生成する。スクランブルシーケンスとしては、ＰＮシーケンスを使用でき、ゴールドシーケンス及びＭ ｓｅｑｕｅｎｃｅなどを使用できる。具体的には、長さ３１のゴールドシーケンスを使用できる。ＰＮシーケンスを初期化する値としては、最小限セルＩＤが使用され、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳから得たＳＳブロックのインデックスをさらに使用できる。ＳＳブロックのインデックスからスロット数及びＯＦＤＭシンボルが類推される場合、スロット数／ＯＦＤＭシンボル数が使用されることができる。さらにハーフ無線フレームの境界情報を初期値として使用することもできる。またＳＦＮ情報のうち、一部のビットをコンテンツやスクランブルシーケンスなどのチャネルコーディングとは区別される信号又はチャネルで得られる場合は、該当ＳＦＮ情報はスクランブルシーケンスの初期値として使用できる。

スクランブルシーケンスの長さは、ＳＦＮ情報のうち、スクランブルシーケンスにより伝達されるビットの長さによって決定される。例えば、ＳＦＮ情報のうち、３ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、８種類の状態を表現すべきであるが、このためには、全長８＊２＊Ｍのシーケンスが要求される。同様に、２ｂｉｔ情報が伝達される場合には、全長２＊２＊Ｍのシーケンスが要求される。

ＰＢＣＨコンテンツとＣＲＣを含むビット列は、Ｐｏｌａｒ ｃｏｄｅを使用してエンコーディングされ、長さ５１２の符号化されたビットが生成される。符号化されたビットは、スクランブルシーケンスの長さより短いが、長さ５１２の符号化されたビットを複数回繰り返してスクランブルシーケンスの長さと同じ長さのビット列に形成する。その後、繰り返された復号化ビットをスクランブルシーケンスと乗じ、ＱＰＳＫ変調を行う。変調されたシンボルは長さＭ単位に分割してＰＢＣＨ ＲＥにマッピングする。

例えば、図９を参照すると、ＳＦＮ情報のうち、３ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、１０ｍｓごとにスクランブルシーケンスを変更するために、長さＭ単位の変調されたシンボルシーケンスを１０ｍｓ単位で伝送する。この時、１０ｍｓ単位で伝送される各々の変調されたシンボルは互いに異なる。ＳＳバースト集合の周期が５ｍｓである場合、１０ｍｓの範囲に含まれた２回の５ｍｓ伝送周期の間には同一の変調されたシンボルシーケンスを伝送する。端末がハーフ無線フレーム（５ｍｓ）の境界情報を得られる場合には、１０ｍｓの範囲で２回伝送されたＰＢＣＨの情報を結合でき、８０ｍｓの範囲で１０ｍｓ単位で伝送される８種類のスクランブルシーケンスを分かるために、合計８回のブラインドデコーディングを行う。この時、端末はＰＢＣＨではない他のチャネルのデコーディングを行ってハーフフレーム境界の１ｂｉｔ情報（例えば、Ｃ０）を得る。また端末は、ＰＢＣＨブラインドデコーディングを行ってＳＦＮの上位のＮ−ｂｉｔ情報を得て（例えば、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２）、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎｂｉｔに該当するＳＦＮ情報（例えば、Ｓ３〜Ｓ９）を得て、合計１０ｂｉｔのＳＦＮ情報を構成できる。

さらに他の例として、ＳＦＮ情報のうち３ｂｉｔ情報がスクランブルシーケンスにより伝達され、ハーフフレーム境界情報がＰＢＣＨコンテンツに含まれる場合、１０ｍｓ伝送周期では同一のコンテンツが含まれるが、５ｍｓオフセットのあるＰＢＣＨコンテンツはハーフフレーム境界情報１ｂｉｔが異なるため、５ｍｓごとに異なるコンテンツが伝送される。即ち、ハーフフレーム境界情報１ｂｉｔによって２つのコンテンツが構成され、基地局は２つのコンテンツを各々エンコーディングし、各々についてビット繰り返し、スクランブル、変調などを行う。

端末が５ｍｓ境界情報を得られない場合、５ｍｓごとに伝送される信号の結合を行うことが容易ではなく、その代わりに１０ｍｓごとに行った８回のブラインドデコーディングを５ｍｓオフセットでも同様に行う。即ち、端末は少なくとも８回のブラインドデコーディングを行って、ＳＦＮの上位のＮ−ｂｉｔｓ情報を得（例えば、、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２）、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎ ｂｉｔｓに該当するＳＦＮ情報（例えば、、Ｓ３〜Ｓ９）だけではなく、ハーフ無線フレーム境界の１ｂｉｔ情報（例えば、Ｃ０）を得る。即ち、得られたビット情報を構成して５ｍｓ単位の時間情報を得ることができる。

同様に、ＳＦＮ情報のうち、２ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、２０ｍｓごとにスクランブルシーケンスが変更され、２０ｍｓの範囲に含まれた４回の５ｍｓ伝送周期の間には同一の変調されたシンボルシーケンスを伝送する。端末がハーフフレーム境界情報及びＳＦＮの最上位の１ｂｉｔ情報が得られる場合、２０ｍｓの範囲で受信した４回のＰＢＣＨを結合することができ、２０ｍｓごとに４回のブラインドデコーディングを行う。この時、端末の受信の複雑度はハーフフレーム境界情報及びＳＦＮ最上位ビットの情報を得ることにより増加するが、ＰＢＣＨブラインドデコーディングの複雑度を下げることができ、ＰＢＣＨ結合を最大１６回行うことができるので、検出性能の向上を期待できる。この時、端末はＰＢＣＨではない他のチャネルのデコーディングを行ってハーフフレーム境界の１ｂｉｔ情報（例えば、Ｃ０）及びＳＦＮの最上位の１ｂｉｔ情報（例えば、Ｓ０）を得る。

端末はＰＢＣＨブラインドデコーディングを行って、ＳＦＮの最上位の１ｂｉｔ以後の上位の（Ｎ−１）−ｂｉｔ情報を得て（例えば、Ｓ１、Ｓ２）、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎ ｂｉｔに該当するＳＦＮ情報（例えば、Ｓ３〜Ｓ９）を得る。これにより、ハーフ無線フレームの境界情報（例えば、Ｃ０）及び合計１０ｂｉｔのＳＦＮ情報（Ｓ０〜Ｓ９）を構成でき、このように得た時間情報は５ｍｓ単位を提供する。この時、５ｍｓの範囲で多数のＳＳブロックを伝送できるが、５ｍｓの範囲におけるＳＳブロックの位置は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツから得ることができる。

一方、ＳＦＮ情報のうち、２ビット（例：Ｓ１、Ｓ２）の情報がスクランブルシーケンスにより伝達され、ＳＦＮ情報のうち、最上位の１ビット（例：Ｓ０）の情報とハーフフレーム境界１ビット（例：Ｃ０）は、ＰＢＣＨコンテンツから伝達される場合、２０ｍｓの範囲で５ｍｓごとにＰＢＣＨコンテンツの内容が変更されることにより（例：Ｓ０、Ｃ０）、４つの情報ビット集合が生成され、各情報ビット集合は各情報 ビット集合ごとにチャネルコーディング過程を行う。

さらに他の例として、ＳＦＮ情報１０ビットとハーフフレーム境界情報１ビットをＰＢＣＨコンテンツに含ませることができる。この場合、ＳＦＮ上位３ビット（例：Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２）及びハーフフレーム１ビット（例：Ｃ０）を除いたＰＢＣＨコンテンツは、ＰＢＣＨ ＴＴＩ（例：８０ｍｓ）の間には変更されない。但し、ＳＦＮ上位３ビット（例：Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２）及びハーフフレーム１ビット（例：Ｃ０）情報は、５ｍｓ単位で変更される。これにより、ＰＢＣＨ ＴＴＩ（例：８０ｍｓ）の区間では１６個のＰＢＣＨ情報ビット集合が生成される。

またＰＢＣＨペイロードに含まれた情報ビットにおいて、ＳＦＮ情報の一部ビット（例：Ｓ１、Ｓ２）を除いた情報ビット及びＣＲＣにスクランブルシーケンスが適用される。この時、スクランブルシーケンスとしてはゴールドシーケンスのようなＰＮシーケンスが使用される。またスクランブルシーケンスはセルＩＤにより初期化できる。

なお、スクランブルされるビット数をＭとする時、長さＭ＊Ｎのシーケンスを生成し、シーケンスの要素が重ならないように長さＭのシーケンスをＮ個に分割し、ＳＦＮ情報のうちの一部ビット（例：Ｓ１、Ｓ２）が変更される順序によって、以下のように長さＭのシーケンスをＮ個のシーケンスの各々に対するスクランブルシーケンスとして使用する。

（例示）

−（Ｓ２，Ｓ１）＝（０，０）である時、０〜Ｍ−１のシーケンス列をスクランブルシーケンスとして使用

−（Ｓ２，Ｓ１）＝（０，１）である時、Ｍ〜２Ｍ−１のシーケンス列をスクランブルシーケンスとして使用

−（Ｓ２，Ｓ１）＝（１，０）である時、２Ｍ〜３Ｍ−１のシーケンス列をスクランブルシーケンスとして使用

−（Ｓ２，Ｓ１）＝（１，１）である時、３Ｍ〜４Ｍ−１のシーケンス列をスクランブルシーケンスとして使用

上記によれば、ＰＢＣＨ ＴＴＩ（例：８０ｍｓ）区間で生成される１６個のＰＢＣＨ情報ビット集合のうち、２０ｍｓの範囲で送信される４つのＰＢＣＨ情報ビット集合には同じスクランブルシーケンスが使用され、次の２０ｍｓの範囲で送信される４つのＰＢＣＨ情報ビット集合には以前の２０ｍｓの範囲で送信された４つのＰＢＣＨ情報ビットで使用されたスクランブルシーケンスとは異なるスクランブルシーケンスが使用される。

今後、以上のようにスクランブルシーケンスを使用してスクランブルされた１６個のＰＢＣＨ情報ビット集合の各々にチャネルコーディング（ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ）が行われ、チャネルコーディングにより符号化されたビットに２番目のスクランブルシーケンスが適用される。即ち、１６個のＰＢＣＨ情報ビット集合に上述した方式で１番目のスクランブルシーケンスを適用してスクランブルを行った数、チャネルコーディングが行われ、これにより、得られた符号化されたビットに２番目のスクランブルシーケンスを適用する。この時、２番目のスクランブルシーケンスとしてはゴールドシーケンスのようなＰＮシーケンスが使用され、２番目のスクランブルシーケンスはセルＩＤ及びＰＢＣＨ ＤＭＲＳに伝達されるＳＳブロックインデックス３ビットにより初期化できる。

特定のＳＳブロックインデックスに関連して送信されるＰＢＣＨコンテンツの符号化されたビットには、送信時点によって同じスクランブルシーケンスが使用される。

反面、ハーフフレーム境界情報によって５ｍｓ単位で変更されたスクランブルシーケンスを適用することもできる。例えば、スクランブルされる符号化されたビット数をＫとする時、長さ２＊Ｋのシーケンスを生成し、シーケンスの要素が重ならないように各々長さＫの２つのシーケンスに分割して、各々のハーフフレーム境界情報に適用する。上述した方法によれば、１０ｍｓの区間で送信されるＰＢＣＨをｓｏｆｔ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇする時、干渉（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）をランダムに分散させることにより性能を改善することができる。

一方、２番目のスクランブルシーケンスの候補シーケンスに関する情報がない場合は、ＵＥは候補シーケンスとして可能なスクランブルシーケンスが送信されたと仮定して、複数回のデコーディングを行う。

また、ハーフフレーム境界情報１ビットはＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブルシーケンスなど、ＰＢＣＨチャネルのコーディングに関連する部分とは異なる信号及び／又はチャネルなどを使用して送信できる。

例えば、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを活用してハーフフレーム境界情報１ビットを送信することができ、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥの位置、ＤＭＲＳシーケンスをＲＥにマッピングする方法或いは順序の変更、ＳＳブロック内のＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨのシンボル位置の変更、ＳＳブロックの周波数位置の変更、ＳＳ或いはＰＢＣＨ ＯＦＤＭシンボルの極性の反転などを活用して、ハーフフレーム境界情報１ビットを送信することができる。これに関する詳しい内容については後述する。

ＰＢＣＨデコーディングを行う前に、ＵＥがハーフフレーム境界情報を得る場合、ＵＥは得られたハーフフレーム境界情報に対応するスクランブルシーケンスを使用して、デスクランブル（ｄｅ−ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）を行うことができる。

２．ＳＳブロック時間インデックス

以下、ＳＳブロック時間インデックスを指示する方法についてより詳しく説明する。

ＳＳブロックの時間インデックスのうちの一部は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスにより伝達され、その他のインデックスはＰＢＣＨペイロードで伝達される。この時、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＳＳブロックの時間インデックスは、Ｎ−ｂｉｔｓの情報であり、ＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックの時間インデックスは、Ｍ−ｂｉｔｓの情報である。周波数範囲の最大ＳＳブロックの数をＬ−ｂｉｔｓとした時、Ｌ−ｂｉｔはＭ−ｂｉｔとＮ−ｂｉｔｓの合計である。５ｍｓの範囲で伝達できる合計Ｈ（＝２＾Ｌ）状態をグループＡ、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＮ−ｂｉｔｓが表すＪ（＝２＾Ｎ）状態をグループＢ、ＰＢＣＨペイロードで伝達されるＭ−ｂｉｔｓが表すＩ（＝２＾Ｍ）状態をグループＣとした時、グループＡの状態の数ＨはグループＢの状態の数ＪとグループＣの状態の数Ｃの積で表すことができる。この時、グループＢとグループＣのうちのいずれか１つのグループに属した状態は、０．５ｍｓの範囲内では最大Ｐ個（この時、Ｐは１又は２）を表すことができる。また、本発明に記載されたグループは、説明の便宜のために使用したものであり、様々な形態で表現できる。

なお、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達される状態の数は、３ＧＨｚ以下の周波数範囲では４つ、３ＧＨｚ〜６ＧＨｚの周波数範囲では８つ、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では８つになる。６ＧＨｚ以下の帯域で１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用されるが、この時、１５ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０．５ｍｓの範囲内で最大１つの状態が含まれ、３０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０．５ｍｓの範囲内で最大２つの状態が含まれる。６ＧＨｚ以上の帯域で１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されるが、この時、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０．５ｍｓの範囲内で最大１つの状態が含まれ、２４０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０．５ｍｓの範囲内で最大２つの状態が含まれる。

図１０の（ａ）、（ｂ）は各々１５ｋＨｚ／３０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用する場合と１２０ｋＨｚ／２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用する場合、０．５ｍｓの範囲に含まれるＳＳブロックを示す。図１０に示したように、１５ｋＨｚ副搬送波間隔の場合、０．５ｍｓの範囲には１つ、３０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合は２つ、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合は８つ、２４０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合は１６個のＳＳブロックが含まれる。

１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝送されるインデックスと１：１にマッピングされる。ＰＢＣＨペイロードにはＳＳブロックインデックスを指示するための指示子ビットが含まれるが、６ＧＨｚ以下の帯域ではＳＳブロックインデックスのためのビットとして解釈されず、他の目的の情報として解釈される。例えば、カバレッジ拡張のために使用でき、ＳＳブロックに関連する信号又はリソースの繰り返し回数を伝達するために使用されることもできる。

ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、セルＩＤとＳＳブロックインデックスで初期化される時、１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波の場合、５ｍｓの範囲で伝送されるＳＳブロックインデックスをシーケンスの初期値として使用できる。ここで、ＳＳブロックインデックスはＳＳＢＩＤと同じ意味である。

実施例２−１

副搬送波間隔が１２０ｋＨｚの場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは８個であるが、０．５ｍｓの範囲でＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスが同一であり、ＰＢＣＨペイロードはＳＳブロックインデックスにより変更できる。但し、第１のＳＳブロックグループが伝送される０．５ｍｓの区間におけるＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、第１のＳＳブロックグループの前に伝送される第２のＳＳブロックグループの０．５ｍｓの区間で使用したシーケンスとは区分される、即ち、異なるシーケンスを使用する。また、異なる０．５ｍｓの区間で伝送されるＳＳブロックを区分するために、ＳＳブロックグループのためのＳＳブロックインデックスはＰＢＣＨペイロードで伝達される。

２４０ｋＨｚの場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックインデックスは１６個であるが、０．５ｍｓの範囲でＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは２個であることができる。即ち、ＳＳブロックのうち、前半部の０．５ｍｓ内の８個のＳＳブロックと後半部の０．５ｍｓ内の８個のＳＳブロックに使用されるＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは互いに異なる。前半部及び後半部のＳＳブロックに含まれるＰＢＣＨペイロードでＳＳブロックインデックスを伝達する。

このように一定の時間区間の間にＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスが一定に維持される案を適用する場合、端末が隣接セルの時間情報を確保するために、隣接セルの信号検出を試みる時、検出複雑度が低く検出性能が良好なＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスベースの時間情報伝達方法を適用することにより、０．５ｍｓ或いは０．２５ｍｓ程度の正確性を有する時間情報を得ることができる。これは周波数範囲に関係なく０．２５ｍｓ或いは０．５ｍｓ程度の時間正確性を提供するという長所がある。

実施例２−２

１２０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは８個であるが、０．５ｍｓの範囲でＰＢＣＨペイロードに含まれるＳＳブロックインデックスは同一であり、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスはＳＳブロックインデックスによって変更される。但し、第１のＳＳブロックグループが伝送される０．５ｍｓの区間におけるＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックインデックスは、第１のＳＳブロックグループが伝送される前に伝送される第２のＳＳブロックグループの０．５ｍｓの区間におけるインデックスと区分される、即ち、異なるシーケンスを使用する。

２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは１６個であるが、０．５ｍｓの範囲でＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックインデックスは２種類になることができる。即ち、ＳＳブロックのうち、前半部の０．５ｍｓの区間における８個のＳＳブロックで伝送されるＰＢＣＨペイロードに含まれるＳＳブロックインデックスは同一であり、後半部の０．５ｍｓの区間における８個のＳＳブロックインデックスは前半部のＳＳブロックインデックスと区分される、即ち、異なるインデックスである。この時、前半部及び後半部の各々に含まれるＰＢＣＨ ＤＭＲＳには、ＳＳブロックインデックスによって区分されるシーケンスが使用される。

１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、ＳＳブロックインデックスは２つの経路から得たインデックスを組み合わせて表現される。上述した実施例２−１と実施例２−２の場合、各々以下の［数式１］及び［数式２］のように表すことができる。

［数式１］
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ（ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ／Ｐ）
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｍｏｄ（ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ、Ｐ）

［数式２］
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ＝Ｍｏｄ（ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ、Ｐ）
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ（ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ／Ｐ）
ここで、Ｐは２＾（ＰＢＣＨ ＤＭＲＳで伝達されるビット数）で表される。

以上、説明の便宜のために特定の個数（例えば、４又は８）を使用して説明したが、これは説明の便宜のためのものであり、上述した特定の値に限られない。例えば、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳに伝達される情報ｂｉｔの数によって説明の値が決定され、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳに２ｂｉｔの情報が伝達されると、ＳＳブロックグループは４つのＳＳブロックで構成でき、１５ｋＨｚ／３０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合にも、１２０ｋＨｚ／２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合に説明したＳＳブロックの時間インデックス伝達方式を適用できる。

再度図９を参照して、“１．システムフレーム番号、ハーフフレーム境界”及び“２．ＳＳブロック時間インデックス”で説明した時間情報のビット構成と該当情報の伝達経路の例を整理すると、以下の通りである。

−ＳＦＮ １０ｂｉｔのうちの７ｂｉｔとＳＳブロックグループのインデックス３ｂｉｔは、ＰＢＣＨコンテンツで伝達

−２０ｍｓ境界情報２ｂｉｔ（Ｓ２，Ｓ１）は、ＰＢＣＨスクランブルで伝達

−５ｍｓ境界情報１ｂｉｔ（Ｃ０）と１０ｍｓ境界情報１ｂｉｔ（Ｓ０）は、ＤＭＲＳ ＲＥの位置シフト、ＰＢＣＨが含まれたＯＦＤＭシンボルのＤＭＲＳ間の位相差、ＤＭＲＳシーケンスをＲＥにマッピングする方法の変更、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスの初期値変更などにより伝達

−ＳＳブロックのインデックス指示情報３ビット（Ｂ２，Ｂ１，Ｂ０）はＤＭＲＳシーケンスで伝達

３．ＰＢＣＨコーディングチェーン構成及びＰＢＣＨ ＤＭＲＳ伝送方式

以下、図１１を参照しながら、ＰＢＣＨコーディングチェーン構成とＰＢＣＨ ＤＭＲＳ伝送方式の実施例について説明する。

まず、ＳＳブロックごとにＣＯＲＥＳＥＴ情報、ＳＳブロックグループのインデックスによってＭＩＢ構成が変わる。従って、ＳＳブロックごとにＭＩＢに対するエンコーディングを行い、この時、エンコーディングされたビットのサイズは３４５６ビットである。ポーラーコード出力ビット（Ｐｏｌａｒ ｃｏｄｅ ｏｕｔｐｕｔ ｂｉｔ）が５１２ビットであるので、ポーラーコード出力ビットは６．７５回繰り返される（５１２＊６＋３８４）。

繰り替えされたビットに長さ３４５６のスクランブルシーケンスを乗ずるが、スクランブルシーケンスはセルＩＤとＤＭＲＳで伝達されるＳＳブロックインデックスにより初期化される。また、３４５６ビットのスクランブルシーケンスを８６４ビットずつ４等分し、各々に対してＱＰＳＫ変調を行って、長さ４３２の変調されたシンボル４つの集合を構成する。

２０ｍｓごとに新しく変調されたシンボル集合（Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｓｙｍｂｏｌ ｓｅｔ）が伝送され、２０ｍｓ内で同一の変調されたシンボル集合が最大４回繰り返して伝送される。この時、同様に変調されたシンボル集合が繰り返して伝送される区間において、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳの周波数軸の位置はセルＩＤによって変更される。即ち、０／５／１０／１５ｍｓごとにＤＭＲＳの位置が以下の［数式３］によりシフトされる。

［数式３］
ｖｓｈｉｆｔ＝（ｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌ＋ｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅ）ｍｏｄ４、ｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ３、ｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅ＝ ０，１，２，３

ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、長さ３１のゴールドシーケンスが使用され、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は１つの値に固定し、２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は、以下の［数式４］のようにＳＳブロックインデックスとセルＩＤに基づいて決定される。

［数式４］
ｃ_ｉｎｉｔ＝２^１０＊（ＳＳＢＩＤ＋１）＊（２＊ＣｅｌｌＩＤ＋１）＋ＣｅｌｌＩＤ

もし、ＳＳブロックのコンテンツが同一であると、チャネルコーディングとビットの繰り返しは１つのＳＳブロックに対してのみ行われる。また、スクランブルシーケンスはＳＳブロックごとに異なる値が適用されると仮定すると、スクランブルシーケンスを生成して乗ずる過程からビットを分割（ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）して変調する過程を各ＳＳブロックごとに行う。

以下、ハーフ無線フレーム情報とＳＦＮ最上位の１ｂｉｔが伝達される方式による、基地局の動作及び端末の動作について説明する。以下、説明するＣ０、Ｓ０は各々図９のハーフフレーム境界及びフレーム境界の指示ビットに対応する。

（１）Ｃ０、Ｓ０をＣＲＣで伝達：

この情報は、０，５，１０，１５ｍｓごとに変更される情報であり、合計４つのＣＲＣが形成されて４回のエンコーディングを行った後、各エンコーディングされたビットを２０ｍｓごとに合計４回伝送するという仮定の下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。

また、端末の受信時、０，５，１０，１５ｍｓごとの情報を結合するために、さらにブラインドデコーディングを行う。２０ｍｓごとに受信されるＰＢＣＨのみをブラインドデコーディングする方式では、さらなる複雑性（ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）はないが、５ｍｓごとに伝送される信号を結合できないので、最大の性能を保証できないという短所がある。

（２）Ｃ０、Ｓ０をＰＢＣＨスクランブルで伝達：

１つの情報ビット＋ＣＲＣを使用してエンコーディングを行った後、エンコーディングされたビットを５ｍｓごとに伝送、即ち、合計１６回伝送するという仮定の下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。この方式を使用すると、ブラインドデコーディングの回数が１６回に増加するという問題がある。

（３）Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスで伝達：

長さ１４４のシーケンスにより５ｂｉｔを伝達する方式である。１つの情報＋ＣＲＣを使用してエンコーディングを行うが、これをスクランブルする方式としては以下の２つがある。

１）エンコーディングされたビットを５ｍｓごとに伝送、即ち、合計１６回伝送するという仮定の下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。この場合、５ｍｓごとにスクランブルシーケンスが変わるので、ＰＢＣＨのＩＣＩランダム化が発生する。また、端末はＤＭＲＳシーケンスからＣ０、Ｓ０情報を得るため、０，５，１０，１５ｍｓごとに変更されるスクランブルシーケンス情報を得ることができる。また、ＰＢＣＨデコーディング時にブラインドデコーディングの回数が増加しない。またこの方法は、５ｍｓごとに伝送される信号を結合するため、最大の性能を期待できる。

２）エンコーディングされたビットを２０ｍｓごとに伝送、即ち、合計４回伝送するという仮定の下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。このようにすると、ＩＣＩランダム化が減少する。また、端末のブラインドデコーディングの回数は増加せず、性能向上を期待でき、獲得時間（ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｔｉｍｅ）が向上される。

但し、Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスで伝達する場合、ＤＭＲＳシーケンスに多数のビットを含める必要があるので、検出性能が減少し、ブラインド検出回数が増加する問題がある。これを克服するために、何回も結合しなければならない。

（４）Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳ位置に伝達：

Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスにより伝達することと基本的な内容は同一である。但し、ＤＭＲＳ位置を通じてＣ０、Ｓ０を伝達するためには、セルＩＤに基づいて位置を決定し、０，５，１０，１５ｍｓによって周波数位置を移動する。隣接セルも同じ方式でシフトすることができる。特に、ＤＭＲＳに電力ブーストを行うと、性能がさらに向上する。

４．ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭ−ＲＳ設計

ＤＭＲＳシーケンスは、少なくともセルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックのインデックス及びハーフフレーム境界（ハーフフレーム指示子）を表現でき、セルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックインデックス及びハーフフレーム境界（ハーフフレーム指示子）により初期化されることができる。具体的な初期化の式は、以下の［数式５］（数１）の通りである。

ここで、

はＳＳブロックグループ内のＳＳブロックインデックスであり、

セルＩＤであると、ＨＦは｛０、１｝の値を有するハーフフレーム指示子のインデックスである。

ＱＰＳＫを用いて変調されたＤＭＲＳシーケンス

は、以下の［数式６］（数２）より定義できる。

また、ＤＭＲＳシーケンス生成のための変調タイプとしてＢＰＳＫとＱＰＳＫが考えられる。ＢＰＳＫとＱＰＳＫの検出性能は類似するが、ＱＰＳＫのコーリレイション（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）性能がＢＰＳＫより優れるので、ＱＰＳＫがＤＭＲＳシーケンス生成の変調タイプとしてより適合する。

以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスを構成する方法についてより詳しく説明する。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスとしてはゴールドシーケンスが使用され、２つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同じ長さを構成する多項式で構成されるが、シーケンスの長さが短い場合、１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは短い長さの多項式に振り替えることができる。

実施例３−１

ゴールドシーケンスを構成する２つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同じ長さに構成する。そのうち、１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は固定値であり、他の１つのＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値はセルＩＤ及び時間指示子により初期化される。

例えば、ゴールドシーケンスとしては、ＬＴＥで使用した長さ３１のゴールドシーケンスを使用できる。既存のＬＴＥのＣＲＳは長さ３１のゴールドシーケンスを使用し、５０４種類のセルＩＤと７つのＯＦＤＭシンボル及び２０個のスロットに基づく１４０種類の時間指示子に基づいて初期化して互いに異なるシーケンスを生成する。

６ＧＨｚ以下の帯域では、１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用され、５ｍｓの範囲に含まれるＳＳブロックの数が最大８つであり、２０ｍｓの範囲では最大３２個のＳＳブロックが含まれる。即ち、２０ｍｓの範囲で５ｍｓ境界に関する情報をＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより得る場合、３２個のＳＳブロックを探すことと同様の動作を行う。ＮＲのセルＩＤが１００８で、ＬＴＥ対比２倍増加したが、区分すべきＳＳブロックの数が７０（＝１４０／２）より少ないので、上述したシーケンスを使用できる。

なお、６ＧＨｚ以上の帯域において５ｍｓの範囲でＳＳブロックの最大数は６４個であるが、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳで伝達するＳＳブロックインデックスは最大８であり、これは６ＧＨｚ以下の帯域の最大ＳＳブロックインデックスの数と同一であるので、６ＧＨｚ以上の帯域でも長さ３１のゴールドシーケンスを使用してセルＩＤ及び時間指示子によってシーケンスを生成することができる。

さらに他の方法としては、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスを適用できる。６ＧＨｚ以上の帯域では１２０ｋＨｚの副搬送波間隔及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用されるが、これにより、１０ｍｓに含まれるスロットの数が１５ｋＨｚ副搬送波間隔に比べて、各々８倍（即ち、８０個）及び１６倍（即ち、１６０個）増加する。特に、データＤＭＲＳのシーケンスを１６ｂｉｔのＣ−ＲＮＴＩとスロットインデックスを使用して初期化すると、既存の３１より長い多項式が要求されることができる。かかる要求事項により、Ｌｅｎｇｔｈ−Ｎ（＞３１）ゴールドシーケンスが導入された場合、このシーケンスはＰＢＣＨ ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨスクランブルに使用できる。この場合、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスを適用できる。６ＧＨｚ以下の帯域ではＬｅｎｇｔｈ−３１のゴールドシーケンスを使用し、６ＧＨｚ以上の帯域ではＬｅｎｇｔｈ−Ｎ（＞３１）のゴールドシーケンスを使用できる。この時、初期値は上述した方式と同様に適用できる。

実施例３−２

ゴールドシーケンスを構成する２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同じ長さに構成される。そのうちの１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの時間指示子を用いて初期化し、他の１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は、セルＩＤ又はセルＩＤ及び他の時間指示子を用いて初期化される。例えば、ゴールドシーケンスとしては、ＬＴＥで使用したｌｅｎｇｔｈ−３１のゴールドシーケンスが使用される。既存の固定された初期値が適用されたｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅには、時間指示子を用いて初期化を行う。また他のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅはセルＩＤで初期化する。

他の方法としては、時間指示子のうち、ＳＳブロックインデックスと共にハーフ無線フレーム境界（５ｍｓ）、ＳＦＮ最上位の１ｂｉｔ（１０ｍｓ境界）などがＰＢＣＨ ＤＭＲＳに伝送される場合、ハーフ無線フレーム境界（５ｍｓ）及びＳＦＮ最上位の１ｂｉｔ（１０ｍｓ境界）などは、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで指示され、ＳＳブロックインデックスは２番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで指示される。

上述した実施例３−１のように、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスが導入される場合にも、上述したシーケンスの初期化方法を適用できる。

実施例３−３

互いに異なる長さの多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅでゴールドシーケンスを構成する。多くの指示が要求される情報には長い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅを使用し、少ない指示が要求される情報には相対的に短い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅを使用する。

ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスは、セルＩＤとＳＳブロック指示のような時間情報により生成される。１００８個のセルＩＤとＰ個の時間情報（例えば、ＳＳブロック指示子３ｂｉｔ）を表現するために、２つの互いに異なる長さの多項式を使用できる。例えば、セルＩＤを区分するために、長さ３１の多項式が使用され、時間情報を区分するために、長さ７の多項式が使用される。この時、２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは各々セルＩＤと時間情報により初期化できる。なお、上述した例において、長さ３１の多項式はＬＴＥで使用されたゴールドシーケンスを構成するｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうちの一部であり、長さ７の多項式はＮＲ−ＰＳＳ或いはＮＲ−ＳＳＳシーケンスを構成するために定義された２種類のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうちの１つである。

実施例３−４

短い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅからシーケンスを生成し、長い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで構成されたゴールドシーケンスからシーケンスを生成して、２つのシーケンスを要素ごとに（ｅｌｅｍｅｎｔ ｗｉｓｅ）乗ずる。

以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスとして使用されるシーケンスの初期値の設定方法について説明する。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、セルＩＤ、時間指示子により初期化される。また初期化に使用されるビット列を、ｃ（ｉ）＊２＾ｉ、ｉ＝０，…，３０と表した時、ｃ（０）〜ｃ（９）はセルＩＤにより決定され、ｃ（１０）〜ｃ（３０）はセルＩＤと時間指示子によって決定される。特に、ｃ（１０）〜ｃ（３０）に該当するｂｉｔには、時間指示子の情報のうちの一部が伝達されるが、その情報の属性によって初期化方法が変化する。

実施例４−１

セルＩＤとＳＳブロックインデックスで初期化する時、説明によってｃ（０）〜ｃ（９）はセルＩＤにより決定され、ｃ（１０）〜ｃ（３０）はセルＩＤとＳＳブロックインデックスにより決定される。以下の［数式７］において、ＮＩＤはセルＩＤを示し、ＳＳＢＩＤはＳＳブロックインデックスを示す。

［数式７］
２＾１０＊（ＳＳＢＩＤ＊（２＊ＮＩＤ＋１））＋ＮＩＤ＋１
２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１）＊（２＊ＮＩＤ＋１））＋ＮＩＤ＋１
２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１）＊（２＊ＮＩＤ＋１））＋ＮＩＤ

実施例４−２

実施例４−１に説明した初期化方式に時間指示子を追加する場合、ＳＳブロックが増加する形態で初期値を設定する。５ｍｓの範囲でＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＳＳブロックインデックスの数をＰとした時、ハーフ無線フレームの境界をＤＭＲＳシーケンスで探そうとすると、ＳＳブロックインデックスの数が２倍増加したことと同様の効果で表現できる。またハーフフレームの境界だけではなく、１０ｍｓ境界を探そうとすると、これはＳＳブロックインデックスの数を４倍増加させたことと同様の効果で表現できる。この実施例４−２に対する式は以下の［数式８］の通りである。

［数式８］
２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋Ｐ＊（ｉ））＊（２＊ＮＩＤ＋１））＋ＮＩＤ＋１
２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１＋Ｐ＊（ｉ））＊（２＊ＮＩＤ＋１））＋ＮＩＤ＋１
２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１＋Ｐ＊（ｉ））＊（２＊ＮＩＤ＋１））＋ＮＩＤ
ここで、０，５，１０，１５ｍｓの境界を表現する場合、ｉ＝０，１，２，３であり、ハーフフレームの境界のみを表現する場合、ｉ＝０，１である。

実施例４−３

実施例４−１に説明した初期化方式に時間指示を追加する場合、ＳＳブロックインデックスと区分して表示できる。例えば、ｃ（０）〜ｃ（９）はセルＩＤにより決定され、ｃ（１０）〜ｃ（１３）はＳＳブロックインデックスにより、またｃ（１４）〜ｃ（３０）はハーフフレームの境界、ＳＦＮ情報などのような追加した時間指示子により決定される。この実施例４−３に対する式は以下の［数式９］の通りである。

［数式９］
２＾１３＊（ｉ）＋２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１））＋ＮＩＤ
２＾１３＊（ｉ＋１）＋２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１））＋ＮＩＤ
２＾１３＊（ｉ）＋２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１））＋ＮＩＤ＋１
２＾１３＊（ｉ＋１）＋２＾１０＊（（ＳＳＢＩＤ＋１））＋ＮＩＤ＋１

実施例４−４

周波数範囲により最大ＳＳブロックの数Ｌが決定されるが、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＳＳブロックインデックスの数をＰとした時、ＬがＰより小さいか又は等しい場合、ＳＳブロックインデックスはいずれもＤＭＲＳシーケンスにより伝達され、ＳＳブロックインデックスはＤＭＲＳシーケンスで得たインデックスと同一である。なお、ＬがＰより大きい場合は、ＳＳブロックインデックスはＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるインデックスとＰＢＣＨコンテンツで伝達されるインデックスの組み合わせで構成される。

ＤＭＲＳシーケンスで使用するインデックスをＳＳＢＩＤとし、ＰＢＣＨコンテンツに含まれるインデックスをＳＳＢＧＩＤとした時、以下の３つのケースが考えられる。

（１）Ｃａｓｅ ０：Ｌ＜＝Ｐ

ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ

（２）Ｃａｓｅ １：Ｌ＞Ｐ

ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ

ＳＳＢＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ（ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ／Ｐ）

ＳＳＢＧＩＤ＝Ｍｏｄ（ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ、Ｐ）

（３）Ｃａｓｅ ２：Ｌ＞Ｐ

ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ

ＳＳＢＩＤ＝Ｍｏｄ（ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ、Ｐ）

ＳＳＢＧＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ（ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ／Ｐ）

また、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスを生成するためのＰｅｓｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍシーケンスは、長さ３１のゴールドシーケンスで定義され、長さ

のシーケンス

は以下の［数式１０］（数３）により定義される。

ここで、

であり、

であり、１番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは

の初期値を有し、２番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は

により定義され、この時、

である。

５．ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのパターン設計

ＤＭＲＳの周波数位置に関連して、２つのＤＭＲＳ ＲＥマッピング方法が考えられる。固定されたＲＥマッピング方法は、周波数ドメイン上においてＲＳマッピング領域を固定することであり、可変的ＲＥマッピング方法は、Ｖｓｈｉｆｔ方法を用いてセルＩＤによってＲＳ位置をシフトすることである。可変的ＲＥマッピング方法では干渉をランダム化してさらに性能利得を得ることができるので、可変的ＲＥマッピング方法の方がより好ましい。

可変的ＲＥマッピングについてより詳しく説明すると、ハーフフレーム内に含まれた複素変調シンボル

は［数式１１］（数４）により決められる。

ここで、ｋ、ｌはＳＳブロック内に位置する副搬送波とＯＦＤＭシンボルのインデックスを示し、

はＤＭＲＳシーケンスを示す。なお、

により決定されることもできる。

また、性能向上のために、ＲＳ電力ブースティングが考えられるが、ＲＳ電力ブースティングとＶｓｈｉｆｔが共に使用されると、干渉ＴＲＰ（Ｔｏｔａｌ Ｒａｄｉａｔｅｄ Ｐｏｗｅｒ）からの干渉が減少できる。また、ＲＳ電力ブースティングの検出性能の利得を考える時、ＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥ対参照信号ＥＰＲＥの比は−１．２５ｄＢが好ましい。

以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスのＲＥマッピング方法に対する実施例について説明する。

実施例５−１

ＤＭＲＳのためのシーケンスの長さは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳとして使用されるＲＥの数と変調次数により決定される。

ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＭ個のＲＥが使用され、シーケンスをＢＰＳＫ変調する場合、長さＭのシーケンスを生成する。シーケンスの順でＢＰＳＫ変調を行い、変調されたシンボルはＤＭＲＳ ＲＥにマッピングされる。例えば、２つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが合計１４４個ある場合、１つの初期値を使用して長さ１４４のシーケンスを生成し、ＢＰＳＫ変調した後にＲＥマッピングを行う。

なお、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＭ個のＲＥが使用され、ＱＰＳＫ変調する場合、長さ２＊Ｍのシーケンスを生成する。シーケンス列をｓ（０），…，ｓ（２＊Ｍ−１）とした時、偶数インデックスのシーケンスと奇数インデックスのシーケンスを組み合わせてＱＰＳＫ変調する。例えば、２つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが合計１４４個ある場合、１つの初期値を使用して長さ２８８のシーケンスを生成し、ＱＰＳＫ変調した後に生成された長さ１４４の変調されたシーケンスをＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。

また、１つのＯＦＤＭシンボルでＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＮ個のＲＥが使用され、シーケンスをＢＰＳＫ変調する場合、長さＮのシーケンスを生成する。シーケンスの順でＢＰＳＫ変調を行い、変調されたシンボルはＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。例えば、１つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが合計７２個ある場合、１つの初期値を使用して長さ７２のシーケンスを生成し、ＢＰＳＫ変調した後、ＲＥマッピングを行う。１つ以上のＯＦＤＭシンボルがＰＢＣＨ伝送に使用される場合、各ＯＦＤＭシンボルごとに初期化を行って他のシーケンスを生成することができ、以前のシンボルで生成したシーケンスを同様にマッピングすることもできる。

また、１つのＯＦＤＭシンボルでＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＮ個のＲＥが使用され、シーケンスをＱＰＳＫ変調する場合、長さ２＊Ｎのシーケンスを生成する。シーケンス列をｓ（０），…，ｓ（２＊Ｍ−１）とした時、偶数インデックスのシーケンスと奇数インデックスのシーケンスを組み合わせてＱＰＳＫ変調する。変調されたシンボルはＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。例えば、１つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが合計７２個ある場合、１つの初期値を使用して長さ１４４のシーケンスを生成し、ＱＰＳＫ変調した後、ＲＥマッピングを行う。１つ以上のＯＦＤＭシンボルがＰＢＣＨ伝送に使用される場合、各ＯＦＤＭシンボルごとに初期化を行って他のシーケンスを生成でき、以前のシンボルで生成したシーケンスを同様にマッピングすることもできる。

実施例５−２

同一のシーケンスを他のシンボルにマッピングする場合、循環シフト（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ）を適用できる。例えば、２つのＯＦＤＭシンボルが使用される場合、１番目のＯＦＤＭシンボルの変調されたシーケンス列を順にＲＥにマッピングすると、２番目のＯＦＤＭシンボルには変調されたシーケンス列を変調されたシーケンス列Ｎの１／２に該当するオフセットだけ循環シフトしてＲＥマッピングを行う。ＮＲ−ＰＢＣＨは２４ＲＢを使用し、ＮＲ−ＳＳＳは１２ＲＢを使用する時、ＮＲ−ＳＳＳがＮＲ−ＰＢＣＨと中央の周波数ＲＥを一致させる場合、７番目のＲＢから１８番目のＲＢ位置にＮＲ−ＳＳＳが配置される。ＮＲ−ＳＳＳからチャネルを推定できるが、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳからＳＳブロックインデックスを検出する時は、推定されたチャネルを使用してｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎを試みることができる。このような検出を容易にするために上述した循環シフト方法を適用すると、ＮＲ−ＳＳＳが伝送される中央の１２ＲＢ領域において２つのＯＦＤＭシンボルにかけてＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンス列が伝送されるようにすることと同様の効果が得られる。

実施例５−３

ＳＳブロック指示以外に他の時間指示子が伝送される時、時間指示子によって循環シフト（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ）の値が決定される。

ＯＦＤＭシンボルに同一のシーケンスがマッピングされる場合、各ＯＦＤＭシンボルに同一の循環シフトが適用され、各ＯＦＤＭシンボルごとに異なる循環シフトが適用されることができる。もし、ＰＢＣＨとして使用されるＯＦＤＭシンボルに含まれたＤＭＲＳ ＲＥの全体数に対応してシーケンスが生成される場合、全体シーケンスに循環シフトを適用した後、ＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。循環シフトの他の例として、Ｒｅｖｅｒｓｅ ｍａｐｐｉｎｇが考えられる。例えば、変調されたシーケンス列をｓ（０）、…、ｓ（Ｍ−１）とした時、ｒｅｖｅｒｓｅ ｍａｐｐｉｎｇではｓ（Ｍ−１）、…、ｓ（０）になる。

以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥの周波数位置について説明する。

ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのために使用されるＲＥの周波数位置は特定のパラメータにより変更できる。

実施例６−１

Ｎ個（例えば、Ｎ＝４）のＲＥごとにＤＭＲＳが配置される場合、周波数軸のＲＥの位置のシフトされる最大範囲はＮと設定できる。例えば、Ｎ＊ｍ＋ｖ＿ｓｈｉｆｔ （ｗｈｅｒｅ、ｍ＝０，…，１２ｘＮＲＢ＿ＰＢＣＨ−１、ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝０，…，Ｎ−１）のように表現できる。

実施例６−２

周波数軸シフトのオフセットは少なくともセルＩＤにより決定される。ＰＳＳとＳＳＳから得たセルＩＤを使用してシフトのオフセットが決定される。ＮＲシステムのセルＩＤはＰＳＳから得たＣｅｌｌ＿ＩＤ（１）とＳＳＳから得たＣｅｌｌ＿ＩＤ（２）の組み合わせで構成できるが、セルＩＤはＣｅｌｌ＿ＩＤ（２）＊３＋Ｃｅｌｌ＿ＩＤ（１）のように表示できる。このようにして得たセルＩＤ情報又はそのうちの一部の情報を使用してシフトのオフセットを決定できる。このオフセットを算出する例示は以下の［数式１２］の通りである。

［数式１２］
ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ Ｎ（ここで、ＮはＤＭＲＳの周波数間隔であり、例えば、Ｎを４に設定）
ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ ３（隣接する３つのセル間の干渉ｒａｎｄｏｍｉｚａｔｉｏｎ効果、ＤＭＲＳ周波数間隔は３より大きいことができる。例えば、Ｎは４）
ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ＿ＩＤ（１）（ＰＳＳから得たＣｅｌｌ＿ＩＤ（１）をシフトのオフセット値として使用）

実施例６−３

周波数軸シフトのオフセットは時間情報のうちの一部の値により決定される。例えば、ハーフ無線フレーム境界（５ｍｓ）やＳＦＮの最上位の１−ｂｉｔ情報（１０ｍｓ境界）などによりシフトのオフセット値が決定される。このオフセットを算出する例示は以下の［数式１３］の通りである。

［数式１３］
ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝０、１、２、３（０／５／１０／１５ｍｓごとにＤＭＲＳの位置はシフトされる。ＤＭＲＳの周波数間隔が４である場合、４回のシフト機会がある）
ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝０、１ （０／５ｍｓ境界又は０／１０ｍｓ境界によってシフトされる）
ｖ＿ｓｈｉｆｔ＝０、２ （０／５ｍｓ境界又は０／１０ｍｓ境界によってシフトされる、ＤＭＲＳの周波数間隔が４である場合、最大間隔である２だけシフトする）

実施例６−４

周波数軸シフトのオフセットは、セルＩＤ及び時間情報のうち一部の値により決定される。例えば、実施例６−３及び実施例６−３の組み合わせで構成されることができる。セルＩＤによるシフトであるｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌと時間情報によるシフトであるｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅの組み合わせで構成されるが、この間隔はＤＭＲＳ ＲＥ間隔Ｎのｍｏｄｕｌｏｒで表示される。このオフセットを求める実施例は以下の［数式１４］の通りである。

［数式１４］
ｖｓｈｉｆｔ＝（ｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌ＋ｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅ） ｍｏｄ Ｎ

図１２はＳＳブロック内でＤＭＲＳがマッピングされる例を示す図である。

以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥとＤａｔａ ＲＥの間の電力比について説明する。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ伝送のために使用されるＲＥは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳが含まれたＯＦＤＭシンボルにあるＤａｔａ伝送のためのＲＥの電力対比高い電力で伝送される。

実施例７−１

Ｄａｔａ ＲＥ当たりエネルギー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比率は、周波数帯域ごとに固定された値を使用する。この時、全ての周波数帯域で固定された値を使用でき、特定の周波数帯域で特定の電力比を適用することもできる。即ち、周波数帯域ごとに異なる電力比を適用できる。例えば、ＩＣＩが支配的に作用する６ＧＨｚ以下の帯域では高い電力を使用し、雑音が制限された環境である６ＧＨｚ以上の帯域では同一の電力を使用する。

本発明では説明の便宜上、電力比率を‘Ｄａｔａ ＲＥ当たりエネルギー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比率’と表現したが、他にも様々な方式で表現できる。例えば、以下の通りである。

−ＤＭＲＳ ＲＥ当たりパワー対比Ｄａｔａ ＲＥ当たりパワーの比率

−ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギー対比Ｄａｔａ ＲＥ当たりエネルギーの比率

−Ｄａｔａ ＲＥ当たりパワー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりパワーの比率

−Ｄａｔａ ＲＥ当たりエネルギー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比率

実施例７−２

ＤＭＲＳとして使用されるＲＥの電力はＤａｔａとして使用されるＲＥの電力対比３ｄＢより低い値に設定される。例えば、１２ＲＥのうち３ＲＥをＤＭＲＳとして使用し、９ＲＥをＤａｔａとして使用する場合と４ＲＥ／８ＲＥ（ＤＭＲＳ／Ｄａｔａ）を使用する場合にＰＢＣＨデコーディング性能が類似するとすれば、３ＲＥのＤＭＲＳから４ＲＥを使用した場合と同様の効果を得るためには、３ＲＥ ＤＭＲＳの電力をＲＥごとに約１．３３３４倍向上させ、隣接Ｄａｔａ ＲＥの電力を０．８８８９倍に調整して、ＯＦＤＭシンボルの全体の電力を維持しながらＤＭＲＳの電力を増加させることができる。この時、パワーブーストのレベルは約１．７６ｄＢ（＝１０＊ｌｏｇ（１．３３３４／０．８８８９））になる。

他の例として、３ＲＥ／９ＲＥ（ＤＭＲＳ／Ｄａｔａ）を使用する時、４．８ＲＥ ＤＭＲＳの検出性能と類似する性能を提供する場合、パワーブーストのレベルは約３ｄＢになる（４．１５ＲＥ ＤＭＲＳは約２ｄＢ）。

実施例７−３

ＮＲシステムがＬＴＥシステムに連携してＮｏｎ Ｓｔａｎｄ Ａｌｏｎｅ（ＮＳＡ）動作する場合、ＤａｔａＲＥ当たりエネルギー対比のＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比を指示することができる。

実施例７−４

基地局はＵＥにＮＲシステムで使用されるＰＢＣＨデータＲＥ当たりエネルギー対比のＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギー比を指示する。例えば、初期アクセス段階でＵＥはＰＢＣＨデータＲＥ当たりエネルギー対比のＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比が同一であると仮定して、ＰＢＣＨデータを復調することができる。その後、基地局はＵＥに実際の送信に使用したエネルギー比を指示する。特に、ハンドオーバーのための設定のうち、ターゲットセル（Ｔａｒｇｅｔ ｃｅｌｌ）に対するエネルギー比を指示することができる。

さらに、例えば、サービングセルに対するＰＢＣＨ ＤＭＲＳの送信電力を指示するシステム情報と共に、エネルギー比を指示することができる。指示されたエネルギー比の値のうち、少なくとも１つは０ｄＢを指示し、ＤＭＲＳの送信電力が増加又は減少した場合、これに対する値を含むこともできる。

６．測定結果評価

以下の様々なＳＳブロックの性能測定結果において、ＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために２４個のＲＢを有する２つのＯＦＤＭシンボルが使用されると仮定する。また、ＳＳバースト集合（即ち、１０、２０、４０、８０ｍｓ）は複数の周期を有し、エンコーディングされたビットが８０ｍｓ内に伝送されると仮定する。

（１）変調タイプ

図１３を参照すると、ＢＰＳＫとＱＰＳＫの性能が類似する。従って、どの変調タイプをＤＭＲＳシーケンスのための変調タイプとして使用しても、性能測定の観点では特に差がない。

（２）ＤＭＲＳ ＲＥマッピング

ＤＭＲＳに対するＲＥ送信電力はＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力より約１．７６ｄＢ（＝１０＊ｌｏｇ（１．３３４／０．８８９））高いと仮定する。可変ＲＥマッピングとＤＭＲＳ電力ブーストを共に使用すると、他のセルの干渉が減少する。なお、ＲＳ電力ブーストを適用した性能はＲＳパワーブーストがない場合より２〜３ｄＢの利得を有する。

なお、ＲＳ電力ブーストにＶＳｈｉｆｔを適用した実験観察結果について、図１４及び図１５を参照しながら説明する。ＤＭＲＳ ＲＥの周波数軸の位置をセルＩＤによって変更するＶＳｈｉｆｔを導入すると、多重セル環境で伝送されるＰＤＣＨ ＤＭＲＳを２回の周期の間に受信し、２つのＰＢＣＨを結合すると、ＩＣＩランダム化によって検出性能を改善する効果があり、ＶＳｈｉｆｔを適用した場合、検出性能が大きく向上する。

７．ハーフフレームインデックス指示及び信号設計

一方、上述したような時間インデックス指示方法以外に、他の時間インデックス指示方法なども考えられるが、以下では、特にハーフフレームインデックスを効果的に指示するための様々な実施例について説明する。

５ｍｓの区間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）に含まれたＳＳブロックは５ｍｓ、１０ｍｓ、２０ｍ、４０ｍ、８０ｍｓ、１６０ｍｓなどの周期を有して送信される。また、初期アクセス段階のＵＥは５ｍｓより長い周期（例：１０ｍｓ，２０ｍｓなど）でＳＳブロックが送信されると仮定して信号検出を行う。特に、ＮＲシステムにおいて初期アクセス段階のＵＥはＳＳブロックが２０ｍｓ周期で送信されると仮定して信号検出を行う。

ところが、もし基地局が５ｍｓ周期でＳＳブロックを送信し、ＵＥが２０ｍｓ周期でＳＳブロックを検出すると、ＵＥはＳＳブロックが前半部のハーフフレーム（ｆｉｒｓｔ ｈａｌｆ ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）で送信されることもでき、後半部のハーフフレーム（ｓｅｃｏｎｄ ｈａｌｆ ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）で送信されることもできることを考慮する必要がある。即ち、ＵＥはＳＳブロックが前半部のハーフフレームで受信されるか、又は後半部のハーフフレームで受信されるかに関して正確に仮定することができない。従って、基地局はＳＳブロックが前半部のハーフフレームで送信されるか、又は後半部のハーフフレームで送信されるかをＵＥに正確に伝達するための方法を以下のように考えることができる。

（１）明示的な指示（Ｅｘｐｌｉｃｉｔ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）：

−５ｍｓ周期でＰＢＣＨコンテンツを変更。この場合、ＵＥは受信したＳＳブロックをデコーディングしてハーフフレーム時間情報を得ることができる。

（２）暗黙的な指示（Ｉｍｐｌｉｃｉｔ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）：

−５ｍｓ周期でＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスを変更

−５ｍｓ周期でＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスマッピング方法を変更

−５ｍｓ周期でＰＢＣＨを送信するＯＦＤＭシンボルの位相（ｐｈａｓｅ）を変更

−５ｍｓ周期でＰＢＣＨコンテンツの符号化されたビット（ｅｎｃｏｄｅｄ ｂｉｔ）に互いに異なるスクランブルシーケンス（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を適用

ここで、上述した方法を互いに組み合わせて使用することもでき、上記方法を様々に変更することもできる。ＵＥが初期アクセス状態であるか、ＩＤＬＥモードであるかなどのＵＥの状態又は隣接セル（ｉｎｔｅｒ−ｃｅｌｌ）／他のＲＡＴ（ｉｎｔｅｒ−ＲＡＴ）へのハンドオーバー（Ｈａｎｄｏｖｅｒ）などの現在のＵＥが時間情報を受信する状況によって、ハーフフレーム時間情報を伝達するための様々な方法が考えられる。

以下、ハーフフレーム時間情報を得る時の複雑度を減らすための方法について説明する。

実施例８−１

初期アクセス段階のＵＥは、１０ｍｓ時間範囲で前半部のハーフフレーム又は後半部のハーフフレームのうちの１つの固定した位置にＳＳブロックが送信されると仮定して、ＳＳブロックの信号検出を試みる。即ち、ＵＥはＳＦＮ、ＳＳブロックインデックスなどの時間情報をＳＳブロックに含まれた信号及びチャネルなどに含まれたシーケンス検出或いはデータのデコーディングなどの過程を行って取得し、ハーフフレーム情報は無線フレーム内でＳＳブロックが送信されると定義されたスロット、ＯＦＤＭシンボルの位置から得る。

上述した方法の具体的な例として、以下では、上述した時間情報を得る案として、５ｍｓ周期でＳＳブロックが送信される時、初期アクセスを行うＵＥが特定のハーフフレームで送信されるＳＳブロックのみを検出し、他のハーフフレームで送信されるＳＳブロックは検出できないようにする方法及び端末動作について説明する。

このために、２つの異なる形態のＳＳブロックを構成する。本発明では説明の便宜のために、２つの異なる形態のＳＳブロックを第１形態のＳＳブロック及び第２形態のＳＳブロックとする。ネットワークは第１形態のＳＳブロックを構成し、第１形態のＳＳブロックを構成するＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの位相、シンボル位置、シーケンス類型、シンボルマッピング規則（ｓｙｍｂｏｌ ｍａｐｐｉｎｇ ｒｕｌｅ）及び送信電力などを変形した形態の第２形態のＳＳブロックを構成する。

その後、基地局は前半部のハーフフレームでは第１形態のＳＳブロックを送信し、後半部のハーフフレームでは第２形態のＳＳブロックを送信する。

この時、初期アクセスを行うＵＥは、第１形態のＳＳブロックが基地局から送信されたと仮定して、同期信号検出及びＰＢＣＨデコーディングを試みる。また同期信号検出及びＰＢＣＨデコーディングに成功した場合は、ＵＥは該当地点を前半部のハーフフレームに属するスロット及びＯＦＤＭシンボルであると仮定する。

実施例８−２

上述した実施例８−１の具体的な方法として、ＳＳブロックを構成するＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨがマッピングされるシンボルのうち、一部シンボルの位相を変更してハーフフレーム境界情報を得る方法について説明する。

即ち、ＳＳブロックを構成するＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨの位相変化によりＳＦＮ、ハーフフレーム、ＳＳブロックインデックスなどの時間情報を伝達でき、特にハーフフレームの時間情報を伝達するために使用できる。

この時、ＳＳブロックに含まれたＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨは同じアンテナポートを使用すると仮定する。

具体的には、ＰＳＳ／ＳＳＳを含むＯＦＤＭシンボルとＰＢＣＨを含むＯＦＤＭシンボルの位相を送信周期によって変更できる。この時、位相が変更される送信周期は５ｍｓである。

図１６を参照すると、５ｍｓ周期でＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＰＢＣＨを含むＯＦＤＭシンボルに各々（＋１，＋１，＋１，＋１）の位相を印加するか、又は（＋１，−１，＋１，−１）の位相を印加することができる。他の方法としては、ＰＳＳ／ＳＳＳを含むＯＦＤＭシンボルの極性を反転する方法がある。即ち、ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨを含むＯＦＤＭシンボルの極性を各々（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）とする時、（＋１，＋１，＋１，＋１）と（−１，＋１，−１，＋１）などでＰＢＣＨの極性を反転（Ｐｏｌａｒｉｔｙ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）することができる。また、ＰＳＳ或いはＳＳＳを含むＯＦＤＭシンボルのうちの一部のＯＦＤＭシンボルの極性を（＋１，＋１，＋１，＋１）及び（＋１，＋１，−１，＋１）のように反転するか、又は（＋１，＋１，＋１，＋１）及び（−１，＋１，＋１，＋１）のように反転することもできる。

一方、上記例示をより具体化して２０ｍｓ間隔の周期で位相を変更する方法も考えられる。即ち、図１６を参照すると、１番目の５ｍｓ周期の位相を（＋１，＋１，＋１，＋１）で送信し、２番目の５ｍｓ周期の位相を（＋１，−１，＋１，−１）で送信し、３番目の５ｍｓ周期の位相を（＋１，−１，−１，−１）で送信し、４番目の５ｍｓ周期の位相を（−１，−１，−１，−１）で送信することもできる。上述した方法で５ｍｓの周期、即ち、ハーフフレームの境界情報を得ることができ、２０ｍｓの間隔の周期で位相が変更されるので、ＳＦＮの情報を得ることもできる。但し、ＳＦＮの情報を得るために、２０ｍｓ間隔の周期で、１番目の１０ｍｓでは（＋１，＋１，＋１，＋１）で送信し、２番目の１０ｍｓでは（＋１，−１，＋１，−１）で送信することもできる。

なお、２０ｍｓ間隔の周期を区分するために、ＳＳブロックに含まれたＰＳＳとＳＳＳの位相のみを変更することもできる。例えば、１番目の５ｍｓ周期の位相を（＋１，＋１，＋１，＋１）で送信し、２番目の５ｍｓ周期から４番目の５ｍｓ周期の位相を（−１、＋１、−１、＋１）で送信することができる。即ち、１番目の５ｍｓ周期のＰＳＳ／ＳＳＳ位相と残りの５ｍｓ周期のＰＳＳ／ＳＳＳ位相を変更して送信することにより、２０ｍｓ周期を区分することができる。

この時、２番目の５ｍｓ周期から４番目の５ｍｓ周期で送信されるＳＳブロックは、ＰＳＳ／ＳＳＳの位相が変更されてＵＥにより検出されないこともできる。

一方、送信される位相の極性反転と共に位相変化も考えることができる。例えば、（＋１，＋１，＋１，＋１）及び（＋１，＋ｊ，＋１，＋ｊ）に区分してＳＳブロックを５ｍｓ周期で送信することができ、（＋１，＋１，＋１，＋１）及び（＋１，−ｊ，＋１，−ｊ）に区分してＳＳブロックを５ｍｓ周期で送信することもできる。

ハーフフレームの時間情報は、ＰＢＣＨシンボルの位相変化により得られ、ＰＢＣＨスクランブルシーケンスの決定に使用できる。即ち、基地局は５ｍｓごとに、ＳＳＳシンボルとＰＢＣＨシンボルの間の位相を変化してＳＳブロックを構成して送信する。言い換えれば、基地局は特定周期内でＳＳブロックが送信される位置によって、ＳＳブロックのＰＢＣＨとＳＳＳが送信されるシンボルの位相を変更できるが、この時、位相が変わるシンボルは、ＳＳブロックが送信可能な全ての候補ＳＳブロックに対応するＳＳＳ及びＰＢＣＨのシンボル位相ではなく、基地局が実際に送信するＳＳブロックに対応するＳＳＳ及びＰＢＣＨのシンボル位相を変更することができる。

言い換えれば、５ｍｓのハーフフレーム内に含まれた候補ＳＳブロックに対応するが、実際にＳＳブロックが送信されない候補ＳＳブロックのＳＳＳ及びＰＢＣＨに対応するシンボルの位相は変わらないことができる。

以下、この具体的な案について説明する。

（案１）ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ内の１ビットをハーフフレームを指示するための指示子として使用できる。また、ＰＢＣＨスクランブルシーケンスはハーフフレームタイミングのための指示子により初期化できる。この時、ＳＦＮのＭＳＢ［７〜１０］ビットは、ＰＢＣＨコンテンツにより明示的に指示でき、ＳＦＮのＬＢＳ［３］ビットはＰＢＣＨスクランブルシーケンスのために使用されることができる。

（案２）ハーフフレームタイミングのための１ビットはＰＢＣＨにより指示される。また、ＰＢＣＨスクランブルシーケンスはハーフフレームタイミングのための指示子によって初期化できる。この時、ＰＢＣＨシンボルとＳＳＳシンボルの間の位相差が発生することができ、ＳＦＮのＭＳＢ［７〜１０］ビットはＰＢＣＨコンテンツにより明示的に指示でき、ＳＦＮのＬＢＳ［３］ビットはＰＢＣＨスクランブルシーケンスのために使用されることができる。

（案３）ハーフフレームタイミングのための１ビットはＰＢＣＨにより指示される。この時、ＰＢＣＨシンボルとＳＳＳシンボルの間に位相差が発生することができ、ＳＦＮのＭＳＢ［７〜１０］ビットはＰＢＣＨコンテンツにより明示的に指示でき、ＳＦＮのＬＢＳ［３］ビットはＰＢＣＨスクランブルシーケンスのために使用されることができる。

実施例８−３

測定及びハンドオーバーを行うＵＥに、基地局は実際に送信されるＳＳブロックの送信周期を指示する。これは測定関連の時間情報に含まれた測定周期情報と共に、さらに伝達されることができ、また測定周期に関する情報をＳＳブロックの送信周期情報と見なして、それに基づいて測定及びハンドオーバーを行うことができる。またハンドオーバー命令にはセル情報、ＳＩＢ ０、１、２などのようなターゲットセル（Ｔａｒｇｅｔ ｃｅｌｌ）に関連するシステム情報が含まれる。なお、ＮＲシステムでは、設定時に論議の便宜のために、ＬＴＥで定義するＳＩＢ ０，１，２などの情報を含む新しいシステム情報をＲＭＳＩ（Ｒｅｍａｉｎｉｎｇ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）と表現する。

上述したＲＭＳＩには、ターゲットセルで実際の送信に使用するＳＳブロックの位置及び送信周期に関する情報が含まれる。また、ハンドオーバーのためにはターゲットセルだけではなく、ハンドオーバーの候補になり得るセルに対するＳＳブロック送信周期情報がさらにＵＥに伝達される必要がある。従って、候補セルに対するＳＳブロック送信周期に関する情報がハンドオーバー命令と区分されたシステム情報と定義されてＵＥに伝達されることができる。

この時のＵＥの動作は、５ｍｓより長いＳＳブロックの送信周期が指示された場合、ＵＥは第１形態のＳＳブロックを使用して隣接セルの同期信号検索及び時間情報、即ち、ＳＳブロックインデックスを得る。もし５ｍｓの送信周期が指示された場合、ＵＥは第１形態のＳＳブロック及び第２形態のＳＳブロックを使用して隣接セルの同期信号検索及び時間情報を得る。

なお、ＵＥの受信の複雑度を減らすための案として、ＵＥは第１形態のＳＳブロックを使用して１０ｍｓ周期のＳＳブロックを検索し、第１形態のＳＳブロックを検出した後に、１０ｍｓの範囲内で検出された第１形態のＳＳブロックを基準として５ｍｓ程度のオフセットを有する時間位置でＵＥは第２形態のＳＳブロックを使用して同期信号の検出及び時間情報を得ようとする。また、上述した方法によりハンドオーバーを行うＵＥは、ターゲットセル／候補セル／ターゲットＲＡＴなどで使用する時間情報を得ることができる。

上述した実施例８−２について整理すると、測定を行うための周期がＵＥに伝達される時、ＳＳブロックが実際に送信される周期もＵＥに指示される。この時、測定のための設定は、ＵＥの観点で測定を行うために与えられる周期であり、これは実際の基地局が送信するＳＳブロック送信周期より長く設定されることもでき、これはＵＥがハンドオーバー前に隣接セルのＰＢＣＨをデコーディングする時、実際のＳＳブロックが送信される周期に合わせてデコーディングできるようにし、デコーディングの回数を減らしてＵＥのバッテリー消費を抑えることができる。

実施例８−４

チャネル／信号の構成、リソース設定方式、シーケンスマッピング方式などは、基地局の時間情報の仮定やＵＥの状態によって変更される。

時間情報はＳＦＮ、スロット、ＯＦＤＭシンボル番号などで構成されるが、Ｍ時間の範囲でサブフレーム番号、スロット番号などがインデクシングされ、Ｍより小さいＮ時間範囲でサブフレーム番号、スロット番号などがインデクシングされる。ここで、Ｍ＝１０ｍｓであり、Ｎ＝５ｍｓであり、基地局が時間情報の仮定、ＵＥの接続状態などのような条件によって互いに異なる時間範囲で定義された時間インデックスが適用される。

以下、具体的な実施案について説明する。

（案１）同期ネットワークであるか又は非同期ネットワークであるかを知らせる指示子である同期指示子、又はＵＥの接続状態が初期アクセス（Ｉｎｉｔｉａｌ Ａｃｃｅｓｓ）、ハンドオーバー、ＩＤＬＥ／ＣＯＮＮＥＣＴＥＤモードであるかなどによって、時間情報、チャネル／信号構成、リソース設定方式などが変更される。この時、同期指示子は基地局からＵＥに伝達される。

（案２）ＤＭＲＳ、ＣＳＩ−ＲＳ、ＳＲＳなどの参照信号にマッピングされるシーケンス或いはＰＤＳＣＨ／ＰＵＳＣＨなどのようなデータビットのスクランブルシーケンスなどがスロット番号又はＯＦＤＭシンボル番号などのような１０ｍｓの範囲内の時間情報によってシーケンスが変更されるか、又は５ｍｓ周期で変更される。即ち、ＣＳＩ−ＲＳリソース、リソースなどが１０ｍｓの範囲内で無線フレームの範囲、前半部のハーフフレームの範囲又は後半部のハーフフレームの範囲に基づいて構成され、５ｍｓ周期でハーフフレームに基づいて構成されることができる。

（案３）帯域幅部分（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ）によってチャネル／信号の構成、リソース設定方式及びシーケンスマッピング方式が変更される。初期アクセスに使用される帯域幅部分内で、ブロードキャストされるシステム情報（Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ＳＩ）、ＲＡＣＨ Ｍｓｇ２／３／４及びページング（Ｐａｇｉｎｇ）などを伝達するためのＰＤＳＣＨ／ＰＵＳＣＨのようにデータチャネル、ＰＤＣＣＨ／ＰＵＳＣＨのような制御チャネル、ＤＭＲＳ／ＣＲＳ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＰＴＲＳなどのような参照信号は、Ｎ時間範囲内で構成し、Ｎ時間単位で繰り返して送信されることができる。反面、ＲＲＣ接続状態で設定される帯域幅部分では、Ｍ時間範囲でデータチャネル、制御チャネル及び参照信号を構成し、Ｍ時間単位で繰り返して送信されることができる。

（案４）ハンドオーバーで使用されるリソースであるＰＲＡＣＨプリアンブル、Ｍｓｇ２などはＭ時間範囲及びＮ時間範囲で構成できる。ここで、説明の便宜上、Ｍ＝１０ｍｓであり、Ｎ＝５ｍｓであると仮定する。

もし同期ネットワークによりＵＥに指示される場合、ＵＥは同じ周波数帯域のセルで送信される信号が所定の範囲（例えば、１ｍｓ）の誤差内で受信されたと仮定して、サービングセルから得た５ｍｓ時間情報はサービングセルだけではなく隣接セルでも同様に適用できると仮定する。

かかる仮定では、Ｍ時間範囲で構成されたリソースを活用できる。即ち、基地局から特に指示子の送信がなくても、同期ネットワークにより仮定できる環境では、Ｍ時間範囲で構成されたリソースを使用できる。一方、非同期ネットワーク（Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｎｅｔｗｏｒｋ）によりＵＥに指示される場合、又は非同期ネットワークにより仮定する環境では、Ｎ時間範囲で構成されたリソースを使用できる。

（案５）同期ネットワークによりＵＥに指示される場合、ＵＥは同じ周波数帯域のセルで送信される信号が所定の範囲（例えば、１ｍｓ）の誤差内で受信されたと仮定して、サービングセルから得た５ｍｓ時間情報はサービングセルだけではなく隣接セルでも同様に適用できると仮定する。

図１７は本発明を行う送信装置１０及び受信装置２０の構成要素を示すブロック図である。

送信装置１０及び受信装置２０は、情報及び／又はデータ、信号、メッセージなどを運ぶ無線信号を送受信可能なＲＦ（ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）ユニット１３，２３、無線通信システム内の通信に関連する各種情報を貯蔵するメモリ１２，２２、及び上記ＲＦユニット１３，２３及びメモリ１２，２２などの構成要素と動作的に連結され、上記構成要素を制御して該当装置が前述した本発明の実施例のうちのいずれか１つを行うようにメモリ１２，２２及び／又はＲＦユニット１３，２３を制御するプロセッサ１１，２１を含む。

メモリ１２，２２はプロセッサ１１，２１の処理及び制御のためのプログラムを貯蔵し、入出力される情報を臨時貯蔵する。メモリ１２，２２はバッファーとしても活用できる。

通常、プロセッサ１１，２１は、送信装置又は受信装置内の各種モジュールの全般的な動作を制御する。特に、プロセッサ１１，２１は本発明を行うための各種制御機能を行う。プロセッサ１１，２１はコントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、マイクロコンピューターなどとも呼ばれる。プロセッサ１１，２１は、ハードウェア又はファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェア又はこれらの結合により具現化される。ハードウェアを用いて本発明を具現化する場合、本発明を行うように構成されたＡＳＩＣｓ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙｓ）などがプロセッサ１１，２１に備えられる。なお、ファームウェアやソフトウェアによる具現化の場合、本発明の一実施例は、前述した機能又は動作を行うモジュール、手続、関数などを含むようにファームウェアやソフトウェアが構成され、本発明を行えるように構成されたファームウェアやソフトウェアは、プロセッサ１１，２１内に備えられるか、メモリ１２，２２に貯蔵されてプロセッサ１１，２１によって駆動することができる。

送信装置１０のプロセッサ１１は、プロセッサ１１又は該プロセッサ１１に連結されたスケジューラからスケジュールされて外部に送信される信号及び／又はデータに対して所定の符号化（ｃｏｄｉｎｇ）及び変調（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行った後、ＲＦユニット１３に送信する。例えば、プロセッサ１１は、送信しようとするデータ列を逆多重化及びチャネル符号化、スクランブル、変調過程などによりＫ個のレイヤに変換する。符号化されたデータ列はコードワードとも称され、ＭＡＣ層が提供するデータブロックであるトランスポートブロックと等価である。１トランスポートブロック（ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｂｌｏｃｋ、ＴＢ）は１コードワードに符号化され、各コードワードは１つ以上のレイヤ形態で受信装置に送信される。周波数上り変換のためにＲＦユニット１３はオシレータ（ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を含むことができる。ＲＦユニット１３はＮ_t個（N_t は１以上の正の整数）の送信アンテナを含むことができる。

受信装置２０の信号処理過程は送信装置１０の信号処理過程の逆に構成される。プロセッサ２１の制御下で、受信装置２０のＲＦユニット２３は送信装置１０により送信された無線信号を受信する。ＲＦユニット２３はN_r個の受信アンテナを含み、ＲＦユニット２３は受信アンテナにより受信された信号を各々周波数下り変換して（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｗｎ−ｃｏｎｖｅｒｔ）基底帯域信号に復元する。ＲＦユニット２３は周波数下り変換のためにオシレータを含むことができる。プロセッサ２１は受信アンテナにより受信された無線信号に対する復号（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）及び復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行って、送信装置１０が元来送信しようとするデータを復元することができる。

ＲＦユニット１３、２３は１つ以上のアンテナを備える。アンテナは、プロセッサ１１、２１の制御下で本発明の一実施例によって、ＲＦユニット１３、２３により処理された信号を外部に送信するか、又は外部から無線信号を受信してＲＦユニット１３、２３に伝達する機能を行う。アンテナはアンテナポートとも呼ばれる。各アンテナは１つの物理アンテナに該当するか、又は１つより多い物理アンテナ要素の組み合わせにより構成される。各アンテナから送信された信号は受信装置２０によりそれ以上には分解されない。該当アンテナに対応して送信された参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＲＳ）は、受信装置２０の観点で本アンテナを定義し、チャネルが一物理アンテナからの単一（ｓｉｎｇｌｅ）無線チャネルであるか或いはアンテナを含む複数の物理アンテナ要素からの合成（ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ）チャネルであるかに関係なく、受信装置２０をしてアンテナに対するチャネル推定を可能にする。即ち、アンテナはアンテナ上のシンボルを伝達するチャネルが同じアンテナ上の他のシンボルが伝達されるチャネルから導き出されるように定義される。複数のアンテナを用いてデータを送受信する多重入出力（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ、ＭＩＭＯ）機能を支援するＲＦユニットの場合、２つ以上のアンテナに連結されることができる。

本発明においてＲＦユニット１３、２３は受信ビーム形成と送信ビーム形成を支援する。例えば、本発明において、ＲＦユニット１３，２３は図５乃至図８に例示された機能を行うように構成される。また本発明において、ＲＦユニット１３、２３はトランシーバとも呼ばれる。

本発明の実施例において、ＵＥは上りリンクでは送信装置１０として動作し、下りリンクでは受信装置２０として動作する。本発明の実施例において、ｅＮＢは上りリンクでは受信装置２０として動作し、下りリンクでは送信装置１０として動作する。以下、ＵＥに備えられたプロセッサ、ＲＦユニット及びメモリをＵＥプロセッサ、ＵＥ ＲＦユニット及びＵＥメモリと称し、ｇＮＢに備えられたプロセッサ、ＲＦユニット及びメモリをｇＮＢプロセッサ、ｇＮＢ ＲＦユニット及びｇＮＢメモリと各々称する。

本発明のｇＮＢプロセッサは、ＰＢＣＨが送信されるフレーム及びハーフフレームを指示するビットを含むＰＢＣＨペイロードを生成して、フレームを指示するビットのうち、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットを用いてスクランブルシーケンスを生成し、それに基づいてＰＢＣＨペイロードに含まれたビットをスクランブルする。この時、フレームを指示するビットのうち、２番目の最下位ビット、３番目の最下位ビット及びセル識別子を用いて第１のスクランブルシーケンスを生成し、第１のスクランブルシーケンスに基づいてＰＢＣＨペイロードに含まれたビットをスクランブルする。この時、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットはスクランブルされない。従って、第１のスクランブルシーケンスは２０ｍｓの区間で同様に適用されることができる。

その後、スクランブルされたＰＢＣＨペイロードのビット、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットを符号化し、符号化されたビットを再度スクランブルするが、この時、第２のスクランブルシーケンスを使用する。ここで、第２のスクランブルシーケンスはセル識別子及びＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンス生成に用いられるＳＳＢのインデックスを用いて生成される。即ち、３ＧＨｚ以下の帯域ではＳＳＢインデックスの最下位２ビットを用いて第２のスクランブルシーケンスを生成し、３ＧＨｚ以上の帯域ではＳＳＢインデックスの最下位３ビットを用いて第２のスクランブルシーケンスを生成する。

またｇＮＢプロセッサは、第２のスクランブルシーケンスを使用してスクランブルされたビットをＵＥに送信するように制御する。

本発明のＵＥプロセッサは、ＳＳＢにより特定のハーフフレーム上でＰＢＣＨを受信し、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳによりＳＳＢのインデックスのための最下位２ビット或いは３ビットを得る。また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳから得た最下位２ビット或いは３ビット及びセル識別子を用いて、ＰＢＣＨを介して受信されたスクランブルされたシーケンスをデスクランブルして、フレーム番号指示子の２番目の最下位ビット、３番目の最下位ビット及び第１のスクランブルシーケンスを用いてスクランブルされたシーケンスを得る。その後、セル識別子及び２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットを用いて、第１のスクランブルシーケンスを用いてスクランブルされたシーケンスを再度デスクランブルし、特定のハーフフレーム及び特定のハーフフレームを含むフレームの情報を得る。

本発明のｇＮＢプロセッサ或いはＵＥプロセッサは、アナログ或いはハイブリッドビーム形成が使用される６ＧＨｚ以上の高周波帯域で動作するセル上で本発明を適用するように構成される。

上述したように開示された本発明の好ましい実施形態に対する詳細な説明は、当事業者が本発明を具現化して実施できるように提供された。以上では、本発明の好ましい実施形態を参照して説明したが、該当技術分野で熟練した当事業者であれば、下記の特許請求の範囲に記載した本発明の思想及び領域から逸脱しない範囲内で本発明を多様に修正及び変更可能であることを理解できるだろう。よって、本発明は、ここで示した各実施形態に制限されるものではなく、ここで開示された各原理及び新規の各特徴と一致する最も広い範囲を付与しようとするものである。

以上、放送チャネルを送受信する方法及びそのための装置について、第５世代ＮｅｗＲＡＴシステムに適用される例を中心として説明したが、第５世代ＮｅｗＲＡＴシステム以外にも様々な無線通信システムに適用することができる。

Claims (13)

1. 無線通信システムにおいて、基地局が物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＢＣＨ）を送信する方法であって、
   前記ＰＢＣＨが送信されるフレームを指示するビットを含むＰＢＣＨペイロードを生成し、
   前記ビットのうち、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットを用いて前記ＰＢＣＨペイロードに含まれた少なくとも一部のビットをスクランブルし、
   前記スクランブルされた少なくとも一部のビットを含む前記ＰＢＣＨペイロードのビットを端末に送信することを含む、ＰＢＣＨ送信方法。
2. 前記ＰＢＣＨペイロードに含まれた少なくとも一部のビットは、前記２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットに基づく第１のスクランブルシーケンスを用いてスクランブルされる、請求項１に記載のＰＢＣＨ送信方法。
3. 前記スクランブルされた少なくとも一部のビットを含む前記ＰＢＣＨペイロードのビットは、前記ＰＢＣＨが含まれた同期信号ブロック（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ）のインデックスに基づく第２のスクランブルシーケンスを用いてスクランブルされる、請求項１に記載のＰＢＣＨ送信方法。
4. 前記ＰＢＣＨが送信されるシンボル上には、ＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）がマッピングされ、
   前記第２のスクランブルシーケンスは、前記ＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）のシーケンス生成に用いられる前記ＳＳＢのインデックスのためのビットに基づいて生成される、請求項３に記載のＰＢＣＨ送信方法。
5. 前記第１のスクランブルシーケンス及び前記第２のスクランブルシーケンスは、さらに前記基地局に対応するセルの識別子を用いて生成される、請求項２又は３に記載のＰＢＣＨ送信方法。
6. 前記２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットは、スクランブルされない、請求項１に記載のＰＢＣＨ送信方法。
7. ２つのフレームに対応する時間区間で使用されるスクランブルシーケンスは、同一である、請求項１に記載のＰＢＣＨ送信方法。
8. 無線通信システムにおいて、物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＢＣＨ）を送信する基地局であって、
   端末と無線信号を送受信するトランシーバと、
   前記トランシーバを制御するプロセッサと、を含み、
   前記プロセッサは、
   前記ＰＢＣＨが送信されるフレームを指示するビット及び前記ＰＢＣＨが送信されるハーフフレームを指示する第２ビットを含むＰＢＣＨペイロードを生成し、
   前記ビットのうち、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットを用いて前記ＰＢＣＨペイロードに含まれた少なくとも一部のビットをスクランブルし、
   前記スクランブルされた少なくとも一部のビットを含む前記ＰＢＣＨペイロードのビットを端末に送信するように前記トランシーバを制御する、基地局。
9. 無線通信システムにおいて、端末が物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＢＣＨ）を受信する方法であって、
   同期信号ブロック（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ）に含まれた前記ＰＢＣＨを特定のフレーム上で受信し、
   前記ＰＢＣＨを介して受信される第１のスクランブルされたビットをデスクランブル（Ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）して、第２のスクランブルされたビット及び前記特定のハーフフレームに対応するフレームを指示するビットのうち、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットを取得し、
   前記２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットに基づいて前記第２のスクランブルされたビットをデスクランブルして、前記特定のフレームを識別することを含む、ＰＢＣＨ受信方法。
10. 前記第１のスクランブルされたビットは、前記ＰＢＣＨがマッピングされたシンボル上で受信されるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）により得られる、前記ＳＳＢのインデックスのためのビットに基づいて、デスクランブルされる、請求項９に記載のＰＢＣＨ受信方法。
11. 前記第１のスクランブルされたビット及び前記第２のスクランブルされたビットは、さらに前記基地局に対応するセルの識別子を用いてデスクランブルされる、請求項１０に記載のＰＢＣＨ受信方法。
12. 前記第２のスクランブルされたビットをスクランブルするために使用されるスクランブルシーケンスは、２つのフレームに対応する時間区間で同様に使用される、請求項９に記載のＰＢＣＨ受信方法。
13. 無線通信システムにおいて物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＢＣＨ）を受信する端末であって、
    基地局と無線信号を送受信するトランシーバと、
    前記トランシーバを制御するプロセッサと、を含み、
    前記プロセッサは、
    同期信号ブロック（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ）に含まれた前記ＰＢＣＨを特定のフレーム上で受信するように前記トランシーバを制御し、
    前記ＰＢＣＨを介して受信される第１のスクランブルされたビットをデスクランブル（Ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）して、第２のスクランブルされたビット及び前記特定のフレームを指示するビットのうち、２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットを取得し、
    前記２番目の最下位ビット及び３番目の最下位ビットに基づいて前記第２のスクランブルされたビットをデスクランブルして前記フレームを識別する、端末。

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